KR19990035981A - Ｃｄｍａ 신호 직교화 방법 및 장치 - Google Patents

Abstract

예를 들어, 합성 확산 스펙트럼 신호로부터의 CDMA 신호의 감산을 향상시키거나 합성 확산 스펙트럼 신호로부터의 CDMA 신호의 검출을 향상시키는데 사용될 수 있는 직교화 기술이 개시된다. 예시적인 실시예에 따르면, 그램-슈미트 직교화 처리가 사용되어 확산 스펙트럼 합성 신호에서의 특정 CDMA 신호와 각각 연관되는 시그너쳐 시퀀스를 수정한다. 이들 수정된 시그너쳐 시퀀스는 감산 처리 또는 검출 처리에서 원 시그너쳐 시퀀스의 상관을 확산시켜 성능을 향상시키는데 사용될 수 있다. 본 발명에 따른 사전 직교화 방법은 다원 접속 간섭을 제거하거나 완화시킨다.

Description

ＣＤＭＡ 신호 직교화 방법 및 장치

DS-CDMA 기술은 셀 방식 및 개인 무선 통신 시스템에 적용되고 있다. 이러한 기술에서는, 모든 신호를 동시에 동일 주파수 스펙트럼으로 나눈다. 예를 들어, 사용자 i가 정보 심볼 b_i와 부호 또는 시그너쳐 시퀀스(sequence) s_i(k)의 프로덕트(product)인 b_is_i(k)를 전송함으로써 정보 심볼 b_i를 전송한다고 가정한다. 사용자마다 상이한 시그너쳐 시퀀스를 사용함에 따라, 특정 사용자의 정보 심볼은 수신된 신호를 그 사용자의 알려진 시그너쳐 시퀀스와 상관시킴으로써 결정될 수 있다. 이들 부호는 거의 직교하지 않으므로, 분리가 완전하게 이루어지지 않아, 신호가 서로 간섭하게 되어, 성능을 열화시킨다.

CDMA 시스템에서의 간섭을 다루는 한 방법으로 소정 형태의 감산 복조를 수행하는 방법이 있는데, 이 방법에서는, 가장 강한 신호부터, 각각의 신호가 복조된 후 수신된 합성 신호로부터 감산된다. 만일 정보 심볼값 뿐만 아니라 각 신호의 정확한 진폭과 위상이 알려지면, 감산이 정확해지므로, 해당하는 특정 신호만이 감산된다. 이러한 방식은 "확산 스펙트럼 다원 접속 채널의 최대 이론적 성능을 위한 극저속 돌림형 부호"(A. J. Viterbi, IEEE J. Select. Areas Commun., vol. 8, pp. 641-649, 1990년 5월)에 개시되어 있다.

실제로, 진폭, 위상 및 심볼값은 모르거나 추정되어야 하므로, 추정 노이즈의 근원이 되어 감산 오차를 발생시킨다. 이들 값을 추정하는 한 방법은 알려진 시그너쳐 시퀀스와 수신된 데이터를 상관시키는 것이다. 이러한 방법은, 감산이 행해질 때, 소량의 나머지 모든 신호들을 포함하여, 제거되는 신호와 정렬되는 수신 신호의 모든 성분들을 효과적으로 널링 아웃(nulling out)시킨다. 이러한 형태의 감산 복조는 미국 특허 제5,151,919호에 개시되며, 그 내용은 본 명세서상에서 참조된다. 직렬 감산과 더불어 병렬 감산도 가능하다.

진폭, 위상 및 심볼 추정이 어려우므로, 감산 오차가 발생하여, 성능에 악영향을 미칠 수 있다. 특히, 제2 신호가 제거될 때, 제거된 제1 신호와 정렬되는 최종 신호에 노이즈가 발생함이 관찰되었다. 마찬가지로, 제3 신호가 제거될 때, 앞의 두 신호와 정렬되는 노이즈가 나타난다. 따라서, 감산 처리에 의해 도입되는 노이즈를 제거하거나 최소화하는 방법이 필요하다.

본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것으로서, 특히 직접 시퀀스 부호 분할 다원 접속(Direct-Sequence Code Division Multiple Access; DS-CDMA) 통신 시스템에서의 다원 접속 간섭 효과를 최소화하기 위한 것이다.

도 1은 감산 처리의 기하학적 예시도,

도 2는 본 발명의 예시적인 실시예에 다른 신호 처리의 블록도.

도 3은 본 발명에 따른 예시적인 스테이지 프로세서의 블록도.

도 4는 스테이지 프로세서의 다른 예시적인 실시예의 블록도.

도 5는 본 발명의 다른 예시적인 실시예의 블록도.

도 6은 본 발명의 또 다른 예시적인 실시예의 블록도.

도 7은 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 심볼 타이밍을 예시한 도면.

사전 직교화 절차(pre orthogonalization procedure)가 사용되는 본 발명에 따르면, 종래의 CDMA 복조 기술의 이러한 문제점과 한계를 극복할 수 있다. 이러한 절차는, 예를 들면, 합성 확산 스펙트럼 신호로부터의 CDMA 신호의 감산을 향상시키거나 합성 확산 스펙트럼 신호에서의 CDMA 신호의 검출을 향상시키는데 사용될 수 있다.

예시적인 실시예에 따르면, 그램-슈미트(Gram-Schmidt) 직교화 처리가 사용되어 확산 스펙트럼 합성 신호에서의 특정 CDMA 신호와 각각 연관되는 시그너쳐 시퀀스를 수정한다. 이들 수정된 시그너쳐 시퀀스는 수신된 합성 신호와 원 시그너쳐 시퀀스의 상관을 확산시키는데 사용되거나(예를 들어, 각각의 CDMA 신호의 감산을 향상시키기 위하여) 검출을 향상시키기 위한 상관 처리에 사용될 수 있다. 본 발명에 따른 사전 직교화 방법은, 종래의 CDMA 복조 기술을 사용할 때 일어날 수 있는 노이즈의 발생을 제거하거나 완화시킨다.

본 발명의 여러 목적, 특징 및 이점은 첨부 도면을 참조로 한 다음의 상세한 설명에 의하여 더욱 용이하게 이해될 수 있을 것이다.

본 발명의 예시적인 실시예에 따르면, 사전 직교화 방법이 사용되며, 이 방법은 직교화 시퀀스에 대한 그램-슈미트 절차상의 일부에 기초한다. 본 발명에 따른 사전 직교화 방법은 예를 들어 두 가지 방법으로 사용될 수 있다. 첫째, 이들 방법은 감산 복조 수신기(subtractive demodulation receiver)의 감산 오차를 감소시킴으로써 감산을 향상시킬 수 있다. 둘째, 이들 방법은 수신된 신호를 서로 직교하는 수정된 시그너쳐 시퀀스와 상관시켜 검출 처리에 있어서의 간섭을 제거함으로써 검출도를 향상시키는데 사용될 수 있다.

먼저, 소정의 심볼 주기(symbol period) 동안 수신된 신호 r(n)이 다음과 같이 세 신호의 합성 신호인 경우를 예로 들어 향상된 감산법을 설명한다.

r(n) = c₁b₁s₁(n) + c₂b₂s₂(n) + c₃b₃s₃(n)

여기서, c_i는 신호의 진폭과 위상을 모델링하는 복소 채널 게인(complex channel gain)이다. 편의상, 신호 1이 가장 강하고, 신호 2가 두 번째 등으로 가정한다.

종래의 감산 복조에서는, 제1(가장 강한) 신호가 검출된 후 제거된다. 수신된 신호를 s_i(n)의 복소 공액과 상관시킴으로써 이러한 검출이 이루어진다(시퀀스가 ±1과 같은 실수이면 공액은 필요치않다). 이것은 다음과 같이 표현될 수 있는 검출 통계치(z₁)를 제공한다.

시스템의 복잡성을 감소시키고자 하는 경우에는 N으로 나누는 것은 통상 생략될 수 있다. 위첨자 *는 복소 공액을 나타낸다. 수학식 1을 수학식 2에 대입함으로써 이 검출 통계치를 분석할 수 있다.

z₁= c₁b₁+ c₂b₂R₂₁+ c₃b₃R₃₁

여기서 R_ab는 시그너쳐 시퀀스 a 및 b의 상호 상관(cross-correlation)이며, 위첨자 *는 복소 공액을 나타낸다.

수학식 3의 첫째 항, 즉 c₁b₁은 원하는 신호를 나타내는 반면 나머지 항들은 간섭을 나타냄을 주목한다.

복조는 검출 통계치(z₁)를 사용하여 전송될 정보를 결정한다. 예를 들면, 만일 c₁이 알려져 있거나 추정되어 있고 b₁이 ±1이면, z₁에 b₁의 검출치로서 취해진 프로덕트의 실수부의 부호와 c₁ ^*를 곱할 수 있다. 만일 미분 변조가 사용되면, z₁에 z₁의 이전 값의 공액을 곱하여 전송된 정보를 결정할 수 있다. 당업자들에게는 자명한 사실로서, 통상, 검출 통계치(z₁)를 사용하여 정보를 결정하는 방법은 사용된 변조의 종류와 수신기의 용량에 의존한다.

신호 1을 제거하기 위하여, 수신된 신호가 s₁(n)에 상관되어 진폭, 위상 및 심볼값의 추정치를 함께 제공한다. 이것이 검출 통계치(z₁)이다. 따라서, 신호 1이 제거된 수신된 신호, 즉 최종 신호 r₁은 다음과 같이 주어진다.

r₁(n) = r(n) - z₁s₁(n)

r₁(n)과 s₁(n)의 상관에 의해 수학식 6이 제공되므로, 제1 신호와 정렬되는 수신된 신호의 모든 성분들이 제거되었음을 주목한다.

다음에, 신호 2가 복조되어 제거된다. r₁(n)을 s₂(n)에 상관시켜 신호 2에 대한 검출 통계치를 구한다.

수학식 5, 3 및 1을 수학식 7에 대입함으로써 검출 통계치를 분석할 수 있다.

여기서, R_ba= R_ab ^*의 특성을 사용하였다. 수학식 8에서 두 가지 사실을 주목할 수 있다. 첫째, 항 c₁은 최종식에 나타나지 않으므로 신호 1은 신호 2와 간섭하지 않는다. 둘째, 신호항 c₂b₂로부터｜R₂₁｜²의 감산에 의해 증명되는 바와 같이, 신호 1이 제거될 때 신호 2의 일부가 제거된다.

이어서 확산 스펙트럼 합성 신호로부터 제2 신호가 제거되어, 다음과 같이 또 다른 최종 신호 r₂(n)을 생성한다.

r₂(n) = r₁(n) - z₂s₂(n)

이 제2 잔여 신호는 제2 신호의 시그너쳐 시퀀스를 따라 정렬된 성분을 갖지 않는다. 그러나, 제2 잔여 신호를 형성하는데 있어서, 제1 신호의 시그너쳐 시퀀스를 따라 에너지가 도입되었다. 다음과 같이, 제2 잔여 신호를 제1 시그너쳐 시퀀스와 상관시킴으로써 이를 확인할 수 있다.

수학식 9, 8, 5, 3 및 1을 수학식 10에 대입함으로써 이러한 상관을 분석할 수 있다.

x는 반드시 제로일 필요가 없는데, 이는 제1 신호와 정렬된 에너지가 도입되었음을 나타낸다. 이로써, 수학식 5에서 제1 신호의 초기 제거 후 제1 신호에 따른 에너지는 더이상 널링, 즉 영점화가 되지 않는다. 이와 같이 새로 도입된 에너지는 제1 신호의 강도에 의존하지 않으며, 제2 및 제3 신호의 강도에 의존한다. 따라서, 제3 신호를 검출할 때, 제2 신호로부터의 간섭이 존재할 것이다. 제3 신호의 검출 통계치를 형성함으로써 이를 확인할 수 있다.

수학식 9, 8, 5, 3, 및 1을 수학식 12에 대입함으로써 이 통계치를 분석할 수 있다.

수학식 13에는 c₂에 비례하는 간섭항이 있는데, 이는 수학식 9에서 r₂(n)을 형성함으로써 제2 신호의 시그너쳐 시퀀스를 따라 모든 에너지가 널링 아웃되었더라도, 제2 신호는 제3 신호와 간섭함을 의미한다.

이 문제는, 예를 들어, 신호를 벡터로 생각함으로써 기하학적으로 관찰될 수 있다. 도 1에서, 최초의 두 신호(즉, 확산 스펙트럼 합성 신호에서 가장 강한 두 신호)가 벡터 v₁및 v₂로 도시된다. 제2 신호 v₂도 두 개의 성분 벡터[제1 신호 v₁과 정렬된 벡터(즉, 벡터 10)과 제1 신호에 직교하는 벡터(즉, 벡터 12)]의 합으로서 도시된다. 제1 신호가 제거될 때, 제1 신호와 정렬된 제2 신호의 성분도 제거된다. 이로써, 벡터 10이 제거되고, 벡터 12가 남는다. 벡터 12도 두 개의 성분 벡터(예를 들어, 제2 신호 v₂와 정렬된 벡터 14와 제2 신호 v₂에 직교하는 벡터 16)의 합으로서 표현될 수 있다. 벡터 v₂와 정렬되는 모든 성분들을 제거함으로써 제2 신호가 제거된다. 이로써, 벡터 16은 제거되고, 벡터 14는 제거되지 않으며, 잔여 신호에서 제2 신호의 일부가 남는다. 벡터 16은 벡터 v₁상으로 비제로 투영부(nonzero projection)를 갖게 되어, 제2 신호 잔여 에너지 부분이 제1 신호축과 정렬된다.

이와 같은 벡터 관점으로부터, 제2 신호를 제거할 때, 벡터 v₂에 따른 모든 에너지 보다는 오히려 벡터 12에 따른 모든 에너지가 제거되는 것이 바람직함을 알 수 있다. 이로써, 계속해서 간섭을 일으키는 제2 신호의 잔여 에너지를 제거할 수 있다. 벡터 12는 벡터 v₁에 직교하는 벡터 v₂의 일부임에 주목한다. 그램-슈미트 절차는 "모뎀 제어 이론"의 섹션 4.7(W.L. Brogan, Englewood Cliffs, NJ: Prentice-Hall, 1982)에 예시되어 있으며, 이는 본 명세서상에서 참조되고 있다. 그램-슈미트 시퀀스 u_i(n)은 다음의 절차에 따라 원 시그너쳐 시퀀스 s_i(n)으로부터 형성된다.

u₁(n) = t₁(n) = s₁(n)

여기서

이고,

C(s_a, s_b) = N R_ab

임을 주목한다.

신호를 감산할 때, 그램-슈미트 시퀀스를 사용할 수 있으며, 이때 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 감산 절차는 다음과 같다.

r'₀(n) = r(n)

r'_i(n) = r'_i(n-1) - C(r'_i-1, u_i)u_i(n)

u_i가 두 번 나타나므로, 수학식 14c로부터 제곱근 항이 두 번 나타남에 주목함으로써 수학식 17b를 간단화하는 한 방법이 있는데, 실현하기 어려울 수도 있으나 제곱근 함수를 없애서 수학식 17b를 다음과 같이 다시 쓸 수 있다.

r'_i-1과 t_i의 상관이 r'_i-1과 s_i의 상관과 동일함을 주목함으로써 수학식 17b를 간단화하는 방법도 있다. 그 이유는, 수학식 14b로부터, k < i인 경우, t_i는 s_k에 따른 s_i플러스 성분으로서 표현될 수 있기 때문이다. r'_i-1은 이전의 신호들을 따라 제로 성분을 가지므로, 이들 성분들과의 상관은 제로를 제공한다. 그러므로, 감산은 다음과 같이 표현될 수 있다.

여기서,

z'_i가 검출 통계치로서 사용될 수 있음을 주목한다. z'_i를 형성할 때 원 시그너쳐 시퀀스들을 사용하는 것이 유용한데, 이는 이들 시퀀스가 통상 ±1값이므로, 가감에 의해 상관을 이행할 수 있기 때문이다. t_i(n) 시퀀스 및 그 자체와의 상관은 미리 계산되어 수신기에 저장될 수 있으며, t'_i(n) 시퀀스도 마찬가지이다.

이로써, 본 발명의 예시적인 실시예에 따르면, 검출 통계치와 수정된 시그너쳐 시퀀스를 사용하여 감산이 행해지며, 수정된 시퀀스는 서로 직교한다. 다음으로, 앞의 예를 사용하여, 본 발명의 예시적인 실시예를 설명한다. u₁(n) = s₁(n)이므로, 상술한 바와 동일한 방법으로 제1 신호가 복조되어 제거된다. 그러나, 제2 신호는 다른 방법으로 제거된다. 수학식 9를 사용하는 대신, 제2 잔여 신호는 다음에 의해 형성된다.

앞서 개략적으로 설명한 그램-슈미트 절차로부터, 다음의 수학식 23 및 24가 구해진다.

따라서, 수학식 24, 23, 8 및 5를 수학식 22에 대입함으로써 수학식 22를 분석할 수 있다.

수학식 3 및 1을 수학식 25에 대입함으로써 분석을 계속한다.

다음으로, r'₂(n)은 신호 1 또는 신호 2를 따른 성분을 갖지 않음에 대하여 설명한다. 수학식 26을 사용하여 신호 1과 r'₂(n)의 상관을 계산한다.

또, 수학식 26을 사용하여 신호 2와 r'₂(n)의 상관을 계산한다.

이에 의해, 본 실시예에 따른 신호 처리에 의해 달성된 새로운 잔여 신호 r'₂는 신호 1 및 2를 따른 성분을 갖지 않는다. 또한, 복소 이득 c₁및 c₂는 수학식 26에서 r'₂에 대한 최종식에 나타나지 않는다. 이에 의해, 신호 3을 검출할 때, 신호 1 및 2로부터의 간섭이 존재하지 않는다.

상술한 신호 처리를 수행하여 이와 같이 개선된 사전 직교화 감산 형태를 제공하는 예시적인 시스템이 도 2에 도시된다. 안테나(202)는 무선 신호를 수신하며, 이 신호는 무선 프로세서(204)에 의해 처리되어 복소값화된 베이스밴드(baseband) 칩 샘플을 제공한다. 블록 204에 의해 예시화된 바와 같은 무선 처리는 당해 기술 분야에 공지되어 있으며, 필터링, 증폭, 믹싱 및 샘플링 동작을 포함한다. 최종 베이스 밴드 신호는 스테이지 1 프로세서(206)에 제공되며, 이 스테이지 1 프로세서(206)는, 가장 강한 신호인 신호 1에 대한 검출 통계치(z'₁) 및 신호 1이 제거된 수신 신호를 대표하는 잔여 신호(r'₁)를 생성한다. 이 잔여 신호는 스테이지 2 프로세서(208)에 제공되는데, 이 스테이지 2 프로세서(208)는 신호 2에 대하여 작동한다는 점을 제외하면 스테이지 1 프로세서와 유사하다. 당업자에게 있어서, 구하고자 하는 원하는 수의 신호에 의거하여, 적절한 수의 처리 스테이지를 도 2의 수신기에 제공할 수 있음은 자명할 것이다.

예시적인 스테이지 프로세서의 블록도를 도 3에 도시한다. 스테이지 프로세서에 대한 입력은 상관기(302)에서 시퀀스 발생기(304)에 의해 제공된 시그너쳐 시퀀스에 상관된다. 이들 시퀀스는 통상 ±1이므로, 상관기(302)는 가감 회로를 사용하여 실행될 수 있다. 상관기(302)의 출력은 검출 통계치(z')인데, 이 z'는 수신기의 다른 부분에 의해 사용되어 대응 신호상에 전송된 정보를 결정하고, 확산기(306)에도 제공되어, 수정된 시퀀스 발생기(308)에 의해 제공된 수정된 시퀀스와 확산된다. 수정된 시퀀스 t'_i는 상술한 바와 같이 발생될 수 있다.

검출 통계치와 수정된 시퀀스는 모두 비 바이너리이며, 예를 들어 ±1, ±2, ±3 등이므로, 통상, 확산기(306)는 곱셈을 행하는 것을 필요로 한다. 확산기(306)의 출력은 가산기(310)에 제공되며, 이 가산기(310)는 지연부(312)에 의해 지연된 스테이지 프로세서 입력에서 확산기(306)의 출력을 감산한다.

베이스밴드 신호가 버퍼에 저장되는 다른 방식도 가능하다. 잔여 신호가 형성될 때, 버퍼의 수신된 신호를 덮어쓰게 된다. 이중 버퍼링이 사용될 수도 있으며, 이 경우, 보다 많은 데이터가 수신되고 있는 동안 데이터 부분이 처리될 수 있다.

실행상의 한 관심사는, 수정된 시퀀스 t'_i(n)은 비 바이너리라는 사실이다. 따라서, 확산기(306)는 비 바이너리 칩 값을 비 바이너리 검출 통계치와 N 번, 즉 각각의 칩 샘플마다 한 번씩 곱한다. t'_i(n)을 다음과 같이 계수 a_ik와 원 시퀀스에 관한 항들로 표현함으로써 곱셈의 수를 감소시킬 수 있다.

t'_i(n) = a_iis_i(n) + a_i,i-1s_i-1(n) + … + a_i,1s₁(n)

감산되는 신호는 다음과 같이 주어진다.

z'_it'_i(n) = z'_ia_iis_i(n) + z'_ia_i,i-1s_i-1(n) + … + z'_ia_i,1s₁(n)

이로써, 원 시그너쳐 시퀀스값의 부호에 의존하여,우선, i 프로덕트 a_ikz'_i(k = 1 내지 i)만을 형성한 후, 이들 프로덕트를 각각의 수신된 칩 값에서 가감하여 감산을 수행함으로써 감산이 이루어질 수 있다. i 개의 감산을 사용하여 i 번째 신호의 감산이 수행되는 이러한 감산 형태는 순차적으로 또는 병렬적으로 행해질 수 있다.

스테이지 프로세서에 대한 본 예시적인 실시예의 순차적인 형태를 도 4에 예시하며, 이전의 도면에서와 동일한 요소는 동일한 참조 부호를 사용하여 나타낸다. 입력은 상관기(302)에서 시퀀스 발생기(304)에 의해 제공된 시그너쳐 시퀀스와 상관된다. 그 결과는 통계 검출치 z'이며, 이것은 버퍼(402)에 저장된다. 이어서, 하나 또는 그 이상의 반복을 위하여, 버퍼(402)의 출력이 곱셈기(404)에서 계수 발생기(406)에 의해 제공된 계수와 곱해져 프로덕트를 발생시키며, 시퀀스 발생기에 의해 제공된 제어 정보에 의존하여, 이 프로덕트는 제어 누산기(408)에서 각 요소에 가감된다. 제어 누산기(408)에는 각각의 칩 샘플마다 하나씩 N개의 요소가 있으며, 이들은 수신된 칩 샘플과 초기에 로딩된다. 수학식 30의 우변의 각 항에 대해 반복이 행해진다. 반복이 완료된 후, 제어 누산기(408)로부터의 누산 결과가 출력으로서 제공된다.

본 발명에 따른 사전 직교화 방법을 사용하는 두 번째 방법은 검출을 향상시키기 위한 것이며, 신호의 감산을 생략할 수 있다. 기본적인 개념은, t_i, t'_i또는 u_i중의 어느 하나를 사용하여, 수정된 시그너쳐 시퀀스를 사용하는 신호를 검출하는 것이다. 예를 들면, 본 예시적인 실시예에 따른 검출 통계치는 다음과 같이 주어질 수 있다.

제2 수정된 시그너쳐 시퀀스는 제1 시퀀스에 직교하므로, 제1 신호의 존재에 의한 간섭을 피할 수 있다. 마찬가지로, 제3 수정된 시퀀스는 앞의 두 시퀀스와 직교한다.

이 사전 직교화 검출 형태의 예를 도 5에 도시한다. 여기서, 안테나(202)는 무선 신호를 수신하며, 이 무선 신호는 무선 프로세서(204)에 의해 처리되어 복소값화된 베이스밴드 칩 샘플을 제공한다. 최종 베이스밴드 신호는 상관기(502)에 제공되며, 이 상관기(502)는 수정된 시퀀스 발생기(504)에 의해 제공된 수정된 시퀀스에 상관시킨다. 그 결과 특정 신호에 대한 검출 통계치 Z'를 제공한다. 수신된 데이터 샘플과 수정된 시퀀스는 비 바이너리이므로, 상관기(502)는 통상 곱셈기를 포함한다. 만일 하나 이상의 신호를 검출해야 하면, 다수의 상관기가 직렬 또는 병렬로 사용될 수 있다. 다른 방법으로서, 무선 프로세서(204)의 출력은 버퍼링될 수 있으며, 이에 의해 동일 상관기가 서로 다른 신호에 대응하는 서로 다른 수정된 시퀀스와 반복적으로 사용될 수 있다.

실행상의 한 관심사는, 수정된 시퀀스 t'_i, t_i또는 u_i는 비 바이너리라는 사실이다. 따라서, 상관기(502)는 비 바이너리 칩 값을 비 바이너리 수신 데이터 샘플과 N 번, 즉 각각의 칩 샘플마다 한 번씩 곱한다. 수정된 시퀀스, 예를 들어, t'_i를 다음과 같이 파라메터 b_ik와 원 시퀀스 s(n)에 관한 항들로 표현함으로써 곱셈의 수를 감소시킬 수 있다.

t'_i(n) = s_i(n) + b_i,i-1s_i-1(n) + … + b_i,1s₁(n)

수학식 31에 수학식 32를 대입하면, 검출 통계치는 다음과 같이 주어진다.

Z_i= y_i+ b_i,i-1y_i-1+ … + b_i,1y₁

여기서,

이에 의해, 우선, 데이터를 원 시퀀스에 상관시킴으로써 검출 통계치를 구할 수 있으며, s_i(n)은 통상 ±1이므로 이러한 상관은 가감에 의해 행해질 수 있다. 이어서, i-1 프로덕트 a_iky_k(k = 1 내지 i-1)만의 y_i를 누산함으로써 최종 검출 통계치를 구한다. 이 방법에서는, 곱셈의 수를 줄일 수 있다. i-1 가산을 사용하여 i 번째 신호의 검출을 행하는 이러한 예시적인 검출 형태는 순차적으로 또는 병렬적으로 행해질 수 있다.

y_k값은 i, 즉 검출되는 신호와 독립적임을 주목한다. 실제로, y_i는 제1 신호에 대한 검출 통계치이다. 또한, y₂는 Z₂를 계산할 때도 필요하다. 따라서, y_k값은 직렬 또는 병렬적으로 일단 계산되어 수신기의 메모리 장치(도시 생략)에 저장될 수 있다. 그리고, b_i,k는 시그너쳐 시퀀스에만 의존하므로, 사전에 계산되거나 드물게만 계산될 수 있다. 따라서, 수신된 신호를 i 번째의 원 시그너쳐 시퀀스에 상관시킨 후, 저장되어 있는 이전의 검출 통계치에 관한 상관 항을 가산함으로써 i 번째 검출 통계치를 형성할 수 있다.

직렬 검출과 함께 이루어지는 병렬 상관에 기초해서, 본 발명에 따른 사전 직교화 방법을 사용하여 검출을 향상시키는 다른 예시적인 실시예를 도 6에 도시한다. 안테나(202)는 무선 신호를 수신하며, 이 신호는 무선 프로세서(204)에 의해 처리되어 복소값화된 베이스밴드 칩 샘플을 제공한다. 최종 베이스밴드 신호는 상관기(302)의 뱅크(bank)에 제공되며, 이 상관기(302)는 수신된 신호를 시퀀스 발생기(304)에 의해 제공된 시그너쳐 시퀀스에 상관시킨다. 그 결과, 상관도 y_k가 구해지며, 이는 버퍼(602)에 저장된다.

특정한 신호를 검출하기 위해서, 일련의 곱은 곱셈기(404)에서 버퍼(602)의 출력을 파라메터 발생기(604)에 의해 제공된 파라메터로 승산함으로써 형성된다. 이들 곱은 누산기(606)에 누산되어, 제로로 초기화된다. 다른 신호를 검출하기 위해서, 제로로 리세트되고 승산 및 누산 연산은 다른 신호에 대응하는 파라메터로, 반복될 것이다.

일반적으로, 감산 CDMA 구조는 직렬 또는 병렬 형태로 구현될 수 있다. 본 발명은 2 개의 이러한 형태에 적용한다. K 신호의 그룹이 병렬로 복조되는 예를 고려하자. 개선된 검출 사전 직교화 방법을 사용하여, 각각의 시그너쳐 시퀀스는 다른 시그너쳐 시퀀스에 대하여 그룹으로 사전 직교화될 것이다. 그러므로, 리스트의 하부에 서로 다른 시퀀스 각각에 대한 K 그램-슈미트 절차가 있다. 본 기술에 숙련된 자에게는 본 발명이 다른 형태의 병렬 감산에 적용될 수 있다는 것이 분명하다. 또한, 이 기술은 본 명세서에 참고로 활용되는 M. K. Varanasi 및 B. Aazhang, "Multistate detection in asychronous code-division multiple-access communications," IEEE Trans, Commun, vol. 38, pp. 509-519, Apr. 1990과 같은 순환 복조 구조의 제1 스테이지로서 사용될 수 있다.

지금까지 주어진 예가 DS-CDMA의 한 형태에 대응하는 것이지만, 본 발명은 본 기술에 숙련된 자에게 분명한 바와 같이, DS-CDMA의 다른 형태에 기꺼이 적용될 수 있다. 일반적으로, 사용자 i에 대한 M′심볼은 b_i로 표시되고, 사용자 i에 관련한 M개의 가능한 시그너쳐 s_i,k(n)중의 하나를 송신함으로써 보내질 수 있다. 지금까지의 예는 s_i,k(n)=b_is_i(n)인 특별한 경우라는 것을 말할 수 있다. 이들 예에서, s_i(n)과 정렬된 성분들이 널링될 때, 모든 s_i,k(n)을 따르는 유효한 모든 성분은 널링되는데, 왜냐하면 모든 s_i,k(n)은 s_i(n)에 비례하기 때문이다. 그러므로, 널링은 어떤 심볼이 검출되는지에 의존하지 않고, 임의 형태의 결정 피드백 에러를 방지한다.

그러나, 일반적인 경우에, 이것은 반드시 그런 것은 아니다. 2가지 방법이 있다. 제1 방법에서, 검출된 신호만이 널링 아웃되어, 영점화는 다른 시퀀스를 따르느 것이 아니라, 검출된 s_i,k(n)을 따라 일어난다. 이것은 감산의 횟수를 최소화시키나, 잘못된 심볼이 검출될 때 잘못된 시퀀스가 널링 아웃되는 가능성이 있다. 채널 디코딩과 같은 후속 처리가 개선된 검출에 적용될 수 있을 때가지 감산을 지연시킴으로써 성능이 향상될 수 있다. 검출된 것이 아니라 기지의 s_i,k(n)이 감산될 수 있도록 신호가 기지의 파일럿 신호로 되는 때의 특별한 경우가 있다.

제1 방법으로는, 널링은 어떤 것이 검출되는 지에 관계없이, 모든 s_i,_k(n)상에서 일어난다. 장점은 결정 에러 피드백이 피해질 수 있다는 것이다. 단점은 M개의 감산이 신호마다 수행되어야 한다는 것이다. 매 감산은 또한 나머지 신호중 약간의 비트를 제거하기 때문에, 이것은 나머지 신호 에너지의 더 큰 손실을 야기시킨다. 하이브리드 방법은 제1, 제2,. . . 최상의 검출 통계치에 대응하는 서브셋과 같은 s_i,k(n)의 서브셋을 널링 아웃시키는 것이다.

DS-CDMA의 다른 특별한 경우는 상기 참조된 Paul W. Dent의 미국 특허 제 5,151,919호에 설명되어 있다. 이 방법에서, 월시-하다마드(WH) 코딩은 신호를 확산시키는데 사용되고, 사용자의 신호는 사용자 특정 스크램블링 마스크를 WH 코드워드에 인가함으로써 구별된다. 본 발명은 일련의 디스크램블링 및 패스트 월시 변환 동작을 사용하는 시스템에 적용될 수 있다. M개의 WH 코드 워드는 시퀀스의 N 차원 공간에 걸쳐 있기 때문에, 이것은 모든 수신된 신호를 널링 아웃시킴에 따라, M 개의 감산을 수행하는 제2 방법이 가능하지 않게 된다. 그러나, 널링이 월시 영역 또는 시간 영역에서 수행될 수 있는 제1 방법이 가능하다.

수신기에서의 사전 직교화가 설명되었지만, 사전 직교화가 송신기에 적용되어, 직교하나 값이 반드시 ±1이 아니라는 것은 본 기술에 숙련된 자에게 분명하다. 한가지 흥미로운 경우는 파일롯 신호가 하나 이상의 사용자 신호와 함께 사용되는 때이다. 파일롯 신호에 대하여 사용자 신호를 사전 직교화시킴으로써, 사용자 신호로부터의 간섭은 제거되어, 수신기는 보다 양호한 파일롯 신호를 수신할 수 있으므로, 타이밍 뿐만 아니라 채널의 보다 양호한 평가가 이루어진다. 수신단에서, 원래의 시그너쳐 시퀀스는 여전히 검출 목적을 위해 사용될 수 있다.

수신기에서의 사전 직교화의 또 하나의 사용은 셀 방식 시스템에서 셀들간의 간섭을 피하기 위한 것이다. 이미 직교하거나 또는 직교화하도록 수정될 수 있는, 하나의 셀에서 사용된 시퀀스는 하나 이상의 인접한 셀들에서 사용된 시퀀스에 직교하게 만들어질 수 있다. 그러므로, 인접한 셀에서 사용된 수정된 시그너쳐 시퀀스는 서로 간섭하지 않고, 또는 이들은 서로 덜 간섭할 것이다.

사전 직교화를 사용하는 송신기의 예시적 실시예가 도 7에 도시되어 있다. 정보원(702)은 송신될 정보, 전형적으로 바이너리 정보 심볼을 제공한다. 이들 심볼은 발생기(706)에 의해 제공된 수정된 시그너쳐 시퀀스를 사용하여, 확산기(104)에서 확산된다. 확산 신호는 변조기(708)에서 변조된 다음 송신 안테나(710)을 사용하여 전송 매체로 전달된다. 전형적으로, 다수의 신호가 도 8에 도시한 바와 같이 송신되는데, 도 8에서 사용된 참조 번호는 도 7에 사용된 것과 동일하다. 다수의 확산 신호는 변조 및 송신 전에 가산기(807)에서 함께 가산된다.

지금까지, 주어진 예는 모든 사용자 신호가 동기되는 경우에 대한 것이다. 이 경우가 아닌 몇가지 상황이 있는데, 이러한 상황은 사용자 신호가 비동기되는 것이다. 한 예가 도 7에 주어진다. 이 예에서, 사용자 A의 제1 및 제2 심볼은 사용자 B의 재1 심볼과 중첩한다. 비동기 송신에 개선된 감산 사전 직교화를 적용하는 한가지 방식은 다음과 같다. 첫째, 사용자 A의 제1 및 제2 심볼은 모두 검추되고, 합성 신호로부터 제거된다. 다음에, 사용자 B의 제1 심볼이 검츨되어 제거된다. 사용자 B의 제1 심볼을 제거할 때, 사전 직교화가 사용자 A에 대한 하이브리드 시퀀스에 대하여 수행되는데, 여기서, 하이브리드 시퀀스는 사용자 A의 제1 검출된 심볼의 후반부를 취하고 사용자 A의 제2 검출된 심볼의 전반부를 부가함으로써 얻어진다. 개선된 검출 구조로, 하이브리드 시퀀스에 대한 사전 직교화가 일어날 것이다.

지금까지, 주어진 예는 시간 분산으로 인한 에코가 없는 주파수 비선택 채널에 대한 것이다. 실제로, 많은 CDMA 시스템은 시간 분산을 겪는다. 사전 직교화는 이 경우까지 기꺼이 확장된다. 첫째, 가장 강한 신호, 신호 A의 각각의 화상에 대한 검출 통계치가 형성되는데, 여기서, 각각의 화상은 방사선 또는 신호의 에코이다. 다음에, 통계는 예를 들어 레이크 결합을 사용하여 결합되어, 사용자에 대한 전체 통계치를 산출한다. 다음에, 신호 A의 방사선의 모두 또는 일부가 제거될 것이다. 다음에, 신호 B가 검출될 것이다. 신호 B를 검출할 때, 사전 직교화는 여러가지 방식으로 일어날 수 있다. 먼저, 신호 B의 각각의 방사선은 신호 A의 모든 방사선에 대해, 그리고 가능한 경우에는 신호 B의 다른 방사선에 대해 사전 직교화될 수 있다. 복잡성을 감소시키기 위해서, 다른 방사선의 서브셋만으로, 심지어는 존재하는 경우, 신호 B의 방사선과 정렬된 신호 A의 방사선만으로 신호 B의 각각의 방사선을 사전 직교화하는 것이 바람직하다. 이 과정은 다음에 후속 신호에 대해 계속된다. 이 예가 본 발명에 따른 감산 방법에 기초한 것이지만, 유사한 예가 검출 방법에 기초하여 주어질 수 있다.

시간 분산 경우에, 사전 직교화는 또한 다른 방식으로도 사용될 수 있다. 첫째, 신호의 각각의 화상 또는 방사선에 대한 검출 통계를 형성할 때, 본 발명에 따른 검출 사전 직교화는 시그너쳐 시퀀스의 서로 다른 시프트에 적용될 수 있어, 통계를 형성할 때, 방사선간 간섭 또는 자체 간섭을 방지한다. 둘째, 신호의 방사선을 감산할 때, 개선된 감산 사전 직교화는 또한 한 신호에 대한 일련의 감산으로부터의 감산 에러를 방지하기 위해서 시그너쳐 시퀀스의 서로 다른 시프트에 적용된다. 사전 직교화는 또한 방사선이 존재하는지 여부를 검출할 때 또한 유용하다. 예를 들어, 기지의 방사선은 먼저 제거되고, 수정된 시퀀스는 가능한 방사선의 검출에 사용될 수 있다.

본 발명은 셀 방식 또는 PCS 통신 시스템과 같은 다양한 응용에 적용될 수 있다. 본 발명은 또한 알로하계 시스템과 같은 패킷 무선 시스템에 적용될 수 있어, 패킷 충돌이 일어날 때, 하나 이상의 패킷을 복조하는 것이 여전히 가능하다. 주어진 특정예가 베이스밴드 신호 처리 기술을 사용하지만, 본 발명은 아날로그 장치의 사용을 포함하는 중간 주파수 처리 기술에 적용될 수 있다는 것은 본 기술에 숙련된 자에게는 분명하다. 예를 들어, 상관기 기능이 곱셈기 또는 필터를 사용하여, 중간 주파수로 수행될 수 있다.

본 발명의 예시적 실시예가 본 발명의 이해를 용이하게 하기 위해 본 명세서에 설명되고 도시되었지만, 본 발명은 이에 제한되지 않고 본 기술에 숙련된 자에 의해 변형될 수 있다는 것을 이해하여야 한다. 본 발명은 본 명세서에 개시되고 특허 청구된 본 발명의 취지 및 범위내에 드는 어떤 또는 모든 변형을 포함한다.

Claims (16)

1. 합성 신호를 수신하는 수단;

   상기 합성 신호를 처리하여 처리된 합성 신호를 생성하는 수단;

   상기 처리된 합성 신호를 다수의 시그너쳐 시퀀스와 상관시켜 적어도 하나의 상관값을 생성하는 수단;

   상기 적어도 하나의 상관값을 사용하여 상기 합성 신호내의 특정 신호를 검출하는 수단;

   상기 시그너쳐 시퀀스를 수정하여 수정된 시그너쳐 시퀀스를 생성하는 수단;및

   상기 수정된 시그너쳐 시퀀스를 사용하여 상기 처리된 합성 신호로부터 상기 특정 신호를 제거하는 수단

   을 포함하는 수신기.
2. 제1항에 있어서, 상기 시그너쳐 시퀀스를 수정하는 수단은 상기 다수의 시그너쳐 시퀀스를 상기 다수의 시그너쳐 시퀀스중 다른 것들에 대해 직교화하는 수단을 더 포함하는 수신기.
3. 제1항에 있어서, 상기 합성 신호는 직접 시퀀스 CDMA 신호로서 변조되는 수신기.
4. 제2항에 있어서, 상기 직교화 수단은 그램-슈미트 절차를 이용하여 상기 다수의 시그너쳐 시퀀스 각각을 직교화하는 수신기.
5. 합성 신호를 수신하는 수단;

   상기 합성 신호를 처리하여 처리된 합성 신호를 생성하는 수단;

   상기 처리된 합성 신호를 다수의 시그너쳐 시퀀스와 상관시켜 적어도 하나의 상관값을 생성하는 수단;

   상기 적어도 하나의 상관값을 사용하여 상기 합성 신호내의 특정 신호를 검출하는 수단; 및

   상기 특정 신호와 관련된 수정된 시그너쳐 시퀀스에 대한 계수를 사용하여 수행되는 감산 시퀀스에 의해 상기 합성 신호로부터 상기 특정 신호를 제거하는 수단

   을 포함하는 수신기.
6. 제5항에 있어서, 상기 특정 신호와 관련된 시그너쳐 시퀀스를 상기 다수의 시그너쳐 시퀀스중 다른 것들과 직교화함으로써 상기 수정된 시그너쳐 시퀀스를 발생시키는 수단을 더 포함하는 수신기.
7. 제5항에 있어서, 상기 합성 신호는 직접 시퀀스 CDMA 신호로서 변조되는 수신기.
8. 제6항에 있어서, 상기 발생 수단은 그램-슈미트 절차를 이용하여 상기 시그너쳐 시퀀스를 직교화하는 수신기.
9. 합성 신호를 수신하는 수단;

   상기 합성 신호를 처리하여 처리된 합성 신호를 생성하는 수단;

   상기 합성 신호를 형성하도록 결합된 신호와 관련된 시그너쳐 시퀀스를 수정하는 수단;

   상기 처리된 합성 신호를 상기 수정된 시그너쳐 시퀀스와 상관시켜 적어도 하나의 상관값을 생성하는 수단; 및

   상기 적어도 하나의 상관값을 사용하여 상기 합성 신호내의 특정 신호를 검출하는 수단

   을 포함하는 수신기.
10. 제9항에 있어서, 상기 수정 수단은 상기 특정 신호와 관련된 원래의 시그너쳐 시퀀스를 상기 다수의 시그너쳐 시퀀스중 다른 것들에 대해 직교화함으로서 상기 수정된 시그너쳐 시퀀스를 발생시키는 수단을 더 포함하는 수신기.
11. 제10항에 있어서, 상기 발생 수단은 그램-슈미트 절차를 이용하여 상기 시그너쳐 시퀀스를 직교화하는 수신기.
12. 합성 신호를 수신하는 수단;

    상기 합성 신호를 처리하여 처리된 합성 신호를 생성하는 수단;

    상기 처리된 합성 신호를 시그너쳐 시퀀스와 상관시켜 다수의 상관값을 생성하는 수단;

    다수의 시그너쳐 시퀀스에 대응하는 상기 상관값을 결합하여 특정 신호와 관련된 적어도 하나의 통계치를 생성하는 수단; 및

    상기 적어도 하나의 통계치를 이용하여 특정 신호를 검출하는 수단

    을 포함하는 수신기.
13. 제12항에 있어서, 상기 결합 수단은 상기 특정 신호와 관련된 각각의 원래의 시그너쳐 시퀀스를 상기 다수의 시그너쳐 시퀀스중 다른 것들에 대해 직교화함으로써 수정된 시그너쳐 시퀀스를 발생시키는 수단을 더 포함하는 수신기.
14. 제13항에 있어서, 상기 발생 수단은 그램-슈미트 절차를 이용하여 상기 시그너쳐 시퀀스를 직교화하는 수신기.
15. 다수의 시그너쳐 시퀀스를 수정하여 수정된 시그너쳐 시퀀스를 생성하는 수단;

    하나 이상의 상기 수정된 시그너쳐 시퀀스를 사용하여 정보를 확산시켜 다수의 확산 신호를 생성하는 수단;

    상기 확산 신호를 결합하여 합성 확산 신호를 생성하는 수단; 및

    상기 합성 확산 신호를 변조하고 송신하는 수단

    을 포함하는 송신기.
16. 제15항에 있어서, 상기 시그너쳐 시퀀스를 수정하는 수단은 상기 다수의 시그너쳐 시퀀스를 상기 다수의 시그너쳐 시퀀스중 다른 것들에 대해 직교화하는 수단을 더 포함하는 송신기.