CN107534633B

CN107534633B - 载波相位调制方法及装置以及检测多级相位编码数字信号的应用

Info

Publication number: CN107534633B
Application number: CN201680020918.XA
Authority: CN
Inventors: D·C·格拉特利; S·P·鲁洛
Original assignee: Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
Current assignee: Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
Priority date: 2015-02-03
Filing date: 2016-01-29
Publication date: 2020-11-17
Anticipated expiration: 2036-01-29
Also published as: FR3032323A1; CN107534633A; US20180227154A1; US10341150B2; JP6851312B2; KR102412556B1; KR20170115080A; EP3254423A1; WO2016124841A1; JP2018511202A; EP3254423B1; FR3032323B1

Abstract

载波相位调制方法，涉及创建由载波频率为f_C并且相位为

的载波构成的一组信号s_h(t)，相位

在时间t处被调制，使得

其中h是整数，并且其中

调制对应于以时间t₀为中心并具有正特征持续w₀的单相脉冲；以及使得信号s_h(t)的相位增加h2π的量，从而直接生成单边带频谱。该载波可以是电磁型或声学型载波。该方法尤其可以应用于通过单边带相位编码进行二进制信息的传输、生成正交单边带信号、检测具有单边带的多级相位编码数字信号、具有单边带的相位编码二进制信号的同相和异相传输、以及单边带组合幅相调制。

Description

载波相位调制方法及装置以及检测多级相位编码数字信号的应用

技术领域

本发明涉及一种对载波进行相位调制的方法，该载波可以是从低频范围到光学范围的电磁型载波，或者该载波可以是声学型载波。

本发明也适用于通过单边带(SSB)相位编码传输二进制数据的方法的应用。

本发明还涉及一种针对编码应用产生单边带正交信号并检测SSB多级数字信号的方法。

本发明还涉及一种发送同相和异相单边带相位编码二进制信号的方法。

本发明还涉及单边带组合幅相调制方法的应用。

本发明还涉及用于执行上述方法的装置。

背景技术

从最早期发展的电话通讯开始，随后是无线电，发送信号已经通过自身频率高于发送信号频谱范围的正弦载波的幅度或相位调制来进行传输。在所有已知的方法中，发现调制产生双边带频谱，即具有高于和低于载波频率的频率分量。通常，上边带中包含的信息与下边带中包含的信息相同。

因此，工程师们寻求仅保留一个边带以便优化所分配的频带占用的解决方案(特别是文献US 1 449 382)。具体而言，如果每个用户占用更小的频率空间，则可以增大用户数量并且可以减少每个用户的成本。

在产生调制信号之后，用于获得单边带(SSB)的常用方法在于抑制不需要的边带。最简单的技术是带通滤波。

提供更高性能的方法是通过希尔伯特变换(Hilbert transform)进行滤波。如Hartley早在1928年提出的(参见文献US6666206)，它使用宽带90°移相器来构造调制信号的同相部分和正交部分的和(以及差)以获得上边带(以及下边带)。

随后，D.K.Weaver Jr.于1956年6月在IRE会议记录中公开了名称为“用于单边带信号的产生和检测的第三方法”的文章(1703-1705页)(“A third method of generationand detection of single-sideband signals”published in the Proceeding of theIRE”，pp 1703 1705，June 1956)。在该文章中，Weaver提出了一种变型。

由于数字信号处理器(DSP)的可用性，因而希尔伯特变换方法现在仍然特别合适。

此外，对于许多应用而言，期望生成单边带正交信号。

从信号分析到信号传输，正交波形的利用具有许多应用。在这种情况下，预期的应用是数据复用。初始方法在于通过由正交信号的和乘以待传送的信息比特而构成的信号对载波执行幅度调制。

术语“正交”用于表示两个不同波形的乘积的积分在有限的持续时间(具体而言，用于发送编码了一个信息比特(或“符号”)的波形的时间T_s)内为零。相互正交的波函数的示例由以下集合给出：sin2·t/T_s，sin4·t/T_s，sin6·t/T_s等。

在文献US3 204 034中描述了使用正交多项式的生成的变型。

还提出了使用Hermite函数的生成的变型，例如文献US3 384 715所述。

可以观察到，上述通过正弦函数进行的调制也相当于频率调制(从而也相当于相位调制)，其中载波的频率f_C取以下值：f_C±1/T_s，f_C±2/T_s，f_C±3/T_s等，...。这是数字数据传输领域最多开发的解决方案。该方法被称为“正交频分复用”(OFDM)，并且特别在文献US3488445中进行了描述。作为示例，其用于ADSL、数字地面无线电或电视广播中，并且最近在4G移动网络中使用。

从载波频率开始，使用一系列子载波频率，每个子载波频率传输二进制信息。每个子载波是二进制信息信道的向量，同时使用N个子载波，使得可以复用N个比特。在这种方法中，由每个子载波承载的信号需要呈现正交特性，以避免信道之间的干扰，并且在解调之后使得可以从每个信道取回信息。

如果子载波频率之间的距离是符号时间T_s的倒数的倍数，则可以确保正交性。在传输时间T_s期间，并行传输的N比特调制信号是通过N比特的傅里叶变换产生的，然后乘以载波频率。在接收时，在对载波进行解调取回调制信号之后，对其进行傅里叶逆变换，以便取回由N个比特中的每一个携带的值。

上述段落中描述的方法都产生双边带信号。正交函数生成还需要复杂的模拟或数字合成操作(正交多项式或者Hermite函数的多个差分或者和，OFDM的傅里叶变换)。

以下还描述了相位编码的简史。

现代数字通信经常通过二进制相位编码(或等效地通过相移)来利用数字数据传输。已经使用了各种不同的形式。

被称为“二进制相移键控”(B-PSK)的是最简单的，其在于将载波的相位调制了数量0或π。为了在时间间隔(k-1)T_b＜t≤kT_b中传输持续时间为T_b的第k比特，相位取常数b_kπ，其中对于比特“1”而言，b_k＝1，对于比特“0”而言，b_k＝0。

为了实现更好的信息传输速率，主体已经扩展到正交相移键控(Q-PSK)，其中对于偶数k而言，在时间间隔(k-1)T_b＜t≤kT_b中，相位是b_kπ，对于奇数k，在移位后的时间间隔(k-1/4)T_b＜t≤(k+1/4)T_b中，相位是π/2+b_kπ。

由于相位时间的不连续性导致在载波频率的任意一侧上仅缓慢减小的频谱密度拖尾(spectrum density tails)，所以引入了较温和的相位调制以获得更紧凑的频谱，从而减少由相邻频率的载波所传送的独立数字信号之间的干扰，例如文献US 2 977 417所述。

例如，被称为“频移键控”(FSK)的通过改变频率进行编码的方法使用相位随时间推移而变化的线性插值(相当于频率偏移，即术语FSK)。这样，相位是连续的，但其导数不连续。

在这种意义上而言，最有效的调制是通过“高斯最小移位键控”(GMSK)获得的，并且例如用于GSM电话通讯中，例如，参见H.E.Rowe和V.K.Prabhu的文章，名称为“一种数字频率调制信号的功率谱”，出版于“贝尔系统技术杂志”，第54卷，第6期，第1095-1125页，1975年(H.E.Rowe and V.K.Prabhu,entitled"Power spectrum of a digital,frequency-modulation signal",published in The Bell System Technical Journal,54,No.6,pages 1095-1125(1975))。

在该方法中，在传输数据比特的同时，相位的导数是与高斯函数卷积的持续时间T_b的正方波信号(比特1)或负方波信号(比特0)，以便衰减不连续性。然后通过对其导数进行积分来调制载波的相位，并调整相位增量的幅度，使得对于1比特具有+π/2或对于0比特具有-π/2。GMSK方法使得可以具有良好控制的频谱范围，通常频谱功率降低了-20dB，超过频率f_C±1/2T_b。这在图4中示出，其中仅示出了双边带谱的上边带。

所有这些方法都给出了双边带谱。

发明内容

如上所述，没有已知的调制系统表现出用于直接生成单边带的特性。术语“直接”是指在没有如上所述的后处理的情况下生成。

本发明旨在克服上述缺点并使得能够直接生成单边带调制信号。

本发明通过载波相位调制方法解决了现有技术中的上述问题。该方法的特征在于，创建由载波频率为f_C并且相位为

的波构成的一组信号s_h(t)，所述相位

在时间t处被调制，使得

其中h是整数，并且其中

调制对应于以时间t₀为中心并具有正特征持续w₀的单相脉冲；以及使得所述信号s_h(t)的相位增加h2π的量，从而直接生成单边带频谱.

所述载波可以是从低频一直到光学频率的电磁型载波，或者可以是声学型载波。

本发明还提供一种应用本发明的的调制方法来通过单边带相位编码传送二进制信息的方法，所述方法的特征在于：对于所述相位的二进制编码，确立持续时间T_b的第k比特对载波的总相位

贡献2b_karctan((t-kT_b)/w)的量，其中b_k＝1或0，并且其中宽度w与符号持续时间T_b相当或小于符号持续时间T_b；或者考虑所述相位的导数是中心在kT_b并且通过比特b_k加权后的洛伦兹函数2w/((t-kT_b)²+w²)的和，然后将所述相位积分，然后使用相位调制方法将所述相位添加到所述载波，调制信号的同相和正交分量

和

被计算并与所述载波的同相幅度cos2πf_Ct和正交幅度sin2πf_Ct相组合，以获得如下形式的用于传输的信号：

本发明还提供一种通过应用本发明的调制方法来产生单边带正交信号的方法，所述方法的特征在于：为了生成在有限持续时间T_b上的用于在每个数据信道中以速率1/T_b传输数据时使用的一组正交函数u_h(t)，h＝1,2,3,...,N，首先考虑T_b是无限的情况，从而限定单个脉冲，并且建立如下形式的正交函数基：

其中，相位是

或者

考虑信号

然后确保通过执行以下积分而将两个信号s_h(t)和s_h'(t)正交分离：

其中，

表现为用于进行积分的权重，信号s_h(t)处于恒定幅度，所述信号s_h(t)的频谱是单边带谱。

在该方法的特定方案中，其涉及到，通过考虑彼此间隔开持续时间T_b的周期性相位脉冲系列来对在不再是无限而是有限的时间间隔T_b上的正交函数进行归纳或推广(generalize)，以便获得以下形式的周期性信号：

其中，相位

的导数是洛伦兹函数的周期性和，所述和可以被重写为具有以下形式的周期函数：

其中由整数h和h'区分的两个信号在时间间隔Tb上满足正交关系：

作为积分的权重，使得通过计算

然后进行积分以便在合成信号

之前获得相位

从而获得呈现正交特性的恒定幅度信号集，并且仅通过执行相位乘以整数的简单乘法获得离散频谱，所述离散频谱保留单边带特性。

因此，本发明的方法是一种新的相位调制方法，该方法的不同之处在于，该方法生成了具有单边带频谱的正交信号，并且仅通过将用于生成1阶正交函数的相位乘以整数而生成了N>1阶所用到的正交函数。

而，OFDM表现出了双边带频谱，其宽度为N/T_s，频谱的两侧是频谱拖尾，该频谱拖尾缓慢下降(幂次定律)，本发明提出了频谱复用，该频谱复用没有下边带，而且其上边带具有主宽度N/T_s，且具有快速地以指数方式下降的频谱拖尾。

本质上而言还可以通过反转相位的符号来执行频谱复用，其没有上边带，并且其下边带具有主宽度N/T_s，且具有快速地以指数方式下降的频谱拖尾。

本发明还提供一种通过应用本发明的调制方法来发送同相和异相的单边带相位编码二进制信号的方法，所述方法的特征在于其涉及到：独立地调制载波的同相分量和正交分量，以使比特率加倍，所考虑的信号具有以下形式，并由两个幅度之和构成且其不具有恒定幅度：

其具有相位

和

其中使用两组独立的比特b_k,1(2)来使比特率加倍，异相幅度和同相幅度中的每一个的频谱均为单边带频谱，总的信号本身呈现出单边带特性。

本发明还提供一种通过应用本发明的调制方法调制载波信号的组合调制方法，所述组合调制方法组合了幅度调制和相位调制，所述方法的特征在于：对于相位表示为

(h＝1,2,3,…)形式的脉冲，所述方法涉及到产生具有如下形式的信号：

其中，所产生的频谱是单边带频谱。

本发明还提供一种用于执行本发明的方法的用于生成单边带相位脉冲的装置，所述装置的特征在于：所述装置包括：专用快速DSP处理器或可重新配置的快速FPGA处理器；数模转换器；分别用于确定量

和

的第一和第二模块；用于将具有载波频率f_C的波的同相部分和异相部分分别与所述量

和

相乘的第一和第二混合器；以及用于将所述第一和第二混合器传送的信号进行组合的加法器电路。

更特别的，本发明还提供一种用于执行本发明的方法的用于生成单边带相位脉冲的装置，所述装置的特征在于，所述装置包括：模拟装置，用于生成周期为2NT_b的2N个周期性脉冲

的序列，每个序列在时间上相对于前一个序列偏移T_b，所述模拟装置使用基本相位

使得彼此之间间隔开2NT_b的相位脉冲之间的重叠是可忽略的，以合成

用于生成频率谐波的装置，所述频率谐波是1/2NT_b的倍数，从而合成周期性信号序列

-N≤q＜N；解复用器，配置为在时间间隔(k-N+1/2)/2T_b≤t＜(k+N-1/2)/T_b执行动作以对比特进行解复用，从而将比特索引为b_k+q，并且通过使用宽度为2NT_b的门函数П(t)来构建总的相位导数：

本发明还提供一种用于对单边带相位编码信号进行解调的装置，所述装置的特征在于，所述装置包括：具有频率f_C的本地谐振器；第一和第二混合器；以及0°-90°移相器，用于分别获得调制信号的同相和正交分量

和

模块，用于对调制信号的同相和正交分量

和

中的每一个进行差分并将获得的导数中的每一个乘以所述调制信号的同相和正交分量

和

中的另一个从而获得如下相位导数：

以及用于重构初始生成的一系列洛伦兹函数脉冲的模块，该所述模块包括阈值检测器，通过等于单个洛伦兹函数脉冲的幅度一半的值来在时间t_k＝kT_b处对比特b_k＝1或0的值予以区分。

本发明还提供给一种用于通过包括四个幅度等级的正交周期性信号基来解调信号的装置，所述幅度等级包括零幅度，所述装置的特征在于，所述装置包括：具有频率f_C的本地谐振器；第一和第二混合器；0°-90°移相器，用于分别获得调制信号的同相和正交分量

和

用于通过使用解调模块来分别检测四进制比特的所述四个等级h＝0,1,2,以及3以针对四个幅度等级中的每一个形成如下两个量的装置：

以及

其中所述解调模块(307)与具有周期T_b的洛伦兹函数生成器相关联；用于确定与具有时间宽度T_b的门函数的卷积的装置，基于量R_h(t)和I_h(t)给出：

以及

用于计算量

的装置；以及阈值检测装置，配置为确定针对所述等级h＝0,1,2,或3在时刻t＝kT_b观察到的量

的峰值表明比特b_k等于h。

本发明还提供一种用于在光域中生成单边带相位脉冲的装置，所述装置的特征在于，所述装置包括：用于提供数据b_k＝1或0的模块；洛伦兹函数生成器；相位生成器模块；相位积分器模块；用于生成载波频率的激光生成器；以及电光相位调制器，配置为用以如下方式直接调制波的相位：在与期望的相位变化成比例的电压的作用下，在调制器中生成SSB相位调制光信号以在光通信网络中传输。

附图说明

本发明的其它特征和优点参照附图并基于作为示例给出的本发明的具体实施方案的描述而变得明显。在附图中：

图1A至图1C示出了描述根据本发明一个方案的针对对应于单个相位脉冲的信号的单边带频谱的频谱密度的曲线，其中针对限定了调制指数的整数h的不同值，对载波进行相位调制；

图2A和图2B示出了针对使用限定了调制的非整数的不同值进行相位调制的载波而描述了信号频谱的频谱密度的曲线；

图3A和图3B示出了描述根据本发明一个方案的信号的单边带频谱的频谱密度的曲线，对于该信号而言，该载波是通过不同的高斯值进行相位调制的，该不同的高斯值限定了表现出接近100％的SSB特性的调制。

图4示出了用于描述根据现有技术的相对信号幅度与用于限定双边带频谱的载波的频率偏移之间的关系的曲线；

图5A和图5B示出了在使用根据本发明的单边带相位调制的数字编码方法的背景下，用于首先描绘生成的相位导数信号，其次描绘积分后的相位信号的曲线；

图6示出了使用本发明的单边带相位调制的数字编码器装置的示例的框图；

图7示出了用于描绘信号频谱密度与已经根据本发明进行信号单边带编码后的信号的频率之间的关系的曲线，相位增量正好等于2π；

图8A和图8B示出了用于描绘信号频谱密度与已经根据本发明进行信号单边带编码后的信号的频率之间的关系的曲线，相位增量分别等于0.965×2π和0.9123×2π；

图9示出了用于描绘信号频谱密度与编码后的信号的频率之间的关系的曲线，该编码后的信号不是单边带信号，其中，相比于导致图7曲线的公式，其洛伦兹函数被高斯函数代替；

图10示出了用于解调本发明的单边带相位编码信号的示例性装置的框图；

图11示出了用于描绘根据本发明的实施方式平均后的多级相位编码信号的频谱密度的曲线；

图12示出了用于描绘使用现有技术中的移相调制获得的多级相位编码信号的频谱密度的曲线，所述频谱是双边带类型；

图13示出了本发明的用于通过正交周期性信号基来解调信号的示例性设备的框图；

图14A至图14E示出了在通过本发明的正交周期性信号基的信号解调方法的背景下表示启动信号的曲线，之后是四个表示分别在等级3,2,1和0的选择性数据检测信号的图的曲线；

图15A至图15C示出了在本发明的相位编码二进制信号解调方法的背景下的多个曲线，这些曲线中，首先是表示用于生成待检测信号的相位导数信号的曲线，其次是表示用于检测值为0和值为1的比特的信号的曲线；

图16A和图16B对于根据本发明的同相和异相单边带相位编码二进制信号的传输方法，分别示出了用于第一实施方式中的一系列比特的检测信号(或调制后的信号)的实部和虚部，在每个图中包括编码信号的相位导数调制；

图17示出了用于描绘如图16A和图16B所示的示例中的本发明的单边带相位编码二进制信号的频谱密度的曲线；

图18A和图18B对于根据本发明的同相和异相单边带相位编码二进制信号的传输方法，分别示出了用于第二实施方式中的一系列比特的检测信号(或调制后的信号)的实部和虚部，在每个图中包括编码信号的相位导数调制；

图19示出了用于描绘如图18A和图18B所示的示例中的本发明的单边带相位编码二进制信号的频谱密度的曲线；

图20A至图20C示出了用于描绘在本发明的一个实施方式中针对调制指数h的多个值(分别等于1，2和3)的单边带组合幅度-相位调制信号的曲线；以及

图21示出了在应用于光场的背景下使用本发明的单边带相位调制的数字编码器装置的示例的框图。

具体实施方式

本发明涉及一种波的调制方法。首先，通过载波相位的原始时间增量，该方法使得可以直接生成具有单边带(SSB)频谱的信号，即一种信号，其频率内容高于或低于载波的频率，但不是同时在两侧。

其次，针对相位增量保持相同时间形式，但将其乘以整数，这样本发明的方法使得可以生成保留了SSB特性的相互正交的时间信号的原始基。

此外，所得到的频谱非常紧凑，并且在单边带中的光谱功率呈指数下降。

该方法可以应用于任何类型的波，例如，电磁波(从最低频率到光学范围)，或者甚至可以应用于声波。

直接的应用取决于经过相位调制的物理编码信息，以传输数字数据(例如，GSM、蓝牙、Wi-Fi、数字电视、卫星通信，RFID等，用于微波范围，或例如用于光学范围的高数据速率传输)。

本发明提出了一种用于调制载波相位的特定形式的调制，其本身能够产生单边带频谱。

考虑由具有频率f_C以及在时间t调制的相位

的载波构成的一组信号：

其中h是正整数或零，其中

调制对应于具有特征持续w₀(>0)的以时间t₀为中心的单个相位脉冲以及将信号s_h(t)的相位增加h2π的量。

参考在基于相位调制的数字传输的背景中使用的术语，h被称为调制指数。

在图1A至图1C中示出了h的值分别等于1、2和3时信号的频谱密度

其中

是s_h(t)的傅里叶变换。

可以看出，频谱是单边带频谱：频谱在低于f_C的频带中不具有任何分量。

应该观察到，如果调制指数选择成h<0，则频谱将是关于载波频率的镜像，并且在上频段中将不存在分量。

t₀和w₀的选择可以是任意的，但是这不会改变单边带特性。

显然，频谱密度由递减指数乘以h-1次拉盖尔多项式(Laguerre polynomials)L_h(x)给出。

如果f≥f_c

P_h(f)＝0如果f<f_c

显着地，当相位变化被归纳为增量和

时，单边带谱是守恒的，其中h_i是正整数，并且

其具有任意w_i>0和t_i。

对于所有整数h_i具有相同符号的条件是强制性保留SSB特性。

该形式

被利用并用于以下与通过单边带相位编码传送二进制信息有关的示例的应用中。

以下是SSB相位调制的几个重要特性。

对于单相脉冲，只有通用形式

才能产生具有任意t₀和w₀的单边带。任何其他形式的时间变化将导致双边带频谱。如果相位是在任意时刻产生的形式类似于

且具有任意宽度并乘以任意正整数的相位脉冲的和，则SSB特性被保留。

如果相位具有相反符号，则获得单边带谱，该单边带谱是关于载波频率的镜像图像。

乘法因子(multiplicative factor)h(并且更一般地，对于全部h_i，其必须具有相同符号)必须是整数。

图2A和2B表明，对于信号

获得的光谱(其中代替h的λ不是整数)不是单边带光谱。

将

乘以正整数可以生成正交函数基，如下所述。

下面还说明了多种调制的SSB标准，尽管它们不完美，但它们接近于完美调制，因而同样落入本发明的范围内。

对于相位增量不是2π的倍数的调制，即使调制的形式不变(即相位导数的洛伦兹函数)，也会导致第二边带出现。这在图2A和2B中可以清楚看到。

为了量化SSB性质，可以定义频率高于载波的频谱功率之和除以总频谱之和的比例如下：

在图2A和2B中，对于λ＝0.5和1.5的调制而言，分别发现c_SSB＝56.9％和61.7％，即与单边带(c_SSB＝100％)预期的光谱相距非常远的光谱。

在某些应用示例中，为了达到值2π，相位变化

可能被认为是太慢。具体来说：

t→∞。

定义其中缓慢部分被截断的

的近似形式可能是有用的。这是在针对单边带组合幅相调制的应用所描述的示例中完成的。

洛伦兹函数

乘以宽度为s的高斯函数。那么写出的

近似相位导数为：

其中参数μ是使得可以保持总的相位增量等于2π的乘数系数。对于宽度为w＝0.37的洛伦兹函数以及s＝2.7和1.85(μ分别为1.112和1.165)的两个高斯宽度，在图3A和3B中示出了

的频谱功率。

由于相位的导数现在与洛伦兹函数不同，所以出现了较低的边带。然而，例如s>>w的值使得可以保留接近100％的SSB性质(分别是c_SSB＝95.9％和95％)。

接下来，对通过单边带相位编码传送二进制信息的本发明的应用示例进行说明。

以上参考图4概述了已知的相位编码方法，它们都产生双边带谱。

在本发明的应用中，接下来是使用单边带相位调制的数字编码原理的描述。

作为本发明的应用，考虑以下相位编码：持续时间T_b的第k比特对载波的总相位

贡献量为2b_karctan((t-kT_b)/w)，其中b_k＝1或0，并且宽度w与符号时间T_b相当或小于符号时间T_b。

在实践中，可以简化为考虑相的导数。那么，这是一个以kT_b为中心并以比特b_k加权的洛伦兹函数2w/((t-kT_b)²+w²)的总和。

图5A示出了产生的相位导数信号。然后对相位积分，如图5B所示，然后使用传统的相位调制方法将其应用于载波。

量

和

被计算并与载波的同相和正交幅度cos2πf_Ct和sin2πf_Ct组合以便获得用于传输的信号：

图6给出了能够执行这种数字编码的装置的框图。

在图6中，可以看到用于提供数据b_k＝1或0的模块101；洛伦兹函数生成器102；相位生成器模块103；相位积分器模块104；分别用于生成量

和

的模块105和106；载波频率生成器107；移相器模块108；混合器电路109和110；以及用于将量

和

与载波的同相幅度cos2πf_Ct和正交幅度sin2πf_Ct组合的加法器电路111，从而获得用于传输的信号：

输出放大器112连接到发射天线113。

考虑单边带相位编码信号的频谱。

信号的频谱功率如图7所示，脉冲宽度w/T_b＝0.37。频率的单位是1/T_b。载波频率等于10/T_b。选择一些其他载波频率将给出相对于其类似的SSB频谱。

频谱清楚地显示了单边带特性。对于载波频率的左侧，频谱极快地下降，其有限值仅仅是由于有限尺寸效应的缘故。对于载波频率的右侧，频谱功率在频率f_C+1/T_b处急剧减少了20dB，然后在频率f_C+2/T_b处再减少了20dB，以此类推。

在较高频率处的紧凑减小是计算的结果，其涉及有限数量的样本(32个光谱的平均值与持续时间T_b的259个比特随机数系列的各独立绘图对应)。

如果选择较小的宽度w/T_b，则傅里叶分量延伸到更高的频率。具体而言，频率增加1/T_b，功率就指数减小

即对于w/T_b＝0.37而言，减小了1/100(-20dB)。

频谱还显示出以频率f_C、f_C+1/T_b、f_C+2/T_b等为中心的窄峰，称为频谱线。这些是由于选择了正好等于2π的相位增量所导致的。增量是2π的常规相位调制方法已经注意到了这一效果，例如参见H.E.Rowe和V.K.Prabhu的文章，名称为“一种数字频率调制信号的功率谱“，出版于”贝尔系统技术杂志“，第54卷，第6期，第1095-1125页，1975年(H.E.Rowe andV.K.Prabhu,entitled"Power spectrum of a digital,frequency-modulation signal",published in The Bell System Technical Journal,54,No.6,pages 1095-1125(1975))。

在该方法中，重要的是不要偏离该值，因为这将导致频谱中的下边带的再现。

然而，在实践中，频谱中的该下边带依然可忽略，只要该增量比2π小或大数个百分比，而频谱中的窄峰被减少甚至被消除。在图8A中示出了相位增量为0.965×2π的频谱。窄峰的减少伴随着频率在9.5至10范围内的曲线的噪声部分，展示出在下边带中出现了小但非零的贡献。对于0.9123×2π的相位增量，该现象更明显一些(参见图8B)。对于小于0.9(2π)或大于1.1(2π)的相位增量，可以认为丢失了SSB特性。

最后，图9示出了如果

的洛伦兹函数被高斯函数(同时保留相同的相位增量和相当的脉冲宽度)所代替时获得的频谱。频谱差异很大。下边带表现的非常明显。

参考图10，接下来描述根据本发明的用于解调SSB相位编码信号的示例性方法和装置。

在接收时，用于通过天线201和放大器202从载波中提取信号的第一解调步骤是常规步骤。经由0°-90°移相器206与混合器204和205相关联的具有频率f_C的本地谐振器203用于获得调制信号的同相和正交分量

和

通过在计算模块207中将它们进行差分并将其乘以它们的伙伴，获得以下相位导数：

这使得可以重构最初生成的一系列洛伦兹脉冲，例如图5A所示的那些。通过将阈值检测器208置于单个洛伦兹函数幅度的一半的值，可以容易地在时间t_k＝kT_b处区分比特b_k＝1或0的值。时钟209以1/T_b的速率向阈值检测器208提供脉冲。

实际上，检测到的噪声也被加到检测信号上。对信号(在此示例中是

和

)进行差分具有增加噪声效应的效果。可以参照下述的单边带相位脉冲的正交性，使用不利用差分的其他解调手段。

接下来描述生成单边带正交信号的方法。

目的是在有限持续时间T_b上产生一组正交函数u_h(t),h＝1,2,3,...,N，以便使用它们，例如用于在每个数据信道上以速率1/Tb进行数据传输。

为了构建这些正交函数，有用的是通过考虑T_b是无限(单脉冲)的情况开始。

然后，正交函数基是：

其中使用上述定义的相位

为了简单起见，函数以t＝0为中心。可以验证

在实践中，认为信号为

然后确保两个信号s_h(t)和s_h'(t)通过执行以下积分而正交地分离可能更有利：

其中

显示为用于积分的权重(或度量)。

通过这种定义，信号s_h(t)处于恒定幅度(单位模数)，这在生成它们(恒定的传输功率)时可以展现实用的优点。s_h(t)的频谱占用单边带。

通过考虑以持续时间T_b间隔开的周期性的相位脉冲系列来获得不再是无限的而是有限的时间间隔T_b上的正交函数的归纳。这给出以下周期性信号：

相位

的导数是洛伦兹函数的周期性和。

这个和可以用周期函数的形式重写为：

不同之处在于整数h和h'的两个信号在时间间隔T_b上满足正交关系：

再次声明，

用作积分的权重。

在实践中，计算(或生成)

并对其进行积分，以给出

然后合成

可以看出，仅将相位乘以整数使得可以获得正交的一组恒定幅度信号。此外，现在离散的频谱保留了单边带的属性。

接下来是用于检测相位编码的多级数字信号的应用示例。

最初考虑选择多级相位编码。

目的是在四个等级上编码2比特，例如,如同2二进制-1四进制(2B1Q)方法的幅度调制，但转换为相位调制。

自然，可以推广为N个等级(N元比特)，h＝0,1,...,N-1并且N＝2^p。如上所述，每秒的比特率不再是1/T_b，而是变为p/T_b。

可以选择

相位编码，其中比特b_k具有值b_k＝0,1,2,3(分别对应00,01,10和11)，并以时间间隔(k-1/2)T_b≤t＜(k+1/2)T_b定义。

因此，可以充分利用信号

在每个时间间隔[k-1/2,k+1/2]T_b上的正交性，以便在解调时恢复出四进制比特b_k的值。这是本发明的一个可能的应用。

然而，对于具有不同值的两个连续比特b_k和b_k+1，相位的导数具有等于

的不连续性。这种不连续性产生缓慢减小的频谱拖尾。在当前选择的应用示例中，偏向于以较少利用正交特性为代价来获得频谱的紧凑性。为此，如上所述用

对相位进行编码，其中

并且b_k＝0,1,2,3。

因此，相位的导数是随机呈现四个值级别的幅度的洛伦兹函数的和。该编码确保没有相位不连续。然而，信号

不满足与在解调时使用的用于取回b_k的函数

之间的正交关系，而是满足仅仅是近似的正交关系。然而，解调在实践中仍然是有效的。

用于数据传输的原理类似于图5A和5B所示的原理，但其中二进制比特0,1被四进制比特b_k＝0,1,2,3替代。

接下来描述多级相位编码信号的频谱。

作为提出的应用示例，考虑由持续时间T_b的一连串33个四进制比特构成的信号的频谱。所生成的信号如下：

其中

通过使用伪随机数生成器来选择四进制比特b_k＝0,1,2或3(对应于二进制比特00,01,10,11)以呈现数据序列。速率是每秒2/T_b比特。选择载波的频率为f_c＝10/T_b，宽度选择为w＝0.3T_b。

图11示出了对应于32个不同序列的四进制比特的平均频谱。

单边带特性是非常明显的。频谱不具有任何低于平均载波频率<f>＝f_C+<b_k>/T_b＝11.5/T_b的频率的显著分量。

对于高于<f>+2/T_b的频率，每1/T_b频谱就快速以指数方式降低约10dB(对于频率增加等于比特率2/T_b是20dB)。宽度w越大，指数下降越快。

作为比较，图12所示的以下曲线图是频移键控(FSK)类型的调制结果，其中频率在四个等级(即

)上进行调制。

在不构成本发明一部分的结构中，可以看出，频谱是在平均载波频率<f>＝f_C+<b_k>/T_b＝11.5/T_b任一侧的双边带类型。它的主宽度是2/T_b，但频谱的两侧是频谱拖尾，该拖尾缓慢减小但不是呈指数减小。

接下来描述用于在正交周期性信号基上解调信号的方法和装置。

在接收时，用于从载波中提取信号的解调的第一步是常规的，并且类似于上面参考图10给出的示例。由天线301接收的信号在放大器302中被放大。经由0°-90°移相器306与混合器304和305相关联的具有频率f_C的本地谐振器303用于获得调制信号的同相和正交分量

和

在第一实施例中，可以使用与图10相同的方案来获得调制信号的相位的导数。然而，由于在相邻时刻传输的不同态度(attitude)的洛伦兹函数之间的重叠，幅度等级(包括零幅度)的检测似乎是困难的。

因此，优选的解决方案是使用以下周期性正交信号的基：

在实践中，分别检测四进制比特的四个级别h＝0,1,2和3。这通过使用图13中合适的解调装置给定基准307以形成四个量

和

然后通过使用模块308执行与具有时间宽度Tb的门函数的卷积来实现，该卷积为：

和

此后，在模块309中，对量

进行计算。对于等级h＝0,1,2或甚至3而言，在时刻t＝kT_b观察到的该量的峰值(其构成比特等级h检测信号)表明比特b_k等于h。

因此，四个阈值检测器310至313分别用于等级h＝0,1,2和3。

时钟314用于以1/T_b的速率来传送脉冲。

图13还示出了周期为T_b的周期性洛伦兹函数的生成器以及用于向模块307提供值

和

的计算模块316。

图14A至图14E从下到上示出：启动信号

(图14A)；其后是四个图，示出了用于检测等级h＝3,2,1和0的比特的选择性检测信号(图14B至图14E)。

对于多级比特b_k要考虑的信息由恰好在t＝kT_b处获取的检测信号的值给出。例如，对于k＝-8，对于h＝3检测到的信号的等级(图14B)取大的值并显示峰值，而对于对应于h＝0,1和2的图(图14E，图14D和图14C)，信号等级较低：因此比特b_k＝-8具有值3(或11)。对于h＝1和2(图14D和图14C)的等级，有时也可能会发现不对应于峰值而对应于波谷的整数t/T_b的显著值，并且对于标识b_k的值就不对该值进行考虑。例如，对于k＝-2，通过h＝0的检测信号的峰值来标识b_k＝0(图14E)，而h＝1的检测信号的值给出不为零但与波谷相关联的值(图14D)。

尽管洛伦兹函数的重叠量很大，但是可以看出，该方法在于将信号投影到周期性信号基上，使得可以以非常有效的方式根据其等级选择性地对比特进行分类。

再次考虑如上所述示例的相位编码二进制信号的解调。

如上所述，当检测到的信号有噪声时，重构同相导数不是有效的。如上文针对四进制比特所描述的，利用正交性的解调方法是优选的，并且甚至更有效地适用于二进制信号。

如前所述，检测包括计算：

其中，当前h＝1或者0，并且

再次声明，

与

不满足正交关系，但重叠足以有效地进行解调。图15A至图15C针对图4所示的259个比特序列的最后38个比特，示出了值为0(图15A)和值为1(图15B)的比特的检测信号。图15C重现了用于生成待检测信号的同相导数信号。

本发明适用于各种其他应用，特别是适用于单边带中的相位编码二进制信号的同相和异相传输。

在本申请中，提出了利用独立地调制载波的同相和正交分量的可能性，以使数据速率加倍(即，使得比特率等于符号速率的两倍)。

在上述示例中，信号具有恒定的功率(或幅度)，其具有：

和

在本示例中，由于信号是两个幅度的和，所以它不再处于恒定幅度：

在该示例性

和

中，使用两个独立比特集合b_k,1(2)来使得速率加倍。

由于异相和同相幅度的频谱都是单边带，所以总信号继续呈现单边带特性(参见图17和图19)。

接下来解释用于取回关于所发送比特的信息的解调过程。

为简单起见，以下描述仅限于二进制比特。为了实现良好的解调，可以看出

和

的相对相位变化需要保持较小。这些变化来自相邻相位脉冲之间的干扰(重叠)(也称为“符号间干扰”(ISI))，不适用于图3A和3B的示例的约束。

在解调载波时，获得同相和异相部分，即分别为：

当w<<T_b(无ISI)时，对于t＝kT_b，实部Re(kT_b)＝cos(b_k,1π)-sin(b_k,2π)对于b_k,1＝0或1分别给出了1或-1，且与b_k,2的值无关。

同样，虚部：Im(kT_b)＝sin(b_k,1π)+cos(b_k,2π)对于b_k,2＝0或1分别给出1或-1，与b_k,1的值无关。

Re给出关于第一组比特的信息，Im给出关于第二组比特的信息。当w/T_b较大时，在T_b的预期相位

中加入附加相位

以类似的方式，相位θ₂影响

这给出：

Re(kT_b)＝cos(b_k,1π+θ₁)-sin(θ₂)

Im(kT_b)＝sin(θ₁)+cos(b_k,2π+θ₂)

为了无误地恢复在时间kT_b传输的每个比特，对于|θ₁|＜＜π/4和|θ₂|＜＜π/4，重要的是，即确保Re和Im总是具有显著正值(比特0)或显著负值(比特1)，但值不能接近0。

如果使用

的时间滤波来将ISI限制在范围(k±N)T_b内的时间处传输的比特，则：

|θ_1,2|^MAX≈(γ+ln(N))w/T_b＜＜π/4

其中γ＝0.577...是欧拉常数(Euler’s constant)。实际上，对于w/T_b＝0.37，给出N<<4.7，对于w/T_b＝0.32，给出N<<6.5，对于w/T_b＝0.185，给出N<<39。在所有情况下，都需要时间滤波来限制相邻相位脉冲之间的干扰。

下面给出了一些例子。

限制ISI的一种方式是使用洛伦兹-高斯函数作为相位导数，如上文参考图3A和3B所提及的，通过积分获得的基本相位脉冲：

其中参数μ是使得可以保持总相位增量等于2π的系数。

图16A和图16B示出一系列比特的任意单位的信号Re(图16A)和Im(图16B)，其中w/T_b＝0.32，s/T_b＝3.2(μ＝1.0811)，并且：

以及

载波频率f_c＝13(单位为1/T_b)的对应频谱如图17所示。

鉴于基本相位导数不再是严格的洛伦兹函数，所以除了下边带中的小频谱分量外，SSB特性得以良好保留。还可以看出，90％的频谱集中在1/T_b频带，即比特率的一半。

以下示例表明，使用以下参数可以达成频带中98％的频谱等于比特率的一半：w/T_b＝0.37并且s/T_b＝2.7(μ＝1.112)。图18A和图18B示出了信号Re(图18A)和Im(图18B)，图19示出了频谱。

这两个示例表明，使用非常紧凑的SSB频谱可以获得非常高的频谱效率(比特率与频谱宽度的比率)，大约是每赫兹每秒2比特(比特/s/Hz)。

接下来描述了单边带组合幅相调制的应用。

本发明的直接应用在于以幅度和相位同时调制载波信号。

在上述的说明中，仅考虑了相位调制

该原理是为了管理信号的一个脉冲，即启动然后返回到零的信号。对于单个脉冲以t₀为中心，宽度为w₀，对于基本相位脉冲

该信号也可以以幅度调制

和相位调制

的形式重写为：

因此可以将

(h＝1,2,3，...)的脉冲归纳为：

图20A至图20C示出了分别对应h＝1,2和3并且载波f_c＝13的脉冲宽度调制w/T_b＝0.37的信号s(t)。时间信号相互正交。

所得到的频谱由SSB频谱(

项)加上位于频率f_C的频谱(cos(2πf_Ct)项)的和给出，因此它确实是单个边带频谱。对于h＝1,2和3的情况，与图1A至图1C中对应给出的频谱相同，只不过在频率f_C处有所强化。

以下是单边带相位脉冲生成器的几个实际的例子。

可以以全数字方式合成载波及其调制方式：在现有技术中，对于以每秒高达几百万个脉冲的速率产生的相位脉冲以及高达GHz量级的载波，可以使用数字方法，该方法使用专用快速处理器(称为“数字信号处理器”(DSP))或可重配置快速处理器(称为“现场可编程门阵列”(FPGA))。

在较低的比特率下，目前每秒钟不到100万个脉冲，但随技术进步而有可能增加，可以使用基于“软件无线电(software radio)”卡的廉价解决方案。在数模转换之后，产生量

和

并将它们分别发送到各混合器，如图6的实施例所示，以便乘以载波的同相部分和正交部分。

作为替代方案，仍然使用数字合成，计算相位

后进行数模转换，然后将相位发送到电压控制移相器或谐振器。

也可以进行模拟合成。在这种情况下，通过使用基本相位

使得彼此间隔2NT_b的相位脉冲之间的重叠可以忽略，通过产生周期为2NT_b的脉冲

的2N个周期性序列来合成

每个序列在时间上与前面的序列偏离T_b。周期性序列

容易通过产生具有适当相位和幅度且是1/2NT_b倍数的频率谐波而合成。

在时间间隔

(k-N+1/2)/2T_b≤t＜(k+N-1/2)/T_b

这些比特被解复用以将这些比特索引为b_k+q，并且通过使用宽度为2NT_b的门函数П(t)，可以构造总相位导数：

通过在是1/2NT_b倍数的频率处合成谐波来产生周期性脉冲的这种过程可以容易地通过级联频率乘法器，或者通过使用用于产生基本谐波的频率梳状波生成器来在高达数十GHz的频域内执行。

在光域中，可以用电光调制器直接调制波的相位，如图21的实施例所示，施加到调制器的电压与相位变化成正比。

在图21中，可以看到：用于提供数据b_k＝1或0的模块401；洛伦兹函数生成器402；相位生成器模块403；相位积分器模块404；用于产生载波频率的激光生成器406；以及电光相位调制器405，其用于直接调制波相位，使得在表示期望的相位变化的电压作用下，在调制器405中产生SSD相位调制光信号，用于在光通信网络中传输。

可以对所描述的实施例进行各种修改和添加，而不超出由所附权利要求限定的范围。

具体地，在说明书中没有表明冲突的情况下，各种实施例可以彼此组合。

Claims

1.一种载波相位调制方法，所述方法的特征在于：创建由载波频率为f_C并且相位为

的波构成的一组信号s_h(t)，所述相位

在时间t处被调制，使得

其中h是整数，并且其中

调制对应于以时间t₀为中心并具有正特征持续w₀的单相脉冲，以及使得所述信号s_h(t)的相位增加h2π的量，从而直接生成单边带频谱。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述载波是电磁型载波。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述载波是声学型载波。

4.一种应用根据权利要求1至3中任一项所述的调制方法来通过单边带相位编码传送二进制信息的方法，所述方法的特征在于：对于所述相位的二进制编码，确立持续时间T_b的第k比特对载波的总相位

贡献2b_karctant(-(kT_b)/w)的量，其中b_k＝1或0，并且其中宽度w与符号持续时间T_b小于符号持续时间T_b；或者考虑所述相位的导数是中心在kT_b并且通过比特b_k加权后的洛伦兹函数2w/((t-kT_b)²+w²)的和，然后将所述相位积分，然后使用相位调制方法将所述相位添加到所述载波，调制信号的同相和正交分量

和

5.一种通过应用根据权利要求1至3中任一项所述的调制方法来产生单边带正交信号的方法，所述方法的特征在于：为了生成在有限持续时间T_b上的用于在每个数据信道中以速率1/T_b传输数据时使用的一组正交函数u_h(t)，h＝1,2,3,...,N，首先考虑T_b是无限的情况，从而限定单个脉冲，并且建立如下形式的正交函数基：