KR102397856B1

KR102397856B1 - 전치 왜곡을 이용한 송신 장치 및 방법

Info

Publication number: KR102397856B1
Application number: KR1020217019136A
Authority: KR
Inventors: 요르크 로베르트; 나빌 스펜 록힌; 로타르 슈타델마이어; 얀 쵤너
Original assignee: 소니그룹주식회사
Priority date: 2010-12-10
Filing date: 2011-11-21
Publication date: 2022-05-13
Also published as: TWI521925B; EP2649763A1; WO2012076320A1; US20130315339A1; KR20210079412A; US20150244545A1; KR20130126954A; US20160156487A1; CN103262487A; EP2649763B1; CN103262487B; US9300499B2; US9048902B2; TW201249146A; KR20190085158A; US9660839B2

Abstract

본 발명은 동일 데이터를 송신하도록 구성된 두 개 이상의 송신 장치를 포함하는 다중 반송파 전송 시스템 내에서 데이터를 송신하는 송신 장치 및 대응하는 송신 방법에 관한 것이다. 파괴적 간섭을 회피하기 위해, 송신 장치(10)가 제안되며, 상기 송신 장치(10)는 송신될 데이터를 전달하는 다중 반송파 신호(S(k))를 수신하도록 구성된 신호 입력부(30), 상기 다중 반송파 신호(S(k))의 위상을 다르게 변조하기 위한 위상 파라미터를 포함하는 왜곡 함수(P(k))를 이용하여 상기 다중 반송파 신호(S(k))를 왜곡하도록 구성된 왜곡 유닛(32) - 상기 왜곡 함수(P(k))는 다른 송신 장치에 사용되는 위상 파라미터와 다른 위상 파라미터를 이용함으로써, 커버리지 영역이 상기 본 송신 장치의 커버리지 영역과 중첩되는 상기 다른 송신 장치에 사용되는 왜곡 함수와 다름 -, 및 상기 왜곡된 다중 반송파 신호를 송신 신호(Tx(k))로서 송신하도록 구성된 송신 유닛(34)을 포함한다.

Description

전치 왜곡을 이용한 송신 장치 및 방법{TRANSMISSION APPARATUS AND METHOD USING PRE-DISTORTION}

본 발명은 동일 데이터를 송신하도록 구성된 두 개 이상의 송신 장치를 포함하는 다중 반송파(multi-carrier) 전송 시스템 내에서 데이터를 송신하는 송신 장치 및 대응하는 송신 방법에 관한 것이다. 또한, 본 발명은 그러한 다중 반송파 전송 시스템에서 데이터를 수신하는 대응하는 수신기 장치 및 수신 방법 및 그러한 다중 반송파 전송 시스템에 관한 것이다. 마지막으로, 본 발명은 상기 방법을 구현하는 컴퓨터 프로그램 및 그러한 컴퓨터 프로그램을 저장하는 컴퓨터 판독가능한 비일시적인(non-transitory) 매체에 관한 것이다.

디지털 지상 방송 시스템(Digital terrestrial broadcast systems)은 전형적으로 단일 주파수 네트워크(SFN)에서 OFDM(직교 주파수 분할 다중) 신호를 전송한다. 그러나, 어떤 시나리오에서, 여러(적어도 두 개) 송신 장치에서 도달하는 신호들은 파괴적으로 간섭하고 신호 전체는 (거의 모든 부반송파(subcarriers)에 걸쳐) 상쇄된다. 이러한 거동은 랜드스케이프(landscape)에 스팟(spots)이 존재하고 영구적으로 깊은 페이드(deep fade)에 빠져있는 여러 현장 시험(field trials)에서도 측정되었다. 여러 송신 장치가 약간 다른 주파수를 가질 경우, 이러한 스팟은 시간이 지남에 따라 이동하여 여러 곳에서 수신 상태의 불량을 초래한다.

또한 MIMO(다중 입력 다중 출력)는 현재 개발된 DVB-NGH(디지털 비디오 방송- 차세대 핸드헬드) 표준에서 페이로드(payload) 비트 레이트 및 견고성(robustness)을 높이기 위해 선택적으로 적용된다. 그러나, 방송 환경에서 MIMO를 적용하면 소정의 단점이 있다. 첫째, MIMO는 DVB-NGH의 경우에 해당할 가능성이 높은 것으로 수신기에서 송신기로 피드백이 가능하지 않은 경우, 낮은 신호대 잡음비(SNR)에 대해 높은 이득을 제공하지 못하는 것으로 흔히 알려져 있다. 둘째, SISO(단일 입력 단일 출력), 또는 SIMO(단일 입력 다중 출력)(즉, 이미 전개된 수신 다이버시티(diversity)와 등가임)와 비교하여, MIMO의 적용은 채널 추정을 위해 추가 파일럿(pilots)을 요구한다. 특히, 전형적으로 대응하는 임펄스 응답에서 많은 에코(echoes)를 야기하는 대형 네트워크의 경우, SISO 전송조차도 높은 주파수 선택적 채널을 추정하기 위해 높은 파일럿 오버헤드(overhead)를 요구한다. 이러한 파일럿 오버헤드는 파일럿 밀도가 두 배로 되어야 하는 경우 MIMO에 의해 제공되는 이득 전체를 소모할 수 있다. 더욱이, 추가 채널을 추정하기 위한 요건은 추정된 채널 계수에서 추가 잡음을 초래한다.

예를 들면, (MIMO 파일럿을 이용하기도 하는) DVB-T2용 MISO(다중 입력 단일 출력) 방식의 효율은 채널 추정으로 인해 상당한 추가 저하를 보였으며, 이는 SISO 경우와 비교하여 0.5dB 추가 저하까지 이를 수 있다. 따라서, 다중 반송파 전송 시스템은 추가 다이버시티 측면에서, 그러나 MIMO 채널 추정의 단점 없이 MIMO 이득을 얻는 것이 매우 바람직하다.

본 발명의 목적은 동일 데이터가 동일 커버리지 영역(coverage area) 내에 배열된 두 개 이상의 송신 장치에 의해 송신되는 경우 견고성을 증가시키고 신호 손실을 피하는 송신 장치 및 대응하는 송신 방법을 제공하는데 있다.

본 발명의 다른 목적은 대응하는 수신기 장치 및 수신 방법뿐만 아니라 대응하는 전송 시스템을 제공하는데 있다.

마지막으로, 본 발명의 목적은 상기 방법을 구현하는 컴퓨터 프로그램 및 컴퓨터 판독가능한 비일시적인 매체를 제공하는데 있다.

본 발명의 일 양태에 따르면, 동일 데이터를 송신하도록 구성된 두 개 이상의 송신 장치를 포함하는 다중 반송파(multi-carrier) 전송 시스템 내에서 데이터를 송신하는 송신 장치로서,

- 송신될 데이터를 전달하는 다중 반송파 신호를 수신하도록 구성된 신호 입력부,

- 상기 다중 반송파 신호의 위상을 다르게 변조하기 위한 위상 파라미터를 포함하는 왜곡 함수(distortion function)를 이용하여 상기 다중 반송파 신호를 왜곡하도록 구성된 왜곡 유닛 - 상기 왜곡 함수는 다른 송신 장치에 사용되는 위상 파라미터와 다른 위상 파라미터를 이용함으로써, 커버리지 영역(coverage areas)이 상기 본 송신 장치의 커버리지 영역과 중첩되는 상기 다른 송신 장치에 사용되는 왜곡 함수와 다름 -, 및

- 상기 왜곡된 다중 반송파 신호를 송신 신호로서 송신하도록 구성된 송신 유닛을 포함하는 송신 장치가 제공된다.

본 발명의 다른 양태에 따르면, 동일 데이터를 송신하도록 구성된 두 개 이상의 송신 장치를 포함하는 다중 반송파 전송 시스템 내에서 데이터를 수신하는 수신기 장치로서,

- 수신 신호를 수신하도록 구성된 수신 입력부 - 상기 수신 신호는 실질적으로 상기 수신기 장치의 수신 영역 내에 있는 송신 장치에 의해 송신된 하나 이상의 송신 신호에 해당하고, 여기서 송신 신호는 왜곡된 다중 반송파 신호에 해당하고, 상기 다중 반송파 신호는 상기 다중 반송파 신호의 위상을 다르게 변조하기 위한 위상 파라미터를 포함하는 왜곡 함수를 이용하여 왜곡되고, 송신 장치에 사용되는 상기 왜곡 함수는 다른 송신 장치에 사용되는 위상 파라미터와 다른 위상 파라미터를 이용함으로써, 커버리지 영역이 상기 본 송신 장치의 커버리지 영역과 중첩되는 상기 다른 송신 장치에 사용되는 왜곡 함수와 다르고, 상기 위상 파라미터는 상기 수신기 장치의 수신 영역 내의 모든 송신 장치에 대해 동일한 위상 함수와, 상기 수신기 장치의 수신 영역 내의 각 송신 장치마다 고유한 송신기 식별 시퀀스를 이용하여 결정됨 -,

- 상기 수신 신호를 평가하고 상기 다중 반송파 신호를 검색하도록 구성된 신호 평가 유닛, 및

- 상기 수신 신호에 포함된 상기 하나 이상의 송신 신호의 상기 다른 위상 왜곡으로부터 상기 송신기 식별 시퀀스를 식별하여 상기 수신 신호에 포함된 상기 하나 이상의 송신 신호를 송신한 하나 이상의 송신 장치를 식별하도록 구성된 식별 유닛을 포함하는 수신기 장치가 제공된다.

본 발명의 또 다른 양태에 따르면, 두 개 이상의 전송 시스템 및 적어도 하나의 수신기 장치, 특히 전술한 바와 같은 수신기 장치를 포함하는 다중 반송파 전송 시스템이 제공된다.

또 다른 양태에 따르면, 컴퓨터 프로그램이 컴퓨터에서 실행될 때, 상기 컴퓨터가 본 발명에 따른 송신 방법의 왜곡 단계 및/또는 수신 방법의 평가 및 식별 단계를 수행하도록 하는 프로그램 수단을 포함하는 상기 컴퓨터 프로그램뿐만 아니라, 컴퓨터에서 실행될 때 상기 컴퓨터가 본 발명에 따른 상기 송신 방법의 왜곡 단계 및/또는 상기 수신 방법의 평가 및 식별 단계를 수행하도록 하는 명령어를 저장한 컴퓨터 판독가능한 비일시적인 매체가 제공된다.

본 발명의 바람직한 실시예는 종속항에서 정의된다. 청구된 여러 엔티티들(entities), 즉 장치, 방법, 전송 시스템, 컴퓨터 프로그램 및 컴퓨터 판독가능한 매체는 청구된 송신 장치 및 종속항에 정의된 바와 유사한 및/또는 동일한 바람직한 실시예를 갖는다.

여러 송신 장치가 동일 데이터를 송신하는, 즉 신호들이 서로를 상쇄시키는 방식으로 신호들이 수신되는(대체로 부반송파들의 위상에 의해 결정되는) 전송 시스템에서 전술한 파괴적 간섭 효과를 회피하기 위해, 본 발명은 송신 신호의 전치 왜곡을 제안한다. 커버리지 영역들이 중첩되는, 즉 특정 수신기 장치에서 신호를 수신하는 상기 송신 장치는 해당 신호를 다른, 바람직하게는 랜덤한 또는 거의 랜덤형 방식으로 전치 왜곡한다. 상기 송신 장치 관점에서 볼 때, 이는 MISO(다중 입력 단일 출력) 시나리오에 해당할 것이다. 그러나, 상기 수신기 장치는 이러한 중첩된(superimposed) 신호를 SISO 신호로 다룬다. 이러한 전치 왜곡된 신호를 이용하면, 전체 신호 손실의 가능성이 감소된다.

바람직한 실시예에서, 수신기에서 송신 채널의 일부로 해석하는 전치 왜곡이 채널 임펄스 응답을 연장시키지 않도록 특별한 조치가 취해진다. 마지막으로, 일 실시예에서, 상기 제안된 방법이, 예를 들어, 현장 측정에 중요하지만, 핸드헬드 수신기의 이동시 핸드오버 메커니즘 또는 다중 송신기의 효율적인 모니터링에도 중요할 수 있는 다른 송신 장치들을 식별하는데 어떻게 사용될 수 있는지에 대한 방책이 제안된다.

따라서, 본 발명에 따르면, 파일럿 오버헤드를 추가하지 않고 추가의 다이버시티 이득을 얻을 수 있는 방식이 제안된다. 상기 수신기는 검출된 신호를 마치 단지 하나의 송신 장치(SISO 또는 SIMO)로부터 송신된 것처럼 해석할 것이다. 더욱이, 본 발명은 아래에 설명되는 바와 같이 송신되는 MIMO 및 SISO 신호를 혼합하는데 적합하다. 이는 SISO 동작을 위해 단지 단일의 송신 장치만 필요한 경우 송신 장치들이 단순히 충분히 빠르게 스위치 온 오프될 수 없기 때문에 문제가 된다. 이와 반대로, 두 개 이상의 송신 장치에 의해 동일 신호를 송신하면 강력한 추가 주파수 선택도를 가져올 것이고, 시뮬레이션에서 보였듯이, SISO 전송의 성능을 현저히 감소시킬 것이다.

본 발명은, 예를 들어, 직교 주파수 분할 다중화(OFDM)를 이용한 디지털 비디오 방송(DVB) 분야에 관한 것임을 주목해야 할 것이다. 또한, 본 발명은 일반적으로 DAB(디지털 오디오 방송), DRM(디지털 라디오 몬다이얼), MediaFlo(미디어플로), ISDB 시스템 또는 미래의 ATSC 시스템과 같은 다른 방송 시스템에 적용될 수 있지만, 핸드오버 동안 기존의 통신을 이동국(mobile station)으로 핸드오버하는 기지국들(base stations)(송신기들)이 동일 데이터를 일정 시간 동안 동시에 송신하는 통신 시스템(예컨대, LTE 시스템)과 같은 다른 다중 반송파 전송 시스템에도 적용될 수 있다. 또한, 본 발명은 OFDM을 이용하는 것으로 한정되지 않고, 일반적으로 다중 반송파 신호의 송신을 위한 모든 다중 반송파 전송 시스템 및 이들의 컴포넌트에 적용될 수 있음을 주목해야 한다.

"동일 데이터"의 송신은 동일 콘텐츠 데이터가 송신되는 것을 의미하는 것으로, 즉 어느 콘텐츠 데이터든 전술한 문제를 회피하는 본 명세서에서 제안된 왜곡을 제외하고, 동일 방식으로 인코드 및/또는 변조되고 대체로 동일한 송신 파라미터, 예컨대, 동일 대역폭을 이용하여 송신되는 것을 의미하는 것으로 이해됨을 추가로 주목해야 할 것이다.

본 발명의 이러한 양태 및 다른 양태는 이하에서 설명되는 실시예로부터 명백해지고 그러한 실시예를 참조하여 이하에서 더 상세히 설명될 것이다.
도 1은 본 발명에 따른 전송 시스템의 개략적인 레이아웃을 도시한다.
도 2는 본 발명에 따른 송신 장치의 블록도를 도시한다.
도 3은 왜곡 함수에 사용하기 위한 15개의 코사인 롤 오프 함수(cos-roll-off functions)의 예를 도시한다.
도 4는 왜곡 함수에 사용하기 위한 15개의 지수 함수의 예를 도시한다.
도 5는 완전한 OFDM 신호 및 결과적인 리플에 대한 절대 제곱값을 도시한다.
도 6은 송신기 식별 함수에 대한 왜곡 함수의 절대값의 예를 도시한다.
도 7은 두 송신기의 결합 신호를 도시한다.
도 8은 본 발명에 따른 수신기 장치의 블록도를 도시한다.
도 9는 MIMO 방식 및 SISO 방식을 교대로 이용하여 데이터를 전송하는 일 실시예를 예시하는 도면을 도시한다.

도 1은 본 발명에 따른 다중 반송파(multi-carrier) 전송 시스템(100)의 일 실시예를 개략적으로 예시한다. 전송 시스템(100)은 세 개의 송신 장치(Tx)(10, 12, 14) 및 여러 수신 장치(Rx)(20, 22, 24, 26, 28)를 포함한다. 각 송신 장치(10, 12, 14)는 수신기 장치가 각 송신 장치로부터 신호를 수신할 수 있는 소정의 커버리지 영역(coverage area)(11, 13, 15)(점선 또는 파선으로 표시됨))을 갖는다. 예를 들면, 커버리지 영역(13) 내에 존재하는 수신 장치(22)는 단지 송신 장치(12)로부터의 신호만 수신할 수 있다. 여러 송신 장치(10, 12, 14)의 커버리지 영역(11, 13, 15)은 소정의 중첩 영역(overlap areas)(16, 17, 18, 19) 내에서 중첩되어 그러한 중첩 영역(17, 19)에 존재하는 수신기 장치(26, 28)는 두 개 이상의 송신 장치(10, 12, 14)로부터 신호를 수신하게 되며, 예를 들어, 중첩 영역(17)에 존재하는 수신기 장치(26)는 송신 장치(10 및 14)로부터 신호를 수신하게 된다.

이는 전술한 파괴적 간섭 문제로 이어질 수 있고, 특히 도 1에 도시된 커버리지 영역들이 중첩되는 송신 장치들이, 예를 들어, 핸드오버(handover) 동안 방송 시스템에서 또는 통신 시스템에서 동일 데이터(특히 동일 방식으로 또한 동일 송신 파라미터를 이용하여) 인코드된/변조된 동일 콘텐츠)를 송신하는 경우 수신 품질 불량 또는 심지어 신호 손실로 이어진다. 이는 특히 본 발명에 따라 회피될 것이다.

따라서, 도 1에 도시된 바와 같은 전송 시스템에 사용하기 위해 도 2에 개략적으로 도시된 바와 같은 본 발명에 따른 송신기 장치가 제안된다. 이러한 송신기 장치(10)(다른 송신기 장치(12, 14)는 대응하는 구성을 가짐)는 송신될 데이터를 전달하는 다중 반송파 신호(S(k))(예컨대, 다음 설명에서 가정되는 OFDM 신호)를 수신하는 신호 입력부(30)를 포함한다. 수신된 OFDM 신호(S(k))는 왜곡 유닛(32)으로 제공되어 상기 OFDM 신호(S(k))의 위상을 다르게 변조하기 위한 위상 파라미터를 포함하는 왜곡 함수(P(k))를 이용하여 상기 OFDM 신호(S(k))가 왜곡된다. 상기 왜곡 함수(P(k))는 커버리지 영역(13, 15)이 다른 송신 장치(12, 14)에 사용된 위상 파라미터와 다른 위상 파라미터를 이용하는 본 송신 장치(10)의 커버리지 영역(11)과 중첩되는 상기 다른 송신 장치(12, 14)에 사용된 왜곡 함수와 다르다. 왜곡된 OFDM 신호(S'(k))는 (송신 안테나를 포함하는) 송신 유닛(34)으로 제공되어 상기 왜곡된 OFDM 신호(S'(k))가 송신 신호(Tx(k))로서 송신된다.

본 발명의 한가지 개념은 특히 모든 송신기가 동일 신호를 송신하는 (SFN 시스템에 필적할만한) SISO 모드를 이용할 때(또는 동일 문제가 나타날 수 있지만, 부정적인 영향이 더 적은 MIMO 또는 MISO 모드에서) 도 1에 도시된 바와 같은 중첩 커버리지 영역을 갖는 두 개 이상의 송신 장치(이하에서 단순히 "송신기"라고도 함)의 결과적인 페이드(fades)가 어떤 규칙적인 구조를 갖는 것을 회피하는 것이다. 두 송신기의 신호가 진폭 및 위상에 추가되어야 하기 때문에, 이 신호들은 네트워크의 특정 부분에서 서로를 상쇄시킬 수 있다. 중첩 영역 내에 존재하는 수신기에서 두 개 이상의 송신기의 신호가 상관성이 높기 때문에, 이 신호들은 심지어 신호 대역폭 전체에 걸쳐서도 서로를 상쇄시킬 수 있다. 그러나, 만일 적어도 하나(예컨대, 중첩 커버리지 영역을 갖는 두 개의 송신기의 경우 하나의 송신기)를 제외한 모든 송신기들의 위상이 부반송파(subcarriers) 전체에 걸쳐 변경되는 경우, 여러 송신 경로들이 서로를 완전히 상쇄시키는 효과가 회피될 수 있다. 그러면, 모든 데이터가 손실되는 경우가 발생하지 않는다.

일 실시예에서 본 발명은 두 개 이상의 송신기 사이에 랜덤한 또는 랜덤형(random-like) 구조의 위상을 도입한다. 따라서, 두 개 이상의 송신기는 여전히 동일 데이터를 송신하지만, 그 데이터의 위상은 다르게, 예를 들어, 랜덤한 또는 랜덤형 방식으로 변경된다. 이는 네트워크 내의 파괴적 간섭을 제거하지 못하지만, 이는 이러한 간섭을 신호 대역폭 전체 및 수신 영역 전체에 걸쳐 균등하게 분산시킨다. 그러나, 두 개 이상의 송신기 사이의 위상이 단순히 랜덤형 구조인 것은 바람직하지 않은데, 왜냐하면 이것은 여전히 일반적인(예컨대, SISO) 채널 추정을 이용해서 가능해야 하기 때문이다. 이에 대해서는 아래에서 설명될 것이다.

주파수 영역 표현에서 원(original) OFDM 신호(일반적으로, 다중 반송파 신호)를 S(k)라고 하고, 여기서 k는 OFDM 부반송파 지수이다. 이제, 원 신호(S(k))는 왜곡 함수(P(k))에 의해 선형으로 왜곡되고, 이는 마지막으로 다음과 같은 송신 신호(Tx(k))가 된다.

왜곡 함수(P(k,tx))는 또한 OFDM 부반송파 k에 좌우된다. 또한, 신호(P(k,tx))는 네트워크 내에 중첩 커버리지 영역을 갖는 (지수 tx로 표시되고, 아래에서 그 대신 기호 P_tx(k) 또는 간단히 P(k)가 사용된) 두 개 이상의 송신기들 각각마다 달라서(바람직하게 고유하여) 그들 사이에서 가장 높은 비상관성(decorrelation)을 확보할 것이다. 추가적으로, 왜곡된 OFDM 부반송파의 진폭은 일정하게 유지되는 것이 바람직할 것이며, 반면에 위상은 비상관성 확보를 위해 변경될 것이다. 따라서, 왜곡 함수는 복소수 위상 회전(complex phase rotation)에 의해 표현될 수 있다. 즉,

여기서 위상 Φ는 OFDM 부반송파 k 및 송신기에 좌우된다.

바람직하게는, 왜곡 함수(P(k))에 의해 선형 전치 왜곡을 적용하면 수신기 장치(이하에서 간단히 "수신기"라고도 함)에는 가능한 보이지 않을 것이다. 시스템이 하나의 송신기를 구비한다고 가정하면, 이상적인 OFDM 시스템의 경우, 주파수 영역 내에서 채널에 의해 야기된 선형 왜곡은 대응하는 OFDM 부반송파 k에 대해 송신 신호(Tx(k))와 복소 채널 전달 함수(H(k))의 복소수 곱셈에 의해 모델링될 수 있다. 이는 다음과 같이 된다.

여기서 R(k)는 OFDM 부반송파 k의 수신값이다. 역 푸리에(Fourier) 변환에 의해, 수학식(3)은 시간 영역 내에서 다음과 같이 표현될 수 있다.

소문자는 대응하는 주파수 영역 표현의 시간 영역 표현이고, 반면에 *는 콘볼루션(convolution)을 나타낸다. 전술한 바와 같이, 전치 왜곡은 수신기에 완전히 투명할 것이다. 따라서, 수신기는 등가 채널 임펄스 응답 h_eq(t) 및 h_eq(t)의 푸리에 변환인 그의 주파수 영역 표현 H_eq(k)를 인식한다. h_eq(t)에서, h(t)는 실제 임펄스 응답이고 p(t)는 선형 전치 왜곡에 의해 야기된 인위적 임펄스 응답이다. 임펄스 응답 h_eq(t)이 더 길어지면 샘플링을 위해 더 많은 파일럿 신호, 따라서 채널 등화가 필요하기 때문에, p(t) 항은 가능한 짧아야 한다. 결과적으로, 수학식(2)에서 위상 항은 엄밀하게 수신기에서 인식한 등가 채널 임펄스 응답 h_eq(t)의 인위적 확장이기 때문에 이 항의 푸리에 변환 폭이 가능한 좁게 유지하도록 선택되는 것이 바람직하다. 인위적 임펄스 응답 p(t)이 넓어지면 결과적인 채널 전달 함수의 샘플링을 위해 더 높은 파일럿 밀도가 필요하다. 그러나, 이를 회피하고 이러한 인위적 임펄스 응답을 가능한 좁게 유지하는 것이 바람직하다.

수학식(2)은 또한 주파수 영역에서 원 OFDM 데이터의 주파수 변조로 볼 수 있다. 이러한 주파수 변조 신호의 "스펙트럼"은 엄밀하게 수신기에서 인식한 결과적인 인위적 임펄스 응답 p(t)이다. 이러한 문제, 즉 더 높은 파일럿 밀도를 회피하고 너무 광범위한 인위적 임펄스 응답을 갖는 문제에 대한 간단한 해결책은 순환 지연 다이버시티(cyclic delay diversity)를 적용하는 것이다. 송신기들 중 하나의 신호가 지연된다. 수학식(1) 및 (2)에서 이는 다음으로 된다.

여기서 △는 신호의 (정규화된) 지연이다. 시간 영역 표현에서, 이는 제1 송신기의 신호에 대해 다음으로 될 것이다.

(단지 두 개의 송신기만 중첩 커버리지 영역을 갖는 경우) 제2 송신기의 신호는 변경되지 않는다. 이러한 해결책은 두 개의 MIMO 안테나로부터의 SISO 신호에 대해, 송신기들(더 정확히 말하면, 송신 안테나들)이 서로 매우 가까이 배치된 공동 배치된 송신에 대해 동작한다. 또한, 인위적 임펄스 응답의 결과적인 길이는 단지 지연 △에 해당한다. 그러나, 네트워크에서 대역폭 전체에 걸쳐 페이드를 겪을 수 있는 일부 영역이 여전히 존재할 수 있다. 이는 특히 단일 주파수 네트워크(SFN)에 대한 경우에 해당한다. 하나의 송신기의 지연은 단지 네트워크 영역 내에서 페이드의 위치를 이동시키지만, 이를 완전히 회피하지는 못한다.

따라서, 수학식(1) 및 (2)는 또한 다른 위상 변조와도 함께 사용될 수 있다. 비록 수학식(5)이 인위적 임펄스 응답의 길이를 유한하게 하는 변조이고, 대부분의 다른 해결책이 결과적인 임펄스 응답의 길이를 무한하게 하지만, 약간의 진폭 P(k)변화가 허용된다면 유한 길이가 실현 가능하다. 이러한 목적을 위해, 이하에서 다른 예를 이용하여 설명되는 바와 같이 다른 접근법도 이용될 수 있다.

임펄스 응답의 확장을 제한하기 위해, 일 실시예에서 다중 상승 코사인 함수(multiple Raised Cosine Functions)(코사인 롤 오프 함수라고도 함)를 이용하여 왜곡 함수(프리 코딩 신호라고도 함)(P(k))를 생성한다. 이러한 코사인 롤 오프 함수는 여전히 임펄스 응답을 무한히 확장하지만, 이러한 롤 오프 인수가 상당히 높게 선택되면 기울기는 상당히 가파르게 하강한다. 따라서, 이와 같은 필터는 실제로 필터의 주파수 영역 표현의 역 푸리에 변환인 인위적 임펄스 응답 p(t)의 길이를 유한하게 한다. 즉,

이고,

여기서 W_RC(k)는 또한 일반적으로 본 명세서에서 윈도우 함수라고도 하고, T는 (설계가능한) 시상수(time constant)이고 α는 0에서 1까지 범위의 설계 상수(design constant)(소위 롤 오프 인수)이다. 만일α=1이 선택되면, 시간 영역 신호의 기울기는 (이러한 함수 집합 중에서) 가장 가파르게 감소하고, 반면에 α=0인 경우, 기울기는 최소로 가파르게 감소한다. 그러나, 윈도우 함수(W_RC(k))는 α=0인 경우 이상적인 사각형 필터이지만, α=1인 경우 (주파수 영역에서) W_RC(k)의 기울기는 다중 반송파 신호의 가장자리(edges)에 영향을 미칠 것이다. 실제로, α는 0과 1의 중간 범위에서 선택되는 것이 바람직하다.

주파수 영역에서 정확하게 정렬된 다중 코사인 롤 오프 함수들을 합하면 평탄한 스펙트럼이 제공된다. 그러나, 원리상 각 코사인 롤 오프 함수는 개별적으로 변조될 수 있으며, 반면에 임펄스 응답을 최대로 확장하면 코사인 롤 오프 함수의 시간 영역 표현(description)이 제공된다. 따라서, 왜곡 함수(P(k))는 다음과 같이 주파수 영역에서 표현될 수 있다.

여기서 W_RC(k)는 코사인 롤 오프 함수의 주파수 영역 표현이고, N은 OFDM 부반송파(지수 k)의 총 개수이고 L은 스펙트럼이 분할(지수는 1로 주어짐)되는 코사인 롤 오프 함수의 개수(일반적으로, 윈도우 함수의 개수)이다. 또한, 위상 항(Ψ(1))(위상 파라미터라고도 함)은 각각의 롤 오프 함수에 대한 상수이지만, 다른 롤 오프 함수들(수학식(8)에서 Ψ(1)로 표시되고, 여기서 이 위상은 W_RC(k-1*N/L)의 윈도윙 범위에서 모든 부반송파 k에 대해 상수임) 사이에서 다를 수 있다. 그러나, OFDM 시스템과 같은 다중 반송파 시스템은 일반적으로 이용가능한 최대 반송파 수 N을 이용하지 않지만, 이들은 이웃 채널에 대한 방해를 피하기 위해 변조되지 않은 스펙트럼의 가장자리에 일부 반송파를 남긴다. 그 결과, 신호는 L개의 세그먼트(segments)로 분할되는 것이 바람직하지만, 단지 L-1개의 세그먼트만 사용된다.

인위적 임펄스 응답의 실제 길이는 단지 수학식(8)에서 합들의 선형성에 기인한 W_RC(k) 항에만 좌우된다. 각 합의 위상 항이 일정하고, 지연 항(1*N/L)이 임펄스 응답의 절대값에 어떤 변경도 유발하지 않기 때문에, 인위적 임펄스 응답의 최대 길이(즉, 합)는 각 피가수(summand)의 최대 길이보다 길지 않을 수 있다.

DVB-T2 8K OFDM 모드와 관련된 예에서, 변수 N 및 L은 N=8192 및 L=16으로 설정된다. 또한, 시상수 T는 다른 코사인 롤 오프 함수들이 잘 정렬되어 1에 더해지도록 설정될 수 있다. 즉

이다.

인수 α는 결과적인 인위적 임펄스 응답의 최대 허용 길이에 따라 자유롭게 선택될 수 있다. 도 3은 15개의 결과적인 코사인 롤 오프 함수 및 이들의 합을 도시하며, 그 합은 실제로 변조된 OFDM 부반송파의 범위 내에서 1과 같다.

윈도우 함수가 원하는 특성을 얻는 또 다른 예는 지수(exponential) 함수이다. 수학식(8)에서 W_RC항을 다음으로 치환할 수 있다.

여기서 시상수 T는 수학식(9)과 유사하다. 도 4는 그 결과를 도시한다.

원리상, 시간 및 주파수에서 잘 국소화된 각 함수(즉, 주파수 영역에서 짧은 임펄스 응답과 가파른 기울기를 타협하는 함수)는 왜곡 함수(P)의 정의에서 윈도우 함수(W)로 사용될 수 있다.

다른 예는 공지된 해밍 윈도우(Hamming window), 핸 윈도우(Hann window), 또는 sinc² 함수 등이다. 다른 실시예에서, 나이퀴스트(Nyquist) 임펄스의 스펙트럼은 상기 윈도우 함수로, 바람직하게는 시간 영역 표현이 가능한 0으로 빠르게 떨어지는 그러한 나이퀴스트 임펄스의 스펙트럼으로 사용된다.

따라서, 바람직한 실시예에서, 왜곡 유닛(32)은 두 개 이상의 윈도우 함수(W), 특히 각 윈도우 함수가 주파수 영역에서 복수의 부반송파들의 집합을 커버하는 동일한 윈도우 함수들의 합을 포함하는 왜곡 함수(P(k))를 이용한다. 상기 집합들은, 특히 모든 윈도우 함수들의 합이 실질적으로 주파수 영역에서 부반송파들로 커버되는 대역폭 전체에 걸쳐 일정하도록 중첩되거나 서로 인접한다. 상기 합의 각 윈도우 함수(W)는 상기 위상 파라미터(Ψ(1))를 포함하는 위상 함수(e^j2πΨ(1))와 곱해지고, 여기서 상기 위상 파라미터는 위상 함수에서 일정한 것이 바람직하다(일반적으로, 위상 파라미터는 주파수에서 선형으로 증가하거나 감소한다). 상기 위상 파라미터(Ψ(1))는 위상 함수들마다 다른 것이 바람직하다.

여러 송신기들 사이에서 비상관성을 확보하기 위해, 수학식(8)에서 각 피가수의 위상 파라미터(Ψ(1))는 네트워크 내에서 각 송신기마다 고유하게 변조되는 것이 바람직하다. 이는 비상관된 페이딩을 확보하고, 부가적으로 네트워크 내에서 각 송신기를 식별하는데 사용될 수 있다. 따라서, 일 실시예에서 위상은 다음과 같이 송신기 식별 시퀀스(c)에 의해 변조된다.

수학식(12)은 수학식(8)에서 피가수마다 위상을 변경하는 차분(differential) 변조이다. 바람직하게는, 연속적인 두 피가수들 사이에서 위상 회전은, 예를 들어, 수학식(12)의 경우 π/4로 제한된다. 그러나, 다른 한계값(각도)도 또한 가능하다. 도 5는 코사인 롤 오프 함수의 근원을 보여준다. 복소수 영역에서는 두 개의 코사인 롤 오프 함수의 중첩 부분이 추가되어야 한다. 상변화(phase changes)의 경우, 결과적인 절대 진폭은 1보다 작다. 그러나, 이 예에서 리플(ripples)은 단지 0.7dB 깊이이고 어떠한 영향도 미치지 않을 가능성이 크다. 또한, P(k)의 평균 전력(mean power)은 1로 정규화될 수 있다. 이러한 리플이 발생하는 것은 일반적인 문제이다. 이러한 리플은 단지 순환 지연 다이버시티(수학식(5)) 참조)의 경우 또는 만일 임펄스 응답의 확장이 무한적이어서, 파일럿을 이용하여 채널 전달 함수의 샘플링을 할 수 없는 경우에만 회피될 수 있다. 여기서 α=1을 선택(수학식(7) 참조)하면 도 5에 도시된 신호가 더 광범위한 신호 강하로 이어진다는 것을 주목해야 할 것이다.

다음에, 두 개의 송신기를 갖는 전송 시스템에 대한 예가 설명될 것이다. 가장 높은 비상관성을 얻기 위해, 각 송신기에는 고유한 식별 시퀀스(c)가 제공된다. 일례로서, 제1 송신기(이하에서 지수 1로 표시됨)는 송신기 식별 시퀀스 c₁=(0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0)(즉, 15개의 0)를 얻는다. 이는 실제로 신호가 변경되지 않고 제1 송신기에 적용된 위상 파라미터가 다음과 같음을 의미한다.

제2 송신기에는 송신기 식별 시퀀스 c₂=(1,1,1,1,1,1,1,1,1,1,1,1,1,1,1)(즉, 15개의 1)가 제공된다. 따라서, 위상은 피가수마다 변경되고 제1 송신기에 적용된 위상 파라미터는 다음과 같다.

즉, 위상은 수학식(8)에서 피가수마다 π/4만큼 회전한다. 도 6은 제2 송신기에 대해 얻은 왜곡 함수(P(k))의 절대값을 도시한다. 도 5에서 이미 제시한 효과로 인해, 여러 코사인 롤 오프 함수들로부터의 전환은 약간의 리플을 보인다.

두 송신기로부터 수신된 신호(수학식(3) 참조)는 다음과 같이 나타낼 수 있다.

여기서 P_tx(k)는 선형 전치 왜곡이고, H_tx(k)는 다른 송신기들로부터의 채널 전달 함수(지수 tx로 표시됨)이며, 간략함을 기하기 위해 모든 추가적인 잡음 부분은 무시된다. 두 송신기가 동일 신호, 즉 S₁(k)=S₂(k)=S(k)를 송신하기 때문에, 수학식(13)은 다음으로 간략화될 수 있다.

S(k)=1 및 H₁(k)=H₂(k)=1에 대한 결과적인 신호는 두 송신기의 결합 신호를 도시하는 도 7에 도시되어 있으며, 이러한 신호는 특정 부반송파(예컨대, 약 2000, 6000)에서 페이딩되지만, 이들이 모든 부반송파에서 페이딩되는 것은 거의 불가능하다. 이러한 신호는 특정 OFDM 부반송파들(또는 주파수들)에서 페이딩된다. 그러나, 선형 전치 왜곡으로 인해, 두 신호가 서로를 완전히 상쇄시켜, 모든 부반송파 k에서 H₁(k)P₁(k)+H₂(k)P₂(k)=0일 것을 요구할 가능성은 매우 낮다.

송신기 식별 시퀀스(c)의 중요한 특징은, 예를 들어, 단일 주파수 네트워크 내에서 특정 송신기를 식별할 가능성이다. 수신기는 수학식(8)에서 두 개의 다른 피가수들 사이의 차분 상변화를 식별할 수 있다. 만일 수신기가 네트워크 내 다른 식별 시퀀스(c)에 대한 지식이 있다면, 수신기는 이러한 시퀀스에 의해 각 송신기를 식별할 수 있다. 이는, 예를 들어, 네트워크 운영자에 의해 각 송신기의 적절한 동작을 모니터하는데 사용될 수 있다. 또한, 수신기에 의해 네트워크에서 그의 현재 위치를 추정하는데에도 또한 사용될 수 있다.

일례로서 수신기 장치의 가능한 구현예인 도 1에 도시된 송신기 식별을 위한 수신기 장치(26)가 도 8을 참조하여 아래에서 설명될 것이다. 수신기 장치(26)는 수신 신호(Rx(k))를 수신하도록 구성된 수신 입력부(40)를 포함한다. 상기 수신 신호(Rx(k))는 실질적으로 수신기 장치(26)의 수신 영역 내에 있는 송신 장치(10, 14)에 의해 송신된 하나 이상의 송신 신호(Tx(k))에 해당한다. 전술한 바와 같이, 송신 신호(Tx)는 왜곡된 다중 반송파 신호에 해당하고, 상기 다중 반송파 신호(S(k))는 상기 다중 반송파 신호(S(k))의 위상을 다르게 변조하기 위한 위상 파라미터를 포함하는 왜곡 함수(P(k))를 이용하여 왜곡되며, 여기서 송신 장치에 사용된 상기 왜곡 함수(P(k))는 커버리지 영역이 다른 송신 장치에 사용된 위상 파라미터와 다른 위상 파라미터를 이용하는 본 송신 장치의 커버리지 영역과 중첩되는 상기 다른 송신 장치에 사용된 왜곡 함수와 다르며, 여기서 위상 파라미터는 수신기 장치의 수신 영역 내의 모든 송신 장치에 대해 동일한 위상 함수와, 수신기 장치(26)의 수신 영역 내의 각 송신 장치마다 고유한 송신기 식별 시퀀스를 이용하여 결정된다.

수신기 장치(26)는 상기 수신 신호(Rx(k))를 평가하고 다중 반송파 신호(S(k))를 검색하는 신호 평가 유닛(42)을 더 포함한다. 또한, 수신기 장치(26)는 상기 수신 신호(Rx(k))에 포함된 하나 이상의 송신 신호의 상기 다른 위상 왜곡으로부터 상기 송신기 식별 시퀀스(c)를 식별하여 상기 수신 신호(Rx(k))에 포함된 하나 이상의 송신 신호를 송신한 하나 이상의 송신 장치 Tr을 식별하도록 구성된 식별 유닛(44)을 더 포함한다, 일 실시예에 대한 이러한 식별에 대해서는 더 상세히 설명될 것이다.

수신기는 수신 신호를 완전히 디코드할 수 있다고 가정할 것이다. 따라서, 수신기는 송신 신호(S(k))를 국부적으로 재구성할 수 있다. 부가적으로, 네트워크 내에 사용된 송신기 식별 시퀀스(c)는 또한 수신기에 알려져 있다. 그 결과, 수신기는 왜곡 신호(P_x(k))를 국부적으로 재구성할 수 있다. 그러나, 채널 전달 함수(H_x(k))는 알려있지 않는데, 왜냐하면 수신기가 두 송신기의 합산 신호를 분리하기 어렵기 때문이다.

상관 프로세스는 송신기를 식별하는데 사용된다. 따라서, OFDM 신호의 시간 영역 표현(즉, 역 푸리에 변환)이 필요하며, 이는 소문자로 기술된다. 따라서, 수학식(14)은 다음과 같이 재변환될 수 있다.

여기서 *는 콘볼루션 연산자(operation)를 나타낸다.

또한, 수신기는 다음과 같은 신호를 생성한다.

이고,

이는 송신 신호(S(k))와 콘볼루션된 왜곡 함수(P_x(k))의 시간 영역 표현이다.

또한, 시퀀스(c)는 송신기 시권스(P_x(t))의 시간 영역 표현이 거의 직교이도록 선택되었다고, 즉 이들이 배니싱(vanishing) 상호 상관(cross-correlation) 함수를 소유한다고 가정할 것이다. 그러면, 수학식(15) 및 (16)은 다음과 같은 상관 프로세스를 이용하여 결합된다.

기호

는 상관을 나타내고, 이는 첫 번째 항의 시간축이 미러형인 경우 콘볼루션 연산자와 등가이다. 수학식(17)의 추가 연산은 다음과 같다.

여기서

는 s(t)의 자기 상관(auto-correlation)을 나타낸다.

이제, 제1 송신기를 식별하기 위해 수학식(18)에서 x=1이 설정될 수 있다.

P_x(t)가 직교라고 가정할 수 있기 때문에, 수학식(19)은 다음으로 간략화된다.

이러한 직교성으로 인해, 제2 송신기의 항은 거의 없어진다. 따라서, corr의 값은 단지 송신기 1에만 좌우된다. 만일 corr의 절대값이 소정의 임계치 이상이면, 해당 송신기가 네트워크에서 검출된다.

일 실시예에서, 수신기 장치(26)는 식별된 송신 장치를 이용하여 전송 시스템 내에 있는 수신기 장치의 현재 위치를 추정하도록 구성된 추정 유닛(46)을 더 포함한다.

본 발명은 또한 다른 시나리오에서도 사용될 수 있다. 예를 들면, 송신 기기들이 사용되는 시나리오에서, 각 송신 기기는 데이터를 다른 MIMO 모드에서 송신하는 (예를 들어, 두 개 이상의 송신 안테나일 수 있는) 두 개 이상의 송신 장치를 갖는다. 여기서, 용어 MIMO 모드는 송신기에서 적어도 두 개의 송신용 안테나와 수신기에서 적어도 두 개의 수신용 안테나를 이용하는 MIMO(다중 입력 다중 출력) 안테나 구성의 선택으로 한정되는 것으로 해석되지 않을 것이다. 반대로, 다른 모드, 따라서 다른 안테나 구성도 또한 선택가능할 것이며, 따라서 용어 MIMO 모드 선택은 이와 같이 광범위한 의미로 폭넓게 이해될 것이다. 특히, MIMO 모드는 가장 흔한 방식을 나타내는 SISO(단일 입력 단일 출력) 방식, MISO(다중 입력 단일 출력) 방식, SIMO(단일 입력 다중 출력) 방식, 또는 MIMO 방식 중 하나로 이해될 것이며, 즉 선택가능한 MIMO 모드는 본 실시예에서 MIMO, MISO 또는 SISO 방식(흔히 "모드" 또는 "안테나 구성"이라고도 함)일 수 있다.

예를 들면, 도 9에 도시된 바와 같은 일 실시예에서, 제1 송신 장치(안테나)는 어떤 MIMO 모드에서 데이터 프레임에 매핑된 데이터 블록의 송신에 적합하고 다른 송신 장치(안테나)는 MISO 방식 또는 MIMO 방식에서 데이터 프레임에 매핑된 데이터 블록의 송신에 적합하며, 여기서 하나 이상의 다른 장치(안테나)는 제1 송신 장치(안테나)가 SISO 방식에서 데이터 프레임에 매핑된 데이터 블록을 송신하는 시간 동안 데이터를 송신하는데에도 적합하고, 상기 다른 송신 장치(안테나)는 바람직하게 각각 실질적으로 제1 송신 장치(안테나)와 동일한 송신 전력을 이용하기에 적합하다. 일반적으로, 모든 송신 장치(안테나)는 전체 가용 송신 전력을 분할한다.

본 실시예는 일반적으로 다른 MIMO 모드들이 때때로 교대로 사용되는, 즉 하나 이상의 다른 송신 장치(안테나)가 신속히 스위치 온 오프할 필요가 있는 적어도 두 개의 송신 장치(안테나)를 이용하는 방송 시스템을 포함하여 어떤 종류의 전송 시스템에도 사용될 수 있다. 따라서, 이러한 본 발명의 실시예에서 그러한 신속한 스위칭 동작은 방지된다.

바람직하게는, 상기 하나 이상의 다른 장치(안테나)는 제1 송신 장치(안테나)가 SISO 방식에서 데이터 프레임에 매핑된 데이터 블록을 송신하는 시간 동안 동일 데이터를 제1 장치(안테나)로서 송신하는데 적합하다. 이는 상기 하나 이상의 다른 장치들(안테나들) 사이에서 원하지 않는 전력 변화를 피하는데 기여하고 국부적인 신호 강하 또는 전체 신호 손실로 이어지는 전술한 파괴적 간섭 문제를 회피한다.

본 발명은 도면 및 전술한 설명에서 구체적으로 예시되고 설명되었지만, 이러한 예시 및 설명은 예시적이거나 전형적이지 제한적인 것으로 간주되지 않아야 한다. 본 발명은 개시된 실시예로 한정되지 않는다. 당업자에 의해 도면, 명세서, 및 첨부의 특허청구범위를 세심하게 검토해 보면, 청구된 본 발명을 실시할 때 개시된 실시예에 대한 다른 변경도 이해되고 이루어질 수 있다.

특허청구범위에서, 단어 "포함하는(comprising)"는 다른 구성 요소 또는 단계들을 배제하지 않으며, 부정 관사 "하나(a)" 또는 "하나의(an)"는 복수를 배제하지 않는다. 단일 구성 요소 또는 다른 유닛은 특허청구범위에 인용된 여러 항목들의 기능을 성취할 수 있다. 소정 수단이 서로 다른 종속항에서 인용되었다는 사실만으로 이들 수단의 조합이 유리하게 사용될 없다는 것을 의미하지는 않는다.

컴퓨터 프로그램은 다른 하드웨어와 함께 또는 그의 일부로서 공급된 광학 저장 매체 또는 고상 매체와 같은 적절한 비일시적인 매체에 저장되고/분배될 수 있지만, 다른 형태로도, 이를 테면 인터넷 또는 다른 유선 또는 무선 통신 시스템을 통해서도 또한 분배될 수 있다.

특허청구범위에서 모든 참조 부호는 본 발명의 범주를 한정하는 것으로 해석되지 않아야 한다.

Claims

데이터를 수신하기 위한 수신기 장치로서,
2개 이상의 제1 다중 반송파 신호들의 성분들을 포함하는 제2 다중 반송파 신호들을 입력으로서 수신하도록 구성된 수신 회로 - 상기 2개 이상의 제1 다중 반송파 신호들 각각은 동일한 데이터를 운반하고, 상기 동일한 데이터는 동일한 방식으로 인코딩 및/또는 변조되고 동일한 송신 파라미터들을 이용하여 송신되었고, 필터들을 이용하여 적용된 왜곡 함수에 의해 왜곡되었고, 상기 왜곡 함수는 상기 2개 이상의 제1 다중 반송파 신호들 각각에 대해 상이하고, 상기 왜곡 함수는 상기 2개 이상의 제1 다중 반송파 신호들의 부반송파들의 위상을 변조함으로써 위상 왜곡을 도입함 -; 및
왜곡 함수들이 인위적으로 적용된 상기 제2 다중 반송파 신호들을 평가하여 상기 왜곡 함수들이 상기 수신기 장치에 보이지 않게 함으로써 상기 2개 이상의 제1 다중 반송파 신호들을 검색하도록 구성된 신호 평가 회로
를 포함하는 수신기 장치.
제1항에 있어서, 상기 수신 회로는 처리를 위해 상기 제2 다중 반송파 신호들이 캡처되는 단일 안테나를 포함하는 수신기 장치.
제1항에 있어서, 상기 수신기 장치는 다중 입력 단일 출력(MISO) 모드에서 동작하도록 구성되는 수신기 장치.
제3항에 있어서, 상기 수신기 장치는 다중 입력 다중 출력(MIMO) 모드에서 동작하도록 추가로 구성되고, 상기 수신 회로는 적어도 2개의 안테나를 포함하는 수신기 장치.
제1항에 있어서, 상기 수신기 장치는 상기 2개 이상의 제1 다중 반송파 신호들이 수신되는 영역에서 동작하도록 구성되는 수신기 장치.
제1항에 있어서, 상기 수신기 장치는 상기 동일한 데이터를 운반하는 상기 2개 이상의 제1 다중 반송파 신호들을 수신함으로써 추가적인 다이버시티 이득으로부터 이익을 얻도록 구성되는 수신기 장치.
제3항에 있어서, 상기 수신기는 혼합 MISO-단일 입력 단일 출력(SISO) 모드에서 동작하여, 상기 제2 다중 반송파 신호들과 교대하는 SISO 다중 반송파 신호들로부터 데이터를 수신하도록 더 구성되는 수신기 장치.
방법으로서,
2개 이상의 제1 다중 반송파 신호들의 성분들을 포함하는 제2 다중 반송파 신호들을 입력으로서 수신하는 단계 - 상기 2개 이상의 제1 다중 반송파 신호들 각각은 동일한 데이터를 운반하고, 상기 동일한 데이터는 동일한 방식으로 인코딩 및/또는 변조되고 동일한 송신 파라미터들을 이용하여 송신되었고, 필터들을 이용하여 적용된 왜곡 함수에 의해 왜곡되었고, 상기 왜곡 함수는 상기 2개 이상의 제1 다중 반송파 신호들 각각에 대해 상이하고, 상기 왜곡 함수는 상기 2개 이상의 제1 다중 반송파 신호들의 부반송파들의 위상을 변조함으로써 위상 왜곡을 도입함 -; 및
왜곡 함수들이 인위적으로 적용된 상기 제2 다중 반송파 신호들을 평가하여 상기 왜곡 함수들이 수신기 장치에 보이지 않게 함으로써 상기 2개 이상의 제1 다중 반송파 신호들을 검색하는 단계
를 포함하는 방법.
제8항에 있어서, 상기 수신은 처리를 위해 상기 제2 다중 반송파 신호들이 캡처되는 단일 안테나를 통해 이루어지는 방법.
제8항에 있어서, 상기 수신은 다중 입력 단일 출력(MISO) 모드에서의 신호들의 수신인, 방법.
제10항에 있어서, 상기 수신은 또한 다중 입력 다중 출력(MIMO) 모드에서의 신호들의 수신이고, 적어도 2개의 안테나를 통해 이루어지는 방법.
제8항에 있어서, 상기 방법은 상기 2개 이상의 제1 다중 반송파 신호들이 수신되는 영역에서 수행되는 방법.
제8항에 있어서, 상기 방법은 상기 동일한 데이터를 운반하는 상기 2개 이상의 제1 다중 반송파 신호들을 수신함으로써 추가적인 다이버시티 이득으로부터 이익을 얻는 방법.
제9항에 있어서, 상기 수신기 장치는 혼합 MISO-단일 입력 단일 출력(SISO) 모드에서 동작하여, 상기 제2 다중 반송파 신호들과 교대하는 SISO 다중 반송파 신호들로부터 데이터를 수신하도록 더 동작가능한 방법.
수신기 장치로서,
동일한 데이터를 송신하도록 구성된 2개 이상의 송신 장치를 포함하는 다중 반송파 송신 시스템 내에서 데이터를 송신하기 위한 송신 장치에 의해 송신된 신호들에서 데이터를 수신하도록 구성된 회로를 포함하고, 상기 동일한 데이터는 동일한 방식으로 인코딩 및/또는 변조되고 동일한 송신 파라미터들을 이용하여 송신되고, 상기 송신 장치는:
송신될 데이터를 운반하는 다중 반송파 신호들의 부반송파들을 수신하고,
필터들을 이용하여, 왜곡 함수에 기초하여 상기 다중 반송파 신호들을 왜곡시키고 - 상기 왜곡 함수는 상기 다중 반송파 신호들의 상기 부반송파들의 위상을 변조함으로써 상기 부반송파들에 위상 왜곡을 도입하는 효과를 갖고, 상기 왜곡 함수는 상기 송신 장치의 커버리지 영역과 오버랩되는 커버리지 영역들을 갖는 다른 송신 장치들에 의해 이용되는 왜곡 함수들과 상이하여, 상기 다른 송신 장치들로부터의 상기 동일한 데이터를 지니는 대응하는 반송파들은 상기 다른 송신 장치들에 의해 상이하게 왜곡됨 -,
상기 왜곡된 다중 반송파 신호들을 송신 신호로서 송신하도록 구성된 회로
를 포함하고,
상기 다중 반송파 신호들에 대한 상기 왜곡 함수의 적용은 상기 수신기 장치에 보이지 않는 수신기 장치.
방법으로서,
동일한 데이터를 송신하도록 구성된 2개 이상의 송신 장치를 포함하는 다중 반송파 송신 시스템 내에서 데이터를 송신하기 위한 송신 방법에 의해 송신된 신호들에서 데이터를 수신하는 단계를 포함하고, 상기 동일한 데이터는 동일한 방식으로 인코딩 및/또는 변조되고 동일한 송신 파라미터들을 이용하여 송신되고, 상기 송신 방법은:
송신될 데이터를 운반하는 다중 반송파 신호들의 부반송파들을 수신하는 단계;
필터들을 이용하여, 왜곡 함수에 기초하여 상기 다중 반송파 신호들을 왜곡시키는 단계 - 상기 왜곡 함수는 상기 다중 반송파 신호들의 상기 부반송파들의 위상을 변조함으로써 상기 부반송파들에 위상 왜곡을 도입하는 효과를 갖고, 상기 왜곡 함수는 상기 다중 반송파 송신 시스템의 송신 장치의 커버리지 영역과 오버랩되는 커버리지 영역들을 갖는 다른 송신 장치들에 의해 이용되는 왜곡 함수들과 상이하여, 상기 다른 송신 장치들로부터의 상기 동일한 데이터를 지니는 대응하는 반송파들은 상기 다른 송신 장치들에 의해 상이하게 왜곡됨 -; 및
상기 왜곡된 다중 반송파 신호들을 송신 신호로서 송신하는 단계
를 포함하고,
상기 다중 반송파 신호들에 대한 상기 왜곡 함수의 적용은 상기 데이터를 수신하고 디코딩하는 것에 보이지 않는 방법.