KR102656419B1 - 건강 모니터링 장치 - Google Patents

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안토니오 카이존
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Abstract

본 발명은 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치에 관한 것으로서, - 펄스 광원, 및 - 상기 펄스 광원과 동기화된 광 생성 전자를 생성하기 위한 적어도 하나의 픽셀을 포함하는, 상기 PPG 감지 장치에 관한 것이다. 본 발명은, 각 픽셀이 - 두 개의 전자 연결 노드를 갖는 핀 포토다이오드(PPD), - 상기 광 생성 전자를 전압으로 변환하기 위한 감지 노드(SN), 및 - 전송 게이트(TG전송) 트랜지스터를 포함하고, 상기 전송 게이트 트랜지스터는, 상기 핀 포토다이오드(PPD)의 하나의 전자 연결 노드에 전자적으로 연결된 소스를 구비하고, 상기 핀 포토다이오드(PPD)와 상기 감지 노드(SN) 사이에 전송 게이트(TG)로서 작용하도록 구성되어, 상기 광이 펄스-오프될 때 상기 광 생성 전자가 싱크되게 하고, 상기 광이 펄스-온될 때 상기 광 생성 전자가 집적하게 하고, 집적된 광 생성 전자의 적어도 일부가 판독을 위해 상기 감지 노드로 전송되게 하는 것을 주 특징으로 한다.

Description

건강 모니터링 장치
본 발명은 생체 의학 응용, 특히, 건강 모니터링을 위한 CMOS 센서의 영역에 관한 것이다.
오늘날, 인구 고령화, 및 비만 수준의 증가와 심장 관련 병리, 즉, 심혈관 질환의 병행 작용을 고려하면 건강 모니터링이 점점 중요해지고 있다. 헬스케어 산업은 환자를 모니터링하는 새로운 방법에 더욱 의존하고 있다.
이것은 피트니스(fitness) 및 웰니스(wellness)에 대한 관심이 높아지는 것과 함께 특히 착용 가능할 때 보다 저렴하고 정확한 건강 모니터링 장치를 필요로 한다.
이러한 맥락에서, 광 혈류 측정기(photoplethysmography: PPG)가 알려져 있고, 이는 심박수(HR), 혈액 산소 포화도(Sp02), 호흡 수(RR) 및 동맥압(AP)과 같은 중요한 생물학적 지표를 비 침습적으로 모니터링할 수 있게 하는 핵심 기술인 것으로 보인다.
표준 PPG 시스템은 포토 센서 및 처리 체인과 동기화된 펄스 LED를 포함한다. LED는 사람의 피부에서 광을 확산시킨다. 반사된 확산 광에 의해 유지되는 신호를 처리하면 일부 중요한 파라미터를 추출할 수 있다.
표준 PPG는 단순히 특정 파장의 광을 조직으로 비추고 조직을 통해 반사된 광이나 투과된 광을 판독하는 것에 의해 일부 심장 파라미터를 측정한다. 광의 대부분은 조직에 의해 흡수되는 한편 소량의 광이 검출기에 도달한다. 일단 검출기에 도달된 광은 광 생성 전류(photo-generated current)로 변환되고, 결국 전자 회로와 같은 획득 체인에 의해 필터링되고 처리된다. 이를 달성하기 위해, 표준 PPG는 적어도 2개의 발광 다이오드(LED) 및 1개의 광대역 "포토다이오드"(PD)를 포함한다.
전형적으로, 2개의 LED는 혈액에서 순환하는 분자, 특히 산소화된 헤모글로빈(Hb02) 및 탈산소화된 헤모글로빈{Hb)의 흡수 특성이 상이하다는 것을 이용하여 시분할 다중화로, 즉, 위상차(out-of-phase)로 2개의 상이한 파장의 광, 예를 들어, 가시광 및 중 적외선을 비춘다. 전체 헤모글로빈 분자에 대해 HbO2 분자의 수()를 "카운트"하면 산소 포화 수준(Sp02)을 제공하고, 상기 파라미터는 혈액에 흐르는 산소량을 나타낸다. 조직은 많은 흡수 물질을 갖는 매우 복잡한 환경이며, 방출된 광의 전력은 충분한 광자가 검출기에 도달할 수 있을 만큼 충분히 커야 한다(대부분의 광은 조직에 흡수된다). PPG 기반 시스템의 가장 큰 병목 현상은 LED 전력 소비량이다.
이것이 US 2016/183813에 개시된 것과 같은 종래의 PN 또는 PIN 다이오드에 기반한 현재의 의료용 PPG 시스템이 휴대용 또는 착용 가능한 솔루션과 호환되지 않는 이유이다.
그리고 최근에 도입된 연구 결과는 포토다이오드에 의존하는 시스템 온 보드(system-on-board: SOB) 솔루션을 제시하지만, 이러한 SOB는 비교적 복잡한 회로를 제공한다. 또한 시중에서 판매되는 스마트 워치 및 다른 연결된 옷은 신뢰성, 정밀성 및 배터리 수명 면에서 고객의 요구 사항을 충족시키지 못한다.
본 발명은 이러한 단점을 해결하는 것을 목표로 한다.
보다 정확하게는, 본 발명은 DC 성분 및 AC 성분을 포함하는 신호를 출력하도록 구성된 광 혈류 측정기(photoplethysmography) 감지 장치(PPG sensing device)로서, 상기 장치는,
- 펄스-온 또는 펄스-오프되도록 적응된 펄스 광원, 및
- 광 생성 전자(photo-generated electron)를 생성하기 위해 광-전하 변환을 위한 적어도 하나의 픽셀을 포함하고,
- 각 픽셀은 상기 펄스 광원과 동기화되는, 상기 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치에 관한 것이다.
각 픽셀은,
- 우물(well)을 포함하고 2개의 전자 연결 노드를 갖는 핀 포토다이오드(pinned photodiode: PPD),
- 감지 노드(sense node: SN)로서, n+-p 접합 커패시턴스의 변환 이득에 의해 상기 핀 포토다이오드(PPD) 우물(well) 내 상기 광 생성 전자를 전압으로 변환하는 역할을 하는 상기 n+-p 접합 커패시턴스인 상기 감지 노드, 및
- 전송 게이트(TG전송) 트랜지스터를 포함하고, 상기 전송 게이트 트랜지스터는 상기 핀 포토다이오드(PPD)의 하나의 전자 연결 노드에 전자적으로 연결된 소스를 구비하고, 상기 핀 포토다이오드(PPD)와 상기 감지 노드(SN) 사이에 전송 게이트(TG)로서 작용하도록 구성되어, 상기 광이 펄스-오프될 때 상기 광 생성 전자가 싱크(sink)되게 하고, 상기 광이 펄스-온될 때 상기 광 생성 전자가 집적되게 하고, 집적된 광 생성 전자의 적어도 일부가 판독을 위해 상기 감지 노드로 전달되게 하고, 상기 TG전송 트랜지스터의 그리드(grid)는 바람직하게는 동적으로 적응될 수 있는 값을 갖는 DC 전력 소스(V_TG전송)에 전자적으로 연결되는 것을 주 특징으로 한다.
기존의 PN 또는 PIN 포토다이오드와는 매우 다른 장치인 핀 포토다이오드를 사용한 결과, 마이크로초 정도로 훨씬 더 짧은 조명 펄스를 사용할 수 있다. 이는 종래의 PN/PIN 다이오드 기반 PPG 장치에 비해 전력 소비량을 크게 줄여서, 사람이 휴대할 수 있는 작고 가벼운 장치와 호환될 수 있게 한다. 또한, 아래에 더 설명된 바와 같이, 종래의 PN/PIN 다이오드에는 존재하지 않고 PPD에 고유한 특정 특성을 이용함으로써, 신호 대 잡음비는 다운스트림에 전력 소비량이 많은 신호 처리를 완전히 요구함이 없이 PPD 자체의 판독 지점에서 신호의 DC 부분을 제거하는 것에 의해 PPD로부터의 출력 레벨에서 크게 향상될 수 있다. 이러한 양태들을 조합하면 놀랍게도 기존 PPG 시스템에 비해 전력 소비량이 크게 감소하여, 영구적으로 휴대 및 착용하기에 적합하게 된다.
일 실시형태에서, 각 픽셀은,
- 싱크(TG싱크) 트랜지스터를 더 포함하고, 상기 싱크 트랜지스터는 상기 핀 포토다이오드(PPD)의 다른 전자 연결 노드에 전자적으로 연결된 소스를 구비하고, 일정한 DC 전력 소스 또는 커패시턴스와 상기 핀 포토다이오드(PPD) 사이에 전송 게이트(TG)로서 작용하도록 구성되어, 상기 광이 펄스-오프될 때 상기 광 생성 전자가 상기 일정한 DC 전력 소스 또는 상기 커패시턴스를 향해 싱크되게 하고, 상기 광이 펄스-온될 때 상기 광 생성 전자가 집적되게 한다.
일 실시형태에서, 상기 픽셀들 각각은, 각각의 전송 게이트(TG전송) 트랜지스터에 의해 상기 감지 노드(SN)에 연결되고 상기 핀 포토다이오드(PPD)와 병렬로 배열된 적어도 하나의 다른 핀 포토다이오드(PPD)를 포함하고, 상기 전송 게이트(TG전송) 트랜지스터 각각은, 예를 들어, 그 게이트들이 함께 전기적으로 연결되는 것에 의해, 동기적으로 동작되도록 구성된다. 유리하게는 상기 다른 핀 포토다이오드(PPD) 각각은 각각의 싱크(TG싱크) 트랜지스터에 의해 상기 일정한 DC 전력 소스 또는 상기 커패시턴스에 적절히 연결되고, 상기 싱크(TG싱크) 트랜지스터 각각의 게이트는 동기적으로 동작되도록 구성된다. 이러한 소위 매크로픽셀 구조는 간단한 회로를 유지하면서 이용 가능한 광 생성 전하의 양을 증가시킴으로써 감도를 증가시킨다.
바람직하게는, 상기 픽셀은, 단일 PPD 또는 다수의 PPD를 매크로픽셀에 포함하는지 여부에 관계없이 어레이에 배치되어 장치의 감도를 증가시킨다.
일 실시형태에서, 상기 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치는 매크로-픽셀의 출력을 공간적으로 평균화하도록 구성된 프로세서(DSP)를 더 포함한다.
일 실시형태에서, 상기 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치는,
- 제1 블록(CDS1)으로서,
o 상기 펄스 광원이 오프(off) 상태이고 상기 감지 노드(SN) 우물이 비어 있을 때 상기 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치의 출력 신호의 값(V_리셋)을 저장하기 위한 커패시턴스(CSH1), 및
o 상기 펄스 광원이 오프 상태이고 상기 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치는 주변 광의 영향만을 받을 때 상기 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치의 출력 신호의 값(V_amb + V_리셋)을 저장하고, 상기 펄스 광원이 온(on) 상태일 때 상기 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치의 출력 신호의 값(V_LED + V_amb + V_리셋)을 저장하기 위한 커패시턴스(CSH2)를 포함하는, 상기 제1 블록(CDS1)을 더 포함한다. 상기 PPG 장치는,
- 제2 블록(CDS2)으로서,
o 커패시턴스(CSH1)의 상기 값(V_리셋)과 커패시턴스(CSH2)의 상기 값(V_amb + V_리셋) 사이의 차이의 값(V_amb)을 저장하기 위한 커패시턴스(Csm), 및
o 상기 펄스 광원이 온 상태일 때 상기 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치의 출력 신호의 값(V_LED + V_amb)을 저장하기 위한 커패시턴스(Csm)를 포함하는, 상기 제2 블록(CDS2)을 더 포함할 수 있고,
o 상기 제2 블록(CDS2)은 상기 펄스 광원(LED)과만 관련된 전압(V_LED)을 평가하기 위해 커패시턴스(Csm)의 상기 값(V_LED + V_amb)과 커패시턴스(Csm)의 상기 값(V_amb) 사이의 값의 차이가 ADC로 송신되도록 구성된다.
하나의 추가의 실시형태에서, 상기 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치는,
하나의 단일 CDS 블록으로서,
o 상기 펄스 광원이 제1 펄스 동안 온 상태이고 상기 감지 노드(SN) 우물이 미리 결정된 시간 기간 동안 집적되는 것이 허용될 때 상기 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치의 출력 신호의 제1 값(V_LED1 + V_amb + V_리셋)을 저장하기 위한 커패시턴스(Csm), 및
o 상기 펄스 광원이 제2 펄스 동안 온 상태이고 상기 감지 노드(SN) 우물이 상기 미리 결정된 시간 기간 동안(즉, 앞서 언급된 것과 동일한 지속 시간을 갖는 미리 결정된 시간 기간 동안) 집적되는 것이 허용될 때 상기 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치의 출력 신호의 제2 값(V_LED2 + V_amb + V_리셋)을 저장하기 위한 커패시턴스(CSH2)를 포함하는, 상기 하나의 단일 CDS 블록을 포함할 수 있고,
상기 블록(CDS)은 상기 펄스 광원(LED)과만 관련된 신호의 미분(derivative)에 비례하는 (V_LED2-V_LED1)과 관련된 전압을 평가하기 위해 커패시턴스(Csm)에 의해 저장된 상기 제1 값(V_LED1 + V_amb + V_리셋)과 커패시턴스(CSH2)에 의해 저장된 상기 제2 값(V_LED2 + V_amb + V_리셋) 사이의 값의 차이의 함수가 ADC로 송신되도록 구성된다. 이것은 PPC 신호와 관련된 추가 유용한 정보를 제공한다.
또 다른 실시형태에서, 상기 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치는,
단일 CDS 블록으로서,
o 상기 펄스 광원이 오프 상태이고 상기 감지 노드(SN) 우물이 미리 결정된 시간 기간 동안 집적되는 것이 허용될 때 상기 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치의 출력 신호의 값(V_리셋 + V_amb)을 저장하기 위한 커패시턴스(CSH1), 및
o 상기 펄스 광원이 온 상태이고 상기 감지 노드(SN) 우물이 상기 미리 결정된 시간 기간 동안(즉, 이전에 언급된 것과 동일한 지속 시간을 갖는 미리 결정된 시간 기간 동안) 집적되는 것이 허용될 때 상기 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치의 출력 신호의 값(V_amb + V_리셋 + V_LED)을 저장하기 위한 커패시턴스(CSH2)를 포함하는, 상기 단일 CDS 블록을 포함할 수 있고,
상기 블록(CDS)은 상기 펄스 광원(LED)과만 관련된 신호와 관련된 전압(V_LED)을 평가하기 위해 커패시턴스(Csm)에 의해 저장된 상기 값(V_LED + V_리셋 + V_amb)과 커패시턴스(CSH2)에 의해 저장된 상기 값(V_리셋 + V_amb) 사이의 값의 차이의 함수가 ADC로 송신되도록 구성된다.
하나 이상의 CDS 블록을 포함하는 이러한 모든 변형예는 PPD 신호의 원치 않는 DC 성분을 필터링하는 역할을 하여, 신호 대 잡음비를 개선하고, 스위치로 작용하는 트랜지스터 이외의 능동 구성 요소를 거의 갖지 않는다. 이것은 극히 낮은 전력 소비량으로 탁월한 신호 대 잡음비를 제공한다.
일 실시형태에서, 상기 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치는 CMOS 기술로 구축되고 시스템 온 칩(SOC)에 내장된다.
다른 목적에 따르면, 본 발명은 본 발명에 따른 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치를 동작시키는 방법에 관한 것으로서,
- 전송 단계에서, 상기 전송 게이트(TG전송) 트랜지스터 전압을, 상기 핀 포토다이오드(PPD)의 우물 전위(V_우물)와 상기 싱크 트랜지스터(TG싱크)에 인가되는 전압(V_TG싱크) 사이에 포함된 값(V_TG전송)으로 설정하여, 상기 오프셋을 초과하는 광 생성 전자만이 판독을 위해 상기 감지 노드(SN)로 전송되게 하는 단계를 포함하는, 상기 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치를 동작시키는 방법에 관한 것이다.
이것은 PPD 자체 레벨에서 PPD 출력의 원치 않는 DC 성분의 전부는 아니더라도 대부분을 제거할 수 있어서, 전력 소비량이 많은 처리 회로를 요구함이 없이 다운스트림에서 신호 대 잡음비를 크게 향상시킨다. 이러한 동작은, 전하 우물(charge well)을 갖지 않고 본질적으로 이용 가능한 정보를 포함하지 않고 원치 않는 신호의 DC 성분을 거부할 수 있는 종래의 PN 또는 PIN 포토다이오드에서는 불가능하다.
일 실시형태에서, 상기 전송 게이트(TG전송) 트랜지스터 전압은 동적으로 적응된다.
일 실시형태에서, 상기 방법은,
A. 상기 DC 전력 소스의 값(V_TG전송)을 미리 결정된 값으로 설정하는 단계,
B. 대응하는 픽셀 응답이 미리 결정된 임계값을 초과하는지 여부를 검사하는 단계, 및
C. 상기 픽셀 응답이 상기 임계값을 초과하면, 상기 대응하는 픽셀 응답이 더 이상 상기 임계값을 초과하지 않을 때까지 단계 A 및 단계 B를 반복하는 단계를 포함하는 교정 단계를 포함한다.
이것은 V_TG전송값을 최적화하여 복잡한 회로 또는 전력 소비량이 많은 처리 없이 신호 대 잡음비를 최대화할 수 있다.
일 실시형태에서, 상기 방법은,
- 상기 펄스 광원을 펄스-오프하는 단계; 및
- 미리 결정된 시간 기간 동안(즉, 미리 결정된 지속 시간을 갖는 시간 길이 동안) 상기 핀 포토다이오드에 전하를 집적하는 단계;
- 상기 전송 게이트 트랜지스터(TG전송)에 의해 상기 전하를 상기 감지 노드(SN)로 전송하고, 상기 주변 광에 대응하는 전압(V_amb)을 생성하기 위해 상기 전하를 제1 커패시터(CSH1)에 저장하는 단계; 그런 다음(즉, 나중 시점에, 일반적으로 수십 마이크로초 후에)
- 상기 미리 결정된 시간 기간 동안(즉, 상기 언급된 것과 동일한 지속 기간을 갖는 미리 결정된 시간 기간 동안) 상기 펄스 광원을 펄스-온하는 단계;
- 상기 미리 결정된 시간 기간 동안(즉, 상기 언급된 것과 동일한 지속 시간을 갖는 미리 결정된 시간 기간 동안) 상기 핀 포토다이오드에 전하를 집적하는 단계;
- 상기 전송 게이트 트랜지스터(TG전송)에 의해 상기 전하를 상기 감지 노드(SN)로 전송하고, 상기 펄스 광원과 혼합된 주변 광에 대응하는 전압(V_amb + V_LED)을 생성하기 위해 상기 전하를 제2 커패시터(CSH2)에 저장하는 단계; 그런 다음
- 상기 주변 광과 혼합된 상기 펄스 광원의 펄스-온에 대응하는 전압(V_amb + V_LED)으로부터 상기 주변 광에 대응하는 전압(V_amb)을 감산하여, 상기 펄스 광원으로부터 발생하는 검출 광만의 함수에 대응하는 전압(V_LED)을 생성하는 단계를 포함한다. 이 함수는 일반적으로(V_amb + V_LED)와 (V_amb) 사이의 차이의 절반이다.
대안적으로, 상기 방법은,
- 상기 펄스 광원을 펄스-온하는 단계;
- 미리 정해진 시간 기간 동안 상기 핀 포토다이오드에 전하를 집적하는 단계;
- 상기 전송 게이트 트랜지스터(TG전송)에 의해 상기 전하를 상기 감지 노드(SN)로 전송하고, 상기 펄스 광원과 혼합된 상기 주변 광에 대응하는 전압(V_amb + V_LED)을 생성하기 위해 상기 전하를 제1 커패시터(CSH1)에 저장하는 단계; 그런 다음(즉, 나중 시점에, 일반적으로 수십 마이크로초 후에)
- 상기 펄스 광원을 펄스-오프하는 단계; 및
- 상기 미리 결정된 시간 기간 동안(즉, 상기 언급된 것과 동일한 지속 시간을 갖는 미리 결정된 시간 기간 동안) 상기 핀 포토다이오드에 전하를 집적하는 단계;
- 상기 전송 게이트 트랜지스터(TG전송)에 의해 상기 전하를 상기 감지 노드(SN)로 전송하고, 주변 광에 대응하는 전압(V_amb)을 생성하기 위해 상기 전하를 제2 커패시터(CSH2)에 저장하는 단계; 그런 다음
- 상기 주변 광과 혼합된 상기 펄스 광원의 펄스-온에 대응하는 전압(V_amb + V_LED)으로부터 상기 주변 광에 대응하는 전압(V_amb)을 감산하여, 상기 펄스 광원으로부터 발생하는 검출 광만의 함수에 대응하는 전압(V_LED)을 생성하는 단계를 포함할 수 있다. 이 함수는 일반적으로 (V_amb + V_LED)와 (V_amb) 사이의 차이의 절반이다.
대안적으로, 상기 방법은,
- 상기 펄스 광원을 펄스-온하는 단계;
- 미리 정해진 시간 기간 동안 상기 핀 포토다이오드에 전하를 집적하는 단계;
- 상기 전송 게이트 트랜지스터(TG전송)에 의해 상기 전하를 상기 감지 노드(SN)로 전송하고, 상기 펄스 광원과 혼합된 상기 주변 광에 대응하는 전압(V_amb + V_LED1)을 생성하기 위해 상기 전하를 제1 커패시터(CSH1)에 저장하는 단계; 그런 다음(즉, 나중 시점에, 일반적으로 수십 마이크로초 후에)
- 상기 펄스 광원을 다시 펄스-온하는 단계; 및
- 상기 미리 결정된 시간 기간 동안(즉, 상기 언급된 것과 동일한 지속 시간을 갖는 미리 결정된 시간 기간 동안) 상기 핀 포토다이오드에 전하를 집적하는 단계;
- 상기 전송 게이트 트랜지스터(TG전송)에 의해 상기 전하를 상기 감지 노드(SN)로 전송하고, 상기 펄스 광원의 제2 샘플과 혼합된 주변 광에 대응하는 전압(V_amb + V_LED2)을 생성하기 위해 상기 전하를 제2 커패시터(CSH2)에 저장하는 단계; 그런 다음
- 상기 펄스 광원(LED)으로부터 수신된 광과만 관련된 신호의 미분의 함수인 (V_LED1)과 (V_LED2) 사이의 차이의 함수를 구하기 위해, 일반적으로 LED 조명으로 인한 신호 부분과 관련된 두 전압 간의 차이의 절반을 구하기 위해 상기 전압(V_amb + V_LED2)으로부터 상기 전압(V_amb + V_LED1)을 감산하는 단계를 포함할 수 있다. 이것은 유용하고 이용 가능한 정보를 제공한다.
대안적으로, 상기 방법은,
- 상기 펄스 광원을 펄스-오프하는 단계;
- 미리 정해진 시간 기간 동안 상기 핀 포토다이오드에 전하를 집적하는 단계;
- 상기 전송 게이트 트랜지스터(TG전송)에 의해 상기 전하를 상기 감지 노드(SN)로 전송하고, 상기 리셋 전압(V_리셋)과 혼합된 상기 주변 광에 대응하는 전압(V_리셋 + V_amb)을 생성하기 위해 상기 전하를 제1 커패시터(CSH1)에 저장하는 단계; 그런 다음(즉, 나중 시점에, 일반적으로 수십 마이크로초 후에)
- 상기 펄스 광원을 펄스-온하는 단계; 및
- 상기 미리 결정된 시간 기간 동안(즉, 상기 언급된 것과 동일한 지속 시간을 갖는 미리 결정된 시간 기간 동안) 상기 핀 포토다이오드에 전하를 집적하는 단계;
- 상기 전송 게이트 트랜지스터(TG전송)에 의해 상기 전하를 상기 감지 노드(SN)로 전송하고, 상기 펄스 광원(LED)과 관련된 신호 및 상기 리셋 전압과 혼합된 주변 광에 대응하는 전압(V_amb + V_리셋 + V_LED)을 생성하기 위해 상기 전하를 제2 커패시터(CSH2)에 저장하는 단계; 그런 다음;
- 상기 펄스 광원(LED)과만 관련된 신호의 함수를 얻기 위해 상기 전압(V_amb + V_리셋 + V_LED)으로부터 상기 전압(V_리셋 + V_amb)을 감산하는 단계를 포함할 수 있다.
이들 변형예는 DC 성분을 최소값으로 제거함으로써 신호 대 잡음비를 상당히 개선하고, 미분과 관련된 변형예는 원하는 신호와 관련된 추가의 이용 가능한 정보를 제공한다.
유리하게는, 상기 감산은 하나의 커패시터의 극성이 다른 커패시터에 대해 반전되도록 상기 제1 커패시터(CSH1)와 제2 커패시터(CHS2)를 병렬로 연결함으로써 수행되고, 두 커패시터(CSH1; CSH2)에 공통인 연결점은 각 커패시터(CSH1; CSH2)에 걸친 이전의 전압 사이의 차이의 절반에 대응하는 전압값을 제공한다. 이것은 극히 간단하고 수동적이어서, 전력 소비량을 최소한으로 유지한다.
바람직하게는, 상기 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치는 매크로-픽셀일 수 있는 복수의 픽셀을 포함하고, 상기 방법은 각각의 픽셀의 출력을 공간적으로 평균화하는 단계를 더 포함하고, 예를 들어, 수동 스위치-커패시터 네트워크에 의해 아날로그 영역에서 매크로-픽셀의 출력을 공간적으로 평균화하는 단계를 더 포함한다.
유리하게는, 본 발명은 비 침습적이다.
본 발명의 다른 특징 및 장점은 도면을 참조하여 상세한 설명에서 설명될 것이다.
도 1은 기존 PPG 광 생성 전류의 그래프를 도시하는 도면;
도 2a는 본 발명의 일 실시형태에 따라 픽셀에 대응하는 전자 회로를 도시하는 도면;
도 2b는 도 3a에 따른 픽셀 부분의 단면도;
도 3은 좌측으로부터 우측으로 가면서 연속적인 동작 단계로 도 3에 도시된 픽셀 내 전자의 상이한 전위 및 대응하는 전송을 도시하는 도면;
도 4a는 본 발명의 다른 실시형태에 따라 픽셀 구조의 전자 회로를 도시하는 도면;
도 4b는 도 4a에 따른 픽셀 부분의 단면도;
도 5a는 매크로-픽셀 구조의 전자 회로를 도시하는 도면;
도 5b는 도 5a의 매크로-픽셀 구조의 블록도;
도 6은 상부에서부터 하부로 가면서 연속적인 동작 단계로 픽셀 또는 매크로-픽셀 내 전자의 상이한 전위 및 대응하는 전송을 도시하는 도면;
도 7a는 어레이의 픽셀의 출력으로부터 오프셋을 감산하도록 설계된 전자 회로의 일 실시형태를 도시하는 도면;
도 7b는 어레이의 픽셀의 출력으로부터 오프셋을 감산하도록 설계된 전자 회로의 제2 변형을 도시하는 도면;
도 8a는 도 7a의 전자 회로를 동작시키기 위한 하나의 타이밍도;
도 8b는 도 7b의 전자 회로를 동작시키기 위한 하나의 타이밍도;
도 8c는 PPG 신호의 미분을 얻기 위해 도 7b의 전자 회로를 동작시키기 위한 하나의 타이밍도;
도 8d는 도 9c의 전자 회로를 동작시키기 위한 하나의 타이밍도;
도 9a는 다중 샘플링 전에 픽셀의 출력을 평균화하도록 설계된 전자 회로의 일 실시형태를 도시하는 도면;
도 9b는 다중 샘플링 후 픽셀의 출력을 평균화하도록 설계된 전자 회로의 실시형태를 도시하는 도면;
도 9c는 다중 샘플링 전에 픽셀의 출력을 평균화하도록 설계되고 도 8b, 도 8c 및 도 8d의 타이밍도와 함께 동작하도록 최적화된 전자 회로의 실시형태를 도시하는 도면;
도 10은 본 발명의 일 실시형태에 따른 SOC를 도시하는 도면; 및
도 11은 m개의 열 및 n개의 행의 어레이(m, n)로 분배된 픽셀 어레이에 대응하는 전자 회로를 도시하는 도면.
전술한 설명에서 그리고 도면에서, 스위치가 언급되거나 제시될 때마다, 이 스위치는 전형적으로 FET, MOSFET 등과 같은 트랜지스터로서 구현된다.
PPD 광 생성 전류
도 1은 PD 양자 효율 덕분에 조직에서 나오는 광자에 대응하여 전자로 변환되는 고전적인 PPG 광 생성 전류를 도시한다(일정 축척은 아님). "PPG 광 생성 전류"는 본 설명에서 "전류" 또는 "PPG 광 생성 신호", "PPG 신호" 또는 "신호"라고도 불린다.
이 광 생성 전류는 조직(DC 조직), 정맥혈층(DC 정맥) 및 비맥동성 동맥혈층 흡수(DC 동맥)의 병행 작용으로 인해 대부분 큰 직류 전류(DC) 성분을 포함한다. 작은 양의 이 광 생성 전류(도 1, 위쪽)만이 관심 신호를 포함하는 작은 교류 전류(AC)이다.
전형적으로, LED 파장에 따라, 총 DC 성분(도 1을 참조하면, DC 조직 + DC 정맥 + DC 동맥)은 AC 성분보다 20배 내지 500배 더 클 수 있다.
이러한 값의 불일치는,
- 작은 AC 성분을 증폭시키고 병행하여 DC 성분을 감소시키기 위해 거친 설계 및 필터링 전략을 야기하거나; 또는
- 아날로그-디지털 변환기(Analog-to-Digital Converter: ADC)를 사용하여 디지털 영역에서 처리하는 것을 야기하여, 큰 비트 해상도, 큰 전력 소비량 및 더 많은 실리콘 영역 또는 약한 신호 대 잡음비(SNR) 및 나쁜 성능을 요구한다.
실제로 PPG 응용의 경우 AC는 건강 모니터링을 수행하는 데 필요한 광 생성 전류의 성분이다. 예를 들어, AC 성분은 동맥 혈액이 맥동하는 것으로부터 생기고, 두 개의 연속적인 AC 피크 사이의 거리를 측정하는 것에 의해 심박수를 결정하는 데 사용된다. 이것은 또한 산소 포화 레벨을 결정하는데 사용되며, 상기 레벨은 전체 광 생성 신호의 절대 최대값과 절대 최소값 사이의 로그 비율(logarithmic ratio)에 비례한다.
PPG 신호의 문제점 중 하나는 상기 신호가 취할 수 있는 최대값과 최소값 사이의 비율인 동적 범위(dynamic range: DR)와 관련된다.
대응하는 전자 회로를 각각 갖는 다른 솔루션이 존재하지만 이들 중 그 어느 것도 충분히 만족스럽지 않다.
예를 들어,
- 로그 트랜스 임피던스 감광체에 기반한 제1 솔루션은 광의 세기에 따라 선형으로 변하는 대역폭을 가져서 바람직하지 않은 특성이다. 예를 들어, 동일한 이미지 센서는 사용자의 피부 색소에 따라 다른 결과를 제공한다;
- 제1 솔루션의 개선된 솔루션은 흥미로운 결과를 가져오지만, 전체 전력 소비량은 상당히 높고(약 4.5㎽) 아날로그 회로는 매우 복잡하다;
- 순방향 경로 및 피드백 경로에 기반한 다른 솔루션은 ㎽ 미만의 전력 소비량에 도달하였고, 여기서 광 전류의 DC 성분과 AC 성분을 측정하는 대신 피드백 경로는 DC 광 전류를, 가시광 채널과 IR 채널 모두에 대해 동일한, 참조 전류라고 불리는 원하는 값으로 설정한다. 이러한 솔루션은 매우 쉬운 방식으로 DC를 제거할 수 있지만, 복잡한 전자 회로 및 제어 루프를 요구하여 레이아웃 불일치 또는 단순히 전하 주입 에러로도 큰 오프셋 에러를 초래할 수 있다;
- 또 다른 솔루션은 PPG 신호의 DC 성분을 디지털로 변환하여 ADC 해상도의 포화도로 분석될 수 있다는 것을 보여준다. 이것은 ADC 전체 동적 범위를 이용하기 위해 ADC 변환 전에 DC를 제거하고 이를 디지털 영역에서 이후 AC 성분에 다시 추가할 것을 제안한다. 그러나 이러한 솔루션은 SNR을 약화시키고 성능을 저하시킬 수 있다;
- 에러 증폭기에 기반한 또 다른 솔루션은 또한 감광체를 제어하는 피드백 루프를 사용하지만, 이러한 기술의 효율은 DC 전류가 작아질수록 약해진다;
- 또 다른 솔루션은 동적 범위 향상기(Dynamic-Range Enhancer) 기술을 기반으로 하지만 더 복잡하고 (추가 블록), 저속이고 더 큰 전력과 같은 문제에 직면한다.
이를 해결하기 위해, 본 발명은, 저잡음 및 저전력 신호 처리 체인, LED로부터 낮은 광 수준에서 높은 감도 및 신뢰성 있는 측정을 갖고 표준 CMOS 기술로 제조될 수 있는, 특히, 시스템 온 칩(SOC)에 의해 PPG 신호를 판독하기 위한 새로운 광 감지 기술을 제안한다.
기존의 단일 PD 대신 적어도 핀 포토다이오드(PPD)를 포함하는 PPG 센서에 기초한 제안된 해결책은, 이후에 설명되는 바와 같이 PPG 신호의 DC 성분의 대부분을 제거할 수 있게 한다. 기존의 PN 또는 PIN 포토다이오드 대신 PPD를 사용하면 PN 또는 PIN 포토다이오드로 나타나지 않는 PPD의 고유한 특성을 이용하여 복잡하고 전력 소비량이 많은 회로, 신호 처리 또는 이와 유사한 것 없이 신호의 DC 성분을 제거할 수 있다.
PPD 기반 이미지 센서
제1 실시형태는 단일 전송 게이트 픽셀 배열에 관한 것이다.
PPD는 픽셀의 제1 실시형태를 도시하는 도 2b에 도시된 바와 같이 p+-n-p 접합(얕은 고농도로 도핑된 p+ 아래에 매립된 n-p 접합)을 포함한다. PPD가 형성된 기판은 p-형 도핑된 반도체 재료로 형성되고, 접지되어 p+ 도핑 영역이 본질적으로 플로팅(floating) 상태에 있게 한다. 이것은 광 생성 전하가 축적되는 전하 우물을 형성하여, 전하가 축적될 때 p+ 층의 전압을 증가시킨다. 본질적으로, 기판의 두께에 형성된 p+-n-p 도핑된 구조는 본질적으로 캐소드 대 캐소드로 배열된 2개의 다이오드를 형성하며, n 층은 도 2b에서 2개의 노즈 대 노즈(nose-to-nose) 다이오드 기호에 의해 개략적으로 도시된 바와 같이 둘 사이에서 공유된다(참고: 이 기호는 회로도이며, 추가 구성 요소를 나타내지 않으며, 층과 그 접합부의 기능을 단순히 보여준다). 이 노즈 대 노즈 다이오드 기호는 종래 기술이 아니며, 도달하는 광에 응답하여 흐르는 전하를 생성하는 종래 기술의 기존의 PN 및 PIN 포토다이오드와 구별되고 PPD를 나타내기 위해 다양한 도면의 회로도에서 사용되었다. 즉, PPD의 경우, 상기 PPD로부터 전하가 흐를 수 없다면, 전하는 PPD "충전 우물"에 축적될 때 집적된다.
이 제1 실시형태에 따르면, PPD는 후술하는 감지 노드와 PPD 사이의 전송 게이트(TG)로서 작용하는 전송 게이트 트랜지스터 또는 TG전송 트랜지스터라고 불리는 트랜지스터의 소스에 전자적으로 연결된다. 도 2b에서 볼 수 있는 바와 같이, TG전송 트랜지스터는, 전하 우물을 선택적으로 "비울 수 있는" 기능을 하는, 동일한 기판의 PPD의 P+ 구역에 바로 옆에 인접하여 배열된 전계 효과 트랜지스터(FET)이다.
TG전송 트랜지스터의 그리드는 동적으로 적응될 수 있는 값을 갖는 V_TG전송이라고 불리는 DC 전력 소스에 전자적으로 연결된다.
TG전송 트랜지스터는 PPD의 일 에지(edge)에서 전위 장벽을 제어하는 데 사용되며, 다른 에지는 접지에 전자적으로 연결된다(도 2a).
TG전송 트랜지스터로 인해 TG 전위를 조정하면, 교정에 의해 설정될 수 있고 신호로부터 제거되는 미리 결정된 DC 전압인 DC 오프셋(도 1)(DC조직 + DC 정맥 + DC 동맥 + AC)을 조정할 수 있다. 이후, 신호 처리 없이 가능한 한 빨리 상기 DC 오프셋과 동일한 미리 결정된 부분을 PPG 신호로부터 제거할 수 있다. 본질적으로, 이것은 PPD "충전 우물(charge well)"이 비워질 때 단순히 전송 게이트 전위를 설정함으로써 신호 대 잡음비(AC 성분은 신호이고, DC 성분의 대부분은 잡음임)를 크게 개선하는 완전히 수동적인 방법이다. 출원인의 지식에 따르면, PPD의 특성을 이렇게 이용하는 것은 지금까지 알려져 있지 않으며, PPG와 관련하여 특정한 장점을 갖는다.
도 1을 참조하면, 결과적으로, 감지를 위해 송신된 PPG 신호는 오프셋 임계값을 초과하는 신호의 바로 상부 부분이다; DC 오프셋은 픽셀 레벨의 신호로부터 "제거"되며, 감지를 위해 PPD로부터 송신되지 않는다. 결과적으로, 감지 노드의 다운스트림에서 DC 성분을 제거하기 위한 신호 처리가 필요치 않다.
PPD를 둘러싼 이 전위 장벽이 PPD의 우물 전위(V우물)보다 더 낮을 때, 광 생성 전자는 이 우물 내에 유지된다. 전형적으로, PPD를 둘러싼 전위 장벽은 적어도 아래에서 기술된 집적 단계에서 TG전송 트랜지스터에 의해 약간 음의 값에 유지된다.
TG전송 트랜지스터의 다른 쪽, 이 경우, 드레인은 감지 노드(SN)에 전자적으로 연결된다(도 2a 및 도 2b 참조). 감지 노드(SN)는 정의상 커패시턴스(CSN)를 형성하는 n+-p 접합(도 2b 참조)이고, 이 접합은 PPD 우물의 광 생성 (집적) 전자를 커패시턴스(CSN)의 변환 이득에 의해 전압으로 변환하는 역할을 한다.
도 2a에 도시된 바와 같이, 픽셀은 또한 소스 팔로워(source follower: SF)를 포함하고, 이 소스 팔로워는 일측이 DC 전력 소스(VDD)에 전자적으로 연결되고, 타측이 예를 들어 FET와 같은 트랜지스터일 수 있는 스위치(S2)를 통해 판독 라인(Col-I)에 전자적으로 연결된 트랜지스터이다. S2를 온 상태로 스위칭하면 도 3a에 도시된 픽셀을 판독할 수 있으며 이는 선택 사항이다.
도 2a의 스위치(S1)를 온 상태로 스위칭하여 닫으면 V_리셋 전압값을 감지 노드에 부과할 수 있으며, V_리셋은 일정한 DC 전력 소스이다. 이를 위해 스위치(S1)는 FET와 같은 트랜지스터일 수 있다.
도 2a의 픽셀을 동작시키는 것이 도 3에 도시되어 있으며, 이 도 3은 4개의 동작 단계에서 이러한 픽셀 내 전자의 상이한 전위 및 대응하는 전송을 도시한다.
집적 단계에서,
- PPD에는 (만약 있다면) 주변 광과 LED 광이 조명되고,
- V_TG전송은 저전압으로 설정되어 TG전송 트랜지스터를 닫고 전위 장벽을 생성되며,
- S1이 개방된다.
PPD를 둘러싼 전위 장벽은 PPD의 우물 전위(V우물)보다 더 낮게 유지된다. 따라서, PPD는 광 생성 전자를 생성하고, 이 광 생성 전자는 PPD 우물 내에 유지되고 축적된다.
바람직하게는 LED는 동기적으로 (동위상으로) 방출한다. 이런 방식으로 LED는 실제로 필요할 때만 전력을 소비한다. 집적 단계는 전형적으로 수백 ns 내지 수 마이크로초, 즉, 약 200ns 내지 3㎲, 바람직하게는 300ns 내지 2㎲ 지속된다. 전자 판독 체인과 PPD 간의 완벽한 디커플링 덕분에 이렇게 짧은 집적 시간이 가능하다. 기존의 PN 또는 PIN 포토다이오드에 기반한 표준 PPG 센서에서, 이러한 작은 집적 시간은 훨씬 더 빠른 판독 회로를 필요로 하여 훨씬 더 많은 전력 소비량을 요구한다. 최근 시중에서 판매되는 제품의 전형적인 펄스 시간은 400㎲라는 것이 주목된다.
집적 단계에 이어서 리셋 단계에서,
- 바람직하게는 LED가 오프 상태이어서 전력을 절감하지만 필수 사항은 아니고,
- V_TG전송은 저전압으로 유지되며,
- S1 스위치가 닫힌다.
이러한 방식으로, 감지 노드(SN)의 전압은 증가하고 V_리셋 값으로 설정되어, SN 우물 내의 (만약 있다면) 모든 전자를 V_리셋 DC 전력 소스로 배출하지만, 광 생성 전자는 리셋 단계 동안 PPD 우물 내에 여전히 유지된다.
- 이후, 리셋 스위치(S1)는 애드혹(ad-hoc) 방식으로 결정된 미리 결정된 시간 기간 동안 개방된다.
이것은 SN 노드가 전술한 바와 같이 커패시턴스로서 작용할 수 있게 하여, 전송 단계에서 전송될 광 생성 전자를 저장할 수 있다.
리셋 단계에 이어서 전송 단계에서,
- 바람직하게는 LED는 오프 상태이지만 이것은 필수 사항은 아니고,
- V_TG전송이 증가되며,
- S1 스위치는 개방 상태로 유지된다.
전송 단계에서, TG 전위는 PPD의 우물 전위(V_우물)와 V_리셋 사이에 포함된 값으로 증가된다.
이러한 방식으로, PPD를 채우는 광 생성 전자(e-)는 전송 게이트(TG)를 통해 SN으로 확산된다.
이 전하 확산은 SN의 전위가 리셋 레벨(V_리셋)로부터 V_전송값으로 떨어지게 하고, 상기 V_전송값은 전송된 전하의 수, 즉, PPD에 도달한 광자의 수에 비례한다.
바람직하게는, 전송 단계는 1㎲를 초과하여 지속되지 않는다.
전송 단계에 이어서 판독 단계에서,
- V_TG전송은 집적 단계의 저전압으로 설정되고,
- S1 스위치는 개방 상태로 유지된다.
감지 노드에서의 전압값은 PPD로부터 싱크된 전자의 수, 즉, PPD에 도달 한 광자의 수에 비례한다.
제2 실시형태는 이중 전송 게이트 픽셀 배열에 관한 것이다.
제1 실시형태에 이어서, 이전의 실시형태에서와 같이 PPD가 TG전송 트랜지스터 및 접지에 전자적으로 연결되는 대신, 여기서는 각 픽셀 레벨에서 PPD가 TG전송 트랜지스터와 TG싱크 트랜지스터라고 불리는 다른 트랜지스터 사이에, 즉, TG전송 트랜지스터 및 TG싱크 트랜지스터에 각각 대응하는 2개의 전송 게이트(TGt 및 TGs) 사이에 전자적으로 연결되는 픽셀 배열이 제안된다. 이것은 PPD가 드레인 전압(VDD)에 추가로 연결되어 TG전송 트랜지스터와 독립적으로 PPD의 "우물"을 비울 수 있게 한다는 점에서 도 2a와는 다른 도 4a에 도시되어 있다. PPD의 우물을 비우고 서로 부정적인 영향을 미치지 않을 수 있다면 PPD의 p+ 영역에 대한 TG전송과 TG싱크 사이의 정확한 기하학적 관계는 중요하지 않다. p+ 영역의 양측에 위치된 각 트랜지스터는 좋은 솔루션이다.
이를 위해 TG싱크 트랜지스터는 TG전송 트랜지스터와 같은 방식으로 작동하는데, 즉, TG전송 트랜지스터의 그리드에 인가된 전압(V_TG전송) 값에 비해 TG싱크 트랜지스터의 그리드에 인가된 전압(V_TG싱크)의 값에 따라, 감지를 위해 PPD 우물로부터 TG전송 트랜지스터를 통해 또는 VDD로 싱크시키기 위해 TG싱크 트랜지스터를 통해 전자를 전송하는 것을 의미하는, PPD를 둘러싼 전위 장벽을 수정할 수 있다. 두 트랜지스터(TG전송과 TG싱크)는 독립적이지만, 둘 모두는 PPD로부터 전하를 싱크할 수 있도록 배열된다.
도 4b는 제2 실시형태에 따른 픽셀의 단면도를 도시하는 것으로서, 이는 상기에서 언급한 바와 같이 PPD의 반대쪽에 TG전송 트랜지스터와 유사한 방식으로 PPD의 p+ 도핑된 영역에 바로 인접하여 TG싱크 트랜지스터를 형성하는 방식을 명확히 도시한다.
이 실시형태에서, PPD 전자는 싱크 단계에서 TG싱크 트랜지스터를 통해 싱크 노드로 가는 PPD의 일측으로 전송되거나 또는 전송 단계에서 TG전송 트랜지스터를 통해 PPD의 타측에 있는 감지 노드(SN)로 전송될 수 있다.
도 6은 도 6의 위에서부터 아래로 가면서 연속적인 동작 단계의 적어도 하나의 루프에서 이러한 픽셀(또는 매크로 픽셀) 내 전자의 상이한 전위 및 대응하는 전송을 도시한다.
싱크 단계에서,
- LED는 바람직하게는 오프 상태이고,
- V_TG싱크는 TG싱크 트랜지스터의 그리드에 인가되는 고전압으로 설정되며,
- TG싱크 트랜지스터의 드레인은 일정한 DC 전력 소스, 예를 들어, (도 4a에 도시된) V_리셋에 연결된다.
V_TG 전송이 V_TG싱크보다 더 낮은 V_우물보다 더 낮다. 따라서, PPD 우물 내에 있던 광 생성 전자는 TG전송 트랜지스터를 통과할 수 없고, TG싱크 트랜지스터를 통해서만 통과할 수 있다.
PPD 우물의 전자는 TG싱크 트랜지스터를 통해 예를 들어 일정한 전압 DC 전력 소스로 간다. 이러한 경우에, TG싱크 트랜지스터의 드레인은 커패시터에 연결되는 것이 아니라 일정한 전압에 연결되기 때문에, 적절한 전압 V_TG싱크가 TG싱크 트랜지스터의 게이트에 인가될 때, PPD 우물의 모든 전자는 손실된다.
따라서, 이들 전자 중 그 어느 것도 (TG전송 트랜지스터를 통해 감지 노드의 다운스트림에 위치된) 획득 체인에 도달하지 못한다. 따라서 주변 광은 감지를 변경하지 않으며, PPD 우물은 비워진다.
제1 실시형태의 집적 단계와 유사한 집적 단계에서,
- LED는 온 상태이고,
- V_TG싱크는 저전압으로 설정되어 TG싱크 트랜지스터를 닫고 전위 장벽을 만든다. 바람직하게는 V_TG싱크는, 광 생성 전자가 TG싱크 트랜지스터를 통해 오버플로우될 수 없도록 V_TG전송 이하이며,
- V_TG전송은 저전압으로 유지된다.
PPD를 둘러싼 전위 장벽은 PPD의 우물 전위(V우물)보다 더 낮게 유지된다. 따라서, PPD는 PPD 우물 내에 유지되는 광 생성 전자를 생성한다.
그러나 대부분의 집적 신호는 DC 성분을 포함한다. 미리 결정된 임계값(오프셋)을 초과하는 신호의 작은 부분을 전송하면 감지 노드가 상기 DC 성분으로부터 상기 오프셋을 감산한 후에 판독을 수행할 수 있게 한다.
리셋 단계에서,
- 바람직하게는 LED는 오프 상태이고,
- V_SN이 V_리셋으로 설정된다.
이러한 방식으로, 감지 노드(SN)의 전압은 증가하고 V_리셋 값으로 설정되어, SN 우물 내의 (만약 있다면) 모든 전자를 V_리셋 DC 전력 소스로 배출하지만 광 생성 전자는 리셋 단계 동안 PPD 우물 내에 여전히 유지된다.
- 이후, 리셋 스위치(S1)는 필요에 따라 미리 결정된 시간 기간 동안 개방된다.
이것은 SN 노드가 커패시턴스로 작용할 수 있게 하여, 전송 단계에서 전송될 광 생성 전자를 저장할 수 있게 한다.
전송 단계에서,
- LED는 바람직하게는 오프 상태이어서 전력을 절감하고,
- TG싱크 전위(TG)는 유지되며,
- TG전송(TGt) 전위는 PPD의 우물 전위(V_우물)와 V_TG싱크 사이에 포함된 값으로 증가된다.
이러한 방식으로, PPD 우물을 채우는 광 생성 전자(e-)는 TG전송 트랜지스터의 전송 게이트(TGt)를 통해 SN으로 확산되어, 감지 노드(SN)를 V_전송 전압값으로 설정한다.
V_우물과 V_TG전송 사이의 차이는 픽셀 레벨에서 신호로부터 제거되는 DC 성분에 대응하는 오프셋(또는 V_오프셋)이다. V_오프셋의 최소값은 0일 수 있으나 일반적으로 더 큰 값이라는 것이 주목된다.
판독 단계에서,
- LED는 바람직하게는 다시 오프 상태이어서 전력을 절감한다.
감지 노드(SN) 측의 광 생성 전자(e-)가 판독되고; PPD 내의 광 생성 전자는 이 전위 우물 내에 유지된다.
감지 노드 전압을 판독한 후, 감지 노드 전압은 다시 리셋될 수 있으며, 싱크 단계로부터 시작하는 새로운 루프가 구현될 수 있다.
PPD 장치의 n 층은 일종의 우물이고, 즉, 우물이 일단 완전히 채워지면, TG싱크 트랜지스터 측의 전위 장벽으로 인해, 추가 광 생성 전자가 TG전송 트랜지스터를 통해 SN 공핍(depletion)으로 오버플로우된다.
V_TG전송 동적 값으로 인해 SN 공핍으로 오프셋을 오버플로우된 광 생성 전자만이 판독되며, 그리고 V_TG전송이 적절히 설정되면, 아래에서 보다 상세히 설명된 바와 같이 신호의 AC 성분만을 전송시켜(도 1 참조), DC 성분은 PPD의 우물에 남게 한다. 이러한 방식으로, 다운스트림에 위치되고 전력 소비량이 많은 신호 처리 회로부 없이 간단히 V_TG전송을 적절히 설정함으로써 신호 대 잡음비가 크게 개선된다.
선택된 전위 레벨의 장벽은 아래에서 명백한 바와 같이 교정 단계에서 주변 광 및 PPG 신호의 AC/DC 비율에 의존한다.
전형적으로, 이 교정 단계는 V_TG전송을 미리 결정된 값으로 설정한 다음 대응하는 픽셀이 포화되었는지를 검사하는 단계를 포함한다. 픽셀 응답이 포화되면, 미리 결정된 피치(즉, 양)만큼 V_TG전송의 상기 미리 결정된 값을 증가시키는 것을 포함하는 루프가 픽셀 응답이 더 이상 포화되지 않을 때까지 수행된다.
예를 들어, 교정 단계는 다른 피부 색소를 가진 다른 사용자에게 동일한 장치를 사용할 수 있게 한다.
교정 단계 후에, 대응하는 미리 결정된 값을 V_TG전송으로 설정함으로써 TG전송 트랜지스터를 통해 오버플로우되지 않는 DC의 미리 결정된 양에 대응하는 미리 결정된 오프셋 레벨을 설정할 수 있다.
예를 들어, 교정 단계에서, 신호의 DC 성분 + AC 성분을 포함하는 총계를 측정할 수 있다. AC 성분은 이러한 신호의 몇 퍼센트를 나타내는 것으로 알려져 있다. 따라서, 미리 결정된 오프셋 레벨이 신호의 90%가 되도록 V_TG전송을 설정할 수 있다. 오프셋을 90% DC로 줄이면 AC/DC 비율이 10의 1승만큼 향상시켜, 입력에서 동적 범위 제약이 덜 엄격해진다. 실제로 PPG 측정에서, PPG 신호는 전형적으로 20 내지 예를 들어 500의 매우 높은 DC/AC 비율을 갖는데, 이는 고전적인 이미지 감지 솔루션으로는 다룰 수 없다.
이 실시형태는 PPD 신호의 DC 성분을 추가로 감소시킨다; 따라서 이것은 DC 제거기 또는 DR 향상기로 동작한다. 이것은 전력 및 회로 복잡성에 대한 추가 비용없이 된다. 이러한 시스템은 추가 회로없이 판독 체인의 가장 초기 스테이지에서 이것을 수행한다.
유리하게는, V_TG전송은 아날로그 장치의 일부이다. 따라서 전위 장벽의 레벨을 정확하게 조정할 수 있는데, 즉, PPD에 남아있는 전자의 레벨 대. 감지 노드로 전달되는 (오버플로우되는) 초과 전자의 수를 조정할 수 있다. 전위 장벽 레벨을 이렇게 적응시키는 것은 실시간으로 수행될 수 있다.
V_TG전송의 값을 조정하면 감지되지 않은 DC의 미리 결정된 부분의 값을 조정할 수 있어서 센서의 포화를 피할 수 있어 신호 대 잡음비가 향상된다.
V_TG싱크의 값이 V_TG전송의 값과 같을 때,
- 전자는 PPD 우물 내에 집적될 수 있고; 또는
- 전자는 SN으로부터 판독될 수 있다.
V_TG싱크의 값이 V_TG전송의 값보다 더 클 때,
- PPD가 판독되지 않을 때 전자는 PPD로부터 TG싱크 트랜지스터를 통해 싱크된다.
V_TG싱크의 값이 V_TG전송의 값보다 더 작을 때,
- 전자는 TG전송 트랜지스터를 통해 판독되는 동안 TG싱크 트랜지스터를 통해 PPD로부터 싱크될 수 없다.
V_TG싱크는, 예를 들어, 스위치 또는 DSP로 인해 TG싱크 트랜지스터의 그리드에 선택적으로 인가되거나 인가되지 않는 일정한 값이다.
따라서, V_TG전송 및 V_TG전송만의 값이 PPD의 에지에서 전위 장벽의 값을 제어하는데 사용될 수 있다. V_TG전송의 이러한 값이 설정되고, 교정 단계로 인해 연속적으로 적응될 수 있어서, 따라서 PPG 신호의 일정한 성분을 나타내는 광 생성 전자(오프셋 전자)의 대부분은 감지 노드로 전달되지 않고 대신 PPD 우물 내에 유지될 수 있다. 결국, 이들 전자는 다음 단계에서 싱크될 수 있다.
PPD는 이미지 센서(전하 결합 소자(Charge Coupled Device: CCD))에서 알려져 있지만 이것은 본 발명에서와 같은 방식으로 이용되지 않는다는 것이 이 스테이지에서 주목된다. 이미지 센서에서 목표는 이 광의 전체 양이 광의 강도에 관한 중요한 정보를 포함하기 때문에 도달하는 광 전체를 캡처하고 이용하는 것이다. 이미지 센서의 각 PPD에 의해 기록된 강도는 이미지를 생성하는 데 사용된다. 결과적으로, 이미지 센서에서, PPD의 전하 우물에 저장된 전체 전하는 신호 처리를 위해 회로의 나머지 부분으로 전송된다. PPG 센서의 특정 경우에, 수신된 광의 대부분은 단순히 DC 잡음이어서 신호를 은폐시킨다. 상기에서 설명한 것처럼 이 중 일부는 주변 광에서 오고, 일부는 조직, 동맥 및 정맥으로부터 오는 변치 않는 반사광에서 오고, 원하는 신호는 단순히 이 잡음의 위에 있는 변하는 AC 성분이다. 기존의 PN 또는 PIN 포토다이오드를 사용하는 경우, 포토다이오드 자체 레벨에서 이를 제거하는 방법은 없고, 기존 다이오드에서 생성된 전체 전류를 처리해야 한다. 위에서 설명한 PPD 다이오드의 특성을 이용하는 것에 의해 PPD 레벨에서 이 DC 잡음을 전부는 아니더라도 대부분 제거할 수 있으며, 원하는 AC 성분에 대응하는 수신된 광의 작은 부분만을 전송할 수 있다.
도 4a 및 도 4b의 다수의 PPD 배열은 도 5a 및 도 5b에 도시된 바와 같이 소위 "매크로픽셀"을 형성하도록 함께 결합될 수 있다. 도 5a는 특히 각각의 싱크 트랜지스터(TG싱크)를 통해 PPD에 연결된 싱크 측에서 공통 드레인 VDD를 공유하는 병렬로 배열된 도 4a 및 도 4b에서와 같이 배열된 한 쌍의 PPD를 도시한다. 전송 트랜지스터(TG전송)의 출력은 공통 감지 노드(SN)에 연결되며, 마이크로픽셀의 PPD는 전하를 동시에 전송하여 노드(SN)를 감지한다(이것은 픽셀이 일반적으로 동일한 감지 노드를 공유하지 않는 고전적인 CIS/CCD/SPAD와 다른 것이다. 일부 CIS에서 몇몇 픽셀은 픽셀의 충전 인자를 최적화하기 위해 동일한 감지 노드를 공유할 수 있지만, 이들 픽셀은 전하를 동시에 공유 감지 노드로 전송하지 않고 롤링 모드(rolling mode)에서 연속적으로 전송한다). 소스 팔로워(SF)는 싱크 노드(SN)로부터 입력을 받아 다른 회로로 출력한다(아래 참조). 전송 트랜지스터(TG전송)를 제어하기 위한 모든 제어 라인은 싱크 트랜지스터(TG싱크)를 제어하기 위한 제어 라인과 같이 함께 연결된다. 도 5b는 입력(VDD, V_TG싱크, V_TG전송, 리셋 및 V_리셋) 및 소스 팔로워(SF)의 다운스트림의 출력에 따라 이를 개략적으로 도시한다. 본 발명의 의미에서, "매크로픽셀"은 다수의 PPD 및 공통 감지 노드를 갖는 "픽셀"로 고려되는 것에 유의해야 한다.
2개의 PPD가 도 5에 병렬로 배열되어 있지만, 원칙적으로 임의의 수를 포함할 수 있으며, 완성된 PPG 장치의 이미지 감지 영역은 이 자체 감지 노드(SN) 및 대응하는 출력을 각각 갖고 병렬로 배열되는 하나 이상의 이러한 마이크로픽셀 구조물을 포함할 수 있다.
매크로픽셀 구조물은 기존 이미지 감지에서 감지된 신호의 특성과 완전히 다른 PPG 신호의 특정 특성에 최적화되어 있다. 기본적으로, PPG 출력은 1차원 신호이며, 종래의 이미징에서 필수인 개별 PPD 간의 공간 관계에 관한 정보를 요구하지 않는다. 더욱이, 이러한 매크로픽셀을 사용하면, 매크로픽셀이 더 넓은 영역을 커버하기 때문에, 종래의 이미징에서는 이미지 해상도를 상당히 감소시킬 수 있는 반면, 여기서는 "해상도" 개념이 전혀 존재하지 않기 때문에, 다수의 PPD를 병렬로 사용하는 것을 통해 극히 짧은 조명 및 샘플링 시간에 샘플링에 이용 가능한 전하량을 늘릴 수 있다.
전송 동안 사용된 리셋 전압, PPD 디바이스의 V_우물, 및 전송 게이트 전압은 모두 구체적으로,
- 동일한 매크로픽셀의 PPD가 크로스 토크없이(PPD는 전송 동안 서로 독립적으로 유지된다) 매크로픽셀의 공통 감지 노드(SN)에 전하를 주입할 수 있도록 하기 위해,
- 위에서 설명한 VTG_전송 레벨로 인해 미리 결정된 양의 신호가 감지 노드로 전송되지 않도록 하기 위해 선택된다. 상기 신호는 관류 지수(perfusion index)(AC/DC 비율)에 의존한다.
매크로픽셀마다 PPD의 수를 선택하는 것은 구체적으로 전자 판독 잡음, 광자 샷 잡음(photon shot noise), PPD 암전류 잡음, 양자화 잡음, 포화 레벨, AC/DC 비율 또는 관류 지수, 픽셀 매크로픽셀의 수, 어레이마다 매크로 픽셀의 수를 포함하는 함수인 PPG 신호 특성에 대해 신호 대 잡음비를 최적화하도록 정의된다. 이러한 함수는 PPG 신호 처리에 특정되고, 위에서 논의된 바와 같이 이미지 센서 설계에서는 고려 사항이 아니다.
픽셀 어레이
픽셀의 제1 또는 제2 실시형태 또는 전술된 매크로픽셀 구조물이 사용되는지에 관계없이, 복수의 픽셀, 특히 픽셀 어레이를 포함하는 포토 검출기를 사용하고, 각각의 픽셀은 하나의 매크로픽셀에 하나의 PPD를 포함하는 것이 유리하다.
이것은 상당한 개선으로 이어진다. 실제로 PPD 기반 이미저는 뛰어난 감도와 잡음 성능을 달성하는 것으로 나타났다.
이 실시형태에서 제안된 PPG 장치는 PPD 기반 픽셀의 어레이에 입력 광을 분배하고 그 출력을 평균화하는 것에 기반하여 그 기능을 수행하고, 이것은 판독 잡음, 광자 샷 잡음 및 스퓨리어스(spurious) 신호를 크게 줄인다.
앞에서 언급된 바와 같이 PPG 장치의 전력 소비량의 대부분은 LED 방출에 소비된다. 제안된 장치에 의해 허용되는 감도가 향상되면 듀티 사이클과 LED의 조명이 크게 줄어들어 평균 바이어스 전류와 전력 소비량이 크게 줄어든다.
이에 더하여 또한 이 새로운 PPG 장치는 대부분 SOB(이산 전자 장치)를 나타내는 최신 솔루션에 비해 획기적인 기술을 나타내는 단일 칩인 SOC에 완전히 집적될 수 있다.
단일 PD 또는 PIN 다이오드를 픽셀 어레이로 교체하면 적어도 픽셀에 입력 광이 분배되어 판독 체인에 대한 동적 범위 제약이 줄어든다. 또한, 어레이 픽셀 출력을 평균화하면 평균화된 출력의 수에 비례하여 판독 잡음 분산이 감소된다.
각 픽셀에 판독 회로가 있다는 사실은 전자 판독 잡음을 생성한다. 모든 픽셀의 값을 평균화하면 어레이의 총 픽셀 수의 인자인 숫자만큼 판독 잡음이 줄어든다. 이것에 의해 판독 잡음을 근절할 수 있다.
어레이 픽셀의 출력을 평균화하는 것은 전하 영역에서 수행된다. 도 11은 각 픽셀의 출력이 커패시터(C)에 연결되는 방법을 도시한다. 이들 픽셀은 도 4a 및 도 4b의 픽셀로 도시되어 있지만, 이들 픽셀은 도 2a 및 도 2b의 픽셀과 동일하거나 또는 도 5a의 픽셀과 같은 매크로픽셀일 수 있다. 하나의 가능한 방식이 도 9c에 도시되어 있다.
이 회로도(도 9c)와 관련된 타이밍도는 도 8d에 도시되어 있으며, 여기서 "하이(high)" 신호는 스위치(예를 들어 FET일 수 있음)가 닫혀 있는 것을 나타낸다. 각 픽셀 중에서 제1 샘플은 스위치(S2 및 S3)를 열고 스위치(S1)를 닫음으로써 커패시터(C)에 저장된다. 이후, 스위치(S1)가 개방되고 스위치(S2)가 폐쇄되어 대응하는 커패시터(C)에 동일한 방식으로 제2 샘플을 저장한다. 2개의 저장된 샘플을 평균화하는 것은 스위치(S3)를 닫음으로써 수행된다. 이러한 방식으로 동일한 샘플과 관련된 모든 출력 커패시터(즉, 각각 S1의 다운스트림의 것 및 S2의 다운스트림의 것)는 전하를 공유하여 커패시터(C)는 실질적으로 동일한 커패시턴스를 갖기 때문에 어레이 픽셀 출력 샘플의 평균과 동일한 전압을 생성한다(이는 커패시터가 나타나는 각각의 실시형태에서 동일하게 적용된다). 또한, 복수의 픽셀 출력 커패시터의 병렬 연결에 기인한 큰 커패시턴스는, 커패시터(C)의 다운스트림에 위치된, 다음 스테이지, 예를 들어, 도 9c에 도시된 증폭기를 위한 전압 버퍼로서 작용하는 훨씬 더 큰 커패시턴스를 초래한다. 이 프로세스를 통해 거의 제로 전력 소비량으로 평균화, 다중 샘플링 및 버퍼링이 가능하다. 병렬 커패시터(C)에 의해 허용되는 버퍼링 효과 덕분에 스위치 커패시터 증폭기를 다음 스테이지로 직접 구현하여 C1/C2의 비율로 신호를 증폭하고, 두 개의 샘플을 구별하는 것을 보장할 수 있다. 실제로, 스위치(S4)는 SAZ 스위치에 의해 먼저 개방되어 제1 샘플링된 값 및 평균화된 값을 커패시터(C1)에 저장한다. 그런 다음 SAZ가 닫혀 C1에 저장된 전하를 C2로 전달하고, 그런 다음 C1에 저장된 샘플과 입력의 전류 전압 간의 증폭된 차이를 출력이 나타내는 모드에 증폭기를 놓는다. 그 후, S5가 폐쇄되어, 커패시터(C)에서 샘플링된 2개의 평균화된 값들 사이의 증폭된 차이를 증폭기의 출력에 갖게 된다. 이 방식은 훨씬 더 높은 전력 비용으로 제공되는 픽셀 데이터 처리를 위한 능동 회로를 구현하는 최신 이미지 센서와는 완전히 다르다.
도 9a, 도 9b 및 도 9c에서 여러 변형예로 제시된 어레이 구조에서, 전체 어레이에 대한 판독을 한번에 수행한다. 기존의 이미지 센서(CIS/CCD/SPAD)에서는 버스트/롤링 모드에서 광 구역마다 판독하는 것이 필요하다. 본 경우 어레이는 전체적으로 판독되고 동시에 어레이 평균을 제공한다. 또한, 매크로픽셀의 TG전송 게이트는 전술한 바와 같이 정의된 DC 부분을 상쇄할 수 있게 한다. 최신 PPG 센서에서는 이것은 복잡한 회로를 요구한다.
어레이 구조는 100,000개를 넘는 PPD의 전체 어레이에 대해 10㎲ 미만의 주어진 관류 지수에 대하여 펄스 캡처, 주변 광 상쇄, 잡음 감소, DC 상쇄를 가능하게 하며, 종래의 어레이에 의해 달성된 것보다 적어도 10의 2승만큼 더 낮은 전력 소비량을 허용한다. 이는 픽셀 어레이와 기존의 이미지 센서 사이의 상당한 차이를 보여준다.
다중 샘플링
여기서의 목적은 신호 대 잡음비(SNR)를 추가로 개선하는 것이다.
제1 단계에서 LED가 오프 상태이다. 주변 광은 제1 커패시터로 인해 미리 결정된 시간 길이 동안 샘플링된다. 판독 및 기록되는 신호는 주변 광에만 대응한다.
제2 단계에서, LED는 미리 결정된 시간 길이 동안, 이상적으로는 주변 광이 샘플링되는 미리 결정된 시간 길이와 동일한 시간 길이 동안 온 상태이다. 주변 광으로부터 및 LED로부터의 광은 제2 커패시터 덕분에 샘플링된다. 판독 및 기록되는 신호는 LED 광 및 주변 광에 대응한다.
이 동작은, 일정한 리셋 레벨을 제거하고, 또한 대응하는 상관된 이중 샘플링(Correlated-Double-Sampling: CDS) 블록 또는 스테이지를 사용하여 "CDS"라고 불리는 플리커 잡음을 줄이는 고유한 감산(intrinsic subtraction)이다.
이어서, 제2 단계의 신호로부터 제1 단계의 신호를 감산하여 제2 커패시터의 값으로부터 제1 커패시터의 값을 감산함으로써 LED 광에만 대응하는 신호를 얻을 수 있다.
2개의 CDS는 20㎲ (10㎲의 LED 광 펄스) 내에서 동작될 수 있다. 이 시간 기간 내에 주변 광은 크게 변하지 않는 것으로 가정된다. 이것은 이 시간 기간 내에 변치 않은 임의의 아티팩트(artefact), 예를 들어, 움직임 아티팩트를 제거한다.
판독 동작은 리셋 레벨 감지로부터 시작하여 CDS로 마무리하는 여러 단계로 수행된다고 이전에 논의되었다.
이 메커니즘은 PPG 응용이 주변 광 감산 및 출력 평균화, 즉, 필터링을 본질적으로 제로 전력을 의미하는 거의 완전 수동 방식으로 수행하도록 향상될 수 있다.
도 9a 및 도 9b는 2개의 CDS 스테이지(CDS1과 CDS2)를 각각 내장한 기본 열 레벨 판독 체인을 도시하고, 여기서 각각의 스테이지는 "반전 극성" 원리에 기초한다. 각각의 경우에, 픽셀은 도 4a 및 도 4b의 픽셀로서 도시되어 있으나, 이 픽셀은 마찬가지로 도 2a 및 도 2b의 픽셀 또는 도 5a의 매크로픽셀일 수 있다.
도 7a, 도 9a, 도 9b 및 도 8a를 참조하면, 판독 동작은 다음 두 개의 단계를 포함한다:
- 먼저 주변 광과 관련된 전압(V_amb)을 추출하는 단계, 및
- 둘째, 주변 광 + LED 광과 관련된 전압을 추출하는 단계.
LED가 오프 상태인 제1 단계(도 8a를 참조하면 "주변 광")에서 감지 노드는 먼저 리셋 단계를 스위칭하여 리셋된다. 이후 V_리셋 전압이 감지되고 나서 스위치(SH1)를 닫고 스위치(SH2 및 SH3)를 여는 것에 의해 커패시턴스(CSHI)(도 9a 및 도 9b의 블록(CDS 1))에 저장된다. 그 결과, 주변 광과 관련된 집적 전하는 스위치(SH1 및 SH3)를 닫고 스위치(SH2)를 여는 것에 의해 커패시턴스(CSH2)(도 9a 및 도 9b의 블록(CDS1))에 저장된다. 이 저장된 전압은 주변 광의 전압(V_amb) + V_리셋에 대응한다. 커패시턴스(CSH1 및 CSH2)는 실질적으로 동일한 커패시턴스이며, 이는 커패시터가 나타나는 각각의 실시형태에 동일하게 적용된다. 본 출원의 타이밍도에서 전압이 높은 것으로 지시될 때, 대응하는 스위치가 닫히고 전류가 흐를 수 있다는 것이 주목된다.
이후 스위치(SH1과 SH2)가 열리고 스위치(SH3)가 닫혀서 커패시터(CHS1 및 CSH2)가 병렬로 연결되고 극성이 반전된다. 다시 말해, PPD로부터 전하가 흘러 들어가는 커패시터(CSH2)의 극(pole)은 접지에 연결되고, 두 SH2 스위치 중 낮은 것에 의해 이전에 접지된 다른 극은 커패시터(CSH1)의 입력 극에 연결된다. 반전 전위 원리 덕분에 제1 CDS1 스테이지의 끝에서 대응하는 전압 레벨은 0.5(V_CSHI-V_CSH2)가 되고, 이는 0.5(V_amb + V_리셋 - V_리셋) = 0.5V_amb와 같아진다. 이것은 이전의 리셋으로부터의 아티팩트를 제거한다. 이러한 결과는 스위치(SH4 및 SH6)를 개방하고 스위치(SH5)를 폐쇄하여 전하가 커패시터(CSH4)로 흐르게 하는 것에 의해 CSH4 커패시턴스(도 9a의 블록(CDS2))에 저장된다. 다시, 커패시터(CSH3 및 CSH4)는 실질적으로 동일한 커패시턴스를 가지며, 이는 커패시터가 나타나는 각각의 실시형태에도 동일하게 적용된다는 것에 유의해야 한다.
제2 단계(도 8a를 참조하면 "LED 광")에서, LED는 온 상태에 있고, 이는 집적된 광 전자가 LED로부터 및 항상 존재하는 주변 광으로부터 모두 생성되는 것을 의미한다.
이 경우, 제1 단계와 유사하게 제1 CDS1 스테이지의 끝에서, 대응하는 전압 레벨은 대략 0.5(V_LED + V_amb + V_리셋 - V_리셋) = 0.5(V_LED + V_amb)와 대략 같아진다.
제1 단계에서와 같이 V_LED + V_amb는 제2 단계의 바로 끝에서 커패시턴스(CSH3)(도 9a 및 도 9b의 블록(CDS2))에 저장된다.
관심 있는 PPG 정보는 VLED에만 포함되므로, 신호 대 잡음비를 개선하기 위해 신호에서 주변 광은 "클리닝(cleaned)"될 수 있다.
블록(CDS2)을 구성함으로써 CSH4와 Csm을 구별한 다음, CDS 1과 관련하여 전술한 바와 같이 블록(CDS2)의 다양한 스위치를 적절히 동작시키는 것에 의해, 주변 광 + LED 조명으로 인한 신호와 관련된 전압(0.5(V_amb + V_LED))으로부터 주변 광과 관련된 전압(0.5(V_amb))을 감산하여 LED와만 관련된 전압(0.25(V_LED))을 얻는 것이 가능하다. 이 최종 신호는 ADC로 전달되어 디지털 신호로 변환된다.
그 결과, LED가 온인 상태에서 측정된 전체 신호로부터 쉽게 감산될 수 있는, LED가 오프인 상태에서 측정된 수신된 주변 광에 대응하는 PPD 출력으로부터 DC 전압 성분을 감산함으로써 신호 대 잡음비가 크게 개선될 수 있다.
하나의 단일 CDS로 주변 광을 상쇄할 수 있는 제시된 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치의 하나의 다른 실시형태 및 동작이 도 8b 및 도 7b를 사용하여 설명된다. 도 8b에 도시된 바와 같은 방식으로 주변 광을 상쇄시키면 필요한 CDS 스테이지의 수를 줄일 수 있다는 장점이 있다.
하나의 CDS로 주변 광을 이렇게 상쇄하는 것은 각 픽셀(또는 만약 있다면 매크로픽셀)에 대하여 도 8b 및 도 7b에 기초하여 다음과 같이 설명된다:
- 리셋 게이트에 의해 픽셀의 SN을 리셋한다.
- PPD로부터 SN으로 전하의 전송을 방지하기 위해 전송 게이트 트랜지스터(TG전송)의 그리드를 낮은 전압으로 설정한다
- LED가 오프인 상태에서 주변 광에 대응하는 전하를 PPD에 집적한다.
- 전송 게이트 트랜지스터(TG전송)의 그리드에 더 높은 전압의 펄스를 인가하는 것에 의해 SN으로 제1 전송을 수행하고, 스위치(SH2 및 SH3)를 열고 스위치(SH1)를 닫음으로써 커패시터(C_SH1)에 V_amb + V_리셋에 대응하는 결과 출력 전압을 저장한다.
- LED 펄스를 수행하고 주변 광 및 LED 광 레벨에 대응하는 전하를 PPD에 집적한다.
- 전송 게이트 트랜지스터(TG전송)에 더 높은 전압의 펄스를 인가하는 것에 의해 SN으로 제2 전송을 수행하고, 스위치(SH1 및 SH3)를 열고 스위치(SH2)를 닫음으로써 커패시터(CSH2)에 V_LED + V_amb + V_리셋에 대응하는 결과적인 출력 전압을 저장한다.
- 스위치(SH1, SH2)를 개방하고 스위치(SH3)를 폐쇄하여 제2 저장 전압으로부터 제1 저장 전압을 감산하여 0.5(V_LED)에 대응하는 전압을 획득하는데, 이는 주변 광, 아티팩트, 오프셋, 저주파수 및 주변 잡음이 없는 LED 광을 수신함으로써 생성된 신호를 초래한다.
PPG 신호 자체 대신 PPG 신호의 미분을 감지할 수 있게 하는 제시된 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치의 하나의 다른 실시형태 및 방법 동작이 도 8c 및 도 7b를 사용하여 설명된다. PPG 신호 미분을 감지하면 판독 체인에서 발생하는 잡음, 오프셋, 아티팩트 및 스퓨리어스 신호를 상쇄시킬 수 있을 뿐만 아니라 LED, 움직임 아티팩트 및 센서 환경에서 발생하는 신호도 상쇄시킬 수 있는 장점이 있다. 실제로, 입력 신호를 손상시키는 이러한 모든 요소는 수 마이크로초보다 더 큰 주기를 갖는다. 따라서 미분을 감지하면 이러한 모든 요소를 상쇄시킬 수 있다. 기존의 PPG 센서에서, 이러한 짧은 시간에 연속적인 PPG 샘플을 취하는 것은 자명한 것이 아니고, 더 빠른 회로에서는 더 많은 전력 소비량이 요구된다.
PPG 미분을 감지하는 것은 하나 이상의 픽셀(또는 매크로픽셀)에 대해 도 8c 및 도 7b에 기초하여 다음과 같이 설명된다:
- 리셋 게이트에 의해 픽셀의 SN을 리셋한다.
- PPD로부터 SN으로 전하가 전송되는 것을 방지하기 위해 전송 게이트 트랜지스터(TG전송)의 그리드를 저전압으로 설정한다.
- 제1 LED 펄스를 수행하고 주변 광 및 LED 광에 대응하는 전하를 PPD에 집적한다.
- 더 높은 전압의 펄스를 TG에 인가하여 SN으로 제1 전송을 수행하고 위에서 설명한 것과 동일한 방식으로 V_LED1 + V_amb + V_리셋에 대응하는 결과 출력 전압을 CSH1에 저장한다.
- 제2 LED 펄스를 수행하고 주변 광 및 제2 LED 광 레벨에 대응하는 전하를 PPD에 집적한다. 이 제2 LED 펄스는 일반적으로 제1 펄스로부터 수십 마이크로초 후에 발생하지만, 이것은 원하는 만큼 적응될 수 있다.
- 전송 게이트 트랜지스터(TG전송)의 그리드에 더 높은 전압의 펄스를 인가하여 SN으로 제2 전송을 수행하고, 전술한 것과 동일한 방식으로 V_LED2 + V_amb + V_리셋에 대응하는 결과 출력 전압을 CSH2에 저장한다.
- 상기한 바와 같이 스위치(SH3)를 닫음으로써 제2 저장 전압으로부터 제1 저장 전압을 감산하여 0.5(V_LED1-V_LED2)에 대응하는 전압을 얻는데, 이는 V_LED2가 V_LED1로부터 특정 시간 후에 얻어진 것이므로, 주변 광, 아티팩트, 오프셋, 저주파수 및 주변 잡음이 없는 LED-유래 신호의 미분을 초래한다.
이 기술은 또한 하나의 단일 판독 방식과 하나의 아날로그-디지털 변환으로 PPG 신호 미분을 계산할 수 있다는 장점이 있다.
다중 샘플링 + 픽셀 어레이
전술한 다중 샘플링은, m개의 열 및 n개의 라인의 어레이(m, n)로 분포된 픽셀의 어레이를 도시하는 도 11에 도시된 바와 같이 동일한 열의 모든 픽셀에 대해 동시에 수행될 수 있다.
동일한 열에서, 픽셀은 도 5a에 도시된 바와 같이 하나의 전압 버퍼에 연결된 동일한 감지 노드(SN)를 공유한다.
도 7a 내지 도 7b의 반전 극성 원리는 모든 열 중에서 각 열을 평균화하는 것으로 보완될 수 있다.
모든 열을 평균화하면 열의 수와 같은 인자만큼 판독 잡음 분산이 감소하여 저잡음, 저전력 성능을 초래한다.
제1 실시형태인 도 9a에서, 도 7a에 도시된 2개의 CDS 스테이지는 평균화 후에 일어난다. 도 9a와 관련하여, 감지 노드는 먼저 PPD의 핀 전압(pin voltage)보다 더 높은 전압으로 리셋된다. 이후 리셋 레벨 전압(V_리셋) + 주변 광 전압(V_amb)은 판독되고 각각의 전압 버퍼의 출력에서 샘플링된다. 그런 다음 리셋 전압 + 주변 광 전압(V_amb)이 평균화된다.
평균화는 도 9a 및 도 9b에 도시된 바와 같이 스위치와 샘플링 커패시턴스로 구성된 완전 수동 회로를 포함하고, 단순히 커패시터를 종래 방식으로 병렬로 연결하는 것을 포함한다. 따라서, 전자 회로의 단순한 설계는 먼저 이중 CDS 체인을 수행한 다음 그 결과를 평균화하거나, 반대로 먼저 각 열의 출력을 평균화한 후에 두 CDS 스테이지를 수행할 수 있다.
도 11에 도시된 바와 같이, 어레이의 모든 픽셀은 동시에 동작되고 판독된다. 도 11에서 평균화는 동일한 커패시터에서 열 레벨 전압을 샘플링하고 이 열 레벨 전압을 모두 함께 연결하는 것에 의해 수행된다.
이 리셋 동작 후, TG전송 트랜지스터가 턴오프되고 LED가 미리 결정된 시간 기간 동안 온 상태에서 펄스 생성하여 집적 전하가 PPD에서 누적되고 감지 노드로 오버플로우된다. 오버플로우 전하는 감지 노드(SN) 전압의 값을 선형으로 변화시킨다.
도 11과 관련하여 각 전압 팔로워(SFx)(여기서 x는 열의 번호이다)의 출력은 다시 어레이 출력에서 평균화된다. 연속적인 2개의 CDS 스테이지는 LED 신호 전압(V_LED)을 추출하여 주변 전압(V_amb)과 리셋 전압(V_리셋)을 제거한다.
다른 실시형태인 도 9b에서, 도 7a에 도시된 2개의 CDS 스테이지는 평균화 전에 일어난다. 이전의 실시형태와 반대로, 도 9b에서, 리셋 전압(V_리셋) + 주변 광 전압(V_amb)이 먼저 각각의 열에 대해 별도로 추출된다. 그런 다음 LED로부터 광 생성 전자가 감지 커패시턴스로 오버플로우되고, 전용 커패시턴스에, 즉, 열마다 하나의 커패시턴스에 저장된다.
두 개의 CDS 스테이지는 각 열마다 주변 및 리셋 전압 보상을 독립적으로 수행하고, 종국에 LED 신호 전압이 m개의 열 사이에 평균화된다.
도 9c에 도시된 다른 실시형태에서, 도 7b의 2개의 CDS 스테이지는 하나의 단일 CDS로 감소된다. 도 8b에 도시된 바와 같이, 두 개의 독립 샘플이 어레이 출력에서 평균화되는데, 즉, 하나의 샘플은 리셋 전압(V_리셋) + 주변 광 전압(V_amb)을 설명하고, 제2 샘플은 리셋 전압(V_리셋) + 주변 광 전압(V_amb + V_LED)을 설명한다. 도 8d를 참조하면, 연속 전자 회로부는 LED 신호 전압(V_LED)을 추출하고, 신호로부터 주변 전압(V_amb)과 리셋 전압(V_리셋)을 간단한 방식으로 제거한다.
평균화 프로세스 및 시스템 레벨 표현이 도 10에 도시된다.
입력 잡음( 단위)에 관한 한, 샷 잡음은 제한 인자이다. 실제로, 샷 잡음만을 설명하는 28.5dB SNR의 경우, 샷 잡음은 입력 기준 잡음의 관점에서 10ke- rms를 초과하여 차지한다. 이것은 도 9a 내지 도 9c의 솔루션이 더 큰 잡음을 댓가로 더 적은 영역과 전력이 있기 때문에, 이 잡음은 샷 잡음에 비해 무시될 수 있기 때문에 이 솔루션은 좋은 트레이드오프가 될 수 있는 것을 의미한다.
이 동작은 일정한 리셋 레벨을 제거하고 또한 플리커 잡음 및 스퓨리어스 신호를 감소시키는 고유한 감산이다.
본 발명에 의해, 픽셀 레벨에서 신호의 DC 성분을 제거할 수 있다.
PPD는 커패시턴스 값이 알려진 커패시터로 작용한다. 이후 PPD에서의 전하량은 상기 커패시턴스 값에 V_TG전송을 곱하는 것에 의해 계산될 수 있다.
본 발명에 따른 PPD 기반 이미지 센서는 PPG 응용에서 유리하게 사용되는 CMOS 이미저일 수 있다. 후술하는 바와 같이, CMOS 이미지 센서는 신호 처리 및 필터링을 어렵게 만드는 PPG 신호의 동적 범위 한계, LED 전력 소비 문제를 해결하도록 구동될 수 있다.
본 발명에 따른 장치는 다른 광 감지 기술을 저잡음 및 저전력 신호 처리 체인에 집적하는 시스템 온 칩(SOC)으로서 유리하게 구축되고, 이를 통해 낮은 활성 광(LED) 레벨에서 더 높은 감도, 신뢰성 있는 중요한 파라미터 측정이 가능하고 동시에 표준 CMOS 공정으로 제조될 수 있다.
전술한 바로부터 알 수 있는 바와 같이, 종래의 PPG 감지 장치에 비해, 본 발명의 PPG 센서는 픽셀 어레이에 광-전자를 광 집적하는 것과, 판독 체인의 다음 스테이지, 예를 들어, 증폭 및 아날로그-디지털 변환이 일어나는 것 사이를 완전히 디커플링할 수 있다는 장점을 갖는다. 이 특별한 특징은 커패시터가 외부 구동 트리거없이 아날로그 값을 유지할 수 있는 것으로 인해 가능하다. 이를 통해 일반적으로 10㎲ 미만의 광 집적 시간 동안에만 어레이로 전력 공급을 온 상태로 스위칭하고, 나머지 판독 동작 동안 이 전력 공급을 오프 상태로 스위칭할 수 있다. 이러한 방식으로 PPG 센서의 전체 전력 소비량이 훨씬 더 줄어든다.

Claims (20)

  1. DC 성분 및 AC 성분을 포함하는 신호를 출력하도록 구성된 광 혈류 측정기(photoplethysmography: PPG) 감지 장치(sensing device)로서, 상기 장치는,
    - 펄스-온 또는 펄스-오프되도록 적응된 펄스 광원, 및
    - 광 생성 전자(photo-generated electron)를 생성하기 위해 광-전하 변환을 위한 적어도 하나의 픽셀을 포함하되,
    - 각 픽셀은 상기 펄스 광원과 동기화되고, 각 픽셀은,
    - 우물(well)을 포함하고 2개의 전자 연결 노드를 갖는 핀 포토다이오드(pinned photodiode: PPD),
    - 감지 노드(sense node: SN)로서, 접합 커패시턴스의 변환 이득에 의해 상기 핀 포토다이오드(PPD) 우물(well) 내 상기 광 생성 전자를 전압으로 변환하는 역할을 하는 상기 접합 커패시턴스인 상기 감지 노드, 및
    - 전송 게이트(TG전송) 트랜지스터를 포함하고, 상기 전송 게이트 트랜지스터는 상기 핀 포토다이오드(PPD)의 하나의 전자 연결 노드에 전자적으로 연결된 소스를 구비하고, 상기 핀 포토다이오드(PPD)와 상기 감지 노드(SN) 사이에 전송 게이트(TG)로서 작용하도록 구성되어, 상기 광이 펄스-오프될 때 상기 광 생성 전자가 싱크(sink)되게 하고, 상기 광이 펄스-온될 때 상기 광 생성 전자가 집적되게 하고, 집적된 광 생성 전자의 적어도 일부가 판독을 위해 상기 감지 노드로 전달되게 하고, 상기 TG전송 트랜지스터의 그리드(grid)는 동적으로 적응될 수 있는 값을 갖는 DC 전력 소스(V_TG전송)에 전자적으로 연결되는, 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치.
  2. 제1항에 있어서, 각 픽셀은,
    - 싱크(TG싱크) 트랜지스터를 더 포함하되, 상기 싱크 트랜지스터는 상기 핀 포토다이오드(PPD)에 전자적으로 연결된 소스를 구비하고, 일정한 DC 전력 소스 또는 커패시턴스와 상기 핀 포토다이오드(PPD) 사이에 전송 게이트(TG)로서 작용하도록 구성되어, 상기 광이 펄스-오프될 때 상기 광 생성 전자가 상기 일정한 DC 전력 소스 또는 상기 커패시턴스를 향해 싱크되게 하고, 상기 광이 펄스-온될 때 상기 광 생성 전자가 집적되게 하는, 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 픽셀들 각각은, 각각의 전송 게이트(TG전송) 트랜지스터에 의해 상기 감지 노드(SN)에 연결되고 상기 핀 포토다이오드(PPD)와 병렬로 배열된 적어도 하나의 다른 핀 포토다이오드(PPD)를 포함하고, 상기 전송 게이트(TG전송) 트랜지스터 각각은 동기적으로 동작되도록 구성된, 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 다른 핀 포토다이오드(PPD) 각각은 각각의 싱크(TG싱크) 트랜지스터에 의해 상기 일정한 DC 전력 소스 또는 상기 커패시턴스에 연결되고, 상기 싱크(TG싱크) 트랜지스터 각각의 게이트는 동기적으로 동작되도록 구성된, 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치.
  5. 제1항에 있어서, 복수의 상기 픽셀을 포함하고, 상기 픽셀은 어레이로서 배치되는, 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치.
  6. 제5항에 있어서, 상기 픽셀의 출력을 공간적으로 평균화하도록 구성된 프로세서(DSP)를 더 포함하는, 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치.
  7. 제1항에 있어서,
    - 제1 블록(CDS1)으로서,
    o 상기 펄스 광원이 오프(off) 상태이고 상기 감지 노드(SN) 우물이 비어 있을 때 상기 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치의 출력 신호의 값(V_리셋)을 저장하기 위한 커패시턴스(CSH1), 및
    o 상기 펄스 광원이 오프 상태이고 상기 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치는 주변 광의 영향만을 받을 때 상기 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치의 출력 신호의 값(V_amb + V_리셋)을 저장하고, 상기 펄스 광원이 온(on) 상태일 때 상기 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치의 출력 신호의 값(V_LED + V_amb + V_리셋)을 저장하기 위한 커패시턴스(CSH2)를 포함하는, 상기 제1 블록(CDS1), 및
    - 제2 블록(CDS2)으로서,
    o 커패시턴스(CSH1)에 의해 저장된 상기 값(V_리셋)과 커패시턴스(CSH2)에 의해 저장된 상기 값(V_amb + V_리셋) 사이의 차이의 값(V_amb)을 저장하기 위한 커패시턴스(Csm), 및
    o 상기 펄스 광원이 온 상태일 때 상기 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치의 출력 신호의 값(V_LED + V_amb)을 저장하기 위한 커패시턴스(Csm)를 포함하는, 상기 제2 블록(CDS2)을 더 포함하되,
    o 상기 제2 블록(CDS2)은 상기 펄스 광원(LED)과만 관련된 전압(V_LED)을 평가하기 위해 커패시턴스(Csm)에 의해 저장된 상기 값(V_LED + V_amb)과 커패시턴스(Csm)에 의해 저장된 상기 값(V_amb) 사이의 값의 차이의 함수가 ADC로 송신되도록 구성된, 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치.
  8. 제1항에 있어서,
    o 상기 펄스 광원이 제1 펄스 동안 온 상태이고 상기 감지 노드(SN) 우물이 미리 결정된 시간 기간 동안 집적되는 것이 허용될 때 상기 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치의 출력 신호의 제1 값(V_LED1 + V_amb + V_리셋)을 저장하기 위한 커패시턴스(Csm), 및
    o 상기 펄스 광원이 제2 펄스 동안 온 상태이고 상기 감지 노드(SN) 우물이 미리 결정된 시간 기간 동안 집적되는 것이 허용될 때 상기 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치의 출력 신호의 제2 값(V_LED2 + V_amb + V_리셋)을 저장하기 위한 커패시턴스(CSH2)
    를 포함하는 블록(CDS)을 포함하되,
    상기 블록(CDS)은 상기 펄스 광원(LED)과만 관련된 신호의 미분에 비례하는 (V_LED2-V_LED1)과 관련된 전압을 평가하기 위해 커패시턴스(Csm)에 의해 저장된 상기 제1 값(V_LED1 + V_amb + V_리셋)과 커패시턴스(CSH2)에 의해 저장된 상기 제2 값(V_LED2 + V_amb + V_리셋) 사이의 값의 차이의 함수가 ADC로 송신되도록 구성된, 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치.
  9. 제1항에 있어서,
    o 상기 펄스 광원이 오프 상태이고 상기 감지 노드(SN) 우물이 미리 결정된 시간 기간 동안 집적되는 것이 허용될 때 상기 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치의 출력 신호의 값(V_리셋 + V_amb)을 저장하기 위한 커패시턴스(Csm), 및
    o 상기 펄스 광원이 온 상태이고 상기 감지 노드(SN) 우물이 미리 결정된 시간 기간 동안 집적되는 것이 허용될 때 상기 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치의 출력 신호의 값(V_amb + V_리셋 + V_LED)을 저장하기 위한 커패시턴스(CSH2)
    를 포함하는 블록(CDS)을 포함하고,
    상기 블록(CDS)은 상기 펄스 광원(LED)과만 관련된 신호와 관련된 전압(V_LED)을 평가하기 위해 커패시턴스(Csm)에 의해 저장된 상기 값(V_LED + V_리셋 + V_amb)과 커패시턴스(CSH2)에 의해 저장된 상기 값(V_리셋 + V_amb) 사이의 값의 차이의 함수가 ADC로 송신되도록 구성된, 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치.
  10. 제1항에 있어서, 상기 감지 장치는 CMOS 기술로 구축되고, 각 픽셀은 시스템 온 칩(system on chip: SOC)에 내장된, 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치.
  11. 제1항 내지 제10항 중 어느 한 항의 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치를 동작시키는 방법으로서,
    - 전송 단계에서, 상기 전송 게이트(TG전송) 트랜지스터 전압을, 상기 핀 포토다이오드(PPD)의 우물 전위(V_우물)와 상기 싱크 트랜지스터(TG싱크)에 인가되는 전압(V_TG싱크) 사이에 포함된 값(V_TG전송)으로 설정하여, 오프셋을 초과하는 광 생성 전자만이 판독을 위해 상기 감지 노드(SN)로 전송되게 하는 단계를 포함하는, 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치를 동작시키는 방법.
  12. 제11항에 있어서, 상기 전송 게이트(TG전송) 트랜지스터 전압은 동적으로 적응되는, 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치를 동작시키는 방법.
  13. 제11항에 있어서, 교정 단계를 포함하되, 상기 교정 단계는,
    A. 상기 DC 전력 소스의 값(V_TG전송)을 미리 결정된 값으로 설정하는 단계;
    B. 대응하는 픽셀 응답이 미리 결정된 임계값을 초과하는지 여부를 검사하는 단계; 및
    C. 상기 픽셀 응답이 상기 임계값을 초과하면, 상기 대응하는 픽셀 응답이 더 이상 상기 임계값을 초과하지 않을 때까지 단계 A 및 단계 B를 반복하는 단계
    를 포함하는, 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치를 동작시키는 방법.
  14. 제11항에 있어서,
    - 상기 펄스 광원을 펄스-오프하는 단계; 및
    - 미리 결정된 시간 기간 동안 상기 핀 포토다이오드에 전하를 집적하는 단계;
    - 상기 전송 게이트 트랜지스터(TG전송)에 의해 상기 전하를 상기 감지 노드(SN)로 전송하고, 상기 주변 광에 대응하는 전압(V_amb)을 생성하기 위해 상기 전하를 제1 커패시터(CSH1)에 저장하는 단계; 그런 다음
    - 적어도 상기 미리 결정된 시간 기간 동안 상기 펄스 광원을 펄스-온하는 단계;
    - 상기 미리 결정된 시간 기간 동안 상기 핀 포토다이오드에 전하를 집적하는 단계;
    - 상기 전송 게이트 트랜지스터(TG전송)에 의해 상기 전하를 상기 감지 노드(SN)로 전송하고, 상기 펄스 광원과 혼합된 주변 광에 대응하는 전압(V_amb + V_LED)을 생성하기 위해 상기 전하를 제2 커패시터(CSH2)에 저장하는 단계; 그런 다음
    - 상기 주변 광과 혼합된 상기 펄스 광원의 펄스-온에 대응하는 전압(V_amb + V_LED)으로부터 상기 주변 광에 대응하는 전압(V_amb)을 감산하여, 상기 펄스 광원으로부터 발생하는 검출 광만의 함수에 대응하는 전압(V_LED)을 생성하는 단계를 포함하는, 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치를 동작시키는 방법.
  15. 제11항에 있어서,
    - 상기 펄스 광원을 펄스-온하는 단계;
    - 미리 정해진 시간 기간 동안 상기 핀 포토다이오드에 전하를 집적하는 단계;
    - 상기 전송 게이트 트랜지스터(TG전송)에 의해 상기 전하를 상기 감지 노드(SN)로 전송하고, 상기 펄스 광원과 혼합된 상기 주변 광에 대응하는 전압(V_amb + V_LED)을 생성하기 위해 상기 전하를 제1 커패시터(CSH1)에 저장하는 단계; 그런 다음
    - 상기 펄스 광원을 펄스-오프하는 단계; 및
    - 상기 미리 결정된 시간 기간 동안 상기 핀 포토다이오드에 전하를 집적하는 단계;
    - 상기 전송 게이트 트랜지스터(TG전송)에 의해 상기 전하를 상기 감지 노드(SN)로 전송하고, 주변 광에 대응하는 전압(V_amb)을 생성하기 위해 상기 전하를 제2 커패시터(CSH2)에 저장하는 단계; 그런 다음
    - 상기 주변 광과 혼합된 상기 펄스 광원의 펄스-온에 대응하는 전압(V_amb + V_LED)으로부터 상기 주변 광에 대응하는 전압(V_amb)을 감산하여, 상기 펄스 광원으로부터 발생하는 검출 광만의 함수에 대응하는 전압(V_LED)을 생성하는 단계를 포함하는, 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치를 동작시키는 방법.
  16. 제11항에 있어서,
    - 상기 펄스 광원을 펄스-온하는 단계;
    - 미리 정해진 시간 기간 동안 상기 핀 포토다이오드에 전하를 집적하는 단계;
    - 상기 전송 게이트 트랜지스터(TG전송)에 의해 상기 전하를 상기 감지 노드(SN)로 전송하고, 상기 펄스 광원과 혼합된 상기 주변 광에 대응하는 전압(V_amb + V_LED1)을 생성하기 위해 상기 전하를 제1 커패시터(CSH1)에 저장하는 단계; 그런 다음
    - 상기 펄스 광원을 다시 펄스-온하는 단계; 및
    - 상기 미리 결정된 시간 기간 동안 상기 핀 포토다이오드에 전하를 집적하는 단계;
    - 상기 전송 게이트 트랜지스터(TG전송)에 의해 상기 전하를 상기 감지 노드(SN)로 전송하고, 상기 펄스 광원의 제2 샘플과 혼합된 주변 광에 대응하는 전압(V_amb + V_LED2)을 생성하기 위해 상기 전하를 제2 커패시터(CSH2)에 저장하는 단계; 그런 다음
    - 상기 펄스 광원(LED)으로부터 발생하는 검출된 광과만 관련된 신호의 미분의 함수인 (V_LED1)과 (V_LED2) 사이의 차이의 함수를 구하기 위해 상기 전압(V_amb + V_LED2)으로부터 상기 전압(V_amb + V_LED1)을 감산하는 단계를 포함하는, 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치를 동작시키는 방법.
  17. 제11항에 있어서,
    - 상기 펄스 광원을 펄스-오프하는 단계;
    - 미리 정해진 시간 기간 동안 상기 핀 포토다이오드에 전하를 집적하는 단계;
    - 상기 전송 게이트 트랜지스터(TG전송)에 의해 상기 전하를 상기 감지 노드(SN)로 전송하고, 리셋 전압(V_리셋)과 혼합된 상기 주변 광에 대응하는 전압(V_리셋 + V_amb)을 생성하기 위해 상기 전하를 제1 커패시터(CSH1)에 저장하는 단계; 그런 다음
    - 상기 펄스 광원을 펄스-온하는 단계; 및
    - 상기 미리 결정된 시간 기간 동안 상기 핀 포토다이오드에 전하를 집적하는 단계;
    - 상기 전송 게이트 트랜지스터(TG전송)에 의해 상기 전하를 상기 감지 노드(SN)로 전송하고, 상기 펄스 광원(LED)과 관련된 신호 및 상기 리셋 전압과 혼합된 주변 광에 대응하는 전압(V_amb + V_리셋 + V_LED)을 생성하기 위해 상기 전하를 제2 커패시터(CSH2)에 저장하는 단계; 그런 다음
    - 상기 펄스 광원(LED)으로부터 발생하는 검출된 광과만 관련된 신호의 함수를 얻기 위해 상기 전압(V_amb + V_리셋 + V_LED)으로부터 상기 전압(V_리셋 + V_amb)을 감산하는 단계를 포함하는, 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치를 동작시키는 방법.
  18. 제14항에 있어서, 상기 감산은 하나의 커패시터의 극성이 다른 커패시터에 대해 반전되도록 상기 제1 커패시터(CSH1)와 제2 커패시터(CHS2)를 병렬로 연결함으로써 수행되고, 두 커패시터(CSH1; CSH2)에 공통인 연결점은 각 커패시터(CSH1; CSH2)에 걸친 이전의 전압 사이의 차이의 절반에 대응하는 전압값을 제공하는, 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치를 동작시키는 방법.
  19. 제11항에 있어서, 상기 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치는 복수의 픽셀을 포함하고, 상기 방법은 각 픽셀의 출력을 공간적으로 평균화하는 단계를 더 포함하는, 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치를 동작시키는 방법.
  20. 제19항에 있어서, 상기 픽셀을 평균화하는 것은 전자 버퍼로 이어지는 복수의 커패시터를 연결하는 것을 통해 수동 스위칭된-커패시터 방식으로 수행되는, 광 혈류 측정기(PPG) 감지 장치를 동작시키는 방법.
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