KR102567581B1 - ＬｏＲａ 개선 수신기 - Google Patents

Abstract

본 발명은 각각의 심볼에서 주파수 불연속부의 위치를 추정하고, 각각의 심볼 중에서 하나 이상의 주파수-연속 프래그먼트들을 추출하고, 간섭성 프래그먼트들을 디처핑하고, 타이밍 에러, 및/또는 주파수 에러, 및/또는 변조 값, 및/또는 SNR을 결정하도록 배열된 타이밍 에러 및/또는 주파수 에러의 결정을 위해 개선된 모듈을 갖고 디지털 처프 확산-스펙트럼 변조 신호들을 처리하기 위한 LoRa 수신기에 관한 것이다.

Description

ＬｏＲａ 개선 수신기{LORA ADVANCED RECEIVER}

본 발명은 실시예들에서 디지털 무선 수신기들의 분야들에 관련되며, 특히 디지털적으로 합성된 처프(chirp) 확산-스펙트럼 신호들을 위한 무선 수신기들에 관한 것이다.

유럽 특허 출원 EP2449690은 변조로서 디지털-합성된 처프 심볼들을 사용하는 통신 시스템, 및 적절한 FFT 기반 수신기를 기술한다.

다양한 종류들의 무선주파수 회로들에서의 처프 생성이 알려져 있으며, 예를 들어 US6549562는 변조된 처프 신호를 생성하기 위한 방법을 설명하지만, EP0952713은 처프 신호들에 기초한 동기화 프로세스를 보여준다.

US6940893 및 US6614853은 다른 것들 중에서, 분산 필터를 통해 임펄스 신호를 전달하는 것에 의한 처프 신호의 생성과 사용, 및 이것에 기초한 통신 기법들을 설명한다.

이 기술분야에 알려진 다른 참조문헌들은 변조로서 디지털-합성된 처프 심볼들을 사용한 통신 시스템뿐만 아니라 적절한 FFT 기반 수신기를 설명한다. 유럽 특허 출원 EP2763321은, 다른 것들 중에서, 신호의 위상이 본질적으로 인접하며, 송신기와 수신기 노드들 사이에서 동기화를 허용할 뿐만 아니라 그것들 사이에서의 전파 범위를 결정하도록 하는 방식으로 처프들이 데이터 프레임들에 포함되는, 하나의 이러한 변조 방법을 기술한다. 이러한 변조 기법은 Semtech Corporation의 장거리 LoRa™ 기술에서 사용되며, 본 문서의 다음에서 간단히 'LoRa'로 불리울 것이다.

EP2767847은 무선 링크의 엔드 포인트들 사이의 범위를 추정하는 것을 허용하는 LoRa 프로토콜의 변형에 관련된다.

EP3264622는 사물 인터넷 애플리케이션들에 적합한 저-복잡도 LoRa 수신기를 개시한다.

본 발명은 디지털 합성된 처프 확산-스펙트럼 신호들을 위한 무선 수신기들에 관한 것이다.

본 발명에 따르면, 이들 목적들은 첨부된 청구항들의 목표에 의해 달성된다.

본 발명에 따른 LoRa 수신기는 각각의 심볼에서 주파수 불연속부의 위치를 추정하고, 각각의 심볼 중에서 하나 이상의 주파수-연속 프래그먼트들을 추출하고, 간섭성 프래그먼트들을 디처핑하고, 타이밍 에러, 및/또는 주파수 에러, 및/또는 변조 값, 및/또는 SNR을 결정하도록 배열된 타이밍 에러 및/또는 주파수 에러의 결정을 위해 개선된 모듈을 갖고 디지털 처프 확산-스펙트럼 변조 신호들을 처리할 수 있다.

본 발명은 예로서 제공되고 도면들에 의해 예시된 실시예에 대한 설명의 도움으로 더욱 잘 이해될 것이다:
도 1은 본 발명의 일 양상에 따른 무선 모뎀의 구조를 개략적인 단순화된 방식으로 도시한다.
도 2a는 본 발명의 일 양상에 따른 기본 처프 및 변조된 처프의 순간 주파수를 표시한다. 동일한 신호들의 위상이 도 2b에서 나타내어지고, 도 2c는 시간 영역에서, 기본 처프의 실수 및 복소수 성분을 표시한다.
도 3은 본 발명의 프레임에서 두 개의 장치들 사이에 교환된 데이터 프레임들의 구조를 개략적으로 나타낸다.
도 4는 본 발명에 따른 수신된 신호를 위한 기저대역 프로세서(180)의 가능한 구조를 개략적으로 예시한다.
도 5는 타이밍 에러의 측정치의 출력 함수의 그림이다.
도 6은 변조된 LoRa 신호들에서 주파수 불연속들을 예로 든다.
도 7은 본 발명의 양상에 따른 타이밍 에러 평가 프로세스를 예시한다.
도 8a 및 도 8b는 한계 민감도에 가까운 SNR을 갖는 발명에서 사용된 두 개의 에러 추정기 알고리즘들의 출력을 표시한다. 본 명세서에서 "하프-DFT(Half-DEF)"로 지정된 전자는 변조 피크의 부근에서 신호의 디처핑된 간섭성 세그먼트들(dechirped coherent segments)의 푸리에 변환들의 진폭들을 고려하는 반면, "위상 점프" 추정기로 지정된 후자는 동일한 푸리에 변환들에서 값들의 복소수 인수에 기초한다.
도 9는 다양한 에러 추정기들을 조합하는 방법을 나타낸다.

본 발명에서 이용된 처프 변조 기술의 여러 양상들은 유럽 특허 EP3264622에서 설명되며, 이것은 여기에서 참조로 포함되고 약식으로 상기될 것이다. 도 1에 개략적으로 나타내어진 무선 트랜시버는 본 발명의 가능한 실시예이다. 트랜시버는 기저대역 세션(200) 및 무선주파수 섹션(100)을 포함한다. 본 발명은 대부분 수신기와 관련되므로, 송신기 부분은 단지 지나가는 말로 언급될 것이며; 그것은 입력으로서 디지털 데이터(152)에 기초한 기저대역 복소수 신호를 생성하는 기저대역 변조기(150)를 포함한다. 이것은 그 후 RF 섹션(100)에 의해 원하는 송신 주파수로 변화되고, 전력 증폭기(120)에 의해 증폭되며, 안테나에 의해 송신된다.

일단 신호가 무선 링크의 다른 단부 상에 수신되면, 그것은 저 잡음 증폭기(160)에 이어서 일련의 처프들을 포함한 기저대역 신호(다시, 예를 들어, 2개의 성분들(I, Q)에 의해 표현된 복소수 신호)를 생성하는 하향-변환 스테이지(170)를 포함하는 도 1의 트랜시버의 수신 부분에 의해 처리되고, 그 후 그 기능은 변조기(150)의 기능의 역인, 기저대역 프로세서(180)에 의해 처리되며, 재구성된 디지털 신호(182)를 제공한다.

EP3264622에서 논의된 바와 같이, 처리될 신호는 미리 결정된 시간 간격에 따라, 그 주파수가 초기 순간 값(f₀)에서 최종 순간 주파수(f₁)로 변하는 일련의 처프들을 포함한다. 설명을 단순화하기 위해, 처프들 모두 동일한 지속시간(T)을 갖는다고 가정될 것이지만, 이것은 본 발명에 대한 절대적인 요건은 아니다.

기저대역 신호에서의 처프들은 도 2a 내지 도 2b에서 표시된 바와 같이, 그것들의 순간 주파수의 시간 프로필(f(t))에 의해 또는 시간의 함수로서 신호의 위상을 정의한 함수(φ(t))에 의해 설명될 수 있다. 중요하게, 프로세서(180)는 미리 결정된 변조 알파벳에서의 심볼에 각각 대응하는, 복수의 상이한 프로필들을 갖는 처프들을 처리하고 인식하도록 배열된다.

도 2c는 시간 영역에서 기본 처프에 대응하는 기저대역 신호의 실수 및 허수 성분, I 및 Q를 표시한다.

신호는 또한 켤레 처프들 즉, 기본 변조되지 않은 처프의 켤레 복소수인 처프들을 포함할 수 있다. 그것은 이것들을 다운-처프들로서 간주할 수 있으며, 여기에서 주파수는 f₁ = BW/2의 값에서 f₀ = -BW/2로 떨어진다.

본 발명의 중요한 특징에 따르면, 수신된 신호(Rx)는 특정적이며 미리 결정된 주파수 프로필을 갖는 기본 처프(또한 다음에 변조되지 않은 처프들로 불리움), 또는 기본 주파수 프로필을 순환적으로 시간-시프트함으로써 기본 처프들로부터 획득된, 가능한 변조 처프들의 세트 중 하나를 포함할 수 있다. 도 2a는 예로서, 처프의 시작에서의 시간 순간(t = t₀)과 처프의 끝에서의 순간(t = t₁) 사이에서의 하나의 변조된 처프 및 기본 처프의 가능한 주파수 및 위상 프로필들을 예시하는 반면, 도 2b는 시간의 영역에서 대응하는 기저대역 신호들을 도시한다. 수평 스케일은 예를 들어 심볼에 대응하며, 플롯들이 연속적인 것으로 그려지는 동안, 그것들은, 구체적인 구현에서, 사실상 유한한 수의 별개의 샘플들을 나타낸다. 수직 스케일들에 대해, 그것들은 의도된 대역폭으로 또는 대응하는 위상 스캔으로 정규화된다. 위상은 그것의 연속성을 보다 양호하게 도시하기 위해, 그것이 속박 변수인 것처럼 도 2b에서 표현되지만, 그것은 사실상 구체적인 구현에서 여러 분해능들에 걸쳐 스패닝할 수 있다.

우리는 심볼의 길이를 N, 또는 동등하게 확산 인자로 서술한다. FFT를 사용한 용이한 수신을 허용하기 위해, N은 바람직하게는 2의 멱인 것으로 선택된다. 나이퀴스트(Nyquist) 샘플링 주파수는 1/BW이며, 심볼의 길이는 N/BW이다. 아이디어들을 고치기 위해, 그러나 본 발명을 이들 특정 수치 값들에 제한하지 않고, 가능한 애플리케이션에서, BW는 1MHz이며 N은 1024, 512, 또는 256과 같다는 것을 상상할 수 있다. 캐리어 주파수는 2.45GHz ISM 대역에 있을 수 있다. 이 실시예에서, 본 발명의 변조 기법은 블루투스® 트랜시버와 동일한 RF 대역을 차지하며, 가능하게는 블루투스® 트랜시버의 RF 부분들을 재사용하거나 또는 공유할 수 있다. 그러나, 본 발명은 이러한 주파수 대역에 제한되지 않는다.

그러므로, 변조된 심볼은 0과 N-1 사이에서의 임의의 수의 기본 심볼의 순환 시프트이다. 0의 변조 값은 변조의 부재와 같다. N이 2의 멱이므로, 각각의 변조된 처프는 그 순환 시프트에서 log₂N 비트들을 인코딩한 심볼이 코딩할 수 있는 것으로 간주될 수 있다. 때때로 심볼 성상도를, 이론적으로 가능한 순환 시프트들 모두를 사용하지 않는 축소 세트로 제한하는 것이 유리하다.

따라서, "순환 시프트 값"은 다음에서, 시간 영역에서의 변조를 나타내기 위해 사용될 수 있으며, "변조 위치", 또는 "피크 위치"는 그것을 주파수 영역에서 나타낸다.

묘사된 예에서, 기본 처프들의 주파수는 초기 값(f₀ = -BW/2)에서 최종 값(f₁ = BW/2)까지 선형적으로 증가하며, 여기에서 BW는 대역폭 확산을 나타내지만, 하강 처프들 또는 다른 칩 프로필들이 또한 가능하다. 따라서, 정보는 미리 결정된 기본 처프에 대하여 각각의 순환 시프트가 가능한 변조 심볼에 대응하는 복수의 가능한 순환 시프트들 중 하나를 갖는 처프들의 형태로 인코딩되거나, 또는 그 외 프로세서(180)는 기본 처프 프로필의 순환적으로 시간-시프트된 복제들인 복수의 주파수 처프들을 포함하는 신호를 처리하며, 상기 시간-시프트들의 연속으로 인코딩되는 메시지를 추출할 필요가 있다.

바람직하게는, 본 발명에 의해 송신되고 수신된 신호는 적절하게 인코딩된, 프리앰블 및 데이터 섹션을 포함하는 프레임들로 조직된다. 프리앰블 및 데이터 섹션은 수신기가 그 시간 기준을 송신기의 것과 시간-정렬하고, 정보의 요소를 검색하고, 동작을 수행하거나, 또는 명령을 실행하도록 허용하는, 변조된 및/또는 변조되지 않은 일련의 처프들을 포함한다. 본 발명의 프레임에서, 여러 구조들은 다른 것들 간에, 채널 조건, 송신된 데이터 또는 명령에 의존하여, 데이터 프레임에 대해 가능하다. 도 3은 본 발명의 다양한 양상들에서 이용될 수 있는 프레임 구조들을 개략적으로 나타낸다.

제공된 예에서, 프레임들은 기본(즉, 변조되지 않은, 또는 0과 같은 순환 시프트를 갖는) 심볼들의 검출 시퀀스(411)를 포함한 프리앰블을 갖는다. 검출 시퀀스(411)는 신호의 시작을 검출하며, 바람직하게는 송신기에서의 시간 기준과 그 시간 기준의 제 1 동기화를 수행하기 위해 수신기에서 사용된다. 심볼들(412, 413, 및 414)의 그룹들은 LoRa 프로토콜에 의해 요구되며 동기화를 위해 사용되지만 반드시 본 발명의 부분인 것은 아니다. 프리앰블은 다음의 데이터의 포맷에 대해 수신기에 알리는 메시지 헤더(415), 및 애플리케이션에 의해 정의되는 페이로드(416)로 이어질 수 있다. 검출 시퀀스를 복조함으로써, 수신기는 시프트 양을 결정하며 전송기의 것들과 함께 그 클록의 위상 및 주파수를 적응시켜서, 이로써 다음의 데이터의 디코딩을 허용할 수 있다.

복조

바람직하게는, 처프들의 위상은 처프의 시작 및 끝에서 동일한 값을 갖는, φ(t₀) = φ(t₁)인 연속 함수(φ(t))에 의해 설명된다. 이것 덕분에, 신호의 위상은 다음에 심볼-간 위상 연속성으로 불리울 특징인 심볼 경계들에 걸쳐 연속적이다. 도 2a에 도시된 예에서, 함수(f(t))는 대칭적이며, 신호는 심볼-간 위상 연속성을 갖는다. EP2449690에 의해 보다 상세하게 설명되는 바와 같이, 상기 설명된 신호의 구조는 수신기에서의 프로세서(180)가 그 시간 기준들을 송신기의 것과 정렬하도록 허용하며, 순환 시프트의 양의 결정은 각각의 처프에 부여된다.

국소 시간 기준에 대하여 수신된 처프의 시간 시프트를 평가하는 동작은 다음에 "디처핑(dechirping)"으로 불리울 수 있으며, 유리하게는 국소-생성된 기본 처프의 켤레 복소수로 수신된 처프를 곱하는 것을 수반하는 역-확산 단계, 및 역-확산 신호의 FFT를 수행하는 것으로 이루어진 복조 단계에 의해 실행될 수 있다. 그러나 디처핑의 다른 방식들이 가능하다.

우리는 시간 영역에서 기저대역 신호의 복소수 값들, 을 갖고 서술하며, 여기에서 k는 프레임 인덱스이며, j는 샘플을 나타낸다. 조합된 역-확산 및 복조 동작은 복소수 신호 를 생성하며, 여기에서 는 켤레 기본 처프를 나타내며, 은 푸리에 변환이다. FFT의 최대치의 위치는 시프트 및 변조 값을 나타낸다. LoRa 신호들에 대한 단순한 "하드" 복조기는 함수 를 계산함으로써 실현될 수 있다.

역-확산 및 복조의 이들 동작들은 각각 도 4에서 나타내어진 바와 같이 기저대역 프로세서(180)에서의 역-확산 유닛(183), 복조 유닛(185)에서 구현된다. 기저대역 프로세서는 임의의 적절한 방식으로 일련의 샘플들()을 생성하는 샘플링 유닛(194)에 의해 선행된다. 그러나, 이들 단어 선택들은 기능적으로 해석될 수 있으며 반드시 물리적으로 개별적이고 독립적인 하드웨어 요소들을 암시하는 것은 아니라는 것이 이해되어야 한다. 본 발명은 또한 역-확산 유닛 및/또는 복조 유닛이 부분적으로 또는 전체적으로 소프트웨어로 실현되거나 또는 시스템의 다른 요소와 공동으로 리소스들을 이용하는 변형들을 포함한다.

작을지라도, 시간 및 주파수 동기화 에러들 양쪽 모두의 존재 시, 수신된 심볼의 초기 위상은 그 최종 위상과 상이하며, 순간 처프 주파수가 랩 어라운드되는 포인트에서 위상 불연속부가 또한 있을 것이다. 심볼이 변조되지 않을 때, 이들 두 개의 불연속부들은 동일한 곳에서 발생한다. 두 개의 위상 불연속부들이 수신된 심볼에서 존재할 때, 푸리에 변환은 동일한 순간 주파수를 갖는 데이터의 두 개의 세트들에 대해 동작하지만, 그것은 위상 반대에 있을 수 있거나, 또는 부분적으로 소거할 수 있다.

단일 불연속부가 존재하면, 예를 들어, 단지 주파수 에러만이 있을 때, 푸리에 변환은 그 순환 특징 때문에 여전히 간섭성 데이터에 대해 동작할 것이다. 일정 주파수의 벡터의 중간에서의 위상 불연속부는 벡터의 끝과 시작 사이에서 불연속성의 동일한 효과를 갖는다. 그러나, 푸리에 변환이 위상이 다른 데이터 세트에서 동작되면, 상관 피크가 복제될 수 있어서, 예상된 빈 위치 및 두 개의 더 큰 사이드 피크들 상에 매우 작은 값을 남긴다.

타이밍 에러 추정

복조는 복소수 지수 함수의 캐리어 주파수를 제거하는 것으로 구성된다. 타이밍이 완전히 정렬되면, 주파수는 하나의 FFT 빈과 정렬될 것이다. 그렇지 않다면, 여러 빈들에 걸쳐 스패닝할 것이다. 여러 FFT 빈들의 콘텐트를 봄으로써 복소수 지수 신호의 정확한 주파수를 추정하기 위한 알려진 알고리즘들이 있다. 그러나, 이것들은 순환 시프트로 인해, 신호가 상이한 위상들을 갖는 두 개의 지수적 복소수 신호들을 포함하기 때문에 가까운 경우에 불만족스럽게 작동한다.

바람직한 실시예에서, 본 발명의 수신기는 다음과 같이 타이밍 에러를 추적하고 정정한다:

각각의 수신된 심볼에 대해, 프로세서는 먼저, 그것이 FFT 신호의 최대 진폭의 위치를 발견한다는 점에서 하드 복조를 수행한다. 프레임 동기화 위상에서, 단지 3개의 복조 값들만이 가능하지만, 데이터 섹션의 복조 동안, 완전하거나 또는 완전하지 않을 수 있는, 사용된 변조 세트의 값들 모두가 수신될 수 있다. 축소된 변조 세트가 사용된다면, 순환 시프트의 하드-복조된 값은 반드시 FFT 최대치의 위치와 매칭되는 것은 아닐 것이다. 이것은 보통 하나의 샘플보다 큰 타이밍 에러를 나타내거나 또는 잡음이 있는 채널에 의해 야기될 수 있다.

완전한 변조 세트: N = arg max_n(|X(n,k)|)에 대해, 우리가 갖는 최대치의 위치 N을 갖고 나타내면, 부분 변조 세트에 대한 결과는 다음과 같다:

수신기는 그 후 다음과 같이 타이밍 에러를 평가한다.

잡음을 무시하면, TE_raw는 산출되거나 또는 측정될 수 있는 실제 타이밍 에러의 함수이며 도 5에서 플로팅된다. 수신기는 하드-복조된 순환 시프트(N)를 결정하고, N 위치에 인접한 두 개의 빈들에서 FFT 신호의 합산된 진폭들, 및 N 위치에서의 진폭 간의 비(TE_raw)를 계산하기 위해 배열된다. 실제 타이밍 에러는 도 5의 비-선형 함수를 반전시킴으로써 TE_raw로부터 획득될 수 있다. TE_raw는 영역 ±1 샘플에서 실제 타이밍 에러의 함수로서 정의된다. 전체 변조 세트를 사용할 때, 타이밍 에러는 ±½ 샘플에 제한되며, 따라서 상기 함수는 충분하다. 축소된 변조 세트가 이용되면, 타이밍 에러는 하나의 샘플을 초과할 수 있다. 이러한 경우들에서, 정수 부분은 하드-복조된 값에 대하여 최대치의 위치에서 사전-추정될 수 있다.

TE_raw는 원점 k = 0에서 수평 변곡 포인트를 가지며, 그것이 타이밍 에러를 추정하기 위해 사용될 때, 그 범위의 중간에서 0-민감도 포인트를 보인다는 것에 주의하자. 결과적으로, 이러한 추정기를 사용한 임의의 추적 루프는 타이밍 에러를 0과 같거나 또는 그것에 매우 가까운 안정된 값으로 유지할 수 없을 것이다.

상기 민감도의 손실을 극복하기 위해, 도 6 및 도 7에 예시된 바와 같이, 본 발명의 프로세서는 바람직하게는 초기 복조 후 심볼들을 두 번 처리하는 단계를 포함하며, 여기에서 각각의 심볼 내에서의 주파수 불연속부의 위치가 추정되고, 추정된 위치는 각각의 심볼에서 연속적인 서브세그먼트들, 및 연속적인 세그먼트들의 단순화된 복조를 추출하기 위해 사용된다. 주파수 에러는 다양한 방식들로 복조된 연속 세그먼트들에서의 피크의 위치에 기초하여 추정될 수 있다.

3개의 심볼들을 포함한 시간의 함수로서 LoRa 신호의 순간 주파수를 플로팅하는, 도 6에 도시된 바와 같이, 주파수는 각각의 심볼 경계(점으로 된 수직선들)에서 점프를 나타낸다. 제 1 심볼(S₀)은 변조되지 않고 처음부터 끝까지 연속 가변 주파수를 보여준다. 다음의 심볼들(S₁ 및 S₂)은 변조되며, 대시 기호로 된 수직선들에 의해 표시된 불연속부를 갖는다. 중요하게, 불연속부들의 위치들은 순환 시프트에 의해, 그리고 각각의 심볼의 변조 값에 의해 결정된다.

도 7로 되돌아가면, 본 발명의 프로세서는 개개의 수신된 심볼에 대해 동작하며, 심볼에 대응하는 일련의 디지털 값들을 포함한 벡터는 R₀(박스 201)으로 표시될 것이다. 블록(213)은 벡터 신호(R₀)에서 불연속부의 위치를 추정한다. 불연속부를 추정하는 편리한 방식은 상기 설명된 바와 같으며 푸리에 변환(207)을 디처핑하는(205) 단계들을 포함한 "하드" LoRa 복조기에 의한 것이며, 그에 의해 불연속부의 위치는 복소수 신호(X₀)에서 최대값의 위치에 의해 표시될 수 있다. 불연속부의 위치를 추정하는 다른 방법들이 가능하며 본 발명의 범위에 포함된다. 불연속부의 위치는 미리 알려질 수 있다.

블록(214)은 각각의 처리된 심볼에 대해 주파수 불연속부를 제외한 하나 이상의 주파수-인접 프래그먼트들을 결정한다. 이러한 프래그먼트들은 피할 수 없는 시간 및 주파수 에러들에도 불구하고 간섭성이다.

여러 방법들이 프래그먼트들을 추출하기 위해 이용 가능하다: 제 1 주파수-연속 벡터(R_{1_0})(도 6에서 볼 수 있음)는 불연속부의 위치에 대한 지식으로, 심볼의 전체 길이의 절반과 같은 길이(SF/2)를 갖는 세그먼트를 택하는 것이 가능하다는 것을 관찰함으로써 구성될 수 있다. 또 다른 가능성은 입력 벡터(R₀)를 주파수 불연속부까지 샘플들 모두를 포함한 하나의 연속, 및 주파수 불연속부 뒤 샘플 모두를 포함한 하나의 제 2 연속 벡터로 나누는 것이다. 이러한 벡터들은 도 6에서 R_{1_1} 및 R_{1_2}로 표시되며, 여기에서 R_{1_1}은 관례적으로 더 많은 샘플들을 갖는 벡터이다. R_{1_1} 및 R_{1_2}는 원래 가변 길이들을 갖지만, 그것들은 패딩 또는 마스킹에 의해 일정한 길이가 될 수 있다.

연속 벡터들(R_{1_0}, R_{1_1}, R_{1_2}) 또는 다른 연속 벡터들은, 경우에 따라, 복소수 벡터들(X_{1_0}, X_{1_1}, X_{1_ 2})을 생성하는 디처핑 동작들(225) 및 푸리에 변환들(227)에 의해 복조된다. 유리하게는, 푸리에 변환들(227)은, 알고리즘이 주로, 예를 들어 X₀으로부터 미리 대략적으로 알려진, 최대값의 위치를 결정할 필요가 있기 때문에, 완전한 FFT 동작일 필요는 없다. 푸리에 블록들(227)은 단지 예상된 최대값 위치에서 및 예상된 최대값 위치를 둘러싼 제한된 수의 빈들에 있는 값만을 계산하는 더 단순한 DFT 동작들을 실행할 수 있다. 예를 들어, 각각의 DFT 블록(227)은 단지 5개의 샘플들만 결정할 수 있다(예상된 최대값 위치에 대응하는 중심의 것 및 각각의 측면 상에 있는 두 개의 "가드" 샘플들).

도 7에서의 블록들은 소프트웨어로 부분적으로 또는 완전히 구현될 수 있는 처리 단계들을 지정하며 물리적 개별 요소들에 대응할 필요는 없다. 벡터들(R_{1_0}, R_{1_1}, R_{1_2}, X_{1_0}, X_{1_1}, X_{1_ 2})은 마찬가지로 가상적이며, 메모리의 물리적으로 개별 영역들에 저장될 필요는 없다.

타이밍 에러(TE)의 한가지 가능한 추정은 다음의 "하프-DFT" 추정기에 의해 제공된다:

여기에서 N은, 이전과 같이, 푸리에 변환(X_{1_0})에서 피크의 위치이다. 상기 TE_raw 함수와 대조적으로, 이러한 추정기는 중심에 데드 스팟을 갖지 않으며 사실상 일정한 이득을 갖는 타이밍 에러의 선형 추정기이다. 유사한 추정기들은 X_{1_1} 또는 X_{1_2}로부터 구성될 수 있으며, 대부분의 변조 값들에 대해, 이들 추정기들은 또한 데드 구역 없이 정확한 추정을 제공하지만 비선형 거동을 보인다. 변조되지 않은 심볼들에 대해, 예를 들어, X_{1_1}은 X₀과 동일한 것이며, X_{1_2}는 비어 있고; X_{1_1}로부터 추정된 타이밍 에러는 상기 개시된 TE_raw와 동일하다.

상기 정의된 일정한 이득 추정(TE(k))은 심볼에서 샘프들의 절반만을 사용하며, 그러므로 신호/잡음 비는 약 3dB만큼 더 나빠진다. 적어도 SF/2에 가까운 몇몇 변조 값들에 대해, X_{1_1} 및 X_{1_2}로부터 획득된 추정들은 비교 가능한 민감도들을 가지며 처리 이득 및 SNR을 개선하기 위해 부가될 수 있다(비간섭성으로).

타이밍 에러 추정은, 켤레 처프의 국소 발생기 상에서 및 입력 샘플링 및 데시메이션 스테이지들 상에서를 포함하여, 예를 들어, 타이밍 조정으로서 그것을 직접 사용하여, 시간 영역에서 에러를 추적하고 정정하기 위해 사용될 수 있다.

또한, 또는 대안으로, 타이밍 에러 추정은 예를 들어 심볼 당 체계적 조정으로서 이용되는 주파수 오프셋을 업데이트하여, 주파수 영역에서 에러를 정정하기 위해 사용될 수 있다.

주파수 에러의 및 타이밍 에러의 독립적인 추정들은, SNR이 적절하며 이들 벡터들이 유사한 길이들을 갖는다고 하면, R_{1_1} 및 R_{1_2}를 사용하여 또한 획득될 수 있다 - R_{1_1} 또는 R_{1_ 2}이 짧을수록, 요구된 SNR은 더 크다. 벡터(R0)가 t₁≡t₂이도록 랩핑되면, R_{1_1} 및 R_{1_2}는 전체 심볼을 커버하고 두 개의 포인트들에서: 주파수가 양의 값들에서 음의 값들로 점프하는 포인트(m1)에서, 및 심볼(t₁≡t₂)의 시작과 끝에서 만난다. 방법은 이들 경계들에서 두 개의 위상 불연속부에 존재하는 위상 점프들의 측정치에 기초한다. 방법은 단지 프래그먼트 에러들을 추정하기 위해서만 유효하며 예를 들어, 1 샘플의 타이밍 에러(-1/BW)를 갖는 1 빈의 주파수 에러(BW/2^SF)와 같은, 정수 주파수 및 타이밍 에러들의 조합을 결정할 수 없다.

주파수 에러도 타이밍 에러도 존재하지 않을 때, 입력 벡터(R₀)의 위상은 불연속부들을 갖지 않으며 심볼에서 제 1 및 마지막 샘플은 동일한 위상 값을 가져서, 벡터가 랩핑될 때 R₀의 위상이 연속적이도록 한다. 단지 타이밍 에러만이 존재한다면, 위상 불연속부는 R_{1_1}의 끝과 R_{1_2}의 시작 사이에서, 즉 주파수가 양에서 음의 값들로 점프하는 포인트(m₁)에서 발생할 것이다. 주파수 에러는, 다른 한편으로, 포인트(t₁)에서 R₀의 초기 값과, 포인트(t₂)에서의 R₀의 최종 값 사이에서 위상 차, 및 동일하게, R₀이 랩핑될 때 t₁≡t₂에서 불연속부가 생기게 할 것이다. 각각의 불연속부에서 위상 점프는 대응하는 시간 또는 주파수 에러에 비례한다.

가능한 변형에서, 본 발명의 무선 수신기는 수신된 신호(R₀)의 위상 불연속부들에 기초하여, 그 내부 시간 기준에서 타이밍 에러 및/또는 주파수 에러를 결정하도록 배열된다. 이들 위상 불연속부들은 다음을 포함한 여러 방식들로 평가될 수 있다: 디처핑된 신호와 그 주파수가 현재 심볼에 대한 하드/복조된 값과 같은 순수 톤의 켤레 복소수 사이에서의 곱을 고려하는 것(주파수 영역에서의 변조 제거); 다시 하드-변조된 값에 대응하는 변조된 처프 신호의 켤레 복소수로 수신된 벡터를 곱하는 것; 시간 및 주파수 에러들은 또한, 상기 정의된 연속 세그먼트들(R_{1_0}, R_{1_1}, R_{1_2})에 대해 수행된 푸리에 변환들(X_{1_0}, X_{1_1}, X_{1_2})에서의 위상들을 고려함으로써, 주파수 영역에서 획득될 수 있다.

예에서, R_{1_1} 및 R_{1_2}를 추출하기 위해 사용된 동일한 시간 경계들이 유지되며, 이것은 단계(225) 후 대응하는 부분 디처핑된 벡터들(D_{1_1} 및 D_{1_2})을 제공한다. 그 후 수신기는 일 측면 상에서 D_{1_1}의 위상들의 피트를 계산하도록 배열되며, 다른 측면 상에서의 D_{1_2}가 계산된다. 상기 피트는 SNR이 충분하다면, 다항식의 선형일 수 있다. 포인트들(m₁ 및 t₁≡t₂)에서 위상 불연속부들은 피트 결과들로부터 추론될 수 있으며 타이밍 및 주파수 에러들은 대응하는 점프들로부터 직접 계산될 수 있다.

주파수 영역에서 예를 들어, 푸리에 진폭들에 대하여 표현된 상기 도입된 "하프-DFT" 함수와 대조적으로, 상기 정의된 연속 세그먼트들(R_{1_0}, R_{1_1}, R_{1_2})에 대해 수행된 푸리에 변환들(X_{1_0}, X_{1_1}, X_{1_2})에서의 위상들로부터 시간 및 주파수 에러들을 추론하는 또 다른 "위상 점프" 추정기를 구축하는 것이 가능하다:

여기에서 N은 상기와 같이, 푸리에 변환(X_{1_0})에서 최대값의 위치이다.

도 8a 및 도 8b는 SNR이 한계 민감도에 가까운 시뮬레이션된 상황들에서, "하프-DFT' 추정기의 및 "위상 점프"의 것의 성능을 플로팅한다. 각각의 도면에서, 추정기 출력은 시간 및 주파수에서의 오프셋들의 차이와 합에 대해 플로팅된다.

본 발명자들은 플롯 8a에 의해 보여지는 바와 같이, 제 1 추정기가 주파수 에러의 및 타이밍 에러의 합의 충실한 표시자인 반면, 제 2 추정기는 에러의 이들 두 개의 성분들 간의 차이에 민감하다는 것을 발견하였다. 연속 세그먼트들(R_{1_0}, R_{1_1}, R_{1_2})에 대해 수행된 푸리에 변환들(X_{1_0}, X_{1_1}, X_{1_2})의 진폭들과 위상들을 고려함으로써, 이들 추정기들은 상보적 결과들을 제공하고 함께 고려될 때, 주파수 및 타이밍 에러 양쪽 모두의 추정을 산출할 수 있다.

시간 영역에서 또는 주파수 영역에서, 에러 정정의 전략은 SNR 및/또는 프레임의 시작 이래 경과한 시간에 기초하여 동적으로 택하여질 수 있다.

바람직하게는, 타이밍 및 주파수 추정 에러들은 타이밍 및 주파수 에러들을 추적하기 위해 디지털 필터, 예를 들어, 비례/적분 필터에 의해 미리 처리된다. 디지털 필터의 계수들은 바람직하게는 다음과 같은 여러 변수들에 의해 동적으로 적응된다:

- 프레임에서의 심볼 위치: 프리앰블에서 변조 값은 사전에 알려지며, 프리앰블 및 헤더는 관례적으로 감소된 변조 알파벳을 사용하여 추정기의 출력에서의 신뢰를 증가시킨다.

- SNR 마진: 이득은 더 높은 SNR이 더 빠른 드리프트들을 추적하는 것을 허용함에 따라 추적 성능들을 감소시키지 않고 증가될 수 있다.

- 드리프트 추정: 드리프트가 없거나 또는 무시해도 될 정도일 때, 적분 계수는 감소되거나 또는 무효화될 수 있으며, 이것은 민감도 레벨들에 가깝게 성능을 개선시킨다. 반대로, 드리프트 값이 높을 때, 유리하게는 적분 계수의 더 높은 값이 이용될 수 있다.

도 9는 흐름도에서 여러 변수들을 고려하여 타이밍 에러의 가능한 추정을 보여준다. 단계 370에서, 알고리즘은 프레임에서의 심볼 위치, SNR 비, 및 가능하게는 기록된 선호들(preferences)과 같은, 다른 입력들에 기초하여 추정 전략을 택한다. 단계 364에서 계산된 FFT 추정기는 상기 도입된 TE_raw 추정기일 수 있으며, 적절한 경우, 하프-DFT 추정기가 단계들(350 및 362)에서 계산된다. 단계 366에서, 알고리즘은 위상-점프 추정기를 계산할지를 적응적으로 결정하며, 적절한 경우, 이것은 단계 368에서 행해진다. 단계 370은 이들 결과들을 조합하며 원하는 타이밍 및 주파수 에러, 또는 조합된 시간+주파수 에러를 생성한다.

신호의 간섭성 프래그먼트들인 연속 세그먼트들(R_{1_0}, R_{1_1}, R_{1_2})을 디처핑하고 푸리에-변환하는 것으로부터 도출된 벡터들(X_{1_0}, X_{1_1}, X_{1_2})은 하드 또는 소프트 복조 값, 또는 SNR을 계산하기 위해 사용될 수 있다. 타이밍 에러 추정에 대해, 간섭성 프래그먼트들로부터 획득된 값들은 일반적으로 전체 벡터(R0)로부터 획득 가능한 것들보다 더 신뢰할 수 있다. 수신기는 SNR 및/또는 변조 값 및/또는 다른 변수들에 기초하여 이들 벡터들 사이에서 동적으로 스위칭하도록 배열될 수 있다.

타이밍 에러 추적 루프는 정확한 타임스탬핑을 도출하기 위해 수신기에서 사용될 수 있다. 이러한 목적을 위해, 수신기는 예를 들어, 전체 데이터 심볼들에 걸쳐 타이밍 에러 추정기의 출력을 평균화하며, 프레임에서의 고정된 위치에서 특정적이며 미리 결정된 시간에서 카운터를 샘플링한다. 정보의 이들 두 개의 요소들의 조합은 수신된 프레임의 미세 타임스탬프를 산출한다.

상기 설명된 바와 같이 도출된 타임스탬프들은, 기준 시간 베이스를 설정하고 이러한 시간 프레임과 적어도 하나의 게이트웨이를 정렬시킨 후, 게이트웨이들 모두가 각각 그 자신의 시간 베이스에서 미리 결정된 시간들에 규칙적으로 송신하게 함으로써, 시간 기반 보상들을 도출하기 위해 게이트웨이들에서 이들 규칙적인 송신을 수신하고 타임스탬핑하도록 각각의 게이트웨이들에 요청함으로써, 서버로부터 게이트웨이들을 동기화하기 위해 사용될 수 있다.

게이트웨이들 간의 전파 시간이 알려지지 않았지만, 일정하며, 양쪽 방향들로 동일하므로, 두 개의 게이트웨이들 사이에서 송신되고 타임스탬핑된 각각의 메시지는 전파 시간들, 국소 카운터들의 주파수들, 국소 시간 베이스들의 시간 오프셋이 알려지지 않은 식에서 변환될 수 있다. 통신된 게이트웨이들의 수가 충분할 때, 시스템은 결정되거나 과도하게 결정되며, 상기 알려지지 않은 것을 결정하기 위해 해결될 수 있다.

바람직하게는, 몇몇 게이트웨이는 시스템에서 절대 시간 결정을 포함하기 위해, 외부적으로 잘 조절된 정밀 시간 기준, 예를 들어, GNSS 클록을 구비할 것이다. 상기 정의된 동기화 방법은 GNSS 클록들의 절대-시간 정밀도를 갖는 분산형 (클라우드) 동기화 서비스의 요소일 수 있다.

100: 무선주파수 섹션 120: 전력 증폭기
150: 기저대역 변조기 180: 기저대역 프로세서
183: 역-확산 유닛 185: 복조 유닛
194: 샘플링 유닛 200: 기저대역 섹션
415: 메시지 헤더 416: 페이로드

Claims (9)

1. 기본 처프 프로필(base chirp profile)의 순환적으로 시간-시프트된 복제들인 주파수 처프들에 의해 구성된 복수의 심볼들을 포함하는 디지털 처프 확산-스펙트럼 변조 신호들을 처리하기 위한 무선 수신기로서, 상기 시간-시프트들은 송신된 메시지의 인코딩된 표현이고, 상기 수신기는 각각의 심볼에서 주파수 불연속부의 위치를 추정하는, 상기 무선 수신기에 있어서,
   상기 수신기는 각각의 심볼에서 주파수-연속 프래그먼트들을 추출하고, 상기 주파수-연속 프래그먼트들을 디처핑(dechirp)하고, 타이밍 에러, 및/또는 변조 값, 및/또는 SNR을 결정하도록 구성되는 것을 특징으로 하는, 무선 수신기.
2. 제 1 항에 있어서,
   상기 수신기는 검출된 SNR 또는 변조 값에 기초하여, 상기 타이밍 에러, 및/또는 변조 값, 및/또는 SNR의 결정을 위해 상기 주파수-연속 프래그먼트들 또는 전체 심볼 중 하나를 동적으로 선택하도록 구성되는, 무선 수신기.
3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
   심볼을 커버하는 두 개의 주파수-연속 프래그먼트들을 선택하고, 상기 선택된 주파수-연속 프래그먼트들 사이의 경계들에서 두 개의 위상 불연속부에 존재하는 위상 점프들(phase jumps)로부터 타이밍 에러 및/또는 주파수 에러를 결정하도록 구성되는, 무선 수신기.
4. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
   상기 주파수-연속 프래그먼트들의 푸리에 변환들을 계산하며 변조 피크들의 인근에서 상기 푸리에 변환들의 진폭들 및/또는 위상들로부터 타이밍 에러 및/또는 주파수 에러를 계산하도록 구성되는, 무선 수신기.
5. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
   타이밍 에러를 결정하며 상기 타이밍 에러를 비례/적분 추적 루프에 공급하도록 구성되는, 무선 수신기.
6. 제 5 항에 있어서,
   상기 비례/적분 추적 루프의 계수는 동적으로 적응되는, 무선 수신기.
7. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
   타이밍 에러를 결정하며 시간 영역 및/또는 주파수 영역에서 상기 타이밍 에러를 보상하도록 구성되는, 무선 수신기.
8. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
   수신된 프레임에서의 미리 결정된 위치에서 샘플링된 카운터의 값과 타이밍 에러의 평균을 조합함으로써 타이밍 에러를 결정하고 상기 수신된 프레임을 타임스탬핑하도록 구성되는, 무선 수신기.
9. 각각이 제 8 항에 따른 수신기를 갖는 복수의 게이트웨이들을 포함하는 시스템으로서, 상기 게이트웨이들은 규칙적인 송신(regular transmission)을 방출하고 다른 게이트웨이들로부터 규칙적인 송신을 청취함으로써 상기 게이트웨이들의 시간 기준들을 동기화하고, 수신된 규칙적인 송신을 타임스탬핑하도록 구성되는, 시스템.