KR102331100B1

KR102331100B1 - 반복 추정에 기반한 자기간섭신호 추정 방법 및 이를 위한 장치

Info

Publication number: KR102331100B1
Application number: KR1020170169503A
Authority: KR
Inventors: 백명선; 정준영; 김흥묵
Original assignee: 한국전자통신연구원
Priority date: 2017-12-11
Filing date: 2017-12-11
Publication date: 2021-11-26
Also published as: US20190181897A1; KR20190069105A; US10897277B2

Abstract

반복 추정에 기반한 자기간섭신호 추정 방법 및 이를 위한 장치가 개시된다. 본 발명의 일실시예에 따른 자기간섭신호 추정 방법은 어느 하나의 단말에 상응하는 송신 안테나에서 상기 어느 하나의 단말에 상응하는 수신 안테나로 두 개의 프리앰블(Preamble) 신호들을 전송하고, 두 개의 프리앰블 신호들 각각에 대한 송신 신호와 수신 신호를 기반으로 자기간섭신호를 왜곡하는 3차 비선형 왜곡 인자를 추정하고, 수신 신호에서 3차 비선형 왜곡 인자를 제거하여 수신 신호를 갱신하고, 갱신된 수신 신호를 기반으로 3차 비선형 왜곡 인자를 재추정하고, 기설정된 반복 횟수만큼 재추정된 최종 3차 비선형 왜곡 인자를 기반으로 자기간섭신호를 추정한다.

Description

반복 추정에 기반한 자기간섭신호 추정 방법 및 이를 위한 장치 {METHOD FOR ESTIMATING SELF-INTERFERENCE SIGNAL BASED ON ITERATIVE ESTIMATION AND APPARATUS USING THE SAME}

본 발명은 무선 통신 신호에서의 자기간섭신호 추정 기술에 관한 것으로, 특히 채널과 고출력 증폭기의 사용으로 인해 발생하는 3차 비선형 왜곡 인자를 통해 자기간섭신호를 효과적으로 추정하기 위한 반복 추정에 기반한 자기간섭신호 추정 방법 및 이를 위한 장치에 관한 것이다.

일반적인 통신 시스템은 도 1에 도시된 것과 같이 기지국(100)과 단말(110, 120)이 상하향 링크를 이용하여 통신하는 경우, 주파수 분할 또는 시간 분할하여 상하향 신호 사이의 간섭 발생을 방지한다. 이 때, 주파수 분할을 이용한 상하향통신 방식을 FDD(Frequency Division Duplex)라 하고 시간 분할을 이용한 상하향통신 방식을 TDD(Time Division Duplex)라 한다. 그러나, FDD나 TDD는 도 2 내지 도 3에 도시된 것처럼 주파수 또는 시간을 분할하여 상향 신호(210, 310)와 하향 신호(220, 320)를 송신하므로, 주파수 이용효율이 감소하게 된다.

따라서, 이와 같은 단점을 극복하기 위해 상하향 동시전송 방식인 Full Duplex 방식이 제안되었다.

Full Duplex 방식은 자기신호를 전송함과 동시에 송신단의 신호를 수신하는 방식으로, 주파수나 시간을 분할하여 송신하는 방식이 아니기 때문에 주파수 효율을 효과적으로 향상시킬 수 있다, 하지만, 신호가 동시에 송수신되는 과정에서 자기신호가 수신신호에 간섭으로 인가되는 제약사항이 발생한다. 그러므로, Full Duplex 방식의 수신단에서는 송신단에서 전송한 신호를 효과적으로 검출하기 위해, 피드백 되어 들어오는 자기간섭신호를 효과적으로 모델링하고 제거해주는 절차가 필요하다.

한국 공개 특허 제10-2017-0001597호, 2017년 1월 4일 공개(명칭: 동일대역 전 이중 송수신기에서 FIR 필터의 입력 정보를 추정하는 방법 및 장치)

본 발명의 목적은 상하향 동시 송수신 환경에서 자기 간섭 신호를 효과적으로 추정하여 제거하기 위한 방법을 제공하는 것이다.

또한, 본 발명의 목적은 자기 간섭 신호를 왜곡시키는 왜곡 인자를 보다 효과적으로 추정하는 방법을 제공하는 것이다.

상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 자기간섭신호 추정 방법은 어느 하나의 단말에 상응하는 송신 안테나에서 상기 어느 하나의 단말에 상응하는 수신 안테나로 두 개의 프리앰블(Preamble) 신호들을 전송하는 단계; 상기 두 개의 프리앰블 신호들 각각에 대한 송신 신호와 수신 신호를 기반으로 자기간섭신호를 왜곡하는 3차 비선형 왜곡 인자를 추정하는 단계; 상기 수신 신호에서 상기 3차 비선형 왜곡 인자를 제거하여 상기 수신 신호를 갱신하고, 갱신된 수신 신호를 기반으로 상기 3차 비선형 왜곡 인자를 재추정하는 단계; 및 기설정된 반복 횟수만큼 재추정된 최종 3차 비선형 왜곡 인자를 기반으로 상기 자기간섭신호를 추정하는 단계를 포함한다.

이 때, 3차 비선형 왜곡 인자를 추정하는 단계는 상기 송신 안테나와 상기 수신 안테나 사이의 채널에 대한 채널 계수를 추정하는 단계; 상기 채널 계수를 기반으로 상기 송신 신호를 증폭하기 위한 고출력 증폭기(High Power Amplifier, HPA)에 의한 비선형 왜곡 이득을 추정하는 단계; 및 상기 채널 계수와 상기 비선형 왜곡 이득을 기반으로 상기 고출력 증폭기에 입력되는 입력신호의 지수가 3차교차점(third-order Intercept Point, IP3)에 상응하는 비선형 인자를 추정하는 단계를 포함할 수 있다.

이 때, 3차 비선형 왜곡 인자를 추정하는 단계는 상기 채널 계수, 상기 비선형 왜곡 이득 및 상기 비선형 인자 중 적어도 하나에 대해 컨벌루션 연산 또는 곱셈 연산을 수행할 수 있다.

이 때, 재추정하는 단계는 상기 두 개의 프리앰블 신호들 중 제1 프리앰블 신호에 대한 제1 수신 신호에서 상기 3차 비선형 왜곡 인자를 제거하여 수신신호 갱신 값을 산출하는 단계; 및 상기 제1 프리앰블 신호에 대한 제1 송신 신호와 상기 수신신호 갱신 값을 이용하여 상기 채널 계수와 상기 비선형 왜곡 이득을 재추정하는 단계를 포함할 수 있다.

이 때, 자기간섭신호를 추정하는 단계는 상기 기설정된 반복 횟수만큼 재추정된 채널 계수 갱신 값과 비선형 왜곡 이득 갱신 값을 기반으로 상기 최종 3차 비선형 왜곡 인자를 검출하고, 상기 제1 수신 신호, 상기 제1 송신 신호 및 상기 최종 3차 비선형 왜곡 인자를 고려하여 상기 자기간섭신호를 추정할 수 있다.

이 때, 두 개의 프리앰블 신호들 각각에 대한 수신 신호에 적용되는 채널 계수는 동일할 수 있다.

이 때, 두 개의 프리앰블 신호들이 전송되는 동안 다른 신호는 상기 수신 안테나로 전송되지 않을 수 있다.

또한, 본 발명의 일실시예에 따른 자기간섭신호 추정 장치는, 어느 하나의 단말에 상응하는 송신 안테나에서 상기 어느 하나의 단말에 상응하는 수신 안테나로 전송된 두 개의 프리앰블(Preamble) 신호들 각각에 대한 송신 신호와 수신 신호를 기반으로 자기간섭신호를 왜곡하는 3차 비선형 왜곡 인자를 추정하고, 상기 수신 신호에서 상기 3차 비선형 왜곡 인자를 제거하여 상기 수신 신호를 갱신하고, 갱신된 수신 신호를 기반으로 상기 3차 비선형 왜곡 인자를 재추정하고, 기설정된 반복 횟수만큼 재추정된 최종 3차 비선형 왜곡 인자를 기반으로 상기 자기간섭신호를 추정하는 프로세서; 및 상기 송신 신호와 수신 신호, 상기 3차 비선형 왜곡 인자 및 상기 최종 3차 비선형 왜곡 인자 중 적어도 하나를 저장하는 메모리를 포함한다.

이 때, 프로세서는 상기 송신 안테나와 상기 수신 안테나 사이의 채널에 대한 채널 계수를 추정하고, 상기 채널 계수를 기반으로 상기 송신 신호를 증폭하기 위한 고출력 증폭기(High Power Amplifier, HPA)에 의한 비선형 왜곡 이득을 추정하고, 상기 채널 계수와 상기 비선형 왜곡 이득을 기반으로 상기 고출력 증폭기에 입력되는 입력신호의 지수가 3차교차점(third-order Intercept Point, IP3)에 상응하는 비선형 인자를 추정할 수 있다.

이 때, 프로세서는 상기 채널 계수, 상기 비선형 왜곡 이득 및 상기 비선형 인자 중 적어도 하나에 대해 컨벌루션 연산 또는 곱셈 연산을 수행할 수 있다.

이 때, 프로세서는 상기 두 개의 프리앰블 신호들 중 제1 프리앰블 신호에 대한 제1 수신 신호에서 상기 3차 비선형 왜곡 인자를 제거하여 수신신호 갱신 값을 산출하고, 상기 제1 프리앰블 신호에 대한 제1 송신 신호와 상기 수신 신호 갱신 값을 이용하여 상기 채널 계수와 상기 비선형 왜곡 이득을 재추정할 수 있다.

이 때, 프로세서는 상기 기설정된 반복 횟수만큼 재추정된 채널 계수 갱신 값과 비선형 왜곡 이득 갱신 값을 기반으로 상기 최종 3차 비선형 왜곡 인자를 검출하고, 상기 제1 수신 신호, 상기 제1 송신 신호 및 상기 최종 3차 비선형 왜곡 인자를 고려하여 상기 자기간섭신호를 추정할 수 있다.

본 발명에 따르면, 상하향 동시 송수신 환경에서 자기 간섭 신호를 효과적으로 추정하여 제거하기 위한 방법을 제공할 수 있다.

또한, 본 발명은 자기 간섭 신호를 왜곡시키는 왜곡 인자를 보다 효과적으로 추정하는 방법을 제공할 수 있다.

도 1은 기지국과 단말 사이의 송수신 환경의 일 예를 나타낸 도면이다.
도 2는 FDD(Frequency Division Duplex)에 기반한 통신의 일 예를 나타낸 도면이다.
도 3은 TDD(Time Division Duplex)에 기반한 통신의 일 예를 나타낸 도면이다.
도 4는 Full Duplex 기반의 송수신 시스템의 일 예를 나타낸 도면이다.
도 5는 본 발명의 일실시예에 따른 자기간섭신호 추정 방법을 나타낸 동작흐름도이다.
도 6은 본 발명의 일실시예에 따른 자기간섭신호 추정 과정을 나타낸 도면이다.
도 7는 본 발명의 일실시예에 따른 자기간섭신호 추정 장치를 나타낸 블록도이다.

본 발명을 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명하면 다음과 같다. 여기서, 반복되는 설명, 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있는 공지 기능, 및 구성에 대한 상세한 설명은 생략한다. 본 발명의 실시형태는 당 업계에서 평균적인 지식을 가진 자에게 본 발명을 보다 완전하게 설명하기 위해서 제공되는 것이다. 따라서, 도면에서의 요소들의 형상 및 크기 등은 보다 명확한 설명을 위해 과장될 수 있다.

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.

도 4는 전 이중(Full Duplex) 기반의 단말을 이용한 신호 송수신 시스템의 일 예를 나타낸 도면이다.

도 4를 참조하면, 상하향 동시 송수신방식에 해당하는 전 이중(Full Duplex) 기반의 단말(410)은 기지국 또는 다른 단말에 전송하고자 하는 상향 송신신호를 송신함과 동시에 기지국 또는 다른 단말에서 전송된 햐향 수신신호를 수신하는 동작을 수행할 수 있다.

이 때, 단말(410)에서 신호를 송출하는 송출주파수와 신호를 수신하는 수신주파수가 동일하다고 가정한다면, 두 신호가 서로 더해져서 수신안테나에 수신되는 자기간섭이 발생하게 된다. 이러한 자기간섭신호는 송수신 신호처리 절차에 따라 특정하게 왜곡된 후 단말(410)의 수신안테나로 수신될 수 있다.

이 때, 자기간섭신호 왜곡하는 주요한 요소는 고출력 증폭기(High Power Amplifier, HPA)(411)에서 발생하는 비선형왜곡(Nonlinear Distortion)과 송신안테나와 수신안테나 사이에 존재하는 채널(420)의 채널계수에 해당할 수 있다.

이 때, 고출력 증폭기(411)에 의한 비선형 왜곡은 고출력 증폭기(411)에 대한 입출력 사이의 존재하는 비선형적인 특성 때문에 발생할 수 있다. 이러한 비선형 왜곡은 비선형 인자(Nonlinear Factor)를 발생시키게 되며, 일반적으로 [수학식 1]과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 1]

이 때, [수학식 1]에서 x는 고출력 증폭기(411)에 입력되는 입력신호이고, y는 고출력 증폭기(411)에서 출력되는 출력신호에 상응할 수 있다. 또한, α는 고출력 증폭기(411)의 선형 이득(Linear Gain) 또는 비선형 이득(Nonlinear Gain)을 나타낼 수 있다.

이 때, 지수값이 짝수인 비선형 인자의 중심주파수는 원래 전송하고자 하는 신호의 중심의 배수 값을 가지며 발생하므로, 대역 내 원하는 신호(In-Band Signal)에 주는 영향은 거의 없다. 반면, 지수값이 홀수인 비선형 인자의 중심주파수는 원래 전송하고자 하는 신호의 중심주파수와 같거나 유사하기 때문에 대역 내의 원하는 신호에 영향을 주게 된다. 따라서, 지수값이 홀수인 신호만을 비선형 인자로 고려하여 고출력 증폭기(411)의 출력값을 나타내면 [수학식 2]와 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 2]

이 때, [수학식 2]에서 지수값이 고차에 해당하는 비선형 인자의 전력은 특별히 고려하지 않아도 큰 문제가 없을 정도로 매우 낮을 수 있다. 반면에 지수값이 홀수인 비선형 인자들 중 가장 첫 번째에 해당하는 비선형 인자는 3차교차점(third-order intercept point, IP3)이라 불리며 비선형 왜곡에 가장 큰 영향을 줄 수 있다.

따라서, 본 발명의 일실시예에 따른 자기간섭신호 추정 시에는 3차교차점을 고려하여 자기간섭신호를 추정하는 방법은 제안하고자 한다. 이 때, 서술 및 계산의 편의를 위하여 1차의 고출력 증폭기(411) 이득을 1이라 가정하면(α₁=1) 고출력 증폭기(411)의 비선형 왜곡의 출력은 [수학식 3]과 같이 간략하게 나타낼 수 있다.

[수학식 3]

이 때, 도 4에 도시된 것처럼 고출력 증폭기(411)를 거쳐 증폭된 송신 신호는 송신안테나에서 채널(420)을 통과하여 수신 안테나에 수신될 수 있다. 수신된 신호는 ADC(Analog-to-Digital Converter)를 거쳐 디지털신호로 변경되며, [수학식 4]와 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 4]

이 때, [수학식 4]에서 n은 샘플인덱스에 상응하고, s_n과 w_n은 각각 수신단에서 수신되길 원하는 수신신호와 AWGN (Additive White Gaussian Noise)을 나타낼 수 있다. 또한, [수학식 4]의 괄호 안 변수들(y_n, h_n)은 자기간섭신호를 구성하는 변수에 상응할 수 있다. 이 때, 괄호 안 변수들 중 y는 [수학식 3]과 같이 송신안테나를 통해 전송된 송신신호이고, h는 송신안테나와 수신안테나 사이의 채널에 대한 채널 계수를 의미할 수 있다. 또한, '*'는 컨벌루션 연산을 나타낼 수 있다. 즉, 송신 신호와 채널 계수를 합쳐서 새로운 신호가 생성될 수 있다.

이 때, 자기간섭신호를 d로 정의하여 다시 [수학식 5]와 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 5]

이와 같이, 단말(410)의 수신단을 통해 수신된 신호인 r_n에서 자기간섭신호 d_n을 추정하여 제거하기 위해서는, 원하는 수신신호 s_n이 추정성능을 저해하는 요소가 될 수 있다. 따라서, 본 발명에서 자기간섭신호를 추정하기 위한 특정구간 동안에는 단말(410)의 송신단에서 자기신호를 송신하되, 다른 단말 또는 상대 단말에서는 단말(410)로 신호를 전송하지 않는 상황임을 가정할 수 있다. 이와 같이, 단말(410)이 자기신호만을 전송하는 동안에 수신된 수신신호는 [수학식 6]과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 6]

이 때, [수학식 6]에서 x_n은 단말(410)의 송신 신호에 상응하고, r_n은 수신 신호에 상응하므로 자기간섭신호를 추정하는 단계에서 이미 알고 있는 값 들에 해당할 수 있다.

반면, x_n을 왜곡시키는 채널 계수 h_n과 비선형왜곡 이득 α₃은 자기간섭신호를 추정하기 위해 추정해야 할 값에 해당한다.

따라서, 본 발명에서는 채널 계수 h_n과 비선형왜곡 이득 α₃을 추정하여 자기간섭신호를 효과적으로 추정하는 방법을 제안하고자 한다.

도 5는 본 발명의 일실시예에 따른 자기간섭신호 추정 방법을 나타낸 동작흐름도이다.

도 5를 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 자기간섭신호 추정 방법은 어느 하나의 단말에 상응하는 송신 안테나에서 어느 하나의 단말에 상응하는 수신 안테나로 두 개의 프리앰블(Preamble) 신호들을 전송한다(S510).

예를 들어, 도 4에 도시된 단말(410)의 신호 생성 및 변조 모듈을 통해 두 개의 프리앰블 신호들을 생성할 수 있고, 두 개의 프리앰블 신호들은 각각 고출력 증폭기(411), 송신 안테나 및 채널(420)을 거쳐 수신 안테나로 전송될 수 있다. 이 때, 단말(410)에서 생성되는 두 개의 프리앰블 신호들, 즉 두 개의 송신 신호들을 각각 x₁과 x₂라고 가정한다면, 두 개의 송신 신호들에 상응하게 수신되는 두 개의 수신신호들 r₁과 r₂는 [수학식 7]과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 7]

이 때, h₁과 h₂는, 도 4에 도시된 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 채널(420)에 상응하는 채널 계수에 해당하고, α₃은 고출력 증폭기(411)에 의한 비선형왜곡 이득에 해당할 수 있다.

이 때, 고정된 통신 환경 또는 이동이 작은 통신 환경에서는 채널 계수 h₁과 h₂가 동일할 수 있다.

또한, 채널 계수는 동일한 하나의 단말의 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 채널이므로 LoS(Line-of-Sight)가 확보되고, 대부분의 에너지가 주 경로(Main Path)에 할당되어 있을 수 있다.

따라서, 본 발명에서는 채널 계수 h₁과 h₂를 동일한 하나의 패스를 갖는 채널에 대한 채널 계수로 가정하여 h로 기술할 수 있다.

이 때, [수학식 7]에 채널 계수 h를 적용하고, 컨벌루션 연산(*)을 곱셈연산(·)으로 변경하여 [수학식 8]과 같이 다시 나타낼 수 있다.

[수학식 8]

이 때, 두 개의 프리앰블 신호들이 전송되는 동안 다른 신호는 수신 안테나로 전송되지 않을 수 있다. 즉, 어느 하나의 단말이 아닌 다른 단말 또는 상대 단말에서 수신되는 신호는 자기간섭신호를 추정하는 과정에서 추정성능을 저해하는 요소가 될 수 있다. 따라서, 본 발명에서 자기간섭신호를 추정하기 위한 특정구간 동안에는 어느 하나의 단말이 자기신호만 송수신하고, 다른 단말 또는 상대 단말에서는 신호를 전송하지 않는 상황을 가정할 수 있다.

또한, 본 발명의 일실시예에 따른 자기간섭신호 추정 방법은 두 개의 프리앰블 신호들 각각에 대한 송신 신호와 수신 신호를 기반으로 자기간섭신호를 왜곡하는 3차 비선형 왜곡 인자를 추정한다(S520).

이 때, 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 채널에 대한 채널 계수를 추정하고, 채널 계수를 기반으로 송신 신호를 증폭하기 위한 고출력 증폭기(High Power Amplifier, HPA)에 의한 비선형 왜곡 이득을 추정하고, 채널 계수와 비선형 왜곡 이득을 기반으로 고출력 증폭기에 입력되는 입력신호의 지수가 3차교차점(third-order Intercept Point, IP3)에 상응하는 비선형 인자를 추정할 수 있다.

이 때, 3차교차점에 상응하는 비선형 인자에 대해서는 이미 도 4에서 상세하게 설명하였으므로 생략하도록 한다.

예를 들어, [수학식 8]에 포함된 수신신호 r₁을 사용하여 [수학식 9] 내지 [수학식 10]과 같이 채널 계수 h를 비선형왜곡 이득 α₃에 대한 변수로 변경하여 나타낼 수 있다.

[수학식 9]

[수학식 10]

이 때,

을 수신신호 r₂에 대입하여 비선형 왜곡 이득 α₃을 구하면 [수학식 11]과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 11]

이 때, [수학식 10]을 [수학식 9]에 적용하여 채널 계수 h의 값을 추정할 수 있다.

따라서, 이와 같이 추정된 비선형 왜곡 이득 α₃과 채널 계수 h를 [수학식 8] 또는 [수학식 9]에 대입하여 고출력 증폭기에 입력되는 입력신호의 지수가 3차교차점(third-order Intercept Point, IP3)에 상응하는 비선형 인자 x³ 추정할 수 있다.

이 때, 채널 계수, 비선형 왜곡 이득 및 비선형 인자 중 적어도 하나에 대한 컨벌루션 연산 또는 곱셈 연산을 수행하여 3차 비선형 왜곡 인자를 추정할 수 있다. 예를 들어, 3차 비선형 왜곡 인자는 'α₃·x³·h' 또는 'α₃·x³*h'에 상응하게 추정될 수 있다.

또한, 본 발명의 일실시예에 따른 자기간섭신호 추정 방법은 수신 신호에서 3차 비선형 왜곡 인자를 제거하여 수신 신호를 갱신하고, 갱신된 수신 신호를 기반으로 3차 비선형 왜곡 인자를 재추정한다(S530).

이 때, 갱신된 수신 신호를 기반으로 3차 비선형 왜곡 인자를 재추정하는 이유는, 채널 계수나 비선형 왜곡 이득을 추정하는 과정에서 존재하는 잡음을 고려하여 보다 정확한 3차 비선형 왜곡 인자를 추정하기 위함일 수 있다.

예를 들어, [수학식 10]과 [수학식 11]을 통해 추정된 채널 계수 h와 비선형 왜곡 이득 α₃을 이용하면 자기간섭신호를 추정하여 제거하는 것이 가능할 수 있다. 그러나, [수학식 10]에서 채널 계수를 추정하면서 발생하는 잡음 요소

와 [수학식 11]에서 비선형 왜곡 이득을 추정하면서 발생하는 잡음 요소

는 제거하는 것이 불가능하다.

따라서, 본 발명은 잡음이 존재하는 환경에서도 자기간섭신호의 추정 성능을 향상시키기 위해 반복방식 기반의 추정을 수행할 수 있다.

이 때, 두 개의 프리앰블 신호들 중 제1 프리앰블 신호에 대한 제1 수신 신호에서 3차 비선형 왜곡 인자를 제거하여 수신신호 갱신 값을 산출할 수 있다.

이 후, 제1 프리앰블 신호에 대한 제1 송신 신호와 수신신호 갱신 값을 이용하여 채널 계수와 비선형 왜곡 이득을 재추정할 수 있다.

예를 들어, [수학식 12]를 참조하면, [수학식 9]와 [수학식 10]에서 추정된 채널 계수와 비선형 왜곡 이득을 활용하여 3차 비선형 왜곡 인자를 생성하고, 수신 신호에서 3차 비선형 왜곡 인자를 제거하여 수신신호 갱신 값을 산출할 수 있다.

[수학식 12]

이 때, [수학식 12]에서

는 AWGN(additive white Gaussian noise)과 3차 비선형 왜곡 인자를 불완전하게 추정하고 제거하면서 발생하는 에러값이 더해진 변수를 의미할 수 있다. 이 때, [수학식 12]에서 3차 비선형 왜곡 인자를 제거한 이후에 이미 알고 있는 송신 신호 x_n을 활용하여 [수학식 13]과 같이 채널 계수를 새롭게 추정할 수 있다.

[수학식 13]

이 후, 새롭게 추정된 채널 계수

를 활용하여 [수학식 14]와 같이 비선형 왜곡 이득을 재추정할 수 있다.

[수학식 14]

이와 같은 과정을 통해 채널 계수와 비선형 왜곡 이득을 갱신하여, 채널 계수 갱신 값과 비선형 왜곡 이득 갱신 값을 획득할 수 있다.

또한, 본 발명의 일실시예에 따른 자기간섭신호 추정 방법은 기설정된 반복 횟수만큼 재추정된 최종 3차 비선형 왜곡 인자를 기반으로 자기간섭신호를 추정한다(S540).

즉, [수학식 13] 내지 [수학식 14]를 통해 획득되는 채널 계수 갱신 값과 비선형 왜곡 이득 갱신 값을 초기 채널 계수와 초기 비선형 왜곡 이득처럼 활용하여 반복적으로 3차 비선형 왜곡 인자를 재추정할 수 있다.

이 때, 반복적으로 3차 비선형 왜곡 인자를 재추정하기 위해 사용되는 수신 신호 갱신 값은 [수학식 15]와 같이 산출될 수 있다.

[수학식 15]

이 때, [수학식 15]는 [수학식 12]에서 수신신호 갱신 값을 산출하는 방식과는 다르게 갱신된 채널 계수

와 갱신된 비선형 왜곡 이득

을 활용하여 갱신된 3차 비선형 왜곡 인자를 제거할 수 있다. 따라서, [수학식 15]와 같이 갱신되는 수신신호 갱신 값을 활용하여 반복적인 추정을 수행할 수 있다.

이 때, 반복 추정은 시스템이 요구하는 성능을 도출할 때까지 반복하여 수행하거나, 기설정된 특정 횟수만큼 반복할 수 있다.

이 때, 기설정된 반복 횟수만큼 재추정된 채널 계수 갱신 값과 비선형 왜곡 이득 갱신 값을 기반으로 최종 3차 비선형 왜곡 인자를 검출하고, 최종 3차 비선형 왜곡 인자를 고려하여 자기간섭신호를 추정할 수 있다.

또한, 도 5에는 도시하지 아니하였으나, 본 발명의 일실시예에 따른 자기간섭신호 추정 방법은 상술한 자기간섭신호 추정 과정에서 발생하는 다양한 정보를 별도의 저장 모듈에 저장할 수 있다.

이와 같은 자기간섭신호 추정 방법을 통해 상하향 동시 송수신 환경에서 자기간섭신호를 효과적으로 추정하여 제거하기 위한 방법을 제공할 수 있다.

또한, 자기간섭신호를 왜곡시키는 3차 비선형 왜곡 인자를 보다 효과적으로 추정하는 방법을 제공할 수도 있다.

도 6은 본 발명의 일실시예에 따른 자기간섭신호 추정 과정을 나타낸 도면이다.

도 6을 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 자기간섭신호 추정 과정 중 반복방식을 기반으로 왜곡 인자를 추정하는 과정을 보여준다.

먼저, 도 5에 도시된 [수학식 8] 내지 [수학식 11]을 기반으로 초기 채널 계수와 초기 비선형 왜곡 이득을 추정할 수 있다(S602).

이 후, 추정된 초기 채널 계수

와 초기 비선형 왜곡 이득

그리고 이미 알고 있는 송신신호 x_n를 이용하여 자기간섭신호에 왜곡을 발생시키는 3차 비선형 왜곡 인자(

·x_n ³·

)를 추정할 수 있다(S604).

이 후, 수신 신호 r_n에서 3차 비선형 왜곡 인자를 제거하여, 도 5에 도시된 [수학식 12]와 같이 반복 추정을 위한 수신신호 갱신값

을 산출할 수 있다.

이 후, 수신신호 갱신 값

을 입력으로 하고, 이미 알고 있는 송신신호 x_n를 기반으로 도 5에 도시된 [수학식 13]과 같이 채널 계수를 재추정할 수 있다(S606).

이 후, 재추정된 채널 계수

를 기반으로 도 5에 도시된 [수학식 14]와 같이 비선형 왜곡 이득을 재추정할 수 있다(S608).

이 후, 재추정된 채널 계수

, 재추정된 비선형 왜곡 이득

및 이미 알고 있는 송신신호 x_n를 이용하여 3차 비선형 왜곡 인자(

·x_n ³·

)를 재추정할 수 있다(S610).

이 때, 본 발명에서는 반복 영역(600)에 포함된 단계들을 기설정된 반복 횟수만큼 반복하면서 3차 비선형 왜곡 인자를 반복적으로 재추정함에 따라 보다 정확하게 자기간섭신호를 추정할 수 있다.

도 7는 본 발명의 일실시예에 따른 자기간섭신호 추정 장치를 나타낸 블록도이다.

도 7을 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 자기간섭신호 추정 장치는 통신부(710), 프로세서(720) 및 메모리(730)를 포함한다.

통신부(710)는 자기간섭신호 추정을 위해 필요한 정보를 송수신하는 역할을 한다. 특히, 본 발명의 일실시예에 따른 통신부(710)는 송신 안테나에서 수신 안테나로 두 개의 프리앰블(Preamble) 신호들을 전송한다

예를 들어, 도 4에 도시된 단말(410)의 신호 생성 및 변조 모듈을 통해 두 개의 프리앰블 신호들을 각각 생성할 수 있고, 두 개의 프리앰블 신호들은 각각 고출력 증폭기(411), 송신 안테나 및 채널(420)을 거쳐 수신 안테나로 전송될 수 있다. 이 때, 단말(410)에서 생성되는 두 개의 프리앰블 신호들, 즉 두 개의 송신 신호들을 각각 x₁과 x₂라고 가정한다면, 두 개의 송신 신호들에 상응하게 수신되는 두 개의 수신신호들 r₁과 r₂는 [수학식 7]과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 7]

[수학식 8]

프로세서(720)는 두 개의 프리앰블(Preamble) 신호들 각각에 대한 송신 신호와 수신 신호를 기반으로 자기간섭신호를 왜곡하는 3차 비선형 왜곡 인자를 추정한다.

[수학식 9]

[수학식 10]

이 때,

[수학식 11]

또한, 프로세서(720)는 수신 신호에서 3차 비선형 왜곡 인자를 제거하여 수신 신호를 갱신하고, 갱신된 수신 신호를 기반으로 3차 비선형 왜곡 인자를 재추정한다.

는 제거하는 것이 불가능하다.

[수학식 12]

이 때, [수학식 12]에서

[수학식 13]

이 후, 새롭게 추정된 채널 계수

[수학식 14]

또한, 프로세서(720)는 기설정된 반복 횟수만큼 재추정된 최종 3차 비선형 왜곡 인자를 기반으로 자기간섭신호를 추정한다.

[수학식 15]

와 갱신된 비선형 왜곡 이득

메모리(730)는 송신 신호와 수신 신호, 3차 비선형 왜곡 인자 및 최종 3차 비선형 왜곡 인자 중 적어도 하나를 저장할 수 있다.

또한, 메모리(730)는 상술한 자기간섭신호 추정 과정에서 발생하는 다양한 정보를 저장할 수 있다.

이와 같은 자기간섭신호 추정 장치를 이용함으로써 상하향 동시 송수신 환경에서 자기간섭신호를 효과적으로 추정하여 제거하기 위한 방법을 제공할 수 있다.

이상에서와 같이 본 발명에 따른 반복 추정에 기반한 자기간섭신호 추정 방법 및 이를 위한 장치는 상기한 바와 같이 설명된 실시예들의 구성과 방법이 한정되게 적용될 수 있는 것이 아니라, 상기 실시예들은 다양한 변형이 이루어질 수 있도록 각 실시예들의 전부 또는 일부가 선택적으로 조합되어 구성될 수도 있다.

100: 기지국 110, 120, 410: 단말
210, 310: 상향 통신 220, 320: 하향 통신
411: 고출력 증폭기 420: 채널
600: 반복 영역 710: 통신부
720: 프로세서 730: 메모리

Claims

어느 하나의 단말에 상응하는 송신 안테나에서 상기 어느 하나의 단말에 상응하는 수신 안테나로 두 개의 프리앰블(Preamble) 신호들을 전송하는 단계;
상기 두 개의 프리앰블 신호들 각각에 대한 송신 신호와 수신 신호를 기반으로 자기간섭신호를 왜곡하는 3차 비선형 왜곡 인자를 추정하는 단계;
상기 수신 신호에서 상기 3차 비선형 왜곡 인자를 제거하여 상기 수신 신호를 갱신하고, 갱신된 수신 신호를 기반으로 상기 3차 비선형 왜곡 인자를 재추정하는 단계; 및
기설정된 반복 횟수만큼 재추정된 최종 3차 비선형 왜곡 인자를 기반으로 상기 자기간섭신호를 추정하는 단계
를 포함하고,
상기 3차 비선형 왜곡 인자를 추정하는 단계는
상기 송신 안테나와 상기 수신 안테나 사이의 채널에 대한 채널 계수를 추정하는 단계;
상기 채널 계수를 기반으로 상기 송신 신호를 증폭하기 위한 고출력 증폭기(High Power Amplifier, HPA)에 의한 비선형 왜곡 이득을 추정하는 단계; 및
상기 채널 계수와 상기 비선형 왜곡 이득을 기반으로 상기 고출력 증폭기에 입력되는 입력신호의 지수가 3차교차점(third-order Intercept Point, IP3)에 상응하는 비선형 인자를 추정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 자기간섭신호 추정 방법.
삭제
청구항 1에 있어서,
상기 3차 비선형 왜곡 인자를 추정하는 단계는
상기 채널 계수, 상기 비선형 왜곡 이득 및 상기 비선형 인자 중 적어도 하나에 대해 컨벌루션 연산 또는 곱셈 연산을 수행하는 것을 특징으로 하는 자기간섭신호 추정 방법.
청구항 1에 있어서,
상기 재추정하는 단계는
상기 두 개의 프리앰블 신호들 중 제1 프리앰블 신호에 대한 제1 수신 신호에서 상기 3차 비선형 왜곡 인자를 제거하여 수신신호 갱신 값을 산출하는 단계; 및
상기 제1 프리앰블 신호에 대한 제1 송신 신호와 상기 수신신호 갱신 값을 이용하여 상기 채널 계수와 상기 비선형 왜곡 이득을 재추정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 자기간섭신호 추정 방법.
청구항 4에 있어서,
상기 자기간섭신호를 추정하는 단계는
상기 기설정된 반복 횟수만큼 재추정된 채널 계수 갱신 값과 비선형 왜곡 이득 갱신 값을 기반으로 상기 최종 3차 비선형 왜곡 인자를 검출하고, 상기 제1 수신 신호, 상기 제1 송신 신호 및 상기 최종 3차 비선형 왜곡 인자를 고려하여 상기 자기간섭신호를 추정하는 것을 특징으로 하는 자기간섭신호 추정 방법.
청구항 1에 있어서,
상기 두 개의 프리앰블 신호들 각각에 대한 수신 신호에 적용되는 채널 계수는 동일한 것을 특징으로 하는 자기간섭신호 추정 방법.
청구항 1에 있어서,
상기 두 개의 프리앰블 신호들이 전송되는 동안 다른 신호는 상기 수신 안테나로 전송되지 않는 것을 특징으로 하는 자기간섭신호 추정 방법.
어느 하나의 단말에 상응하는 송신 안테나에서 상기 어느 하나의 단말에 상응하는 수신 안테나로 전송된 두 개의 프리앰블(Preamble) 신호들 각각에 대한 송신 신호와 수신 신호를 기반으로 자기간섭신호를 왜곡하는 3차 비선형 왜곡 인자를 추정하고, 상기 수신 신호에서 상기 3차 비선형 왜곡 인자를 제거하여 상기 수신 신호를 갱신하고, 갱신된 수신 신호를 기반으로 상기 3차 비선형 왜곡 인자를 재추정하고, 기설정된 반복 횟수만큼 재추정된 최종 3차 비선형 왜곡 인자를 기반으로 상기 자기간섭신호를 추정하는 프로세서; 및
상기 송신 신호와 수신 신호, 상기 3차 비선형 왜곡 인자 및 상기 최종 3차 비선형 왜곡 인자 중 적어도 하나를 저장하는 메모리
를 포함하고,
상기 프로세서는
상기 송신 안테나와 상기 수신 안테나 사이의 채널에 대한 채널 계수를 추정하고, 상기 채널 계수를 기반으로 상기 송신 신호를 증폭하기 위한 고출력 증폭기(High Power Amplifier, HPA)에 의한 비선형 왜곡 이득을 추정하고, 상기 채널 계수와 상기 비선형 왜곡 이득을 기반으로 상기 고출력 증폭기에 입력되는 입력신호의 지수가 3차교차점(third-order Intercept Point, IP3)에 상응하는 비선형 인자를 추정하는 것을 특징으로 하는 자기간섭신호 추정 장치.
삭제
청구항 8에 있어서,
상기 프로세서는
상기 채널 계수, 상기 비선형 왜곡 이득 및 상기 비선형 인자 중 적어도 하나에 대해 컨벌루션 연산 또는 곱셈 연산을 수행하는 것을 특징으로 하는 자기간섭신호 추정 장치.
청구항 8에 있어서,
상기 프로세서는
상기 두 개의 프리앰블 신호들 중 제1 프리앰블 신호에 대한 제1 수신 신호에서 상기 3차 비선형 왜곡 인자를 제거하여 수신신호 갱신 값을 산출하고, 상기 제1 프리앰블 신호에 대한 제1 송신 신호와 상기 수신 신호 갱신 값을 이용하여 상기 채널 계수와 상기 비선형 왜곡 이득을 재추정하는 것을 특징으로 하는 자기간섭신호 추정 장치.
청구항 11에 있어서,
상기 프로세서는
상기 기설정된 반복 횟수만큼 재추정된 채널 계수 갱신 값과 비선형 왜곡 이득 갱신 값을 기반으로 상기 최종 3차 비선형 왜곡 인자를 검출하고, 상기 제1 수신 신호, 상기 제1 송신 신호 및 상기 최종 3차 비선형 왜곡 인자를 고려하여 상기 자기간섭신호를 추정하는 것을 특징으로 하는 자기간섭신호 추정 장치.
청구항 8에 있어서,
상기 두 개의 프리앰블 신호들 각각에 대한 수신 신호에 적용되는 채널 계수는 동일한 것을 특징으로 하는 자기간섭신호 추정 장치.
청구항 8에 있어서,
상기 두 개의 프리앰블 신호들이 전송되는 동안 다른 신호는 상기 수신 안테나로 전송되지 않는 것을 특징으로 하는 자기간섭신호 추정 장치.