KR102412556B1 - 반송파의 위상 변조를 위한 방법 및 디바이스, 및 다중-레벨 위상-인코딩된 디지털 신호들의 검출에 대한 애플리케이션 - Google Patents

반송파의 위상 변조를 위한 방법 및 디바이스, 및 다중-레벨 위상-인코딩된 디지털 신호들의 검출에 대한 애플리케이션 Download PDF

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Abstract

반송파의 위상 변조를 위한 방법은,
Figure 112017085763337-pct00306
가 되도록 이의 위상
Figure 112017085763337-pct00307
이 시간 t에서 변조된 캐리어 주파수 fC의 파에 의해 구성되는 신호들
Figure 112017085763337-pct00308
의 세트를 생성하는 단계를 수반하며, 여기에서 h는 정수이고, 여기에서
Figure 112017085763337-pct00309
이다. 변조는, 단일 측파대 주파수 스펙트럼을 직접적으로 생성하기 위한 방식으로, 포지티브 특성 지속기간 w0의 시간 t0 상에 중심이 맞춰진 단일 위상 신호 및 신호
Figure 112017085763337-pct00310
의 위상을 양
Figure 112017085763337-pct00311
만큼 증분시키는 것에 대응한다.
반송파는 전자기적이거나 또는 음향적일 수 있다.
방법은, 특히, 단일 측파대 위상 인코딩에 의한 2진 정보의 피스의 전송에, 직교 단일-측파대 신호들의 생성에, 단일 측파대를 갖는 다중-레벨 위상-인코딩된 디지털 신호들의 검출에, 단일 측파대를 갖는 위상-인코딩된 2진 신호들의 동-위상 및 이-위상 송신에, 그리고 혼합된 진폭/위상 단일-측파대 변조에 적용될 수 있다.

Description

반송파의 위상 변조를 위한 방법 및 디바이스, 및 다중-레벨 위상-인코딩된 디지털 신호들의 검출에 대한 애플리케이션
본 발명은 반송파를 위상 변조하는 방법에 관한 것으로서, 반송파는 저 주파수 영역으로부터 광학적 범위까지 이어지는 전자기 유형일 수 있거나 또는 음향 유형일 수 있다.
본 발명은 또한 단일 측파대(single sideband; SSB) 위상-코딩에 의해 2진 데이터를 전송하는 방법에 대한 애플리케이션에 적용된다.
본 발명은 또한 코딩 애플리케이션을 위하여 단일 측파대 직교 신호들을 생성하는 방법에 관한 것이며, SSB 다중-레벨 디지털 신호들을 검출하는 방법에 관한 것이다.
본 발명은 또한 단일 측파대 위상-코딩된 2진 신호들을 동-위상(in-phase) 및 이-위상(out-of-phase)으로 송신하는 방법에 관한 것이다.
본 발명은 또한 단일 측파대 결합형 진폭-및-위상 변조 방법에 대한 애플리케이션에 관한 것이다.
본 발명은 또한 이상에서 명시된 방법들을 수행하기 위한 디바이스들에 관한 것이다.
전화기의 초기의 개발들로부터, 그 후에 라디오가 뒤따르며, 신호들은, 신호들의 스펙트럼 범위보다 더 높은 주파수에서 그 자체인 사인파형 반송파의 진폭 또는 위상 변조를 이용하여 전송되어졌다. 공지된 모든 방법들에 있어서, 변조가 더블 측파대 주파수 스펙트럼, 즉, 캐리어(carrier) 주파수 위 및 아래의 주파수 성분들을 갖는 더블 측파대 주파수 스펙트럼을 생성한다는 것이 밝혀졌다. 일반적으로, 상위 측파대 내에 포함된 정보는 하위 측파대 내에 포함된 정보와 동일하다.
따라서, 엔지니어들은 할당된 주파수 대역의 점유를 최적화하기 위하여 오로지 하나의 측파대만을 유지하기 위한 해법들을 추구하여 왔다(특히 문서 US 1,449,382 참조). 특히, 각각의 사용자가 주파수 공간의 더 작은 양을 점유하는 경우, 사용자들의 수가 증가될 수 있으며 사용자 당 비용이 감소될 수 있다.
변조된 신호를 생성한 이후에, 단일 측파대(SSB)를 획득하기 위한 통상적인 방법은 원치 않는 측파대를 억제(supress)하는 것이다. 가장 간단한 기술은 대역통과 유형의 필터링이다.
더 높은 성능을 제공하는 방법은 힐버트 변환(Hilbert transform)을 이용하는 필터링이다. 일찍이 1928년에 Hartley에 의해 제안된 바와 같이(문서 US 1,666,206 참조), 이는 상부 측파대(및 또한 하부 측파대)를 획득하기 위하여 변조된 신호의 직교 부분 및 동-위상 부분의 합(및 또한 차이)을 구성하기 위하여 광대역 90° 위상 시프터(shifter)를 사용한다.
그 후 변형이, "Proceeding of the IRE"에서 발행된 "A third method of generation and detection of single-sideband signals"이라는 명칭의 D.K.　Weaver Jr.에 의한 논문에서 Weaver에 의해 제안되었다(pp 1703-1705, June 1956).
디지털 신호 프로세서(digital signal processor; DSP)의 이용가능성 때문에 힐버트 변환 방법은 특히 현재 적절하다.
추가로, 다수의 애플리케이션들에 대하여, 단일 측파대 직교 신호들을 생성하는 것이 희망된다.
직교 파형들의 사용은 신호 분석으로부터 신호 송신에 이르는 다수의 애플리케이션들을 갖는다. 이러한 상황들 하에서, 의도된 애플리케이션은 데이터 멀티플렉싱(multiplexing)이다. 초기 접근방식들은 전송될 정보 비트에 의해 곱해진 직교 신호들의 합으로 이루어진 신호를 이용하여 반송파 상에서 진폭 변조를 수행하는 것이었다.
용어 "직교"는 2개의 별개의 파형들의 곱의 적분이 유한 지속기간(특히 하나의 정보 비트(또는 "심볼")을 코딩하는 파형을 송신하기 위한 시간 Ts)에 걸쳐 0이라는 것을 나타내기 위하여 사용된다. 상호 직교 파 함수들의 예는 다음의 세트에 의해 주어진다: sin2·t/Ts, sin4·t/Ts, sin6·t/Ts, 등....
직교 다항식들의 생성을 사용하는 변형이 문서 US 3,204,034에서 설명된다.
예를 들어, 문서 US 3,384,715와 같이 에르미트 함수(Hermite function)들의 생성을 사용하는 변형들이 또한 제안되었다.
이상에서 언급된 사인 함수들에 의한 변조가 또한 주파수 변조(및 그에 따른 위상 변조)와 마찬가지이며, 여기에서 캐리어의 주파수 fC는 다음의 값들을 취한다: fC±1/Ts, fC±2/Ts, fC±3/Ts, 등.... 이는 디지털 데이터 송신 분야에서 가장 최근에 개발된 해법이다. 방법은 "직교 주파수 분할 다중화(orthogonal frequency division multiplexing; OFDM)"로서 알려져 있으며, 이는 문서 US 3,488,445에서 구체적으로 설명된다. 예로서, 이는 ADSL에서, 디지털 지상 라디오 또는 TV 방송에서, 그리고 더 최근에선 4G 모바일 네트워크들에서 사용된다.
캐리어 주파수로부터 시작하여, 일련의 서브-캐리어 주파수들의 사용이 이루어지며, 이들의 각각이 2진 정보를 운반한다. 각각의 서브-캐리어는 2진 정보 채널의 벡터이며, N개의 서브-캐리어들의 동시 사용이 N개의 비트들을 멀티플렉싱하는 것을 가능하게 만든다. 이러한 방법에 있어서, 서브-캐리어들의 각각에 의해 운반되는 신호들은 채널들 사이의 간섭을 회피하기 위하여 그리고 복조 이후에 각각의 채널로부터 정보를 복구(retrieve)하기 위하여 직교성의 속성을 나타내야만 한다.
서브-캐리어 주파수들 사이의 거리가 심볼 시간 Ts의 역수의 배수인 경우 직교성이 보장된다. 송신 시간 Ts 동안, 병렬로 송신된 N-비트 변조 신호는 N개의 비트들의 푸리에 변환에 의해 생성되며, 그런 다음 캐리어 주파수와 곱해진다. 수신측 상에서, 변조 신호를 복구하기 위한 캐리어의 복조 이후에, N개의 비트들의 각가에 의해 운반된 값을 복구하기 위하여 거기에 역 푸리에 변환이 적용된다.
이상의 단락에서 설명된 방법들은 모두 더블 측파대 신호를 생성한다. 직교 함수 생성은 또한 복잡한 아날로그 또는 디지털 분석 동작(직교 다항식들에 대한 또는 헤르미트 함수들에 대한 다수의 미분들 및 합산들, OFDM에 대한 푸리에 변환들)을 필요로 한다.
또한 위상 코딩의 간략한 이력이 이어진다.
최신 디지털 통신들은 흔히 2진 위상 코딩에 의한(또는 동등한 위상 시프팅에 의한) 디지털 데이터 송신을 사용한다. 다양하고 상이한 형태들이 사용되어 왔다.
"2진 위상 편이 키잉(binary phase shift keying; B-PSK)"으로서 알려진 가장 간단한 것은 양(quantity) 0 또는 π만큼 캐리어의 위상을 변조하는 것이다. 시간 간격
Figure 112017085763337-pct00001
내의 지속기간 Tb의 kth 비트를 송신하기 위하여, 위상은 일정한 값
Figure 112017085763337-pct00002
을 취하며, 여기에서 비트 '1'에 대하여
Figure 112017085763337-pct00003
이고 비트 '0'에 대하여
Figure 112017085763337-pct00004
이다.
더 양호한 정보 송신 레이트(rate)를 달성하기 위하여, 원리는 직교 위상 편이 키잉(quadrature phase shift keying; Q-PSK)로 확장되었으며, 여기에서 짝수 k에 대하여 위상은 시간 간격
Figure 112017085763337-pct00005
에서
Figure 112017085763337-pct00006
이고, 홀수 k에 대하여 위상은 편이된 시간 간격
Figure 112017085763337-pct00007
에서
Figure 112017085763337-pct00008
이다.
위상의 시간 불연속성들이 오로지 캐리어 주파수의 각 측 상에서 느리게 감소하는 스펙트럼 밀도 테일(tail)들을 야기하기 때문에, 예를 들어, 문서 US 2,977,417에서 설명되는 바와 같이, 더 작은 스펙트럼을 획득하고 그에 따라서 인접한 주파수들의 캐리어들에 의해 전달되는 독립적인 디지털 신호들 사이의 간섭을 감소시키기 위하여 더 완만한 종류의 변조가 소개되었다.
예를 들어, "주파수 편이 키잉(frequency shift keying; FSK)"으로서 알려진, 주파수를 변화시킴으로써 코딩하는 방법들은 시간에 걸친 위상 변동의 선형 보간을 사용한다(이는 주파수를 편이시키는 것에 해당하며, 그러므로 용어 FSK이다). 그러면 위상은 연속적이지만 그것의 도함수는 그렇지 않다.
이러한 의미에서 가장 효율적인 변조는 "가우시안 최소-편이 키잉(Gaussian minimum-shift keying)"(또는 GMSK)에 의해 획득되며, 이는 예를 들어, GSM 전화기술에서 사용된다(예를 들어, "Power spectrum of a digital, frequency-modulation signal"이라는 명칭으로 The Bell System Technical Journal, 54, No.6, pages 1095-1125 (1975)에서 발표된 H.E.　Rowe 및 V.K.　Prabhu에 의한 논문을 참조).
이러한 방법에 있어서, 데이터 비트를 송신하는 동안, 위상의 도함수는 불연속성들 감쇠시키기 위하여 가우시안 함수와 콘볼루션(convolute)된 지속기간 Tb의 포지티브 사각파 신호(비트 1) 또는 네거티브 사각파 신호(비트 0)이다. 그러면, 캐리어의 위상이 그것의 도함수를 적분함으로써 변조되고, 위상 증분(increment)의 진폭이 1 비트에 대하여 +π/2 또는 0 비트에 대하여 -π/2를 가지도록 조정된다. GMSK 방법은 전형적으로 주파수들
Figure 112017085763337-pct00009
를 넘어 20dB만큼 감소된 스펙트럼 파워(spectral power)를 갖는 매우 잘 억제된 스펙트럼 스펙트럼 범위를 갖는 것을 가능하게 한다. 이는 도 4에 도시되며, 여기에서 더블 측파대 스펙트럼의 상위 측파대만이 도시된다.
이러한 방법들 모두가 더블 측파대 스펙트럼을 제공한다.
이상에서 언급된 바와 같이, 어떠한 공지된 변조 시스템도 직접적으로 단일 측파대를 생성하는 속성을 나타내지 않는다. 용어 "직접적으로"는 이상에서 설명된 바와 같은 후-처리 없이 생성하는 것을 의미한다.
본 발명은 이러한 단점을 충족시키고 단일 측파대 변조 신호가 직접적으로 생성되는 것을 가능하게 하는 것을 추구한다.
본 발명은 반송파를 위상 변조하는 방법에 의해 종래 기술의 문제들을 처리하며, 상기 방법은,
Figure 112017085763337-pct00010
의 방식으로 시간 t에서 변조되는 위상
Figure 112017085763337-pct00011
및 캐리어 주파수 fC의 파에 의해 구성되는 신호들
Figure 112017085763337-pct00012
의 세트를 생성하는 단계로서, 여기에서 h는 정수이고, 여기에서
Figure 112017085763337-pct00013
이며, 변조는 시간 t0 상에 중심이 맞추어지고 포지티브 특성 지속기간 w0의 단일 위상 펄스에 대응하는 단계, 및 단일 측파대 주파수 스펙트럼을 직접적으로 생성하기 위하여 이러한 방식으로 신호
Figure 112017085763337-pct00014
의 위상을 양
Figure 112017085763337-pct00015
만큼 증분하는 단계를 특징으로 한다.
반송파는 저 주파수로부터 광학적 주파수들까지의 전자기 유형일 수 있거나 또는 음향 유형일 수 있다.
본 발명은 또한 본 발명의 변조의 방법을 적용함으로써 단일 측파대 위상 코딩에 의해 2진 정보를 전송하는 방법을 제공하며, 이는, 위상을 2진 코딩하기 위하여, 지속기간 Tb의 kth 비트가 총 위상 φ(t)에 양
Figure 112017085763337-pct00016
을 기여한다는 것을 수립(establish)하는 단계로서, 여기에서
Figure 112017085763337-pct00017
또는 0이며, 여기에서 폭 w는 심볼 지속기간 Tb에 비할만 하거나 또는 이보다 더 작은, 단계, 또는 위상의 도함수가 kTb 상에 중심이 맞추어지고 비트 bk만큼 가중된 로렌츠 함수(Lorentzian function)들
Figure 112017085763337-pct00018
의 합이라는 것을 고려하는 단계 중 하나의 단계, 및 하기의 형태로 송신을 위한 신호를 획득하기 위하여, 그 후 위상 변조 방법을 사용하여 캐리어에 부가되는 위상을 적분하는 단계로서, 양들
Figure 112017085763337-pct00019
및
Figure 112017085763337-pct00020
은 계산되고 캐리어의 직교 진폭
Figure 112017085763337-pct00021
및 동-위상 진폭
Figure 112017085763337-pct00022
과 결합되는 변조 신호의 동-위상 및 직교 성분들인, 단계에 의해 특징지어 지며, 상기 형태는:
Figure 112017085763337-pct00023
이다.
본 발명은 또한 본 발명의 변조의 방법을 적용함으로써 단일 측파대 직교 신호들을 생성하는 방법을 제공하며, 상기 방법은, 데이터 채널마다 1/Tb의 레이트로 데이터를 송신하는데 사용하기 위한 유한 지속기간 Tb에 걸친 직교 함수들
Figure 112017085763337-pct00024
,
Figure 112017085763337-pct00025
의 세트를 생성하기 위하여, 초기에 Tb가 무한하다는 상황을 고려함으로써 단일 펄스를 정의하는 단계, 및 하기의 형태로 직교 함수들의 베이스(base)를 수립하는 단계:
Figure 112017085763337-pct00026
,
여기에서 위상은
Figure 112017085763337-pct00027
이거나, 또는 신호들이 하기와 같다고 고려되며
Figure 112017085763337-pct00028
,
및 그런 다음 2개의 신호들
Figure 112017085763337-pct00029
및
Figure 112017085763337-pct00030
가 하기의 적분을 수행함으로써 직교적으로 분리된다는 것을 보장하는 단계:
Figure 112017085763337-pct00031
,
여기에서
Figure 112017085763337-pct00032
는 적분에 대한 가중치로서 나타나며, 신호들
Figure 112017085763337-pct00033
는 일정한 진폭이고, 신호들
Figure 112017085763337-pct00034
의 스펙트럼은 단일 측파대 스펙트럼인, 단계에 의해 특징지어 진다.
이러한 방법의 특정 측면에 있어서, 이는, 하기 형태의 주기적인 신호들을 획득하기 위하여 지속기간 Tb만큼 이격된 주기적인 일련의 위상 펄스들을 고려함으로써, 더 이상 무한한 것이 아니라 유한한 시간 간격 Tb에 걸친 직교 함수들로 일반화하는 단계를 수반하며, 상기 형태는:
Figure 112017085763337-pct00035
이고;
여기에서, 위상 φ0의 도함수는 로렌츠 함수들의 주기적인 합이며, 이러한 합은 하기의 형태를 갖는 주기적인 함수로 다시 기술될 수 있고:
Figure 112017085763337-pct00036
,
여기에서 정수들 h 및 h'에 의해 차이가 나는 2개의 신호들이 시간 간격 Tb에 걸쳐 하기의 직교성 관계를 충족시키며:
Figure 112017085763337-pct00037
;
Figure 112017085763337-pct00038
은 적분을 위한 가중치로서 역할하여,
Figure 112017085763337-pct00039
을 계산하고 그런 다음
Figure 112017085763337-pct00040
을 합성하기 이전에 위상
Figure 112017085763337-pct00041
를 획득하기 위하여 적분을 진행함으로써, 직교성의 특성을 나타내는 일정한 진폭 신호 세트가 획득되며, 단순히 위상과 정수의 간단한 곱셈을 수행함으로써 단일 측파대 속성을 보존하는 이산 스펙트럼이 획득된다.
따라서 본 발명의 방법은, 단일 측파대 스펙트럼을 갖는 직교 신호들을 생성한다는 점에 있어서 그리고 차수(order) N>1의 사용되는 직교 함수들이 단지 정수와 차수 1의 직교 함수를 생성하기 위하여 사용되었던 위상을 곱함으로써 생성된다는 점에 있어서 차별성이 있는 위상 변조의 신규한 방법이다.
OFDM은 느리게 감소하는(멱 법칙) 스펙트럼 테일들이 옆에 있는 폭 N/Ts의 더블 측파대 스펙트럼을 제공하는 반면, 본 발명은 상부 측파대가 빠르게 지수적으로 감소하는 스펙트럼 테일을 갖는 메인 폭 N/Ts을 가지며 하부 측파대를 갖지 않는 스펙트럼 멀티플렉싱을 제안한다.
또한, 위상의 부호를 반전시킴으로써, 상부 측파대를 갖지 않으며 이에 대하여 하부 측파대가 빠르게 지수적으로 감소하는 스펙트럼 테일을 갖는 메인 폭 N/Ts를 갖는 스펙트럼 멀티플렉싱을 수행하는 것이 또한 자연스럽게 가능하다.
본 발명은 또한 본 발명의 변조의 방법을 적용함으로써 단일 측파대 위상-코딩된 2진 신호들을 동-위상 및 이-위상으로 송신하는 방법을 제공하며, 상기 방법은, 비트 레이트를 2배로 하기 위하여 캐리어의 직교 성분 및 동-위상 성분을 독립적으로 변조하는 단계를 수반하는 것을 특징으로 하며, 고려되는 신호는 일정한 진폭을 갖지 않으며 2개의 진폭들의 합에 의해 구성되고 하기의 형태를 갖는다:
Figure 112017085763337-pct00042
,
이와 함께 위상들은
Figure 112017085763337-pct00043
및
Figure 112017085763337-pct00044
이며, 여기에서 비트들 bk,1(2)의 2개의 독립적인 세트들이 비트 레이트를 2배로 만들기 위하여 사용되며, 이-위상 및 동-위상 진폭들의 각각의 스펙트럼은 단일 측파대 스펙트럼이고, 전체 신호 자체가 단일 측파대 속성을 나타낸다.
본 발명은 또한 본 발명의 변조의 방법을 적용함으로써 진폭 변조 및 위상 변조 둘 모두를 결합하는 캐리어의 신호의 결합형 변조의 방법을 제공하며, 상기 방법은, 위상이
Figure 112017085763337-pct00045
(h　=　1, 2, 3, ... )의 형태로 표시되는 펄스들에 대하여, 하기의 형태의 신호를 생성하는 단계를 수반하는 것을 특징으로하며, 상기 형태는:
Figure 112017085763337-pct00046
이고,
여기에서 결과적인 스펙트럼은 단일 측파대 스펙트럼이다.
본 발명은 또한 본 발명의 방법을 수행하기 위하여 단일 측파대 위상 펄스들을 생성하기 위한 디바이스를 제공하며, 상기 디바이스는, 전용 고속 DSP 프로세서 또는 재구성가능 고속 FPGA 프로세서, 디지털-대-아날로그 컨버터, 각기 양들
Figure 112017085763337-pct00047
및
Figure 112017085763337-pct00048
을 결정하기 위한 제 1 및 제 2 모듈들, 캐리어 주파수 fC의 파의 동-위상 부분 및 위상 직교 부분을 각기 상기 양들
Figure 112017085763337-pct00049
및
Figure 112017085763337-pct00050
과 곱하기 위한 제 1 및 제 2 믹서(mixer)들, 및 상기 제 1 및 제 2 믹서들에 의해 전달되는 신호들을 결합하기 위한 가산기 회로를 포함하는 것을 특징으로 한다.
더 구체적으로, 본 발명은 또한 본 발명의 방법을 수행하기 위한 단일 측파대 위상 펄스들을 생성하기 위한 디바이스를 제공하며, 상기 디바이스는, 기간 2NTb의 펄스들
Figure 112017085763337-pct00051
의 2N개의 주기적인 시퀀스들을 생성하기 위한 아날로그 디바이스로서, 각각의 시퀀스는 시간적으로 선행 시퀀스로부터 Tb만큼 오프셋되며, 아날로그 디바이스는
Figure 112017085763337-pct00052
을 합성하기 위하여 2NTb만큼 분리된 위상 펄스들 사이의 중첩이 무시될 수 있도록 기본 위상(elementary phase)
Figure 112017085763337-pct00053
를 사용하는, 아날로그 디바이스, 및 하기의 신호들의 주기적인 시퀀스를 합성하기 위하여 1/2NTb의 배수인 주파수 고조파(frequency harmonics)를 생성하기 위한 디바이스로서, 상기 신호들은
Figure 112017085763337-pct00054
인, 디바이스;
및 하기의 시간 간격에서 역할하도록 구성된 디멀티플렉서(demultiplexer)로서, 상기 시간 간격은
Figure 112017085763337-pct00055
이며;
상기 디멀티플렉서는
Figure 112017085763337-pct00056
와 같이 비트들을 인덱싱(index)하기 위하여 비트들을 디멀티플렉싱하며, 폭 2NTb의 게이트 함수 Π(t)를 사용함으로써 하기의 총 위상 도함수를 구성하는 것이 가능하고, 상기 총 위상 도함수는:
Figure 112017085763337-pct00057
인, 디멀티플렉서를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명은 또한 단일 측파대 위상 코딩된 신호를 복조하기 위한 디바이스를 제공하며, 상기 디바이스는, 주파수 fC의 로컬 발진기, 제 1 및 제 2 믹서들, 및 각기 변조 신호의 동-위상 및 직교 성분들
Figure 112017085763337-pct00058
및
Figure 112017085763337-pct00059
을 획득하기 위한 0°-90° 위상 시프터, 변조 신호의 동-위상 및 직교 성분들
Figure 112017085763337-pct00060
및
Figure 112017085763337-pct00061
의 각각을 구별하고 하기의 위상 도함수를 획득하기 위하여 변조 신호의 동-위상 및 직교 성분들
Figure 112017085763337-pct00062
및
Figure 112017085763337-pct00063
중 다른 하나에 의해 획득된 도함수들의 각각을 곱하기 위한 모듈로서, 상기 위상 도함수는:
Figure 112017085763337-pct00064
인, 모듈;
및 초기에 생성된 일련의 로렌츠 함수 펄스들을 재구성하기 위한 모듈로서, 모듈은 시간
Figure 112017085763337-pct00065
에서 비트
Figure 112017085763337-pct00066
또는 0의 값을 구별하기 위하여 단일 로렌츠 함수 펄스의 진폭의 절반의 값을 갖는 문턱값 검출기를 포함하는, 모듈을 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명은 또한 0(zero) 진폭을 포함하는 4개의 진폭 레베들을 포함하는 직교적인 주기적 신호들의 베이스에 의해 신호들을 복조하기 위한 디바이스를 제공하며, 상기 디바이스는, 주파수 fC의 로컬 발진기, 제 1 및 제 2 믹서들, 및 각기 변조 신호의 동-위상 및 직교 성분들
Figure 112017085763337-pct00067
및
Figure 112017085763337-pct00068
을 획득하기 위한 0°-90° 위상 시프터, 4개의 진폭 레벨들의 각각에 대하여 하기의 2개의 양들을 형성하기 위하여, 기간 Tb의 로렌츠 함수 생성기와 연관된 복조 모듈을 사용함으로써 퀀터너리(quaternary) 비트들의 4개의 레벨들 h=0, 1, 2, 및 3을 개별적으로 검출하기 위한 디바이스로서, 상기 2개의 양들은:
Figure 112017085763337-pct00069
및
Figure 112017085763337-pct00070
인, 디바이스,
시간 폭 Tb의 게이트 함수와의 콘볼루션을 결정하기 위한 디바이스로서, 이는 양들 Rh(t) 및 Ih(t)로부터 하기의 것:
Figure 112017085763337-pct00071
및
Figure 112017085763337-pct00072
을 제공하는, 디바이스,
양
Figure 112017085763337-pct00073
을 계산하기 위한 디바이스, 및 레벨 h=0, 1, 2, 또는 3에 대하여 순간적인
Figure 112017085763337-pct00074
에서 양
Figure 112017085763337-pct00075
에서 관찰되는 피크(peak)가 비트 bk가 h와 동일하다는 것을 나타낸다는 것을 결정하도록 구성된 문턱값 검출 디바이스를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명은 또한 광학적 영역 내의 단일 측파대 위상 펄스들을 생성하기 위한 디바이스를 제공하며, 상기 디바이스는, 데이터
Figure 112017085763337-pct00076
또는 0을 공급하기 위한 모듈, 로렌츠 함수 생성기, 위상 생성기 모듈, 위상 적분기 모듈, 캐리어 주파수를 생성하기 위한 레어저 생성기, 및 희망되는 위상 변동에 비례하는 전압의 영향 하에서, SSB 위상 변조 광학 신호가 광 통신 네트워크 내에서의 송신을 위하여 변조기에서 생성되게 하는 방식으로 파의 위상을 직접적으로 변조하도록 구성된 전기-광 위상 변조기를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 다른 특성들 및 이점들이 예들로서 주어지는 본 발명의 특정 구현예들의 다음으로 설명으로부터 그리고 첨부된 도면들 참조하여 나타난다.
도 1a 내지 도 1c는 본 발명의 일 측면에 따른 단일 위상 펄스에 대응하는 신호들에 대한 단일 측파대 스펙트럼의 스펙트럼 밀도를 플롯팅(plot)하는 커브들을 도시하며, 여기에서 캐리어는 변조 인덱스를 정의하는 정수 h의 상이한 값들에 대하여 변조된다.
도 2a 및 도 2b는 변조를 정의하는 비-정수(non-integer number)의 상이한 값들을 가지고 위상 변조된 캐리어들에 대한 신호 스펙트럼의 스펙트럼 밀도를 플롯팅하는 커브들을 도시한다.
도 3a 및 도 3b는 본 발명의 일 측면에 따른, 이에 대하여 캐리어가 100%에 가까운 SSB를 나타내는 변조를 정의하는 상이한 가우시안 값들을 가지고 위상 변조된 신호들의 단일 측파대 스펙트럼의 스펙트럼 밀도를 플롯팅하는 커브들을 도시한다.
도 4는 종래 기술에 따른 더블 측파대 스펙트럼을 정의하는 캐리어로부터 오프셋된 주파수의 함수로서 신호의 상대적인 진폭을 플롯팅하는 커브들을 도시한다.
도 5a 및 도 5b는 본 발명에 따른 단일 측파대 위상 변조를 사용하는 디지털 코딩 방법의 맥락에서, 먼저 생성되는 위상 도함수 신호 및 다음으로 적분되는 위상 신호를 플롯팅하는 커브들을 도시한다.
도 6은 본 발명의 단일 측파대 위상 변조를 사용하는 디지털 코더(coder) 디바이스의 일 예의 블록도를 도시한다.
도 7은, 2π와 정확히 동일한 위상 증분을 가지고, 본 발명에 따라 단일 측파대 코딩된 신호들에 대한 주파수의 함수로서 신호 스펙트럼 밀도를 플롯팅하는 커브를 도시한다.
도 8a 및 도 8b는 0.965x2π 및 0.9123x2π와 동일한 개별적인 위상 증분들을 가지고, 본 발명에 따라 단일 측파대 코딩된 신호들에 대한 주파수의 함수로서 신호 스펙트럼 밀도를 플롯팅하는 커브들을 도시한다.
도 9는, 로렌츠 함수들이 가우시안 함수들로 대체된, 도 7의 커브를 야기하는 식과 비교되는, 단일 측파대 신호들이 아닌 코딩된 신호들에 대한 주파수의 함수로서 신호 스펙트럼 밀도를 플롯팅하는 커브를 도시한다.
도 10은 본 발명의 단일 측파대 위상 코딩된 신호를 복조하기 위한 예시적인 디바이스의 블록도를 도시한다.
도 11은 본 발명의 일 구현예에 따라 평균화된 다중-레벨 위상 코딩된 신호의 스펙트럼 밀도를 플롯팅하는 커브를 도시한다.
도 12는, 스펙트럼이 더블 측파대 유형인, 종래 기술의 위상 편이 변조를 사용하여 획득된 다중-레벨 위상 코딩된 신호의 스펙트럼 밀도를 플롯팅하는 커브를 도시한다.
도 13은 본 발명의 직교적인 주기적 신호들의 베이스에 의해 신호들을 복조하기 위한 예시적인 디바이스의 블록도를 도시한다.
도 14a 내지 도 14b는, 본 발명의 직교적인 주기적 신호들의 베이스에 의해 신호들을 복조하는 방법의 맥락에서, 각기 레벨들 3, 2, 1, 및 0에서의 선택적인 데이터 검출 신호를 나타내는 4개의 그래프들이 이어지는 시작 신호를 나타내는 커브들을 도시한다.
도 15a 내지 도 15c는, 본 발명의 위상-코딩된 2진 신호를 복조하는 방법의 맥락에서, 먼저 검출된 신호를 생성하기 이하여 사용되는 위상 도함수 신호들 및 그 다음으로 값 0 및 값 1의 비트들을 검출하기 위한 신호를 나타내는 커브들을 도시한다.
도 16a 및 도 16b는, 본 발명에 따라 단일 측파대 위상-코딩된 2진 신호들을 동-위상으로 그리고 이-위상으로 송신하는 방법에 대하여, 각기 제 1 구현예에서 일련의 비트들에 대한 검출된(또는 복조된) 신호의 실수 및 허수 부분들을 도시하며, 코딩된 신호의 위상 도함수 변조는 각각의 그래프 내에 포함된다.
도 17은, 도 16a 및 도 16b의 예들에서 도시된 바와 같은, 본 발명의 단일 측파대 위상 코딩된 2진 신호들의 스펙트럼 밀도를 플롯팅하는 커브를 도시한다.
도 18a 및 도 18b는, 본 발명에 따라 단일 측파대 위상-코딩된 2진 신호들을 동-위상으로 그리고 이-위상으로 송신하는 방법에 대하여, 각기 제 2 구현예에서 일련의 비트들에 대한 검출된(또는 복조된) 신호의 실수 및 허수 부분들을 도시하며, 코딩된 신호의 위상 도함수 변조는 각각의 그래프 내에 포함된다.
도 19는, 도 18a 및 도 18b의 예들에서 도시된 바와 같은, 본 발명의 단일 측파대 위상 코딩된 2진 신호들의 스펙트럼 밀도를 플롯팅하는 커브를 도시한다.
도 20a 내지 도 20c는, 각기 1, 2, 및 3과 동일한 변조 인덱스 h의 값들에 대하여, 본 발명의 일 구현예에서 단일 측파대 결합형 진폭-및-위상 변조된 신호를 플롯팅하는 커브들을 도시한다.
도 21은, 광학 분야에 대한 애플리케이션의 맥락에서, 본 발명의 단일 측파대 위상 변조를 사용하는 디지털 코더 디바이스의 일 예의 블록도를 도시한다.
본 발명은 파(wave)들을 변조하는 방법에 관한 것이다. 먼저, 반송파의 위상에 대한 원본(original) 시간 증분을 사용하여, 방법은 단일 측파대(SSB) 주파수 스펙트럼을 갖는 신호, 즉, 반송파의 주파수 위 또는 아래 중 하나에 놓이지만 두개의 측들 상에는 동시에 존재하지 않는 그것의 주파수 성분을 갖는 신호를 직접적으로 생성하는 것을 가능하게 한다.
다음으로, 위상 증분에 대하여 동일한 시간 형태를 보존함으로써, 그러나 이것을 정수와 곱함으로써, 방법은 SSB 속성을 보존하는 상호 직교 시간 신호들의 원본 베이스를 생성하는 것을 가능하게 한다.
추가로, 결과적인 주파수 스펙트럼은 매우 조밀(compat)하며, 단일 측파대에서 스펙트럼 파워가 지수적으로 감소한다.
방법은, 임의의 유형의 파들, 예를 들어, (최저 주파수들로부터 광학적 범위까지의) 전자기 파들, 또는 실제로 음향 파들에 적용될 수 있다.
직접적인 애플리케이션은 디지털 데이터를 송신하기 위하여 위상 변조에 의해 정보를 물리적으로 코딩하는 것이다(마이크로파 범위에 대하여, 또는 예를 들어, 광학적 범위의 높은 데이터 레이트 송신을 위한, 예를 들어, GSM, 블루투스, Wi-Fi, 디지털 TV, 위성 통신들, RFID, 등...).
본 발명은, 자체적으로 단일 측파대 주파수 스펙트럼을 생성할 수 있는, 반송파의 위상을 변조하기 위한 변조의 특정 형태르르 제안한다.
시간 t에서 변조되는 주파수 fC 및 위상
Figure 112017085763337-pct00077
의 반송파에 의해 구성된 신호들
Figure 112017085763337-pct00078
의 세트에 대하여 하기의 고려사항이 주어진다:
Figure 112017085763337-pct00079
,
여기에서 h는 양의 정수 또는 0이며,
Figure 112017085763337-pct00080
이다.
변조는 특성 지속기간 w0(>0)의 시간 t0 상에 중심이 맞춰진 단일 위상 신호 및 신호
Figure 112017085763337-pct00081
의 위상을 양
Figure 112017085763337-pct00082
만큼 증분시키는 것에 대응한다.
위상 변조 기반 디지털 송신의 맥락에서 사용되는 용어를 참조하면, h는 변조 인덱스로서 알려져 있다.
Figure 112017085763337-pct00083
이
Figure 112017085763337-pct00084
의 푸리에 변환인 경우, 신호의 스펙트럼 밀도
Figure 112017085763337-pct00085
이 각기 1, 2 및 3과 동일한 h의 값들에 대하여 도 1a 내지 도 1c에 도시된다.
스펙트럼이 단일 측파대 스펙트럼이라는 것이 확인될 수 있으며; 스펙트럼은 fC보다 더 낮은 주파수 대역에서 어떠한 성분도 갖지 않는다.
변조 인덱스가 h<0이 되도록 선택된 경우, 스펙트럼은 캐리어 주파수에 대하여 거울 이미지일 것이며, 상위 대역에 어떠한 성분도 존재하지 않을 것임을 주의해야 한다.
t0 및 w0에 대한 선택은 임의적일 수 있지만, 이는 단일 측파대 속성을 변화시키지 않는다.
명백히, 스펙트럼 밀도는 정도(degree) h-1의 라게르 다항식(Laguerre polynomial)들 Lh(x)에 의해 곱해진 감소하는 지수 함수에 의해 주어진다.
Figure 112017085763337-pct00086
놀라운 방식으로, 위상 변동이 증분 합
Figure 112017085763337-pct00087
으로 일반화될 때 단일 측파대 스펙트럼이 보존되며, 여기에서 hi는 양의 정수들이고,
Figure 112017085763337-pct00088
는 임의의 wi>0 및 ti를 갖는다.
정수들 hi 전부에 대하여 동일한 부호를 갖는 조건이 SSB 속성을 보존하기 위하여 필수적이다.
형태
Figure 112017085763337-pct00089
의 이점이 활용되며, 이는 단일 측파대 위상 코딩에 의해 2진 정보를 전송하는 것과 관련된 예들에 대한 애플리케이션에서 이하에서 사용된다.
SSB 위상 변조의 몇몇 중요한 속성들이 이어진다.
단일 위상 펄스에 대하여, 오로지 일반적인 형태(generic form)
Figure 112017085763337-pct00090
만이 임의의 t0 및 w0을 가지고 단일 측파대를 생성할 수 있다. 임의의 다른 형태의 시간 변동은 더블 측파대 스펙트럼을 야기할 것이다. 위상이
Figure 112017085763337-pct00091
과 유사한 형태이고 임의의 폭이며 임의의 순간들에 생성되고 임의의 양의 정수와 곱해진 위상 펄스들의 합인 경우, SSB 속성이 보존된다.
위상이 반대 부호인 경우, 캐리어 주파수에 대하여 거울 이미지인 단일 측파대 스펙트럼이 획득된다.
배수 인자(multiplicative factor) h(및 더 일반적으로는 반드시 동일한 부호여야만 하는 모든 hi)는 반드시 정수여야만 한다.
도 2a 및 도 2b는, (h를 대체하는) λ가 정수가 아닌 경우 신호들
Figure 112017085763337-pct00092
에 대하여 획득된 스펙트럼이 단일 측파대가 아닌 스펙트럼이라는 것을 보여준다.
Figure 112017085763337-pct00093
을 양의 정수로 곱하는 것이 이하에서 설명되는 바와 같이 직교 함수들의 베이스를 생성하는 것을 가능하게 만든다.
완벽하지는 않지만, 완벽한 변조에 가까워 지며 그에 따라서 마찬가지로 본 발명의 범위 내에 속하게 되는 변조의 종류들에 대한 SSB 기준이 또한 이하에서 설명된다.
이에 대한 위상 증분이 2π의 배수가 아닌 변조는, 변조의 형태, 즉, 위상 도함수에 대한 로렌츠 함수가 변화되지 않는 경우에도, 제 2 측파대가 나타나게끔 한다. 이는 도 2a 및 도 2b에서 확실하게 명백하다.
SSB 성질(nature)을 정량화(quantify)하기 위하여, 하기와 같이 총 스펙트럼의 합에 의해 나누어진 캐리어보다 더 높은 주파수들에 대하여 스펙트럼 파워의 합의 비율 정의하는 것이 가능하다:
Figure 112017085763337-pct00094
.
도 2a 및 도 2b에서, 각기 λ　=　0.5 및 1.5인 변조에 대하여, 각기 cSSB　=　56.9% 및 61.7%라는 결과가 발견되며, 즉, 스펙트럼이 단일 측파대에 대하여 예상되는 것들(cSSB　=　100%)로부터 매우 멀다는 것이 발견된다.
특정 애플리케이션 예들에 있어서, 위상 변동
Figure 112017085763337-pct00095
은 값 2π에 도달하기에 너무 느린 것으로서 간주될 수 있다. 구체적으로:
Figure 112017085763337-pct00096
,
Figure 112017085763337-pct00097
.
느린 부분이 절단되는
Figure 112017085763337-pct00098
의 근사 형태를 정의하는 것이 유용할 수 있다. 설명된 예에 있어서, 단일 측파대 결합형 진폭-및-위상 변조에 대한 애플리케이션에 대하여 이러한 것이 이루어진다.
로렌츠 함수
Figure 112017085763337-pct00099
이 폭 s의 가우시안 함수와 곱해진다. 그러면
Figure 112017085763337-pct00100
로 작성된 근사 위상 도함수는
Figure 112017085763337-pct00101
이며,
여기에서 파라미터 μ는 2π와 동일한 총 위상 증분을 보존하는 것을 가능하게 만드는 승수 계수(multiplier coefficient)이다. 폭 w=0.37의 로렌츠 함수 및 2개의 가우시안 폭들 s=2.7 및 1.85에 대한
Figure 112017085763337-pct00102
의 스펙트럼 파워가 도 3a 및 도 3b에 도시된다(각기 μ　=　1.112 및 1.165).
이제 위상의 도함수가 로렌츠 함수와 상이하기 때문에, 더 낮은 측파대가 나타난다. 그럼에도 불구하고, s>>w가 되게 하는 값들은 100%에 가까운 SSB 성질을 보존하는 것을 가능하게 만든다(각기 cSSB　=　95.9% 및 95%).
단일 측파대 위상 코딩에 의해 2진 정보를 전송하기 위한 본 발명의 애플리케이션의 일 예의 설명이 이어진다.
공지된 위상 코딩 방법들이 도 4를 참조하여 이상에서 요약되었으며, 이들 전부가 더블 측파대 스펙트럼을 야기한다.
본 발명의 애플리케이션에 있어서, 단일 측파대 위상 변조의 사용을 가능하게 만드는 디지털 코딩 원리의 설명이 이어진다.
본 발명의 애플리케이션으로서, 다음의 위상 코딩에 대한 고려사항이 주어진다: 지속기간 Tb의 kth 비트는 양
Figure 112017085763337-pct00103
만큼 캐리어의 총 위상 φ(t)에 기여하며, 여기에서
Figure 112017085763337-pct00104
또는 0이고, 폭 w는 심볼 시간 Tb에 비할만 하거나 또는 이보다 더 작다.
실제로, 이는 위상의 도함수를 고려하기에 더 간단하다. 그러면 이는 kTb 상에 중심이 맞추어지고 비트
Figure 112017085763337-pct00105
에 의해 가중된 로렌츠 함수들
Figure 112017085763337-pct00106
의 합이다.
도 5a는 생성된 위상 도함수 신호를 도시한다. 그럼 다음 위상이 도 5b에 도시된 바와 같이 적분되고, 그런 다음 통상적인 위상 변조 방법을 사용하여 캐리어에 적용된다.
양들
Figure 112017085763337-pct00107
및
Figure 112017085763337-pct00108
가 계산되고, 하기의 송신을 위한 신호를 획득하기 위하여 캐리어의 동-위상 및 직교 진폭들
Figure 112017085763337-pct00109
및
Figure 112017085763337-pct00110
과 결합된다:
Figure 112017085763337-pct00111
.
이러한 디지털 코딩이 수행되는 것을 가능하게 하는 디바이스의 블록도가 도 6에 주어진다.
도 6에서, 데이터
Figure 112017085763337-pct00112
또는 0을 공급하기 위한 모듈(101), 로렌츠 함수 생성기(102), 위상 생성기 모듈(103), 위상 적분기 모듈(104), 각기 양들
Figure 112017085763337-pct00113
및
Figure 112017085763337-pct00114
을 생성하기 위한 모듈들(105 및 106), 캐리어 주파수 생성기(107), 위상 시프터 모듈(108), 믹서 회로들(109 및 110), 및 하기의 송신을 위한 신호를 획득하기 위하여 양들
Figure 112017085763337-pct00115
및
Figure 112017085763337-pct00116
을 동-위상 및 직교 진폭들
Figure 112017085763337-pct00117
및
Figure 112017085763337-pct00118
와 결합하기 위한 가산기 회로(111)가 보여질 수 있다:
Figure 112017085763337-pct00119
.
출력 증폭기(112)가 송신 안테나(113)에 연결된다.
단일 측파대 위상 코딩된 신호들에 대한 고려사항이 주어진다.
Figure 112017085763337-pct00120
=0.37이 되도록 하는 펄스 폭에 대한 신호의 스펙트럼 파워가 도 7에 도시된다. 주파수들은
Figure 112017085763337-pct00121
의 단위들이다. 캐리어는
Figure 112017085763337-pct00122
와 동일한 주파수를 갖는다. 어떤 다른 캐리어 주파수를 선택하는 것이 이에 대하여 유사한 SSB 스펙트럼을 제공할 것이다.
스펙트럼은 명백히 단일 측파대 속성을 보여준다. 캐리어 주파수의 좌측으로, 스펙트럼은 극도로 빠르게 감소하며, 그것의 유한한 값은 오로지 유한 크기 효과들에 기인한다. 캐리어 주파수의 우측으로, 스펙트럼 파워는 주파수
Figure 112017085763337-pct00123
에서 20dB만큼 급격히 감소하고, 그런 다음 주파수
Figure 112017085763337-pct00124
에서 추가로 20dB만큼 감소하는 등이다.
더 높은 주파수에서의 감소를 조밀하게 하는 것(compacting)은 연산의 결과이며, 이는 유한한 수의 샘플들(지속기간 Tb의 일련의 259-비트 랜덤 개수의 독립적인 드로우(draw)들에 대응하는 32 스펙트럼의 평균)을 수반한다.
더 작은 폭
Figure 112017085763337-pct00125
가 선택되는 경우, 푸리에 성분들이 더 높은 주파수까지 연장한다. 특히, 파워는
Figure 112017085763337-pct00126
의 주파수에서 증가에 대하여
Figure 112017085763337-pct00127
만큼, 즉,
Figure 112017085763337-pct00128
=0.37에 대하여 1/100(-20dB)만큼 지수적으로 감소한다.
스펙트럼은 또한, 주파수들
Figure 112017085763337-pct00129
,
Figure 112017085763337-pct00130
,
Figure 112017085763337-pct00131
, 등 상에 중심이 맞추어진, 스펙트럼 라인들로서 지칭되는 협소한 피크들을 보여준다. 이들은 2π와 정확하게 동일한 위상 증분을 선택하는 것에 기인한다. "Power spectrum of a digital, frequency-modulation signal"이라는 명칭으로 The Bell System Technical Journal, 54, No.6, pages 1095-1125 (1975)에서 발표된 H.E.　Rowe 및 V.K.　Prabhu에 의한 논문에서 제시된 바와 같이, 이러한 효과는 이미 통상적인 위상 변조 방법들에 대하여 주목되어 왔으며, 이에 대한 증분은 2π이다.
본 방법에 있어서, 이것이 스펙트럼 내의 하위 측파대의 재출현을 야기할 것이기 때문에 이러한 값으로부터 이탈하지 않는 것이 중요하다.
그럼에도 불구하고, 실제로, 스펙트럼 내의 이러한 하위 측파대는 2π보다 단지 몇 퍼센트 더 작거나 또는 더 큰 증분을 제공하면서 무시할만하게 남아 있으며, 동시에 스펙트럼 내의 협소한 피크들이 감소되거나 또는 심지어 제거된다. 이는 위상 증분이 0.965x2π인 스펙트럼에 대하여 도 8a에 도시된다. 협소한 피크들에서의 감소는 범위 9.5 내지 10 내의 주파수들에 대한 커브의 잡음 부분에 의해 달성되며, 이는 하위 측파대에서 작지만 0은 아닌 분포의 외관을 드러낸다. 0.9123x2π의 위상 증분에 대하여, 현상이 조금 더 두드러진다(도 8b 참조). 0.9(2π)보다 더 작거나 또는 1.1(2π)보다 더 큰 위상 증분에 대하여, SSB 성질이 상실되는 것으로 여겨진다.
마지막으로, 도 9는
Figure 112017085763337-pct00132
에서 (동일한 위상 증분 및 비할만한 펄스 폭을 보존하면서) 로렌츠 함수들이 가우시안 함수들에 의해 대체되는 경우 획득되는 스펙트럼을 도시한다. 스펙트럼 차이가 현저하다. 하위 측파대의 존재가 매우 두드러진다.
도 10을 참조하여, 본 발명에 따른 SSB 위상 코딩된 신호를 복조하기 위한 디바이스 및 예시적인 방법의 설명이 이어진다.
수신 측 상에서의, 안테나(201) 및 증폭기(202)에 의한 캐리어로부터 신호를 추출하기 위한 제 1 복조 단계는 통상적이다. 0°-90° 위상 시프터(206)를 통해 믹서들(204 및 205)와 연관된 주파수 fC의 로컬 발진기(203)는 변조 신호의 동-위상 및 직교 성분들
Figure 112017085763337-pct00133
및
Figure 112017085763337-pct00134
를 획득하도록 역할한다. 계산 모듈(207)에서 이들을 미분하고 이들을 그들의 파트너들과 곱함으로써, 다음의 위상 도함수가 획득된다:
Figure 112017085763337-pct00135
.
이는, 도 5의 것들과 같은, 일련의 로렌츠 펄스들을 초기에 생성된 바와 같이 재구성하는 것을 가능하게 만든다. 문턱값 검출기(208)를 단일 로렌츠 함수의 진폭의 절반의 값에 위치시킴으로써, 시간
Figure 112017085763337-pct00136
에서 비트
Figure 112017085763337-pct00137
또는 0의 값을 구별하는 것이 용이하다. 클럭(209)은 레이트 1/Tb로 문턱값 검출기(208)에 펄스들을 공급한다.
실제로는, 검출 잡음이 또한 검출된 신호에 부가된다. 이러한 예에서 sinφ 및 cosφ인 신호를 미분하는 것이 잡음의 효과를 증가시키는 효과를 갖는다. 이하에서 설명되는 바와 같이, 단일 측파대 위상 펄스들의 직교 속성을 참조하여, 미분을 사용하지 않는 다른 복조 수단을 사용하는 것이 가능하다.
단일 측파대 직교 신호들을 생성하는 방법의 설명이 이어진다.
예를 들어, 데이터 채널 당 레이트 1/Tb로의 데이터 송신을 위하여 이들을 사용하기 위해, 유한 지속기간 Tb에 걸친 직교 함수들
Figure 112017085763337-pct00138
,
Figure 112017085763337-pct00139
의 세트를 생성하는 것이 목표이다.
이러한 직교 함수들을 구성하기 위하여, Tb가 무한한 상황(단일 펄스)을 고려함으로써 시작하는 것이 유용하다.
그러면 직교 함수들의 베이스는 하기와 같다:
Figure 112017085763337-pct00140
,
여기에서 이상에서 정의된 위상
Figure 112017085763337-pct00141
의 사용이 이루어진다.
단순성을 위하여, 함수들은 t=0 상에 중심이 맞추어진다.
Figure 112017085763337-pct00142
가 검증될 수 있다.
실제로, 신호들
Figure 112017085763337-pct00143
을 고려하고 그런 다음 하기의 적분을 수행함으로써 2개의 신호들
Figure 112017085763337-pct00144
및
Figure 112017085763337-pct00145
가 직교적으로 분리된다는 것을 보장하는 것이 더 유익할 수 있다:
Figure 112017085763337-pct00146
,
여기에서
Figure 112017085763337-pct00147
은 적분에 대한 가중치(또는 메트릭(metric))로서 나타난다.
이러한 정의를 가지면, 신호들
Figure 112017085763337-pct00148
은 일정한 진폭(단일 모듈러스(modulus))이며, 이는 이들을 생성할 때 실제적인 이점(일정한 송신 파워)을 제공할 수 있다.
Figure 112017085763337-pct00149
의 스펙트럼은 단일 측파대를 점유한다.
더 이상 무한하지 않고 유한한 시간 간격 Tb에 걸친 직교 함수들로의 일반화는, 지속기간 Tb에 의해 이격된 주기적인 일련의 위상 펄스들을 고려함으로써 획득된다. 이는 하기의 주기적인 신호들을 제공한다:
Figure 112017085763337-pct00150
.
위상 φ0의 도함수는 로렌츠 함수들의 주기적인 합이다.
이러한 합은 하기의 주기적인 함수의 형태로 재작성될 수 있다:
Figure 112017085763337-pct00151
.
정수들 h 및 h'에 의해 차이가 나는 2개의 신호들이 시간 간격 Tb에 걸쳐 직교성 관계를 충족시킨다:
Figure 112017085763337-pct00152
,
다시 한번
Figure 112017085763337-pct00153
이 적분에 대한 가중치로서 역할한다.
실제로,
Figure 112017085763337-pct00154
가 계산되며(또는 생성되며) 그런 다음
Figure 112017085763337-pct00155
를 제공하기 위하여 적분되고, 그런 다음
Figure 112017085763337-pct00156
이 합성된다. 단순히 위상을 정수와 곱하는 것이 직교하는 일정한 진폭의 신호들의 세트를 획득하는 것을 가능하게 만든다는 것이 확인될 수 있다. 추가로, 이제 이산적인 스펙트럼이 단일 측파대의 속성을 보존한다.
위상-코딩된 다중-레벨 디지털 신호들을 검출하기 위한 애플리케이션의 일 예가 이어진다.
다중-레벨 위상 코딩을 선택하는 것에 대한 고려사항이 처음에 주어진다.
목적은, 예를 들어, 진폭 변조의 2바이너리-1퀀터너리(2Binary-1Quaternary; 2B1Q)와 유사하지만 위상 변조로 전이된 4개의 레벨들 상에서 2개의 비트들을 코딩하는 것이다.
자연적으로,
Figure 112017085763337-pct00157
및
Figure 112017085763337-pct00158
을 갖는 N 레벨들(N-어리(N-ary) 비트들)로 일반화하는 것이 가능하다. 초 당 비트레이트는, 이상과 같이, 더 이상 1/Tb가 아니며 p/Tb가 된다.
Figure 112017085763337-pct00159
위상 코딩을 선택하는 것이 가능하며, 여기에서 비트 bk는 (각기 00, 01, 10 및 11에 대하여) 값
Figure 112017085763337-pct00160
을 가지며, 시간 간격
Figure 112017085763337-pct00161
에서 정의된다.
따라서, 복조부 상에서 퀀터너리 비트 bk의 값을 복원하기 위하여 각각의 시간 간격
Figure 112017085763337-pct00162
에 걸쳐 신호들
Figure 112017085763337-pct00163
의 직교성의 완전한 사용이 이루어질 수 있다. 이것이 본 발명의 하나의 가능한 애플리케이션이다.
그러나, 상이한 값들의 2개의 연속적인 비트들 bk 및 bk+1에 대하여, 위상의 도함수는
Figure 112017085763337-pct00164
와 동일한 불연속성을 갖는다. 이러한 불연속성들은 느리게 감소하는 스펙트럼 테일들을 생성한다. 현재 선택된 애플리케이션 예에 있어서, 직교성 속성의 더 열악한 사용을 대가로 스펙트럼 조밀성에 대한 선호사항이 주어진다. 이러한 목적을 위하여, 위상은
Figure 112017085763337-pct00165
를 가지고 이상에서 언급된 바와 같이 코팅되며, 여기에서
Figure 112017085763337-pct00166
및
Figure 112017085763337-pct00167
이다.
따라서, 위상의 도함수는, 4개의 값 레벨을 랜덤하게 이용하는 진폭의 로렌츠 함수들의 합이다. 이러한 코딩은 위상 불연속성이 존재하지 않는다는 것을 보장한다. 그럼에도 불구하고, 신호들
Figure 112017085763337-pct00168
은, bk를 복구하기 위하여 복조부 상에서 사용되는 함수들
Figure 112017085763337-pct00169
과의 직교성 관계들을 충족시키는 것이 아니라, 이들은 단지 근사적인 직교성 관계들을 충족시킨다. 그럼에도 불구하고, 복조는 실제로 유효하게 남는다.
데이터 송신을 위한 원리는 도 5a 및 도 5b에 도시된 것과 유사하지만, 여기에서 2진 비트들 0, 1은 퀀터너리 비트들
Figure 112017085763337-pct00170
에 의해 대체된다.
다중-레벨 위상-코딩된 신호의 스펙트럼의 설명이 이어진다.
제안된 애플리케이션 예로서, 지속기간 Tb의 33개의 퀀터너리 비트들의 런(run)을 구성하는 신호의 스펙트럼에 대한 고려사항이 주어진다. 생성되는 신호는 다음과 같다:
Figure 112017085763337-pct00171
, 여기에서
Figure 112017085763337-pct00172
이다. (2진 비트들 00, 01, 10, 11에 대응하는) 퀀터너리 비트들 bk=0, 1, 2, 또는 3은, 데이터 시퀀스를 나타내기 위한 의사랜덤 숫자 생성기를 사용함으로써 선택된다. 레이트는 초 당 2/Tb 비트이다. 캐리어의 주파수는 fc= 10/Tb로서 선택되며, 폭은 w=0.3Tb로서 선택된다.
도 11은 퀀터너리 비트들의 32개의 상이한 시퀀스들에 대응하는 평균 주파수 스펙트럼을 도시한다.
단일 측파대 성질이 확실히 명백하다. 스펙트럼은 평균 캐리어 주파수
Figure 112017085763337-pct00173
보다 더 낮은 주파수들에 대하여 임의의 상당한 성분을 갖지 않는다.
Figure 112017085763337-pct00174
보다 더 높은 주파수들에 대하여, 스펙트럼은 각각의 1/Tb에 대하여 약 10 dB로 빠르게 그리고 지수적으로 감소한다(비트 레이트 2/Tb와 동일한 주파수에 대하여 20 dB가 증가한다) . 더 큰 폭 w는 훨씬 더 빠른 지수적인 감소를 제공할 것이다.
비교를 통해, 도 12에 도시된 다음의 그래프는, 주파수가 4개의 레벨들 상에서 변조되는 주파수 편이 키잉(FSK) 유형의 변조의 결과이다(즉,
Figure 112017085763337-pct00175
).
본 발명의 부분을 형성하지 않는 이러한 구성에 있어서, 스펙트럼이 평균 캐리어 주파수
Figure 112017085763337-pct00176
의 각 측 상의 더블 측파대 유형이라는 것이 확인될 수 있다. 그것의 메인 폭은 2/Tb이지만, 그러나 스펙트럼은 느리게 그리고 지수적이지 않게 감소하는 스펙트럼 테일들이 옆에 존재한다.
직교적인 주기적인 신호들의 베이스 상에서 신호들을 복조하기 위한 방법 및 디바이스의 설명이 이어진다.
수신측 상에서, 캐리어로부터 신호를 추출하기 위한 복조의 제 1 단계는 통상적이며, 도 10을 참조하여 이상에서 주어진 예와 유사한다. 안테나(301)에 의해 수신된 신호는 증폭기(302)에서 증폭된다. 0°-90° 위상 시프터(306)를 통해 믹서들(304 및 305)와 연관된 주파수 fC의 로컬 발진기(303)는 변조 신호의 동-위상 및 직교 성분들
Figure 112017085763337-pct00177
및
Figure 112017085763337-pct00178
를 획득하도록 역할한다. 제 1 실시예에 있어서, 변조된 신호의 위상의 도함수를 획득하기 위하여 도 10과 동일한 기법을 사용하는 것이 가능할 것이다. 그럼에도 불구하고, (0 진폭을 포함하는) 진폭 레벨들에 대하여 검출하는 것이 어려운 것으로 나타날 것이며, 이는 이웃하는 순간들에서 송신되는 상이한 속성들의 로렌츠 함수들 사이의 중첩때문이다.
따라서, 선호되는 해법은 하기의 주기적인 직교 신호들의 베이스를 사용하는 것이다:
Figure 112017085763337-pct00179
.
실제로, 퀀터너리 비트들의 4개의 레벨들 h=0, 1, 2, 및 3이 개별적으로 검출된다. 이는, 4개의 양들을 형성하기 위하여 도 13에서 참조부호 307이 주어진 하기의 적절한 복조 수단을 사용하고:
Figure 112017085763337-pct00180
및
Figure 112017085763337-pct00181
,
그런 다음 하기의 것을 제공하는 시간 폭 Tb의 게이트 함수와의 콘볼루션을 수행하기 위하여 모듈(308)을 사용함으로써 달성된다:
Figure 112017085763337-pct00182
및
Figure 112017085763337-pct00183
.
그 후, 모듈(309)에서, 양
Figure 112017085763337-pct00184
가 계산된다. 레벨 h=0, 1, 2, 또는 3에 대하여 순간
Figure 112017085763337-pct00185
에서 (비트 레벨 h 검출 신호를 구성하는) 이러한 양에서 관찰되는 피크는 비트 bk가 h와 동일하다는 것을 나타낸다.
따라서, 4개의 문턱값 검출기들(310 내지 313)이 각기 레벨들 h=0, 1, 2, 및 3에 대하여 사용된다.
클럭(314)은 1/Tb의 레이트로 펄스들을 전달하도록 역할한다.
도 13은 또한 주기 Tb의 주기적인 로렌츠 함수들의 생성기 및 값들 sin(hφ0(t,Tb)) 및 cos(hφ0(t,Tb))을 모듈(307)에 공급하기 위한 계산 모듈(316)을 도시한다.
도 14a 내지 도 14e는 하단으로부터 상단까지: 시작 신호
Figure 112017085763337-pct00186
(도 14a); 그 다음 레벨들 h=3, 2, 1, 및 0의 비트들을 검출하기 위한 선택적인 검출 신호들을 도시하는 4개의 그래프들(도 14b 내지 도 14e)을 도시한다.
다중-레벨 비트 bk에 대해 고려될 정보는 정확히 t=kTb에서 취해진 검출 신호들의 값들에 의해 주어진다. 예를 들어, k=-8에 대하여, h=3(도 14b)에 대하여 검추된 신호의 레벨은 큰 값을 취하며 피크를 나타내고, 반면 h=0, 1, 및 2(도 14e, 도 14d, 및 도 14c)에 대응하는 그래프들에 대하여, 신호 레벨들이 낮다: 비트 bk=-8은 따라서 값 3(또는 11)을 갖는다. 레벨들 h=1 및 2(도 14d 및 도 14c)에 대하여, 피크들에 대응하는 것이 아니라 저점(trough)들에 대응하며, bk의 값을 식별하기 위하여 고려되지 않는 정수 t/Tb에 대한 상당한 값들이 또한 때때로 발견될 수 있다. 예를 들어, k=-2에 대하여, bk=0이 h=0(도 14e)을 갖는 검출 신호에 대한 피크에 의해 식별되며, 반면 h=1(도 14d)을 갖는 검출 신호의 값은 0이 아니라 저점과 연관된 값을 제공한다.
로렌츠 함수들의 많은 양의 중첩에도 불구하고, 주기적인 신호들의 베이스 상으로 신호들을 투영하는 단계로 구성된 방법은 매우 효율적인 방식으로 그들의 레벨들에 기초하여 비트들을 선택적으로 소팅(sort)하는 것을 가능하게 만든다.
예로서 이상에서 주어진 것과 같은 위상 코딩된 2진 신호를 복조하는 것에 대한 고려사항이 다시 한번 주어진다.
이상에서 언급된 바와 같이, 동-위상 도함수를 재구성하는 것은 검출된 신호들에 잡음이 많을 때 효과적일 수 없다. 이상에서 설명된 바와 같이 퀀터너리 비트들에 대하여 직교 속성을 사용하는 복조 방법이 선호되며, 이는 2진 신호에 대하여 훨씬 더 효율적으로 적용된다.
이상과 같이, 검출은 하기를 계산하는 것이며:
Figure 112017085763337-pct00187
,
여기에서 이제 h=1 또는 0이고
Figure 112017085763337-pct00188
이다.
다시 한번,
Figure 112017085763337-pct00189
은
Figure 112017085763337-pct00190
과의 직교성 관계를 충족시키지 않지만, 중첩이 효율적인 복조를 위하여 충분하다. 도 15a 내지 도 15e는, 도 4에 도시된 259개 비트들의 시퀀스의 마지막 38개의 비트들에 대하여, 값 0(도 15a) 및 값 1(도 15b)의 비트들에 대한 검출 신호를 도시한다. 도 15c는 검출될 신호를 생성하기 위하여 사용되었던 동-위상 도함수 신호를 재현한다.
본 밤령은 다양한 다른 애플리케이션들에 적합하며, 특히 단일 측파대에서의 위상-코딩된 2진 신호들의 동-위상 및 이-위상 송신에 적합하다.
이러한 애플리케이션에 있어서, 데이터 레이트를 2배로 만들기 위하여(즉, 심볼 레이트의 2배와 동일한 비트 레이트를 가지기 위하여) 캐리어의 동-위상 및 직교 성분들을 독립적으로 변조하는 가능성을 이용할 것이 제안된다.
이상의 예들에 있어서, 신호들은 하기의 상태의 일정한 파워(또는 진폭)이다:
Figure 112017085763337-pct00191
및
Figure 112017085763337-pct00192
.
본 예에 있어서, 신호가 2개의 진폭들의 합이기 때문에, 이는 하기와 같이 더 이상 일정한 진폭이 아니다:
Figure 112017085763337-pct00193
.
이러한 예에 있어서,
Figure 112017085763337-pct00194
및
Figure 112017085763337-pct00195
이며, 여기에서 비트들 bk,1(2)의 2개의 독립적인 세트들이 레이트를 2배로 만들기 위하여 사용된다.
이-위상 및 동-위상 진폭들에 대한 스펙트럼들 둘 모두가 단일 측파대이기 때문에, 전체 신호는 계속해서 단일 측파대 속성을 나타낸다(도 17 및 도 19 참조).
송신된 비트들 상에서 정보를 복구하기 위한 복조 절차의 설명이 이어진다.
간략화를 위하여, 이러한 설명은 2진 비트들로 제한된다. 양호한 복조를 위하여,
Figure 112017085763337-pct00196
및
Figure 112017085763337-pct00197
의 상대적인 위상 변동들이 작게 남아 있어야만 한다. 이러한 변동들은 인접한 위상 펄스들 사이의 간섭(중첩)("인터심볼 간섭(intersymbol interference; ISI)"로도 알려짐)에 기인하며, 이는 도 3a 및 도 3b의 예에 적용되지 않는 제약이다.
캐리어의 복조 시에, 동-위상 및 이-위상 부분들이 획득되며, 즉, 각기 하기와 같으며:
Figure 112017085763337-pct00198
Figure 112017085763337-pct00199
,
t=kTb에 대하여 w<<Tb(ISI 없음)일 때, 실수 부분
Figure 112017085763337-pct00200
은
Figure 112017085763337-pct00201
의 값과 무관하게 각기
Figure 112017085763337-pct00202
=0 또는 1에 대하여 1 또는 -1을 제공한다.
유사하게, 허수 부분:
Figure 112017085763337-pct00203
는
Figure 112017085763337-pct00204
의 값과 무관하게 각기
Figure 112017085763337-pct00205
=0 또는 1에 대하여 1 또는 -1을 제공한다.
Re는 비트들의 제 1 세트에 관한 정보를 제공하고, Im은 비트들의 제 2 세트에 관한 정보를 제공한다. w/Tb가 더 클 때, 추가적인 위상
Figure 112017085763337-pct00206
이 Tb에서 예상된 위상
Figure 112017085763337-pct00207
에 부가된다. 유사한 방식으로, 위상 θ2가 φ2에 영향을 준다. 이는 하기를 제공한다:
Figure 112017085763337-pct00208
Figure 112017085763337-pct00209
.
오류 없이 시간 kTb에서 송신된 비트들의 각각을 복원하기 위하여, 이는
Figure 112017085763337-pct00210
및
Figure 112017085763337-pct00211
에 대하여 필수적이다(즉, Re 및 Im이 항상 명학하게 포지티브(비트 0) 또는 네거티브(비트 1)이지만 결코 0에 가깝지 않은 값을 갖는다는 것을 보장하기 위하여).
dφ/dt의 시간 필터링이 범위
Figure 112017085763337-pct00212
내에 놓인 시간들에서 송신되는 비트들에 대한 ISI를 제한하기 위하여 사용되는 경우, 하기와 같으며:
Figure 112017085763337-pct00213
;
여기에서 γ=0.577...은 오일러 상수이다. 실제로, 이는 w/Tb=0.37에 대하여 N<<4.7, w/Tb=0.32에 대하여 N<<6.5 및 w/Tb=0.185에 대하여 N<<39를 제공한다. 모든 상황들 하에서, 인접한 위상 펄스들 사이의 간섭을 제한하기 위하여 시간 필터링이 필요하다.
일부 예들이 아래에 주어진다.
ISI를 제한하는 하나의 방식은, 하기를 적분합으로써 획득되는 기본 위상 펄스를 가지고, 도 3a 및 도 3b를 참조하여 이상에서 언급된 바와 같이, 위상 도함수에 대하여 로렌츠-가우시안 함수를 사용하는 것이며:
Figure 112017085763337-pct00214
,
여기에서 파라미터 μ는 2π와 동일한 총 위상 증분을 보존하는 것을 가능하게 만드는 계수이다.
도 16a 및 도 16b는 하기와 함께 w/Tb=0.32 및 s/Tb=3.2(μ=1.0811)를 가지고 일련의 비트들에 대한 신호들 Re(도 16a) 및 Im(도 16b)을 임의적인 단위들로 도시한다:
Figure 112017085763337-pct00215
및
Figure 112017085763337-pct00216
.
(1/Tb 단위의) 캐리어 주파수 fc=13에 대한 대응하는 주파수 스펙트럼이 도 17에 도시된다.
기본 위상 도함수가 더 이상 엄격하게 로렌츠 함수가 아니라는 점을 고려하면, SSB 성질은 하위 측파대 내의 작은 스펙트럼 성분을 제외하면 잘 보존된다. 스펙트럼의 90%가 1/Tb 주파수 대역 내에, 즉, 절반의 비트 레이트 내에 집중된다는 것이 또한 확인될 수 있다.
다음의 예는, 다음의 파라미터들: w/Tb=0.37 및 s/Tb=2.7(μ=1.112)을 사용하여 절반의 비트 레이트와 동일한 주파수 대역 내에서 스펙트럼의 98%에 도달하는 것이 가능하다는 것을 보여준다. 도 18a 및 도 18b는 신호들 Re(도 18a) 및 Im(도 18b)을 도시하며, 도 19는 스펙트럼을 도시한다.
이러한 2개의 예들은, 헤르츠 당 초 당 약 2 비트(bit/s/Hz)의 매우 높은 스펙트럼 효율(스펙트럼 폭 분의(over) 비트 레이트의 비율)이 매우 조밀한 SSB 스펙트럼을 가지고 달성될 수 있다는 것을 보여준다.
단일 측파대 결합형 진폭-및-위상 변조에 대한 애플리케이션의 설명이 이어진다.
본 발명의 직접적인 애플리케이션은 진폭 및 위상에서 동시에 캐리어 신호를 변조하는 것이다.
이상의 설명에 있어서, 오로지 위상 변조 φ(t)에 대해서만 고려사항이 주어졌다. 원리는, 신호, 즉, 시작하고 그런 다음 0으로 복귀하는 신호의 하나의 펄스를 관리하는 것이다. t0 상에 중심이 맞추어지고 폭 w0의 단일 펄스에 대하여, 그리고 기본 위상 펄스
Figure 112017085763337-pct00217
에 대하여 하기와 같다:
Figure 112017085763337-pct00218
.
신호는 또한 하기와 같이 진폭 변조
Figure 112017085763337-pct00219
및 위상 변조
Figure 112017085763337-pct00220
의 형태로 기술될 수 있다:
Figure 112017085763337-pct00221
.
따라서 펄스들에 대하여 일반화하는 것이 가능하며, 여기에서
Figure 112017085763337-pct00222
(h　=　1, 2, 3, ...)이다:
Figure 112017085763337-pct00223
.
도 20a 내지 도 20c는 각기 h=1, 2, 및 3에 대한 신호 s(t) 및 캐리어 fc = 13을 갖는 펄스 폭 변조 w/Tb=0.37를 도시한다. 시간 신호들이 상호 직교적이다.
결과적인 스펙트럼은 SSB 스펙트럼(
Figure 112017085763337-pct00224
항) 더하기 주파수 fC에서 국부화된 스펙트럼(
Figure 112017085763337-pct00225
항)의 합에 의해 주어지며, 따라서 이것이 실제로 단일 측파대 스펙트럼이다. 이는, 주파수 fC에서의 강화를 제외하면, 각기 h=1, 2, 및 3에 대하여 도 1a 내지 도 1c에서 주어진 스펙트럼과 동일하다.
단일 측파대 위상 펄스 생성기의 몇몇 실제적인 예들이 이어진다.
모든 디지털 방식으로 캐리어 및 그것의 변조를 합성하는 것이 가능하다: 기술의 현재 상태에 있어서, 초 당 수백만 펄스들에 이르는 레이트로 생성된 위상 펄스들에 대하여, 그리고 GHz 등급(order)에 이르는 캐리어들에 대하여, ("디지털 신호 프로세서들(digital signal processor; DSP)"로서 알려진) 전용 고속 프로세서들, 또는 ("필드 프로그램가능 게이트 어레이(field programmable gate array; FPGA)들"로서 알려진) 재구성가능 고속 프로세서들을 사용하는 디지털 방법들이 이용가능하다.
현재 초 당 1백만 펄스들 미만이지만 잠재적으로 기술 발전에 따라 증가할 수 있는 더 낮은 비트 레이트들에서, "소프트웨어 라디오" 카드들에 기초하여 비싸지 않은 해법들을 사용하는 것이 가능하다. 디지털-대-아날로그 변환 이후에, 양들
Figure 112017085763337-pct00226
및
Figure 112017085763337-pct00227
이 생성되고, 그런 다음, 캐리어의 동-위상 부분 및 직교 부분을 곱하기 위하여 도 6의 실시예에서와 같은 믹서들로 개별적으로 전송된다.
대안예로서, 계속해서 디지털 합성을 사용하여, 위상
Figure 112017085763337-pct00228
가 계산되고 그 다음 디지털-대-아날로그 변환이 이어지며, 그런 다음 전압-제어형 위상 시프터 또는 발진기로 전송된다.
아날로그 합성을 수행하는 것이 또한 가능하다. 이러한 상황들 하에서, 2NTb만큼 이격된 위상 펄스들 사이의 중첩이 무시할만 하게 기본
Figure 112017085763337-pct00229
을 사용함으로써,
Figure 112017085763337-pct00230
은 기간 2NTb의 펄스들
Figure 112017085763337-pct00231
의 2N개의 주기적인 시퀀스들을 생성함으로써 합성되고, 각각의 시퀀스는 Tb만큼 선행 시퀀스로부터 시간적으로 오프셋된다. 주기적인 시퀀스, 즉,
Figure 112017085763337-pct00232
,
Figure 112017085763337-pct00233
;는
적절한 위상 및 진폭을 갖는 1/2NTb의 배수들인 주파수 고조파들을 생성함으로써 용이하게 합성된다.
시간 간격, 즉,
Figure 112017085763337-pct00234
에서,
비트들은 이들을
Figure 112017085763337-pct00235
으로서 인덱싱하기 위하여 그리고 폭 2NTb의 게이트 함수 Π(t)를 사용하여 디-멀티플렉싱되어, 하기와 같은 총 위상 도함수를 구성하는 것이 가능하다:
Figure 112017085763337-pct00236
.
이는, 주파수 승수들을 캐스케이딩(cascade)함으로써 수십 GHz에 이르는 주파수 영역에서 용이하게 수행될 수 있는 1/2NTb의 승수들인 주파수들에서 고조파를 합성함으로써 또는 기본 고조파(base harmonics)를 생성하기 위하여 주파수 콤(comb) 생성기들을 사용함으로써 주기적인 펄스들을 생성하기 위한 절차이다.
광학적 영역에서, 도 21의 실시예에서 도시된 바와 같이, 전기-광 변조기들을 가지고 파의 위상을 직접적으로 변조하는 것이 가능하며, 변조기에 인가되는 전압은 위상 변동에 비례한다.
도 21에서, 데이터
Figure 112017085763337-pct00237
또는 0을 공급하기 위한 모듈(401), 로렌츠 함수 생성기(402), 위상 생성기 모듈(403), 위상 적분기 모듈(404), 캐리어 주파수를 생성하기 위한 레어저 생성기(406), 및 희망되는 위상 변동에 나타내는 전압의 영향 하에서, SSD 위상 변조된 광학 신호가 광 통신 네트워크 내에서의 송신을 위하여 변조기(405)에서 생성되게 하는 방식으로 파의 위상을 직접적으로 변조하도록 역할하는 전기-광 위상 변조기(405)가 보여질 수 있다.
첨부된 청구항들에 의해 정의된 범위를 벗어나지 않고 다양한 수정들 및 추가들이 설명된 실시예들에 적용될 수 있다.
특히, 설명에서 반대되는 업급이 없는 한, 다양한 실시예들은 서로 결합될 수 있다.

Claims (13)

  1. 반송파를 위상 변조하는 방법으로서,
    Figure 112017085763337-pct00238
    의 방식으로 시간 t에서 변조되는 위상
    Figure 112017085763337-pct00239
    및 캐리어 주파수 fC의 파에 의해 구성되는 신호들
    Figure 112017085763337-pct00240
    의 세트를 생성하는 단계로서, h는 정수이고,
    Figure 112017085763337-pct00241
    이며, 상기 변조는 시간 t0 상에 중심이 맞추어지고 포지티브 특성 지속기간 w0의 단일 위상 펄스에 대응하는 단계, 및
    단일 측파대 주파수 스펙트럼을 직접적으로 생성하기 위하여 이러한 방식으로 상기 신호
    Figure 112017085763337-pct00242
    의 위상을 양
    Figure 112017085763337-pct00243
    만큼 증분(increment)하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는, 방법.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 반송파는 전자기 유형인 것을 특징으로 하는, 방법.
  3. 청구항 1에 있어서,
    상기 반송파는 음향 유형인 것을 특징으로 하는, 방법.
  4. 청구항 1 내지 청구항 3 중 어느 한 항에 따른 변조의 방법을 적용함으로써 단일 측파대 위상 코딩에 의해 2진 정보를 전송하는 방법으로서,
    상기 위상을 2진 코딩하기 위하여, 지속기간 Tb의 kth 비트가 총 위상 φ(t)에 양
    Figure 112017085763337-pct00244
    을 기여한다는 것을 수립(establish)하는 단계로서,
    Figure 112017085763337-pct00245
    또는 0이며, 폭 w는 심볼 지속기간 Tb에 비할만 하거나 또는 이보다 더 작은, 단계, 또는 상기 위상의 도함수가 kTb 상에 중심이 맞추어지고 비트 bk에 의해 가중된 로렌츠 함수(Lorentzian function)들
    Figure 112017085763337-pct00246
    의 합이라는 것을 고려하는 단계 중 하나의 단계, 및
    하기의 형태로 송신을 위한 신호를 획득하기 위하여, 그 후 위상 변조 방법을 사용하여 캐리어에 부가되는 위상을 적분하는 단계로서, 양들
    Figure 112017085763337-pct00247
    및
    Figure 112017085763337-pct00248
    은 계산되고 캐리어의 동-위상 진폭
    Figure 112017085763337-pct00249
    및 직교 진폭
    Figure 112017085763337-pct00250
    와 결합되는 변조 신호의 동-위상 및 직교 성분들인, 단계로서, 상기 형태는:
    Figure 112017085763337-pct00251
    인, 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는, 방법.
  5. 청구항 1 내지 청구항 3 중 어느 한 항에 따른 변조의 방법을 적용함으로써 단일 측파대 직교 신호들을 생성하는 방법으로서,
    데이터 채널마다 1/Tb의 레이트로 데이터를 송신하는데 사용하기 위한 유한 지속기간 Tb에 걸친 직교 함수들
    Figure 112017085763337-pct00252
    ,
    Figure 112017085763337-pct00253
    의 세트를 생성하기 위하여, 초기에 Tb가 무한하다는 상황을 고려함으로써 단일 펄스를 정의하는 단계, 및
    하기의 형태로 직교 함수들의 베이스(base)를 수립하는 단계로서, 상기 형태는:
    Figure 112017085763337-pct00254
    이며,
    위상은
    Figure 112017085763337-pct00255
    인, 단계, 또는 신호들
    Figure 112017085763337-pct00256
    을 고려하고 그런 다음 하기의 적분을 수행함으로써 2개의 신호들
    Figure 112017085763337-pct00257
    및
    Figure 112017085763337-pct00258
    이 직교적으로 분리된다는 것을 보장하는하는 단계로서, 상기 적분은:
    Figure 112017085763337-pct00259
    이며,
    Figure 112017085763337-pct00260
    는 상기 적분에 대한 가중치로서 나타나고, 신호들
    Figure 112017085763337-pct00261
    은 일정한 진폭이며, 신호들
    Figure 112017085763337-pct00262
    의 스펙트럼은 단일 측파대 스펙트럼인, 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는, 방법.
  6. 청구항 5에 있어서,
    하기 형태의 주기적인 신호들을 획득하기 위하여, 지속기간 Tb만큼 이격된 주기적인 일련의 위상 펄스들을 고려함으로써, 더 이상 무한한 것이 아니라 유한한 시간 간격 Tb에 걸친 직교 함수들로 일반화하는 단계로서, 상기 형태는:
    Figure 112022019607023-pct00263
    이며;
    위상 φ0의 도함수는 로렌츠 함수들의 주기적인 합이고, 이러한 합은 하기의 형태를 갖는 주기적인 함수로 다시 기술될 수 있고:
    Figure 112022019607023-pct00264
    ,
    정수들 h 및 h'에 의해 차이가 나는 2개의 신호들이 상기 시간 간격 Tb에 걸쳐 하기의 직교성 관계를 충족시키며:
    Figure 112022019607023-pct00265
    ;
    Figure 112022019607023-pct00266
    은 상기 적분을 위한 가중치로서 역할하여,
    Figure 112022019607023-pct00267
    를 계산하고 그런 다음
    Figure 112022019607023-pct00268
    를 합성하기 이전에 위상
    Figure 112022019607023-pct00269
    을 획득하기 위하여 적분을 진행함으로써, 직교성의 특성을 나타내는 일정한 진폭 신호 세트가 획득되며, 단순히 상기 위상과 정수의 간단한 곱셈을 수행함으로써 이산 스펙트럼이 획득되고, 상기 이산 스펙트럼은 단일 측파대 스펙트럼이라는 속성을 보존하는, 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는, 방법.
  7. 청구항 1 내지 청구항 3 중 어느 한 항에 따른 변조의 방법을 적용함으로써 단일 측파대 위상-코딩된 2진 신호들을 동-위상 및 이-위상으로 송신하는 방법으로서,
    비트 레이트를 2배로 하기 위하여 상기 캐리어의 직교 성분 및 동-위상 성분을 독립적으로 변조하는 단계로서, 고려되는 신호는 일정한 진폭을 갖지 않으며 2개의 진폭들의 합에 의해 구성되고 하기의 형태:
    Figure 112017085763337-pct00270
    를 가지고,
    이와 함께 위상들은
    Figure 112017085763337-pct00271
    및
    Figure 112017085763337-pct00272
    이며, 비트들 bk,1(2)의 2개의 독립적인 세트들이 상기 비트 레이트를 2배로 만들기 위하여 사용되고, 이-위상 및 동-위상 진폭들의 각각의 스펙트럼은 단일 측파대 스펙트럼이며, 전체 신호 자체가 단일 측파대 속성을 나타내는, 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는, 방법.
  8. 청구항 1 내지 청구항 3 중 어느 한 항에 따른 변조의 방법을 적용함으로써 진폭 변조 및 위상 변조 둘 모두를 결합하는 캐리어의 신호의 결합형 변조의 방법으로서,
    위상이
    Figure 112017085763337-pct00273
    (h　=　1, 2, 3, ... )의 형태로 표시되는 펄스들에 대하여, 하기의 형태의 신호를 생성하는 단계로서, 상기 형태는:
    Figure 112017085763337-pct00274
    이며,
    결과적인 스펙트럼은 단일 측파대 스펙트럼인, 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는, 방법.
  9. 청구항 1에 따른 방법을 수행하기 위하여 단일 측파대 위상 펄스들을 생성하기 위한 디바이스로서,
    전용 고속 DSP 프로세서 또는 재구성가능 고속 FPGA 프로세서, 디지털-대-아날로그 컨버터,
    각기 양들
    Figure 112017085763337-pct00275
    및
    Figure 112017085763337-pct00276
    을 결정하기 위한 제 1 및 제 2 모듈들(105, 106),
    캐리어 주파수 fC의 파의 동-위상 부분 및 위상 직교 부분을 각기 상기 양들
    Figure 112017085763337-pct00277
    및
    Figure 112017085763337-pct00278
    와 곱하기 위한 제 1 및 제 2 믹서(mixer)들(109, 110), 및
    상기 제 1 및 제 2 믹서들(109, 110)에 의해 전달되는 신호들을 결합하기 위한 가산기 회로(111)를 포함하는 것을 특징으로 하는, 디바이스.
  10. 청구항 1에 따른 방법을 수행하기 위하여 단일 측파대 위상 펄스들을 생성하기 위한 디바이스로서,
    기간 2NTb의 펄스들
    Figure 112017085763337-pct00279
    의 2N개의 주기적인 시퀀스들을 생성하기 위한 아날로그 디바이스로서, 각각의 시퀀스는 시간적으로 선행 시퀀스로부터 Tb만큼 오프셋되며, 상기 아날로그 디바이스는
    Figure 112017085763337-pct00280
    을 합성하기 위하여 2NTb만큼 분리된 위상 펄스들 사이의 중첩이 무시될 수 있도록 기본 위상(elementary phase)
    Figure 112017085763337-pct00281
    을 사용하는, 상기 아날로그 디바이스, 및
    하기의 신호들의 주기적인 시퀀스를 합성하기 위하여 1/2NTb의 배수인 주파수 고조파를 생성하기 위한 디바이스로서, 상기 신호들은
    Figure 112017085763337-pct00282
    ,
    Figure 112017085763337-pct00283
    인, 디바이스; 및
    하기의 시간 간격에서 역할하도록 구성된 디멀티플렉서(demultiplexer)로서, 상기 시간 간격은
    Figure 112017085763337-pct00284
    이며,
    상기 디멀티플렉서는
    Figure 112017085763337-pct00285
    과 같이 비트들을 인덱싱(index)하기 위하여 비트들을 디멀티플렉싱하며, 폭 2NTb의 게이트 함수 Π(t)를 사용함으로써 하기의 총 위상 도함수를 구성하고, 상기 총 위상 도함수는:
    Figure 112017085763337-pct00286
    인, 상기 디멀티플렉서를 포함하는 것을 특징으로 하는, 디바이스.
  11. 단일 측파대 위상 코딩된 신호를 복조하기 위한 디바이스로서,
    주파수 fC의 로컬 발진기(203),
    제 1 및 제 2 믹서들(204, 205), 및
    변조 신호의 동-위상 및 직교 성분들
    Figure 112017085763337-pct00287
    및
    Figure 112017085763337-pct00288
    를 각각 획득하기 위한 0°-90° 위상 시프터(206),
    상기 변조 신호의 동-위상 및 직교 성분들
    Figure 112017085763337-pct00289
    및
    Figure 112017085763337-pct00290
    의 각각을 구별하고 하기의 위상 도함수를 획득하기 위하여 상기 변조 신호의 동-위상 및 직교 성분들
    Figure 112017085763337-pct00291
    및
    Figure 112017085763337-pct00292
    중 다른 하나에 의해 획득된 도함수들의 각각을 곱하기 위한 모듈(207)로서, 상기 위상 도함수는:
    Figure 112017085763337-pct00293
    인, 상기 모듈; 및
    초기에 생성된 일련의 로렌츠 함수 펄스들을 재구성하기 위한 모듈로서, 상기 모듈은 시간
    Figure 112017085763337-pct00294
    에서 비트
    Figure 112017085763337-pct00295
    또는 0의 값을 구별하기 위하여 단일 로렌츠 함수 펄스의 진폭의 절반의 값을 갖는 문턱값 검출기(208)를 포함하는, 상기 모듈을 포함하는 것을 특징으로 하는, 디바이스.
  12. 0(zero) 진폭을 포함하는 4개의 진폭 레벨들을 포함하는 직교적인 주기적 신호들의 베이스에 의해 신호들을 복조하기 위한 디바이스로서,
    주파수 fC의 로컬 발진기(303),
    제 1 및 제 2 믹서들(304, 305), 및
    변조 신호의 동-위상 및 직교 성분들
    Figure 112017085763337-pct00296
    및
    Figure 112017085763337-pct00297
    를 각기 획득하기 위한 0°-90° 위상 시프터(306),
    상기 4개의 진폭 레벨들의 각각에 대하여 하기의 2개의 양들을 형성하기 위하여, 기간 Tb의 로렌츠 함수 생성기와 연관된 복조 모듈(307)을 사용함으로써 퀀터너리(quaternary) 비트들의 4개의 레벨들 h=0, 1, 2, 및 3을 개별적으로 검출하기 위한 디바이스로서, 상기 2개의 양들은:
    Figure 112017085763337-pct00298
    및
    Figure 112017085763337-pct00299
    인, 상기 디바이스,
    시간 폭 Tb의 게이트 함수와의 콘볼루션(convolution)을 결정하기 위한 디바이스(308)로서, 이는 상기 양들 Rh(t) 및 Ih(t)로부터 하기의 것:
    Figure 112017085763337-pct00300
    및
    Figure 112017085763337-pct00301
    을 제공하는, 상기 디바이스(308),
    양
    Figure 112017085763337-pct00302
    을 계산하기 위한 디바이스(309), 및
    레벨 h=0, 1, 2, 또는 3에 대하여 순간적인
    Figure 112017085763337-pct00303
    에서 양
    Figure 112017085763337-pct00304
    에서 관찰되는 피크(peak)가, 비트 bk가 h와 동일하다는 것을 나타낸다는 것을 결정하도록 구성된 문턱값 검출 디바이스(310 내지 313)를 포함하는 것을 특징으로 하는, 디바이스.
  13. 광학적 영역 내의 단일 측파대 위상 펄스들을 생성하기 위한 디바이스로서,
    데이터
    Figure 112017085763337-pct00305
    또는 0을 공급하기 위한 모듈(401),
    로렌츠 함수 생성기(402),
    위상 생성기 모듈(403),
    위상 적분기 모듈(404),
    캐리어 주파수를 생성하기 위한 레어저 생성기(406), 및
    희망되는 위상 변동에 비례하는 전압의 영향 하에서, SSB 위상 변조 광학 신호가 광 통신 네트워크 내에서의 송신을 위하여 변조기(405)에서 생성되게 하는 방식으로 파의 위상을 직접적으로 변조하도록 구성된 전기-광 위상 변조기(405)를 포함하는 것을 특징으로 하는, 디바이스.
KR1020177024872A 2015-02-03 2016-01-29 반송파의 위상 변조를 위한 방법 및 디바이스, 및 다중-레벨 위상-인코딩된 디지털 신호들의 검출에 대한 애플리케이션 KR102412556B1 (ko)

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