KR102081092B1 - 일반화 공간 변조를 위한 저 복잡도 구복호화 수신기 및 방법 - Google Patents

일반화 공간 변조를 위한 저 복잡도 구복호화 수신기 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 일반화 공간 변조를 위한 저 복잡도 구복호화 수신기 및 방법에 관한 것으로 제안된 TAC 분할 기법에 의거 검색 과정이 조기 종료되고, 신뢰도가 높은 계층부터 검색하기 위해 송신 안테나 계층이 정렬됨에 따라 연산 복잡도가 감소할 수 있고, 수신 신호에 대한 MMSE 필터의 결과를 기반으로 TAC 분할 및 계층 순서화를 적용하여 GSM을 위한 SD 기법의 성능을 유지되면서 연산 복잡도를 감소할 수 있다.

Description

일반화 공간 변조를 위한 저 복잡도 구복호화 수신기 및 방법{LOW COMPLEXITY SPHERE DECODING RECEIVER AND METHOD FOR GENERALIZED SPATIAL MODULATION}
본 발명은 일반화 공간 변조를 위한 저 복잡도 구복호화 수신기 및 방법 에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 수신 신호에 대한 최소 평균 제곱 에러(Minimum Mean Square Error, MMSE) 필터를 이용하여 구복호화(Sphere Decoding, SD) 수신기의 비트 에러율 성능이 유지되면서 연산 복잡도를 감소할 수 있도록 한 기술에 관한 것이다.
공간 변조(Spatial Modulation, SM)은 다중 입출력(Multi Input Multi Output, MIMO) 무선 통신 시스템에서 한번에 하나의 송신 안테나를 활성화하여 송신된 변조 심볼과 활성화된 송신 안테나 인덱스를 통해 정보를 전송하는 기법이다. 단일 송신 안테나만 매번 활성화되기 때문에 송신기에서 하나의 RF 체인만이 필요하므로 에너지 소비 및 하드웨어 복잡성이 크게 감소하고 안테나 간의 동기화가 불필요하므로 시스템의 복잡성이 감소된다.
그러나, 이러한 SM을 이용한 MIMO 무선 통신 시스템은 다중 송신 안테나에서 다중 심볼을 동시에 전송하는 공간 멀티플렉싱(Spatial Multiplexing, SMX)과 같은 다른 MIMO 무선 통신 시스템에 비해 상대적으로 스펙트럼 효율이 낮다.
이러한 SM의 스펙트럼 효율을 높이기 위해 하나 이상의 활성화된 송신 안테나를 통해 다수의 심볼 및 송신 안테나 인덱스를 전송하는 일반화된 공간 변조(Generalized Spatial Modulation, GSM)가 제안되었다.
이에 SMX와 비교하여 GSM은 RF 체인 수가 적기 때문에 에너지 소비량 및 하드웨어 복잡성이 낮지만 활성화된 송신 안테나의 조합의 수가 많고 전송된 심볼에 대한 많은 처리량을 요구한다.
한편, 수신기는 GSM에서의 검파 체계로서 제안된 알고리즘 중 최적 접근 방법으로 최대 유사성(Maximum Likelihood, ML) 검파 알고리즘이 있다. ML 수신기는 전체 신호 공간에 대한 완전 검색을 행하므로 전형적으로 높은 연산 복잡도를 필요하다. ML 수신기의 연산 복잡도를 절감하기 위하여 구복호화(Sphere Decoding, SD)를 수행하는 수신기가 제안되었다.
본 발명은 수신 신호에 대한 최소 평균 제곱 에러(minimum mean square error, MMSE) 필터의 결과를 이용하여 신호 탐색 순서를 정렬하는 계층 순서화 및 전송 안테나 조합(Transmitter Antenna Combination, TAC) 분할을 통해 구복호화를 수행하여 SD 수신기에서 계산 복잡도를 줄일 수 있고 비트 에러율 성능을 유지할 수 있는 일반화 공간 변조를 위한 저 복잡도 구복호화 수신기 및 방법을 제공하는데 그 목적이 있다.
본 발명의 목적은 이상에서 언급한 목적으로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 본 발명의 다른 목적 및 장점들은 하기의 설명에 의해서 이해될 수 있으며, 본 발명의 실시예에 의해 보다 분명하게 알게 될 것이다. 또한, 본 발명의 목적 및 장점들은 특허청구 범위에 나타낸 수단 및 그 조합에 의해 실현될 수 있음을 쉽게 알 수 있을 것이다.
전술한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 기술적 과제는,
각 수신 안테나의 수신 신호에 대해 최소 평균 제곱 에러(Minimum Mean Square Error, MMSE) 결과를 출력하는 MMSE 필터;
수신된 TAC를 상기 MMSE에 대한 가중치를 토대로 높은 가중치를 포함하는 높은 확률 그룹 TAC 부분과 높은 가중치를 제외한 나머지 가중치를 포함하는 낮은 확률 그룹 TAC 부분으로 분할하는 TAC 분할부; 및
높은 그룹 확률 TAC 부분의 신호 탐색 후 구복호화를 수행하는 SD 부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
바람직하게 상기 MMSE 필터는,
상기 수신 신호 벡터 및 채널 행렬에 대한 의사역행렬(pseudoinverse)의 곱으로 수신 신호에 대한 MMSE를 도출하도록 구비될 수 있으며, 수신 신호에 대한 MMSE는 다음 식 1을 만족할 수 있다.
Figure 112018013222317-pat00001
Figure 112018013222317-pat00002
.. 식 1
여기서, 확장된 채널 행렬
Figure 112018013222317-pat00003
및 수신 신호 벡터
Figure 112018013222317-pat00004
는 각각
Figure 112018013222317-pat00005
이고,
Figure 112018013222317-pat00006
는 채널 행렬이고,
Figure 112018013222317-pat00007
는 수신 신호 벡터,
Figure 112018013222317-pat00008
는 공액 전치 연산(conjugate transpose operation) 이다.
바람직하게 상기 가중치는 상기 MMSE 필터(100) 출력으로부터 도출되며,
Figure 112018013222317-pat00009
번째 TAC의 가중치는 다음 식 2로 나타낼 수 있다.
Figure 112018013222317-pat00010
식 2
바람직하게 상기 SD 부는, 높은 확률 그룹 TAC 부분 신호 탐색 후 구복호화의 해가 다음 식 3을 만족하는 경우 구복호화를 중지하고,
다음 식 3을 만족하지 아니한 경우 낮은 확률 그룹 TAC 부분의 신호 탐색 후 구복호화하도록 구비되는 것을 특징으로 한다.
Figure 112018013222317-pat00011
.. 식 3
여기서, T 는 전송 신호 벡터의 신뢰할 수 있는 추정를 위한 임계치이고, T는 수신 안테나 수 Nr로 설정된다.
바람직하게 상기 구복호화 수신기는,
상기 MMSE를 토대로 신호 탐색 순서를 정렬하는 계층 순서화부를 더 포함할 수 있다.
바람직하게 상기 계층 순서화부는,
MMSE 필터의 오차 분산값을 내림차순으로 정렬하여 신호 탐색 순서를 정렬하고,
상기 SD 부에서
상기 정렬된 계층 순서에 따라 순차적으로 신호 탐색 및 구복호화를 수행하도록 구비될 수 있다.
본 발명의 다른 실시 태양에 의하면,
각 수신 안테나의 수신 신호에 대해 최소 평균 제곱 에러(minimum mean square error, MMSE) 출력하는 MMSE 필터;
MMSE 필터의 오차 분산을 내림차순으로 정렬하여 신호 탐색 순서를 정렬하는 계층 순서화부; 및
계층 순서화부에서 정렬된 계층 순서 중 적어도 하나에 따라 순차적으로 신호 탐색 후 구복호화를 수행하는 SD 부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 다른 실시 태양에 의하면,
도 1에 개시된 MMSE 필터에서 각 수신 안테나의 수신 신호에 대해 최소 평균 제곱 에러(minimum mean square error, MMSE) 출력하는 MMSE 연산 단계;
상기 MMSE에 대한 가중치를 토대로 TAC를 가장 큰 가중치를 가지는 높은 확률 그룹 TAC 부분과 높은 확률 그룹의 TAC 부분을 제외한 나머지 낮은 확률 그룹 TAC 부분으로 분할하는 TAC 분할 단계;
MMSE 필터의 오차 분산값을 내림차순으로 정렬하여 신호 탐색 순서를 정렬하는 계층 정렬화 단계; 및
상기 높은 그룹 확률 TAC 부분 및 정렬된 계층 순서 중 적어도 하나에 의해 신호 탐색 후 구복호화를 수행하는 구복호화 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
바람직하게 상기 TAC 분할 단계는
높은 확률 그룹 TAC 부분 신호 탐색 후 구복호화의 해가 다음 식 4를 만족하는 경우 구복호화를 중지하고,
다음 식 4를 만족하지 아니한 경우 낮은 확률 그룹 TAC 부분의 신호 탐색 후 구복호화하도록 구비되는 것을 특징으로 한다.
Figure 112018013222317-pat00012
여기서, T 는 전송 신호 벡터의 신뢰할 수 있는 추정을 위한 임계치이고, T는 수신 안테나 수 Nr로 설정된다.
본 발명에 따르면 수신 신호에 대한 최소 평균 제곱 에러(minimum mean square error, MMSE) 필터의 출력을 토대로 신호 탐색 순서를 정렬하는 계층 순서화 및 전송 안테나 조합(Transmitter Antenna Combination, TAC) 분할을 적용하여 구복호화를 수행하는 SD 수신기에서 계산 복잡도를 줄일 수 있고 비트 에러율 성능을 유지할 수 있는 효과를 얻는다.
본 명세서에서 첨부되는 다음의 도면들은 본 발명의 바람직한 실시 예를 예시하는 것이며, 후술하는 발명의 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술사상을 더욱 이해시키는 역할을 하는 것이므로, 본 발명은 그러한 도면에 기재된 사항에만 한정되어 해석되어서는 아니된다.
도 1은 본 발명이 적용되는 GSM 시스템의 구성을 보인 도이다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 구복호화 수신기의 구성을 보인 도이다.
도 3은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 구복호화 수신 과정을 보인 흐름도이다.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 구복호화 수신기의 성능을 Rx-SD와 비교한 그래프를 보인 예시도이다.
도 5 내지 도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 구복호화 수신기의 연산 복잡도를 Rx-SD, SD, MMSE-SD, TAC-MMSE-SD, LA-MMSE-SD, 및 TAC/LA-MMSE-SD 별로 비교한 그래프를 보인 예시도들이다.
이하에서는 도면을 참조하여 본 발명의 실시예들을 보다 상세하게 설명한다.
본 발명의 이점 및 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 후술되어 있는 실시예들을 참조하면 명확해질 것이다. 그러나 본 발명은 이하에서 개시되는 실시예들에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로 구현될 수 있으며, 단지 본 실시예들은 본 발명의 개시가 완전하도록 하고, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것이며, 본 발명은 청구항의 범주에 의해 정의될 뿐이다.
본 명세서에서 사용되는 용어에 대해 간략히 설명하고, 본 발명에 대해 구체적으로 설명하기로 한다.
본 발명에서 사용되는 용어는 본 발명에서의 기능을 고려하면서 가능한 현재 널리 사용되는 일반적인 용어들을 선택하였으나, 이는 당 분야에 종사하는 기술자의 의도 또는 판례, 새로운 기술의 출현 등에 따라 달라질 수 있다. 또한, 특정한 경우는 출원인이 임의로 선정한 용어도 있으며, 이 경우 해당되는 발명의 설명 부분에서 상세히 그 의미를 기재할 것이다. 따라서 본 발명에서 사용되는 용어는 단순한 용어의 명칭이 아닌, 그 용어가 가지는 의미와 본 발명의 전반에 걸친 내용을 토대로 정의되어야 한다.
명세서 전체에서 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있음을 의미한다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략한다.
도 1은 본 발명이 적용되는 GSM 시스템의 구조를 보인 도면으로서, 도 1을 참조하면, GSM 시스템은 데이터의 전송이 시작되면 전송할 비트를 통해 전송 안테나 조합(Transmitter Antennas Combination, TAC)과 송신 심볼을 결정하고 결정된 TAC인덱스로부터 심볼을 송신단(10)에서 송신하고, 전송 심볼과 TAC 인덱스를 수신단(20)에서 검출하는 구조를 가진다.
즉, GSM(Generalized Spatial Modulation) 시스템은 N t 개의 송신 안테나 및 N r 개의 수신 안테나를 구비하며, 각 매 시간 마다 N t 개의 송신 안테나 중 N a 안테나(
Figure 112018013222317-pat00013
)는 N a 변조 심볼을 전송하기 위해 활성화된 M 진수 배열(Constellation) 변조 셋 S 에서 선택한다고 가정하면, 가능한 TAC는
Figure 112018013222317-pat00014
이다. 이러한 TAC에서
Figure 112018013222317-pat00015
비트를 전달하기 위해 허용 가능한 TAC는
Figure 112018013222317-pat00016
이 되며, 여기서
Figure 112018013222317-pat00017
는 x 보다 작거나 같은 최대 정수로 정의된다. 결국 각 시간마다 전송되는 전체 비트수(T )는 다음 식으로 표현된다.
Figure 112018013222317-pat00018
그리고
Figure 112018013222317-pat00019
은 MIMO의 채널 행렬이고,
Figure 112018013222317-pat00020
는 제로 평균과
Figure 112018013222317-pat00021
의 분산을 가지는 복소수 가우시안 분포에 따른 노이즈 벡터로 정의되며, 수신 신호 벡터
Figure 112018013222317-pat00022
는 수학식 1로 나타낼 수 있다.
Figure 112018013222317-pat00023
여기서,
Figure 112018013222317-pat00024
는 전송 신호 벡터이고, N a 는 0이 아닌 원소를 포함한다. 그리고
Figure 112018013222317-pat00025
를 활성화된 송신 안테나 인덱스로 정의하면, 상기 수신단(20)의 수신 신호(y)는 다음 수학식 2로 기술될 수 있다.
Figure 112018013222317-pat00026
여기서,
Figure 112018013222317-pat00027
,
Figure 112018013222317-pat00028
,는 채널 행렬 H의
Figure 112018013222317-pat00029
번째 열의 원소이다.
송신 안테나 인덱스 및 전송된 심볼을 산출하기 위한 최적 ML 감지는 다음 수학 식 3과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112018013222317-pat00030
상기 수학식 3에서,
Figure 112018013222317-pat00031
은 GSM의 모든 허용 가능한 전송 벡터들의 집합(set)이고,
Figure 112018013222317-pat00032
의 카디널리티(cardinality)는
Figure 112018013222317-pat00033
이다.
ML(Maximum Likelihood) 감지 기법은 최적 오류 성능을 달성할 수 있다고 하더라고 완전 검색 시 M 과 N a 가 클 때 과도한 계산 복잡도가 요구된다 이에 계산 복잡도를 감소하고 ML 감지와 동일한 BER 성능을 얻기 위해 구복호화(Sphere Decording , SD) 기법이 제안된다.
SD 기법에서 수신 신호(y)를 중심으로 반경 R 의 하이퍼스피어 내에 존재하는 격자점에 대해서만 탐색되므로 ML 감지의 연산 복잡도를 감소할 수 있으며, SD 는 수학식 4로 나타낼 수 있다.
Figure 112018013222317-pat00034
여기서, 수학식 4의 구 제한조건
Figure 112018013222317-pat00035
에 따라 다음 수학식 5로 정리될 수 있다.
Figure 112018013222317-pat00036
여기서
Figure 112018013222317-pat00037
는 그램 행렬(Gram matrix)
Figure 112018013222317-pat00038
의 촐레스키 분해를 통해 얻어진 상삼각행렬(upper triangular matrix)이고,
Figure 112018013222317-pat00039
로 나타낸다.
Figure 112018013222317-pat00040
는 채널 행렬
Figure 112018013222317-pat00041
의 의사역행렬(pseudoinverse)이고,
Figure 112018013222317-pat00042
는 공액 전치 연산(conjugate transpose operation)로 나타낸다.
이에 수학식 4의 해는
Figure 112018013222317-pat00043
에서
Figure 112018013222317-pat00044
까지 검색하는 깊이 우선 탐색(depth first search) 알고리즘을 이용하여 구할 수 있으며, 각 레벨
Figure 112018013222317-pat00045
에서 송신 신호
Figure 112018013222317-pat00046
는 다음 수학식 6의 제한 조건에 의해 검색된다.
Figure 112018013222317-pat00047
Figure 112018013222317-pat00048
각 레벨
Figure 112018013222317-pat00049
에서, 수학식 6을 만족하는 후보 심볼은
Figure 112018013222317-pat00050
의 근접 순서로 탐색되어진다. 즉 리프 노드에 도달하고 하이퍼스피어 내부에 격자점이 발견되면, 반경 R은 발견된 격자점과 수신 신호 y 사이의 유클리드 거리(d)로 업데이트된다. 하이퍼스피어 내의 격자점이 발견되지 아니할 때까지 업데이트된 반경 R의 후보 심볼의 검색은 계속된다. Schnorr-Euchner(SE) 열거를 위한 초기 반경 R 은 최소 하나의 격자점을 검색 과정에서 발견하기 위해 무한대로 설정할 수 있다.
GSM 시스템에 SE 열거를 적용할 때 GSM 시스템의 특수한 신호 구조가 고려되어야 한다. 구체적으로 허용 가능한 TAC들은 신호 탐색 과정을 통해 고려되어 진다. 예를 들어 N t = 4, N a = 2,
Figure 112018013222317-pat00051
= N t 을 가지는 GSM 시스템은
Figure 112018013222317-pat00052
를 가지며, 4 개의 모든 안테나 조합(TAC)은 다음 행렬로 나타낼 수 있다.
Figure 112018013222317-pat00053
여기서, 각 행은 허용 가능한 TAC를 나타내며, 1과 0은 활성 안테나 및 비활성 안테나에 각각 대응된다.
각 레벨
Figure 112018013222317-pat00054
에서, Boolean 형태의 TAC
Figure 112018013222317-pat00055
은 선택된 심볼 후보가 TAC 제한 조건을 충족하는 지 확인하는데 이용된다. 즉, 각 레벨
Figure 112018013222317-pat00056
에서, 비활성 안테나에 대응하는 심볼
Figure 112018013222317-pat00057
= 0 이
Figure 112018013222317-pat00058
의
Figure 112018013222317-pat00059
번째 열에 0이 존재하는 지에 대한 검사를 통해 허용할 수 있는 지를 체크하고, 활활성 안테나에 대응되는 심볼
Figure 112018013222317-pat00060
는 1의 존재에 대한 검사를 통해 허용할 수 있는 지를 체크한다.
레벨
Figure 112018013222317-pat00061
에서 후보자가 선택되어진 후
Figure 112018013222317-pat00062
는
Figure 112018013222317-pat00063
로 업데이트되어진다. 만약
Figure 112018013222317-pat00064
= 0이 선택되어지면,
Figure 112018013222317-pat00065
번째 원소 1인
Figure 112018013222317-pat00066
의 행은 제거된다. 그렇지 않으면, 행렬
Figure 112018013222317-pat00067
의
Figure 112018013222317-pat00068
번째 열의 원소 0이 제거된다.
이에
Figure 112018013222317-pat00069
-1 레벨에서 가능한 심볼 후보는
Figure 112018013222317-pat00070
에 의해 결정된다. 이러한 검색 과정을 통해 무효 TAC들은 검색 영역에서 제외된다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 GSM을 위한 구복호화(Sphere decoding, SD) 수신기의 구성을 보인 도이다. 도 2에 도시된 바와 같이, 본 발명의 실시 예에 따른 GSM을 위한 구복호화 수신기는, MMSE 필터(100), TAC 분할부(200), 계층 순서화부(300), 및 SD부(400)의 구성을 갖춘다.
MMSE 필터(100)는 수신 신호 y에 대해 최소 평균 제곱 에러(Minimum Mean Square Error, MMSE)를 산출한다. 상기 MMSE 출력은 확장된 채널 행렬
Figure 112018013222317-pat00071
및 확장된 수신 벡터
Figure 112018013222317-pat00072
를 포함하는 확장된 신호 모델을 기반으로 표현될 수 있고, 확장된 채널 행렬
Figure 112018013222317-pat00073
및 수신 벡터
Figure 112018013222317-pat00074
는 다음과 같이 각각 정의된다.
Figure 112018013222317-pat00075
여기서,
Figure 112018013222317-pat00076
는
Figure 112018013222317-pat00077
정방행렬이고
Figure 112018013222317-pat00078
는
Figure 112018013222317-pat00079
모두 제로 벡터이다.
이러한 확장된 신호 모델을 위한 ML 감지는 다음 수학식 8에 의해 공식화될 수 있다.
Figure 112018013222317-pat00080
유사하게 SD를 위한 검색 영역은 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112018013222317-pat00081
여기서,
Figure 112018013222317-pat00082
는
Figure 112018013222317-pat00083
촐레스키 분해를 통해 얻어진 상 삼각행렬(upper triangular matrix)이고,
Figure 112018013222317-pat00084
는 MMSE 필터(100)의 출력으로 다음 수학식 10 및 11로 표현된다.
Figure 112018013222317-pat00085
상기 확장된 채널 행렬
Figure 112018013222317-pat00086
에 대해 정규화하면,
Figure 112018013222317-pat00087
에 대한 계산 복잡도가 GSM의 원래 SD 기법과 비교하여 낮아짐을 알 수 있으나, 계산 복잡도를 더욱 줄이기 위해 TAC 분할 및 계층 순서화를 적용하여야 한다.
한편, TAC 분할부(200)는 각 TAC에 대한 신뢰도를 측정하기 위한 MMSE 출력의 가중치를 토대로 TAC를 분할한다. 즉, TAC 분할은 MMSE 필터(100)의 출력에 대한 가중치가 이용되며 구체적으로
Figure 112018013222317-pat00088
번째 TAC의 가중치는 다음 수학 식 11로 연산된다.
Figure 112018013222317-pat00089
여기서,
Figure 112018013222317-pat00090
는
Figure 112018013222317-pat00091
의
Figure 112018013222317-pat00092
번째 행의 원소로 정의되고
Figure 112018013222317-pat00093
는
Figure 112018013222317-pat00094
의
Figure 112018013222317-pat00095
번째 행에서 하나의 인덱스를 나타낸다. 즉, 활성 안테나
Figure 112018013222317-pat00096
번째 TAC의 인덱스이다.
그리고 TAC 분할을 위해, TAC(
Figure 112018013222317-pat00097
)를 큰 가중치를 포함하는 높은 확률 그룹 TAC
Figure 112018013222317-pat00098
부분과 이 외의 가중치를 가지는 낮은 확률 그룹 TAC
Figure 112018013222317-pat00099
부분으로 분할한다. 높은 확률 그룹 TAC
Figure 112018013222317-pat00100
부분은 기 정해진
Figure 112018013222317-pat00101
개의 TAC로 구성되고 낮은 확률 그룹 TAC 부분은 나머지 행으로 구성된다. 이에 높은 확률 그룹 TAC 부분만을 신호 탐색한다면 SD 검색 공간이 감소된다.
따라서, 제안된 TAC 분할 기법에서 높은 확률 그룹 TAC
Figure 112018013222317-pat00102
부분에서 신호 탐색한 후 신뢰할 수 있는 SD의 해를 찾을 수 있으면 SD 알고리즘은 종료하고 이에 SD의 계산 복잡도가 감소된다. 그러나, 찾은 해에 대해 신뢰할 수 없다면 요구된 최적의 해에 근접하도록 낮은 확률 그룹 TAC 부분에 대한 추가 신호 탐색이 수행된다.
즉, 수신 신호 추정치(
Figure 112018013222317-pat00103
)에 대한 신뢰도를 평가하기 위해, 높은 확률 그룹 TAC 부분 검색 후 수학식 9을 만족하는 검색 영역과 MMSE 필터(100)의 출력
Figure 112018013222317-pat00104
가 수학식 10를 만족한다면 제안된 TAC 분할된 SD 기법의 해는 다음 수학식 12을 만족하고 수학식 12를 만족하는 경우 구복호화(SD)는 중지된다.
Figure 112018013222317-pat00105
여기서, T 는 전송 신호 벡터의 신뢰할 수 있는 추정를 위한 임계치이고,
Figure 112018013222317-pat00106
가 올바른 지에 따라 결정되는 N r 자유도, N r 평균을 가지는 카이 제곱 분포 또는 N r 자유도를 가지는 비선형 카이 제곱 분포인
Figure 112018013222317-pat00107
의 분포에 따라 임계치 T 는 얻을 수 있다.
임계치 T 의 최적 값을 얻기 위한 연산에 많은 비용이 들기 때문에 임계치 T 에 대해 근사값 Nr 이 사용된다. 결과적으로 수학식 12에서 T = Nr 을 만족하면 SD를 위한 검색 과정은 중지된다. 그렇지 않으며 낮은 확률 그룹 TAC 부분에 대한 검색은 계속되어진다. 이에 따라, 제안된 TAC 분할 기법에 의거 검색 과정은 조기 종료되므로 연산 복잡도를 절감할 수 있다.
그리고 계층 순서화부(300)는 MMSE 필터(100)의 출력을 기반으로 송신 안테나를 통해 전송된 신호 탐색 순서를 정렬하는 계층 순서화를 수행한다. 예를 들어, 각 SD 반복에서 첫번째 계층의 오감지는 일반적으로 다음 계층에서 신뢰할 수 없는 검색 결과를 생성하므로 트리 검색에서 최종 SD 해를 접근하기 위해 많은 수의 후속 반복이 필요하고 이에 따라 송신 안테나에 대한 계층 정렬이 요구된다.
이러한 계층 정렬을 위해, MMSE 출력
Figure 112018013222317-pat00108
의 오차 분산
Figure 112018013222317-pat00109
는 다음 수학식 11로 나타낸다.
Figure 112018013222317-pat00110
여기서,
Figure 112018013222317-pat00111
의
Figure 112018013222317-pat00112
번째 대각선 원소는 MMSE 출력
Figure 112018013222317-pat00113
오차 분산을 나타내고 계층
Figure 112018013222317-pat00114
의 작은 MMSE는
Figure 112018013222317-pat00115
기반으로 선택된 심볼 후보에 대해 신뢰할 수 있음을 의미한다. 반대로, 선택된 심볼 후보의 MMSE가 크다면,
Figure 112018013222317-pat00116
기반으로 선택된 심볼 후보가 부정확하다고 할 수 있다. 이러한 속성을 기반으로 계층 순서를 내림 차순으로 정렬한다. 즉, 가장 작은 MMSE의 계층은 계층 N t 로 설정되어 트리 검색에서 첫번째로 검색되고, 가장 큰 MMSE을 가지는 계층이 계층 1로 이동하여 마지막으로 검색된다.
다음 수학식 12는 전술한 계층 순서화 및 TAC 분할을 이용하는 SD 절차를 나타낸 알고리즘이다.
Figure 112018013222317-pat00117
상기 수학식 14에서 단계 1 및 2는 MMSE 필터를 나타내고, 단계 3 내지 단계 9는 전술한 계층 순서화를 나타내고 단계 10 내지 단계 28은 전술한 TAC 분할을 나타낸다. 만약 계층 순서화 및 TAC 분할이 사용되지 아니한 경우 단계 29 내지 31에서 계층 순서화 및 TAC 분할되지 아니한 원래 SD 기법을 수행된다.
즉, SD부(400)는 계층 순서화 및/또는 TAC 분할을 토대로 구복호화를 수행하되, 유클리드 거리가 기 설정된 반경을 넘지 않도록 선택된 수신 안테나에 대한 유클리드 거리가 최소되는 송신 안테나(활성 안테나) 인덱스 및 심볼에 대한 구복호화를 수행할 수 있다.
도 3은 도 2에 도시된 일반화 공간 변조를 위한 구복호화 수신기의 동작을 도시한 순서도이다. 이를 참조하여 본 발명의 다른 실시 예에 따른 일반화 공간 변조를 위한 구복호화 방법의 동작을 설명한다.
우선, MMSE 필터(100)는 다수의 수신 신호에 대한 MMSE 출력을 산출하고 산출된 MMSE 출력, 수신 신호 벡터, 확장된 수신 신호 벡터, 채널 행렬, 및 확장된 채널 행렬에 대해 MMSE 연산을 수행한다(S110).
이어 계층 순서화부(200)는 산출된 MMSE 출력에 따라 신호 탐색 순서인 계층 순서를 내림차순으로 정렬한다(S120). 이러한 계층 순서 정렬화는 상기 수학식 14의 단계 3 내지 단계 9에 해당된다.
이 후 TAC 분할부(300)는 산출된 MMSE 출력의 가중치에 따라 TAC를 높은 확률 그룹 TAC 부분과 낮은 확률 그룹 TAC 부분으로 분할하고 높은 확률 그룹 TAC 부분에 대해 SD를 수행하고, SD의 해에 대해 신뢰할 수 없는 경우 요구된 최적 해를 얻을 수 있도록 낮은 확률 그룹 TAC 부분에 대한 추가 검색을 수행한다(S130). 이러한 TAC 분할은 수학식 14의 단계 10 내지 단계 28에 해당한다.
그리고 SD부(400)는 계층 순서화 및 TAC 분할되지 아니한 GSM를 위한 원래의 SD를 수행한다(S140). 즉, 송신 안테나 및 심볼을 산출한 후 본 프로세서를 종료한다. 본 발명의 실시 예에서 설명 상의 편의를 위해 계층 순서화 및 TAC 분할을 모두 사용하는 것을 일례로 설명하고 있으나 이 중 하나만 사용할 수도 있으며, 본 발명의 실시 예와 관련된 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이해할 수 있다.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 신호대 잡음비(Signal Per Noise Ratio, SNR)에 대한 비트 에러율(Bit Error Ration, BER) 성능을 Rx-SD와 비교한 그래프이다.
도 4에 도시된 바와 같이, (N t , N r , N a , M)=(4, 4, 2, 64), (N t , N r , N a , M)=(8, 8, 3, 64), (N t , N r , N a , M)=(8, 8, 5, 16) 각각에 대해, BER은 14 bits/s/Hz, 23bits/s/Hz, 및 25 bits/s/Hz 임을 확인할 수 있으며, 제안된 TAC 분할을 이용한 SD 기법,인 TAC-MMSE-SD의 성능은 원래 SD와 수신 안테나 인덱스의 순서화를 이용한 SD 기법,인 Rx-SD의 성능에 근접됨을 알 수 있고, 계층 순서화를 이용한 SD 기법,인 LA-MMSE-SD의 성능은 MMSE-SD 기법의 성능과 동일하고, TAC 분할과 계층 순서화를 모두 이용한 TAC/LA-MMSE-SD 기법의 성능은 TAC-MMSE-SD 기법의 성능과 동일하다.
도 5는 N t = 4, N r = 4, N a = 2, M = 64 QAM(Quadrature Amplitude Modulation)을 갖는 QAM에 대한 연산 복잡도를 Rx-SD, SD, MMSE-SD, TAC-MMSE-SD, LA-MMSE-SD, 및 TAC/LA-MMSE-SD 별로 비교한 그래프이다.
도 5를 참조하면, 가중치 k=5로 가정하면 많은 수의 송신 및 수신 안테나로 인한 원래 SD 기법의 연산 복잡도가 높다. 그러나, 제안된 TAC-MMSE-SD 기법, TAC/LA-MMSE-SD 기법, 및 LA-MMSE-SD 기법의 연산 복잡도는 원래 SD 기법 또는 Rx-SD 기법보다 낮음을 확인할 수 있다. 즉, TAC-MMSE-SD 기법 및 LA-MMSE-SD 기법의 연산 복잡도는 TAC/LA-MMSE-SD 기법의 연산 복잡도 보다 높지만, 원래의 원래 SD 기법 또는 Rx-SD 기법의 연산 복잡도 보다 낮음을 확인할 수 있고, 또한, TAC-MMSE-SD 기법의 연산 복잡도는 TAC/LA-MMSE-SD 기법 및 LA-MMSE-SD 기법의 연산 복잡도와 비교하여 절감할 수 있음을 알 수 있다.
도 6은 N t = 8, N r = 8, N a = 3, M = 64 QAM(Quadrature Amplitude Modulation), 및 k = 5의 연산 복잡도를 Rx-SD, SD, MMSE-SD, TAC-MMSE-SD, LA-MMSE-SD, 및 TAC/LA-MMSE-SD 별로 비교한 그래프로서, 도 6을 참조하면, SNR = 16dB 에서 TAC/LA-MMSE-SD 기법의 연산 복잡도는 원래 SD 및 MMSE-SD의 연산 복잡도와 비교하여 약 92% 및 79%의 연산 부하가 감소됨을 확인할 수 있다.
도 7은 N t = 8, N r = 8, N a = 5, M = 16 QAM(Quadrature Amplitude Modulation), 및 k = 5의 연산 복잡도를 Rx-SD, SD, MMSE-SD, TAC-MMSE-SD, LA-MMSE-SD, 및 TAC/LA-MMSE-SD 별로 비교한 그래프이다.
도 7을 참조하면, 도 5 및 도 6에 도시된 바와 같이 제안된 TAC-MMSE-SD, TAC/LA-MMSE-SD, 및 LA-MMSE-SD의 연산 복잡도는 원래 SD 또는 Rx-SD 보다 낮음을 확인할 수 있다. 예를 들어, SNR = 10 dB 에서 TAC/LA-MMSE-SD 기법의 연산 복잡도는 원래 SD 기법의 연산 복잡도 보다 89% 절감됨을 확인할 수 있다.
이에 따라, 제안된 TAC 분할 기법에 의거 검색 과정이 조기 종료되고, 신뢰도가 높은 계층부터 검색하기 위해 송신 안테나 계층이 정렬됨에 따라 연산 복잡도가 감소할 수 있고, 수신 신호에 대한 MMSE 기초로 TAC 분할 및 계층 순서화를 이용하여 GSM을 위한 SD 기법의 성능을 유지되면서 연산 복잡도를 감소할 수 있다. 이에 제안된 SD 기법의 BER 성능은 일반적인 SD와 동일하고 연산 복잡도는 45 ~ 90% 감소함을 확인할 수 있다.
이상과 같이 실시예들이 비록 한정된 실시예와 도면에 의해 설명되었으나, 해당 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 상기의 기재로부터 다양한 수정 및 변형이 가능하다. 예를 들어, 설명된 기술들이 설명된 방법과 다른 순서로 수행되거나, 및/또는 설명된 시스템, 구조, 장치, 회로 등의 구성요소들이 설명된 방법과 다른 형태로 결합 또는 조합되거나, 다른 구성요소 또는 균등물에 의하여 대치되거나 치환되더라도 적절한 결과가 달성될 수 있다. 그러므로, 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 아니 되며, 후술하는 특허청구범위뿐 아니라 이 특허청구범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
제안된 TAC 분할 기법에 의거 검색 과정이 조기 종료되고, 신뢰도가 높은 계층부터 검색하기 위해 송신 안테나 계층이 정렬됨에 따라 연산 복잡도가 감소할 수 있고, 수신 신호에 대한 MMSE 필터의 결과로 토대로 TAC 분할 및 계층 순서화를 적용하여 GSM을 위한 SD 기법의 성능을 유지되면서 연산 복잡도를 감소할 수 있는 일반화 공간 변조를 위한 저 복잡도 구복호화 수신기 및 방법에 대한 운용의 정확성 및 신뢰도 측면, 더 나아가 성능 효율 면에 매우 큰 진보를 가져올 수 있으며, MIMO 무선통신 시스템의 시판 또는 영업의 가능성이 충분할 뿐만 아니라 현실적으로 명백하게 실시할 수 있는 정도이므로 산업상 이용가능성이 있는 발명이다.

Claims (9)

  1. 각 수신 안테나의 수신 신호에 대해 최소 평균 제곱 에러(Minimum Mean Square Error, MMSE) 출력하는 MMSE 필터;
    수신된 TAC를 상기 MMSE에 대한 가중치를 토대로 높은 가중치를 포함하는 높은 확률 그룹 TAC 부분과 나머지 가중치를 포함하는 낮은 확률 그룹 TAC 부분으로 분할하는 TAC 분할부; 및
    높은 그룹 확률 TAC 부분의 신호 탐색 후 구복호화를 수행하는 SD 부를 포함하고,
    상기 SD 부는,
    높은 확률 그룹 TAC 부분 신호 탐색 후 구복호화의 해가 다음 식을 만족하는 경우 구복호화를 중지하고, 다음 식을 만족하지 아니한 경우 낮은 확률 그룹 TAC 부분의 신호 탐색 후 구복호화하도록 구비되는 것을 특징으로 하는 일반화 공간 변조를 위한 저 복잡도 구복호화 수신기.
    Figure 112019107316833-pat00137
    .. 식
    여기서,
    Figure 112019107316833-pat00138
    는 수신 신호 벡터,
    Figure 112019107316833-pat00139
    은 MIMO의 채널 행렬이고,
    Figure 112019107316833-pat00140
    는 분산이며,
    Figure 112019107316833-pat00141
    수신 신호 추정치이고, T 는 전송 신호 벡터의 신뢰할 수 있는 추정을 위한 임계치이고, T는 수신 안테나 수 Nr로 설정된다.
  2. 제1항에 있어서, 상기 MMSE 필터는,
    상기 수신 신호 벡터 및 채널 행렬에 대한 의사역행렬(pseudoinverse)의 곱으로 수신 신호에 대한 MMSE를 도출하고,
    수신 신호에 대한 MMSE는 다음 식 1을 만족하는 것을 특징으로 하는 일반화 공간 변조를 위한 저 복잡도 구복호화 수신기.
    Figure 112019107316833-pat00118
    Figure 112019107316833-pat00119
    .. 식 1
    여기서, 확장된 채널 행렬
    Figure 112019107316833-pat00120
    및 수신 신호 벡터
    Figure 112019107316833-pat00121
    는 각각
    Figure 112019107316833-pat00122
    이고,
    Figure 112019107316833-pat00123
    는 채널 행렬이고,
    Figure 112019107316833-pat00124
    는 수신 신호 벡터,
    Figure 112019107316833-pat00125
    는 공액 전치 연산(conjugate transpose operation) 이다.
  3. 제2항에 있어서, 상기 가중치는 상기 MMSE 필터 출력으로부터 도출되며,
    Figure 112018013222317-pat00126
    번째 TAC의 가중치는 다음 식 2로 나타내는 것을 특징으로 하는 일반화 공간 변조를 위한 저 복잡도 구복호화 수신기.
    Figure 112018013222317-pat00127
    식 2
  4. 제3항에 있어서, 상기 SD 부는,
    높은 확률 그룹 TAC 부분 신호 탐색 후 구복호화의 해가 다음 식 3을 만족하는 경우 구복호화를 중지하고,
    다음 식 3을 만족하지 아니한 경우 낮은 확률 그룹 TAC 부분의 신호 탐색 후 구복호화하도록 구비되는 것을 특징으로 하는 일반화 공간 변조를 위한 저 복잡도 구복호화 수신기.
    Figure 112018013222317-pat00128
    .. 식 3
    여기서, T 는 전송 신호 벡터의 신뢰할 수 있는 추정을 위한 임계치이고, T는 수신 안테나 수 Nr로 설정된다.
  5. 제1항에 있어서, 상기 구복호화 수신기는,
    상기 MMSE를 토대로 신호 탐색 순서를 정렬하는 계층 순서화부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 일반화 공간 변조를 위한 저 복잡도 구복호화 수신기.
  6. 제5항에 있어서, 상기 계층 순서화부는,
    MMSE 필터의 오차 분산값을 내림차순으로 정렬하여 신호 탐색 순서를 정렬하고,
    상기 SD 부에서
    상기 정렬된 계층 순서에 따라 순차적으로 신호 탐색 및 구복호화를 수행하도록 구비되는 것을 특징으로 하는 일반화 공간 변조를 위한 저 복잡도 구복호화 수신기.
  7. 각 수신 안테나의 수신 신호에 대해 최소 평균 제곱 에러(minimum mean square error, MMSE) 출력하는 MMSE 필터;
    MMSE 필터의 오차 분산을 내림차순으로 정렬하여 신호 탐색 순서를 정렬하는 계층 순서화부; 및
    계층 순서화부에서 정렬된 계층 순서 중 적어도 하나에 따라 순차적으로 신호 탐색 후 구복호화를 수행하는 SD 부를 포함하고,
    상기 SD 부는,
    높은 확률 그룹 TAC 부분 신호 탐색 후 구복호화의 해가 다음 식을 만족하는 경우 구복호화를 중지하고, 다음 식을 만족하지 아니한 경우 낮은 확률 그룹 TAC 부분의 신호 탐색 후 구복호화하도록 구비되는 것을 특징으로 하는 일반화 공간 변조를 위한 저 복잡도 구복호화 수신기.
    Figure 112019107316833-pat00142
    .. 식
    여기서,
    Figure 112019107316833-pat00143
    는 수신 신호 벡터,
    Figure 112019107316833-pat00144
    은 MIMO의 채널 행렬이고,
    Figure 112019107316833-pat00145
    는 분산이며,
    Figure 112019107316833-pat00146
    수신 신호 추정치이고, T 는 전송 신호 벡터의 신뢰할 수 있는 추정을 위한 임계치이고, T는 수신 안테나 수 Nr로 설정된다.
  8. MMSE 필터에서 각 수신 안테나의 수신 신호에 대해 최소 평균 제곱 에러(minimum mean square error, MMSE) 출력하는 MMSE 연산 단계;
    상기 MMSE에 대한 가중치를 토대로 TAC를 가장 큰 가중치를 가지는 높은 확률 그룹 TAC 부분과 높은 확률 그룹의 TAC 부분을 제외한 나머지 낮은 확률 그룹 TAC 부분으로 분할하는 TAC 분할 단계;
    MMSE 필터의 오차 분산값을 내림차순으로 정렬하여 신호 탐색 순서를 정렬하는 계층 정렬화 단계; 및
    상기 높은 그룹 확률 TAC 부분 및 정렬된 계층 순서 중 적어도 하나에 의해 신호 탐색 후 구복호화를 수행하는 구복호화 단계를 포함하되,
    상기 TAC 분할 단계는8
    높은 확률 그룹 TAC 부분 신호 탐색 후 구복호화의 해가 다음 식을 만족하는 경우 구복호화를 중지하고, 다음 식을 만족하지 아니한 경우 낮은 확률 그룹 TAC 부분의 신호 탐색 후 구복호화하도록 구비되는 것을 특징으로 하는 일반화 공간 변조를 위한 저 복잡도 구복호화 수신 방법.
    Figure 112019107316833-pat00147
    .. 식
    여기서,
    Figure 112019107316833-pat00148
    는 수신 신호 벡터,
    Figure 112019107316833-pat00149
    은 MIMO의 채널 행렬이고,
    Figure 112019107316833-pat00150
    는 분산이며,
    Figure 112019107316833-pat00151
    수신 신호 추정치이고, T 는 전송 신호 벡터의 신뢰할 수 있는 추정을 위한 임계치이고, T는 수신 안테나 수 Nr로 설정된다.
  9. 삭제
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KR101771503B1 (ko) * 2015-05-28 2017-09-05 서울과학기술대학교 산학협력단 공간 변조를 위한 이중 순서 스피어 디코딩 장치 및 방법

Patent Citations (1)

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KR101771503B1 (ko) * 2015-05-28 2017-09-05 서울과학기술대학교 산학협력단 공간 변조를 위한 이중 순서 스피어 디코딩 장치 및 방법

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
C-E. Chen, "An Improved Ordered-Block MMSE Detector for Generalized Spatial Modulation", IEEE Communications Letters, 19권, 5호, 2015.05.*

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