KR102161365B1 - 유도 부하의 전류를 제어하기 위한 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 부하 전류 (IL) 를 스위칭하기 위한 적어도 하나의 스위치 엘리먼트 (T1) 에 의하여 유도 부하 (L) 의 부하 전류 (IL) 의 펄스-폭 변조 (PWM) 전류 제어를 위한 방법을 설명하며, 여기서 제 1 동작 모드 (I) 는, 전류 세트포인트 값 (ISETPOINT) 의 변경이 일어난 경우 유도 부하 (L) 를 동작시키기 위해 실행되고, 제 1 동작 모드 (I) 에서 펄스-폭 변조 (PWM) 의 초기 듀티-사이클 (DC) 이 결정되고, 상기 듀티 사이클은 제 2 동작 모드 (II) 에서 유도 부하 (L) 를 동작시키기 위해 사용되며, 그리고 스위칭 엘리먼트 (T1) 의 스위칭 상태는, 부하 전류 (IL) 의 전류 세트포인트 값 (ISETPOINT) 이 바로 선행하는 사이클의 전류 세트포인트 값 (ISetpoint,t-1) 보다 높은지 또는 낮은지에 의존하여 제 1 동작 모드 (I) 에서 확립되고, 여기서 스위칭 상태는, 전류 제한 값 (ISETPOINT,o,I, ISETPOINT,u,I) 을 달성할 때까지 유지되고 전류 제한 값 (ISETPOINT,o,I, ISETPOINT,u,I) 을 달성 시에 스위치 오버되고, 여기서 스위칭 엘리먼트 (T1) 의 스위칭 상태의 다수의 스위치-오버들이 미리결정된 수 (N) 의 주기들을 생성하기 위하여 일어나고, 그리고 미리결정된 수 (N) 의 주기들 중 적어도 하나의 부분에 근거하여, 펄스-폭 변조 (PWM) 의 듀티 사이클 (DC, DCmean) 이 결정되는데, 그 듀티 사이클은 제 2 동작 모드 (II) 에 대한 초기 듀티 사이클 (DC) 로서 사용된다. 본 발명은 대응하는 전자 회로 장치를 추가로 설명한다.

Description

유도 부하의 전류를 제어하기 위한 방법
본 발명은 특허 청구항 1 의 전제부에 따른 유도 부하의 부하 전류의 전류 제어를 위한 방법 및 특허 청구항 9 의 전제부에 따른 전자 회로 장치에 관한 것이다.
현대의 자동차들에서, 유도 부하들을 포함하는 다수의 전기 또는 전자 디바이스들, 예를 들어, 밸브들, 전기 모터들 또는 릴레이들은 드라이버 스테이지들, 보통 스위칭 트랜지스터들에 의하여 펄스-폭 변조 방식으로 액추에이팅된다. PWM 제어는 따라서, 예를 들어, 내연 기관을 스타팅하기 위하여 또는 브레이크 장치 (brake installation) 에서의 압력 증가를 위해 스타터 (starter) 의 전기 모터를 동작시키는데 사용될 수 있다. 종래의 스타팅 방법들에서는, 비교적 높은 스위치-온 전류가 차량 배터리에 의해 제공되어야 하며, 이는 차량 배터리의 단자 전압의 감소로 이어질 수 있다,
제너릭 DE 10 2010 063 744 A1 은, FET 트랜지스터가 도전 상태에 있을 때 베이스 전류가 흐르는 결과로, FET 트랜지스터에 의하여 스타팅 페이즈 동안의 전류를 제한하기 위하여 유도 부하와 직렬로 연결되는 전류 제한 저항기에 의하여 이 문제를 해결한다. 추가의 PWM-제어 FET 트랜지스터 및 추가의 저항기로 구성된 직렬 회로는 FET 트랜지스터 및 전류 제한 저항기로 구성된 직렬 회로와 병렬로 연결된다. 상기 추가의 FET 트랜지스터의 PWM 제어는 부하를 통하여 전류를 제어하는데 사용되며, 여기서 상기 추가의 FET 트랜지스터의 도전 상태에서, 전류 제한 저항기를 가진 경로는 단락되고 제 2 저항기를 통과한 최대 전류는 제한된다. 이 절차의 결점은 저항기들이 전류를 제한하기 위해 제공되는 결과로서 유도 부하의 동작 동안 생성되는 높은 전력 손실이다.
이 결점은, 전류 실제 값이 결정되고, 전류 실제 값과 전류 세트포인트 값으로부터의 제어 차이가 결정되고, 그 제어 차이가 펄스-폭 변조의 듀티 팩터를 계산하기 위한 제어 알고리즘의 입력 값으로서 식별되고, 그리고 유도 부하와 직렬로 연결된 파워 스위치가 식별된 듀티 팩터에서 액츄에이팅되는, 유도 부하의 부하 전류의 펄스-폭 변조 전류 제어를 위한 방법을 기술하는, 본 출원의 유효 기일자로 공개되지 않은 제너릭 DE 10 2014 208 066.5 에 의해 극복된다. 유도 부하는, 스타팅 모드를 수행하기 위하여, 제어 알고리즘이 램프 함수에 기초하여 전류 세트포인트 값들, 연관된 듀티 팩터들 및 전류 타겟 값을 식별하고 램프 함수에 따라 전류 타겟 값까지 부하 전류를 제어하고, 그리고 스타팅 모드에 이어 동작 모드를 수행하기 위하여, 전류 타겟 값에서 비롯하여, 부하 전류가 상위 및 하위 전류 세트포인트 값 사이에서 제어되도록 하는 방식으로 제어 알고리즘이 상위 및 하위 전류 세트포인트 값에 기초하여 듀티 팩터들을 식별한다는 점에서 스타팅 모드에 의하여 동작 모드로 트랜스퍼된다. 그러나, 이 절차는 램프-형상화된 증가 및 그와 연관된 시간 지연 때문에 모든 애플리케이션들에 적용될 수 없다.
본 발명의 목적은 따라서 단축된 스위치-온 시간 및/또는 변경된 세트포인트 전류 값에 적응하기 위한 시간 길이가 가능해지고 동시에 상기 변경 때문에 높은 전류들이 방지될 수 있으며 구현하기에 단순한 도입부에 언급된 방법을 제공하는 것으로 이루어진다.
이 목적은 특허 청구항 1 의 특징부를 갖는 방법 및 청구항 9 에 따른 전자 회로 장치에 의해 달성된다.
본 발명은 부하 전류를 스위칭하기 위한 적어도 하나의 스위칭 엘리먼트에 의하여 유도 부하의 부하 전류의 펄스 변조 전류 제어를 위한 방법을 기술하고, 여기서 유도 부하를 동작시키기 위한 제 1 동작 모드는, 전류 세트포인트 값의 변경이 이루어질 때 구현되고, 여기서 제 1 동작 모드에서, 펄스 변조의 초기 듀티 사이클이 결정되고, 상기 듀티 사이클은 제 2 동작 모드에서 유도 부하를 동작시키는데 사용되고, 그리고 제 1 동작 모드에서, 스위칭 엘리먼트의 스위칭 상태는, 부하 전류의 전류 세트포인트 값이 바로 선행하는 사이클의 전류 세트포인트 값보다 높은지 또는 낮은지에 의존하여 설정되고, 여기서 스위칭 상태는, 전류 제한 값 (current limit value) 에 도달할 때까지 유지되고 전류 제한 값에 도달할 때 스위치 오버되고, 여기서 스위칭 엘리먼트의 스위칭 상태는 규정된 수의 주기들을 생성하기 위해 다수 회 스위치 오버되고, 그리고 펄스 변조의 듀티 사이클은 규정된 수의 주기들의 적어도 부분에 기초하여 결정되고, 상기 듀티 사이클은 제 2 동작 모드에 대한 초기 듀티 사이클로서 사용된다. 본 발명은 따라서 유리하게는 단축된 스위치-온 시간 및/또는 변경된 세트포인트 전류 값에 적응하기 위한 시간 길이를 가능하게 하고 동시에 상기 변경 때문에 높은 전류들을 가능하게 하며 그리고 동시에 유도 부하의 스위치-온 동안의 높은 전류들이 방지될 수 있다. 비교적 단순한 구현이 또한 가능하다. 특히 증가하는 전류의 경우에, 예를 들어, 전류 세트포인트 값이 올라가는 경우에, 검출된 전류 실제 값이 전류 제한 값 이상이고, 그리고 감소하는 전류의 경우에, 예를 들어, 전류 세트포인트 값이 내려가는 경우에, 검출된 전류 실제 값이 전류 제한 값 이하일 때, 전류 제한 값에 도달한 것으로 여겨진다.
평균 듀티 사이클은 규정된 수의 주기들의 적어도 부분에 기초하여 결정되는 것이 바람직하며, 상기 평균 듀티 사이클은 제 2 동작 모드에 대한 초기 듀티 사이클로서 사용된다. 그에 대한 결과로서, 제 2 동작 모드에 대한 듀티 사이클은 매우 단순한 수단을 사용하여 비교적 빨리 결정 및 규정될 수 있다.
전류 제한 값에 도달한 후에, 스위칭 엘리먼트의 스위칭 상태의 추가의 변경은 개별의 주기의 주기 지속기간이 경과할 때 이루어지는 것이 바람직하다. 스위칭 상태를 스위치 오버하기 위한 솔루션의 기술적 구현에 의존하여, "주기 지속기간이 경과할 때" 는 예를 들어, 후속 주기로의 스위치오버 직전, 동안 또는 후를 의미할 수 있다.
본 발명의 이로운 전개에 따르면, 제 2 동작 모드에서의 사용을 위한 초기 듀티 사이클은 상기 수의 주기들의 적어도 부분에 걸친 스위칭 엘리먼트의 스위칭 상태들 중 적어도 하나의 스위칭 상태의 평균 시간 길이를 사용하여 계산된다.
제 2 동작 모드에서의 사용을 위한 초기 듀티 사이클은 편의상 상기 수의 주기들의 적어도 부분에 걸친 스위칭 엘리먼트의 평균 스위치-온 시간을 사용하여 계산된다.
주기들의 주기 지속기간은 타이머에 의하여 규정되는 것이 바람직하다. 타이머는 경험상, 규정된 최대 값에 도달한 후 다시 스타팅하는 카운터이다. 카운터의 최대 값은 펄스 변조의 빈도 (frequency) 및 상기 빈도에 따른 변경들에 의존하는 값인 것이 바람직하다.
본 발명의 하나의 예시적인 실시형태에 따르면, 제 1 동작 모드에서 식별된 초기 듀티 사이클에서 비롯하여, 제 2 동작 모드 동안의 듀티 사이클은 적어도 하나의 전류 제한 값을 고려하여 규정된다.
일 예시적인 실시형태에 따르면, 제 1 동작 모드에서 식별된 초기 듀티 사이클에서 비롯하여, 제 2 동작 모드 동안의 듀티 사이클은, 부하 전류가 상위 및 하위 전류 제한 값 사이에서 제어되도록 하는 방식으로 상위 및 하위 전류 제한 값을 고려하여 규정된다.
본 발명의 전개에 따르면, 제 2 동작 모드에서, 전류 실제 값이 결정되고, 전류 실제 값 및 전류 세트포인트 값으로부터의 제어 편차 (control deviation) 가 검출되고 그리고 그 제어 편차는 펄스-폭 변조의 듀티 팩터를 계산하는데 사용된다.
본 발명의 이로운 구성에 따르면, 제어 중단 주기 (control pause period) 가 각각의 제어 루프 후에 제공된다. 이 제어 중단 주기 후에, 전류 실제 값이 먼저 식별되는데, 그 전류 실제 값은 후에 다른 제어 중재를 수행하는데 사용된다. 제어 중재의 시간은 따라서 전류 신호의 샘플링 시간과 연관된다.
본 발명에 따른 방법은 실질적으로 소프트웨어에 의하여 구현되는 것이 특히 바람직하고 예를 들어, FPGA 에서 실행될 수 있다.
본 발명은 더욱이 부하 전류를 스위칭하기 위한 적어도 하나의 스위칭 엘리먼트 및 그 스위칭 엘리먼트를 액추에이팅하기 위한 제어 회로를 포함하는 유도 부하의 부하 전류의 펄스 변조 전류 제어를 위한 전자 회로 장치를 기술하며, 여기서 전자 회로 장치는, 전류 세트포인트 값의 변경이 이루어질 때 제 1 동작 모드에서 유도 부하를 동작시키도록 구성되고, 여기서 제 1 동작 모드에서, 펄스 변조의 초기 듀티 사이클이 결정될 수 있고, 상기 듀티 사이클은 제 2 동작 모드에서 유도 부하를 동작시키도록 제공되고, 그리고 제 1 동작 모드에서, 스위칭 엘리먼트의 스위칭 상태는, 부하 전류의 전류 세트포인트 값이 바로 선행하는 사이클의 전류 세트포인트 값보다 높은지 또는 낮은지에 의존하여 설정되고, 여기서 스위칭 상태는, 전류 제한 값에 도달할 때까지 유지되고 전류 한계 값에 도달할 때 스위치 오버될 수 있고, 여기서 스위칭 엘리먼트의 스위칭 상태는 규정된 수의 주기들을 생성하기 위해 다수 회 스위치 오버되고, 그리고 펄스 변조의 듀티 사이클은 상기 주기들의 적어도 부분에 기초하여 결정되고, 상기 듀티 사이클은 제 2 동작 모드에 대한 초기 듀티 사이클로서 사용된다.
추가의 바람직한 실시형태들은 도면들에 근거한 예시적인 실시형태들의 다음의 설명으로부터 나타난다.
기본 예시에서:
도 1 은 본 발명에 따른 방법에 따른 유도 부하의 전류를 제어하기 위한 회로 장치의 블록 회로 다이어그램을 도시한다.
도 2 는 유도 부하에서의 제어된 전류의 시간적 프로파일을 예시하기 위한 시간/전류 그래프를 도시한다.
도 3 은 전류의 전류 세트포인트 값이 동작 모드 (I) 동안 변경할 때 유도 부하의 전류 제어를 위한 듀티 사이클의 스타팅 값의 계산을 설명하기 위한 플로우 차트를 도시한다.
도 4 는 동작 모드 (II) 에서의 유도 부하의 전류 제어를 설명하기 위한 플로우 차트를 도시한다.
예시적인 실시형태들의 간단 명료한 설명을 가능하게 하기 위하여, 동일한 엘리먼트에는 동일한 참조 부호들이 제공된다.
도 1 은 FET 트랜지스터 (T1) 를 액추에이팅하고 본 발명에 따른 제어 방법을 실행하기 위한 제어 회로 (2), 및 자동차 브레이크 장치에서의 전자-유압식 (electro-hydraulic) 또는 전자-공압식 (electro-pneumatic) 밸브를 유도 부하 (L) 로서 그리고 FET 트랜지스터 (T1) 를 부하 (L) 와 직렬로 연결된 부하 전류 스위치로서 동작시키기 위한 밸브 코일을 갖는 부하 회로 (1) 의 개략적 예시를 도시한다. 이것을 위하여, 제어 회로 (2) 에 의해 생성된 PWM 전압 신호 (UPWM) 는, FET 트랜지스터 (T1) 의 게이트 전극에 공급되고, 그 신호의 듀티 사이클 (펄스 지속기간 대 주기 지속기간의 비율) 은 전류 요건에 따라 조정된다. 부하 (L) 와 직렬로 배열된 측정 저항기 (Rm) 가 부하 전류 경로에 제공되고, 여기서 부하 전류 (IL) 의 전류 실제 값 (IACTUAL) 은 전류 측정 증폭기 (2.2) 및 제어 회로 (2) 에 의하여, 측정 저항기 (Rm) 에 걸쳐서 인가되는 측정 전압 (Um) 으로부터 결정된다. FET 트랜지스터 (T1), 유도 부하 (L) 및 측정 저항기 (Rm) 로 구성된 직렬 회로를 포함하는 부하 회로 (1) 는 전압 공급기 (U), 예를 들어, 차량 배터리에 연결되고, 여기서 FET 트랜지스터 (T1) 는 예를 들어, 로우-사이드 배열로 존재한다. 추가의 FET 트랜지스터 (T2) 가 그라운드에 대하여 유도 부하 (L) 와 병렬로 연결되고, 상기 추가의 FET 트랜지스터는 제어 회로 (2) 에 의해 환류 다이오드로서 동작될 수 있다.
이 예시적인 실시형태에 따르면, 제어 회로 (2) 는 제어 회로 (2) 에 의한 프로세싱의 목적을 위해 전류 측정 증폭기 (2.2) 에 의해 출력된 증폭된 측정 신호를 디지털화하는 A/D 컨버터 (2.1) 를 갖는다.
밸브 코일 (L) 을 동작시키기 위한 본 발명에 따른 방법은 도 2 에 따른 시간/전류 그래프 및 도 3 및 도 4 에 따른 블록 회로 다이어그램 및 플로우 차트에 기초하여 다음의 텍스트에서 설명된다.
일반적으로, 다음이 성립된다:
Figure 112018050011415-pct00001
또는
Figure 112018050011415-pct00002
여기서
Figure 112018050011415-pct00003
이다.
듀티 사이클 (DC) 은 공급 전압 (U) 및 부하 회로의 전체 저항 (R), 특히 측정 저항기 (Rm) 및 코일 (L) 의 저항에 의해 영향을 받는다. 예를 들어, 온도 영향들 때문에, 이들은 작동 동작에서의 변수이기 때문에, 클리어 부하 전류 (IL) 가 규정된 듀티 사이클로부터 유도될 수 없다 (그리고 그 반대도 마찬가지이다).
밸브 코일 (L) 은 따라서 적어도 2 개의 페이즈들 또는 동작 모드들에서 활성화되고, 여기서 전류 세트포인트 값 (ISETPOINT) 의 변경이 결정될 시에, 부하 전류 (IL) 는 도 3 을 참조하여 설명되는 방법 단계들에 따라 동작 모드 (I) 에서 새로운 전류 세트포인트 값 (ISETPOINT) 에 더 가깝게 이동된다. 도 2 에 따른 예시적인 예시에 따르면, 새로운 전류 세트포인트 값 (ISETPOINT) 은 부하 전류 (IL,I) 가 동작 모드 (I) 에서 증가되는 결과로, 선행하는 사이클의 전류 세트포인트 값 (ISetpoint,t-1) 보다 높다. 동작 모드 (I) 의 상위 전류 제한 값 (ISETPOINT,o,I) 에 도달하거나 또는 그 값이 초과될 때, 부하 전류 (IL,I) 가 감소하는 결과로, 규정된 시간 길이 동안 어떤 추가의 액추에이션도 수행되지 않고, 여기서 상위 전류 제한 값 (ISETPOINT,o,I) 에 도달할 때까지 그 액추에이션은 후속하여 계속되고, 그 때문에 연결해제 (disconnection) 가 다시 발생한다. 다수 (N) 의 주기들에 걸친 평균 스위치-온 시간을 사용함으로써, 평균 듀티 사이클 (DCmean) 이 결정되고, 여기서 주기 지속기간 (T) 은 예를 들어, 카운터의 최대 값과 같이, 타이머에 의해 규정될 수 있다:
Figure 112018050011415-pct00004
동작 모드 (II) 에 대한 부하 전류 (IL) 는 평균 듀티 사이클 (DCmean) 을 사용함으로써 변경된 전류 세트포인트 값 (ISETPOINT) 에 기초하여 조정된다.
동작 모드 (II) 에 대한 상기 스타팅 듀티 사이클 (DCmean) 의 결정 후에, 상기 동작 모드는, 도 4 에 따른 방법 단계들에 따라 구현될 수 있고 부하 전류 (IL) 가 상위 전류 제한 값 (ISETPOINT,o,II) 과 하위 전류 제한 값 (ISETPOINT,u,II) 사이에서 제어되는 동작 모드 (I) 의 뒤에 일어난다. 동작 모드 (II) 에 대해, 도 2 는 단지 PWM 에 의해 제어된 평균 부하 전류 (IL) 만을 예시한다.
제 1 동작 모드 (I) 의 상위 전류 제한 값 (ISETPOINT,o,I) 은, 특히 동작 모드 (II) 에서의 평균 부하 전류 (IL) 가 전류 제한 값들 사이의 대략 중심에서 흐르는 상황을 달성하기 위하여, 제 2 동작 모드 (II) 의 상위 전류 제한 값 (ISETPOINT,o,II) 보다 높은 것으로 결정되고, 여기서 부하 전류 (IL) 의 스위치-온 및 스위치-오프 거동이 지수 프로파일을 갖고 평균 전류가 따라서 상위 전류 제한 값 (ISETPOINT,o,II) 과 하위 전류 제한 값 (ISETPOINT,u,II) 사이의 평균 값보다 낮다는 사실이 고려된다. 설명된 절차는 세트포인트 전류 값 (ISETPOINT) 의 감소의 경우에도 마찬가지로 적용될 수 있으며, 여기서 동작 모드 (I) 에서 너무 낮은 부하 전류 (IL) 를 방지하기 위하여, 하위 전류 제한 값 (ISETPOINT,u,I) 의 적절한 결정에 의해, 허용오차 범위의 확장을 위한 규정이 없는 것이 바람직하다.
동작 모드 (I) 동안 전류 제어의 듀티 사이클의 스타팅 값의 계산의 보다 정확한 설명이 도 3 을 참조하여 아래에 주어진다. 도 3 의 플로우 차트에 따르면, 시작 후, 선행하는 사이클과 비교하여 전류 세트포인트 값 (ISETPOINT) 에 있어서 변경이 있는지 여부를 결정하기 위한 검사가 우선 제 1 방법 단계 (S1) 에서 수행된다. 어떤 변경도 일어나지 않았다면, 동작 모드 (II) 로 스위칭되거나 또는 상기 동작 모드가 유지된다. 대신에, 변경이 일어났다면, 방법 단계 (S2) 에 따라, 타이머가 스타팅되고 전류 세트포인트 값 (ISETPOINT) 이 선행하는 사이클의 전류 세트포인트 값 (ISETPOINT,t-1) 보다 큰지 여부를 결정하기 위한 검사가 수행된다 (S3).
방법 단계 (S3) 에서의 비교 동안의 전류 세트포인트 값 (ISETPOINT) 이 선행하는 사이클의 전류 세트포인트 값 (ISetpoint,t-1) 보다 작거나 또는 크지 않다면, 즉 부하 전류 (IL) 가 증가되도록 의도되면, 부하 회로 (1) 는 FET 트랜지스터 (T1) 에 의하여 방법 단계 (S4.1) 에서 닫혀, 밸브 코일 (L) 이 활성화될 때 부하 전류 (IL) 에 있어서 증가가 존재한다. 전류 실제 값 (IACTUAL) 은, 각각의 경우에, 예를 들어, 200 ㎲ 의 제어 중단 지속기간
Figure 112018050011415-pct00005
t 별로 상이한, 연속적인 샘플링 시간들 (tSi) (i = 1, 2, ...) 에서 검출되고, 상위 전류 제한 값 (ISETPOINT,o,I) 에 도달했는지 또는 그 값이 초과되었는지를 결정하기 위한 검사가 단계 (S5.1) 에서 수행되고, 여기서 초과가 식별될 때까지 검사가 주기적으로 반복되고 후속하여 부하 전류 (IL) 는 적어도 단계 (S2) 에서 스타팅된 타이머에 의하여 설정된 시간 길이 또는 주기 지속기간의 초과까지 방법 단계 (S6.1) 에서 FET 트랜지스터 (T1) 의 대응하는 액추에이션에 의하여 스위치 오프되고, 여기서 타이머의 설정된 시간 길이가 초과된 후에, 카운팅이 다시 스타팅되어, 주기적으로 실행된다. 시간 길이 후에 (S7.1), 이렇게 하여 생성된 규정된 수의 PWM 주기들에 도달했는지 여부를 결정하기 위한 검사가 수행되고, 여기서 추가의 주기들이 예상될 때 방법 단계 (S4.1) 로 리턴된다. 이렇게 하여 생성된 그 수의 주기들은 바람직하게 적응될 수 있다.
동작 모드 (II) 에 대한 평균 부하 전류 (IL) 는 상기 PWM 주기들에 의하여 전류 세트포인트 값 (ISETPOINT) 에 기초하여 조정된다. 미리설정된 수 (N) 의 주기들에 도달하면, 방법 단계 (S9) 에서, 정의된 수의 스위치-온 시간들 (ton1, ton2, ...) 의 주기들이 사용되고 대응하는 평균 듀티 사이클 (DCmean) 은 그로부터 식 (1) 에 기초하여 계산된다. 상기 대응하는 평균 듀티 사이클은 동작 모드 (II) 의 실행을 위해 스타팅 듀티 사이클로서 전류 제어기에 송신된다. 이 경우에, 마지막 2 개의 스위치-온 페이즈들의 시간 길이들 (ton1, ton2) 이 예를 들어, 평균 값을 형성하기 위해 사용될 수 있다:
Figure 112018050011415-pct00006
.
부하 전류 (IL) 가 감소되도록 의도되면, 즉, 방법 단계 (S3) 에서의 비교 동안의 규정된 전류 세트포인트 값 (ISETPOINT) 이 선행하는 사이클의 전류 세트포인트 값 (ISETPOINT,t-1) 보다 낮다면, 부하 회로 (1) 는 FET 트랜지스터 (T1) 에 의하여 방법 단계 (S4.2) 에서 인터럽트되고, 그 때문에, 부하 전류가 감소되고, 그리고 S5.2 에서 하위 전류 제한 값 (ISETPOINT,u,I) 이 언더슈트되었는지 여부를 결정하기 위한 검사가 그 후 수행되고, 여기서 그 검사는 언더슈트가 식별될 때까지 반복되고 후속하여 부하 전류 (IL) 는 방법 단계 (S6.2) 에서 FET 트랜지스터 (T1) 의 적절한 액추에이션에 의하여, 규정된 시간 길이 (ton1, ...) 동안 스위치 온된다 (S7.2). 시간 길이 (ton1) 가 초과되었다면, 이렇게 하여 생성된 규정된 수의 주기들에 도달했는지 여부를 결정하기 위한 검사가 수행되고, 여기서 추가의 주기들이 제공될 때 방법 단계 (S4.2) 로 리턴된다. 미리설정된 수 (N) 의 주기들에 도달했다면, 방법 단계 (S9) 에서, 동작 모드 (II) 에 대해 사용될 듀티 사이클 (DCmean) 이 이미 설명한 바와 같이, 동작 모드 (II) 의 실행을 위해 계산되어 전류 제어기에 송신된다.
도 4 는 동작 모드 (II) 에서의 전류 제어를 설명하기 위한 플로우 차트를 도시한다. 재조정을 위해 사용되는 조작된 변수는 동작 모드 (II) 에서 고정 값이다. 부하 전류 (IL) 가 전류 제한들 내에서 변동하면, 듀티 사이클은 변경되지 않는다. 제어 중재가 수행되는 시간은 전류 신호의 샘플링 시간과 연관된다. 도 4 의 플로우 차트에 따르면, 듀티 사이클의 스타팅 값의 송신 후에, 전류 실제 값 (IACTUAL) 이 먼저 측정되고 (S10) 그리고 방법 단계 (S11) 에서, 이렇게 하여 식별된 부하 전류 값이 동작 모드 (II) 의 하위 전류 제한 (ISETPOINT,u,II) 및 상위 전류 제한 (ISETPOINT,o,II) 내에 로케이트되는지 여부를 결정하기 위한 검사가 수행된다. 만약 제한들 내에 로케이트되면, 단계 (S10) 로 리턴되고 전류 실제 값 (IACTUAL) 이 다시 측정된다. 부하 전류 (IL) 또는 측정된 전류 실제 값 (IACTUAL) 이 제한들에서 벗어나는 경우에, 단계 (S12) 에서, 상기 부하 전류 또는 측정된 전류 실제 값이 상위 전류 제한 (ISETPOINT,o,II) 보다 큰지 여부를 결정하기 위한 검사가 수행되고, 만약 이것이 그 경우라면, PWM 의 듀티 사이클은 감소된다 (S13). 상기 부하 전류 또는 측정된 전류 실제 값이 크지 않으면, 듀티 사이클은 증가된다 (S14).
제한 값들 (ISETPOINT,u 및 ISETPOINT,o) 은 또한 단일 전류 세트포인트 값에 대하여 동작 모드 (II) 동안 부하 전류 (IL,II) 의 제어를 구현하기 위하여 상기 단일 전류 세트포인트 값을 형성하기 위해 본 발명의 바람직한 구성에 따라 결합될 수 있고, 여기서 연속적인 조정이 제어에 의해 수행된다.

Claims (9)

  1. 부하 전류를 스위칭하기 위한 적어도 하나의 스위칭 엘리먼트에 의해 유도 부하의 상기 부하 전류의 펄스 변조 (PWM) 전류 제어를 위한 방법으로서, 상기 유도 부하를 동작시키기 위한 제 1 동작 모드는, 전류 세트포인트 값의 변경이 이루어질 때 구현되고, 상기 방법은:
    상기 제 1 동작 모드에서, 현재 사이클 동안, 상기 현재 사이클에서의 상기 부하 전류의 전류 세트포인트 값이 바로 선행하는 사이클의 전류 세트포인트 값보다 높은지 또는 낮은지에 의존하여 상기 스위칭 엘리먼트의 스위칭 상태를 설정하는 단계로서,
    상기 현재 사이클에서의 상기 부하 전류의 상기 전류 세트포인트 값이 상기 바로 선행하는 사이클의 상기 전류 세트포인트 값보다 높을 때:
    상기 스위칭 상태는, 폐쇄되고, 상기 현재 사이클에서의 상기 부하 전류의 상기 전류 세트포인트 값에 도달할 때까지 유지되고, 이후 개방되고,
    상기 개방된 스위칭 상태는 미리결정된 양의 시간에 대해 유지되고, 그리고 이후 폐쇄되고,
    상기 스위칭 엘리먼트의 상기 스위칭 상태는 규정된 수의 주기들을 생성하기 위해 다수 회 상기 개방된 및 폐쇄된 상태 사이에서 스위칭되고,
    상기 현재 사이클에서의 상기 부하 전류의 상기 전류 세트포인트 값이 상기 바로 선행하는 사이클의 상기 전류 세트포인트 값보다 낮을 때:
    상기 스위칭 상태는, 개방되고, 상기 현재 사이클에서의 상기 부하 전류의 상기 전류 세트포인트 값에 도달할 때까지 유지되고, 이후 폐쇄되고,
    상기 폐쇄된 스위칭 상태는 미리결정된 양의 시간에 대해 유지되고, 그리고 이후 개방되고,
    상기 스위칭 엘리먼트의 상기 스위칭 상태는 규정된 수의 주기들을 생성하기 위해 다수 회 상기 개방된 및 폐쇄된 상태 사이에서 스위칭되는, 상기 설정하는 단계; 및
    상기 규정된 수의 주기들의 적어도 부분에 기초하여 상기 펄스 변조의 듀티 사이클을 결정하는 단계로서, 상기 듀티 사이클은 제 2 동작 모드에 대한 초기 듀티 사이클로서 사용되는, 상기 결정하는 단계를 포함하는, PWM 전류 제어를 위한 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    평균 듀티 사이클은 상기 규정된 수의 주기들의 적어도 상기 부분에 기초하여 결정되고, 상기 평균 듀티 사이클은 상기 제 2 동작 모드에 대한 상기 초기 듀티 사이클로서 사용되는, PWM 전류 제어를 위한 방법.
  3. 삭제
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 2 동작 모드에서의 사용을 위한 상기 초기 듀티 사이클은 상기 수의 주기들의 적어도 부분에 걸친 상기 스위칭 엘리먼트의 상기 스위칭 상태들 중 적어도 하나의 스위칭 상태의 평균 시간 길이를 사용하여 계산되는, PWM 전류 제어를 위한 방법.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 초기 듀티 사이클은 상기 수의 주기들의 적어도 부분에 걸친 상기 스위칭 엘리먼트의 평균 스위치-온 시간을 사용하여 계산되는, PWM 전류 제어를 위한 방법.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 주기들의 주기 지속기간은 타이머에 의해 규정되는, PWM 전류 제어를 위한 방법.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 동작 모드에서 식별된 초기 듀티 사이클에서 비롯하여, 상기 제 2 동작 모드 동안의 상기 듀티 사이클은 상기 전류 세트포인트 값을 고려하여 규정되는, PWM 전류 제어를 위한 방법.
  8. 제 1 항, 제 2 항 및 제 4 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제 2 동작 모드에서, 전류 실제 값이 결정되고, 상기 전류 실제 값 및 상기 전류 세트포인트 값으로부터의 제어 편차 (control deviation) 가 검출되고 상기 제어 편차는 상기 펄스-폭 변조의 듀티 팩터를 계산하는데 사용되는, PWM 전류 제어를 위한 방법.
  9. 유도 부하의 부하 전류의 펄스 변조 전류 제어를 위한 전자 회로 장치로서,
    상기 부하 전류를 스위칭하기 위한 적어도 하나의 스위칭 엘리먼트; 및
    상기 스위칭 엘리먼트를 액추에이팅하기 위한 제어 회로를 포함하고,
    상기 전자 회로 장치는, 전류 세트포인트 값의 변경이 이루어질 때 제 1 동작 모드에서 상기 유도 부하를 동작시키도록 구성되고,
    상기 제 1 동작 모드에서, 현재 사이클 동안, 상기 현재 사이클에서의 상기 부하 전류의 전류 세트포인트 값이 바로 선행하는 사이클의 전류 세트포인트 값보다 높은지 또는 낮은지에 의존하여 상기 스위칭 엘리먼트의 스위칭 상태가 설정되고,
    상기 현재 사이클에서의 상기 부하 전류의 상기 전류 세트포인트 값이 상기 바로 선행하는 사이클의 상기 전류 세트포인트 값보다 높을 때:
    상기 스위칭 상태는, 폐쇄되고, 상기 현재 사이클에서의 상기 부하 전류의 상기 전류 세트포인트 값에 도달할 때까지 유지되고, 이후 개방되고,
    상기 개방된 스위칭 상태는 미리결정된 양의 시간에 대해 유지되고, 그리고 이후 폐쇄되고,
    상기 스위칭 엘리먼트의 상기 스위칭 상태는 규정된 수의 주기들을 생성하기 위해 다수 회 상기 개방된 및 폐쇄된 상태 사이에서 스위칭되고,
    상기 현재 사이클에서의 상기 부하 전류의 상기 전류 세트포인트 값이 상기 바로 선행하는 사이클의 상기 전류 세트포인트 값보다 낮을 때:
    상기 스위칭 상태는, 개방되고, 상기 현재 사이클에서의 상기 부하 전류의 상기 전류 세트포인트 값에 도달할 때까지 유지되고, 이후 폐쇄되고,
    상기 폐쇄된 스위칭 상태는 미리결정된 양의 시간에 대해 유지되고, 그리고 이후 개방되고,
    상기 스위칭 엘리먼트의 상기 스위칭 상태는 규정된 수의 주기들을 생성하기 위해 다수 회 상기 개방된 및 폐쇄된 상태 사이에서 스위칭되고,
    상기 주기들의 적어도 부분에 기초하여 상기 펄스 변조의 듀티 사이클이 결정되고, 상기 듀티 사이클은 제 2 동작 모드에 대한 초기 듀티 사이클 (DC) 로서 사용되는, PWM 전류 제어를 위한 전자 회로 장치.
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