KR102065603B1

KR102065603B1 - 우세 신호 검출 방법 및 장치

Info

Publication number: KR102065603B1
Application number: KR1020180122745A
Authority: KR
Inventors: 패트릭 조셉 프라트
Original assignee: 아날로그 디바이시즈 글로벌 언리미티드 컴퍼니
Priority date: 2014-04-08
Filing date: 2018-10-15
Publication date: 2020-02-11
Also published as: CN104980946B; US10039020B2; JP6571736B2; KR20150116790A; GB201406340D0; KR20170031117A; JP2017227655A; KR20180116186A; US20150289154A1; EP2952916A1; EP2952916B1; JP2015200655A; CN104980946A

Abstract

주파수 범위 내의 간섭 신호와 같은 우세 주파수를 찾기 위한 단일한 복잡한 계산이 몇개의 훨씬 더 쉬운 것으로 교체된다. 그 내부의 적어도 하나의 비교적 중요한 주파수 성분을 찾기 위하여 제1 주파수 범위에 대해 신호가 분석된다. 이는 전자 하드웨어를 사용하여 테스트 범위 내에서 잠재적으로 중요한 성분을 식별하기 위해 주파수의 상기 테스트 범위를 분석하는 단계; 및 전자 하드웨어를 사용하여, 분석을 완료하기 위한 조건이 충족되었는지를 결정하는 단계를 포함할 수 있다. 조건이 충족되지 않았다면, 분석의 결과로서 테스트 범위가 수정되고 분석 및 결정이 동작이 반복된다.

Description

우세 신호 검출 방법 및 장치{DOMINANT SIGNAL DETECTION METHOD AND APPARATUS}

관련출원

본 출원은, 그 발명 전체가 여기에 참조로써 여기에 통합되고, 2014년 4월 8일자로 출원된 영국 특허 출원 제1406340.8호를 우선권 주장한다.

기술분야

본 발명은 소정의 주파수 범위 내에서 우세 신호를 발견하고/하거나 소정의 주파수 범위 내에서 적어도 하나의 우세 신호를 발견하기 위한 방법 및 장치에 관한 것이다.

신호의 주파수가 변할 때 신호를 찾고 가능한 대로 추적하는 것이 바람직한 다수의 어플리케이션이 있다. 이러한 어플리케이션은 원하는 정확도로 전력선 주파수를 발견하는 것이 요망되는 전력선 감시와 같은 비교적 낮은 주파수로부터, (비록 이러한 관점에서 음성 및/또는 데이터 송신을 포함하는 것으로 이해되어야 하지만) 현대의 모바일 전화 시스템과 같은 현대 통신 시스템에서 발견되는 높은 주파수까지에 이른다.

모바일 전화의 분야는 수신기에서 수신되는 신호 전력이 상당히 변할 수 있는 시스템의 예이다. 수신기는 베이스 스테이션에 의해 커버되는 셀의 에지에서 모바일 디바이스와 통신하기를 시도하는 베이스 스테이션일 수 있으므로, 수신된 신호는 상대적으로 약할 수 있다. 한편, 다른 오퍼레이터의 네트워크 상의 핸드셋은 유사한 주파수 상에서 동작할 수 있고 베이스 스테이션에 가까울 수 있어, 베이스 스테이션에서의 그 신호는 비교적 크다. 원하는 신호의 성공적인 수신을 저하하거나 방해할 수 있기 때문에, 이러한 신호는 "차단원" 또는 간섭원으로 칭해질 수 있다. 유사한 문제점이 베이스 스테이션으로부터 신호를 수신하기를 시도하는 디바이스에 대해 및/또는 점대점 통신 시스템에서 발생할 수 있다.

우세 신호 및/또는 차단원의 주파수를 찾을 수 있는 것이 유리하다. 이것은 차단원의 효과를 완화시키기 위해 취해지는 액션을 가능하게 할 수 있다. 예를 들어, 차단원의 존재로 인해 발생할 수 있는 간섭을 추정하고 신호를 생성함으로써 그 간섭에 대해 감소시키거나 보정한다.

본 발명의 일 양태에서, 입력 신호 내에서 우세 또는 중요 주파수 성분을 식별하는 방법이 제공된다. 본 방법은 전자 하드웨어를 사용하여 구현된다. 본 방법은 복수의 반복을 포함할 수 있다. 반복에서, 다수의 동작이 수행된다. 주파수의 테스트 범위는 제1 주파수 범위에 달하는 입력 신호로부터 선택되며, 제1 주파수 범위는 관심있는 범위를 나타낸다. 테스트 범위를 선택하는 것은 테스트 범위 외부의 주파수를 감쇠시키도록 입력 신호를 필터링함으로써 달성될 수 있다. 테스트 범위 내의 주파수는 우세 주파수 성분 또는 적어도 하나의 중요 주파수 성분의 존재를 결정하기 위해 분석된다. 이러한 주파수 성분이 식별되면, 우세 또는 적어도 하나의 중요 신호 성분의 주파수가 추정된다. 주파수의 추정은 그 후 주파수의 테스트 범위의 상이한 범위로 후속 반복에서 사용된다. 이러한 반복은 테스트 범위의 중심 주파수 및/또는 테스트 범위의 대역폭을 조정하는 것을 포함할 수 있다. 테스트 범위는 검색 범위와 밀접한 것으로 간주될 수 있다.

프로세스는, 우세 신호가 충분한 정도의 정확도로 식별될 때까지 또는 충분한 수, 바람직하게는 미리 정해진 수의 반복이 완료될 때까지 반복될 수 있다.

또한, 이들로부터 떨어져 검색을 지시함으로써 임의의 이전에 식별된 성분에 더해 다른 중요 신호를 찾기 위해 이전에 발견된 중요 주파수 성분의 지식을 기초로 프로세스를 반복하는 것도 가능하다.

테스트 범위 내의 주파수는 분석 엔진에 의해 조사될 수 있다. 분석 엔진은 푸리에 변환 엔진을 포함할 수 있다. 대안적으로 분석 엔진은 파라미터 엔진을 포함할 수 있다. 파라미터 엔진은, 예를 들어, 테플리츠 행렬과 같은 행렬을 풀기 위해 레빈슨 재귀를 수행하도록 구성될 수 있다.

주파수 검색 범위 내에서 우세 주파수를 찾기 위해 입력 신호를 분석하는 방법을 제공하는 것이 가능하며, 본 방법은, 주파수 검색 범위를 복수의 영역으로 분할하는 단계; 우세 신호를 포함하는 가장 가능성이 큰(greast likelihood) 후보 영역을 식별하기 위해 각 영역 내의 신호 강도를 분석하는 단계; 및 검색할 새로운 주파수 검색 범위를 규정하는 단계를 포함한다. 새로운 주파수 검색 범위는 이전 주파수 검색 범위에 비해 크기가 감소될 수 있으며 후보 영역을 포함한다. 분할, 분석 및 규정하는 동작은 원하는 주파수 해상도가 달성될 때까지 반복될 수 있다. 제1 반복에서 주파수 검색 범위(테스트 범위)는 제1 주파수 범위에 대응할 수 있다.

실시예에서, 우세 신호를 찾는 방법은 하위 주파수 LF_K 및 상위 주파수 UF_K 사이의 주파수 검색 범위가 Y 주파수 빈으로 분할되고, 입력 신호가 주파수 빈의 각각에서 발생하는 신호의 크기를 식별하기 위해 분석되는 검색을 재귀적으로 수행하는 것을 포함한다. 가장 큰 신호 크기를 갖는 주파수 빈 Y_max(K)를 찾으면, 빈 폭이 수용가능한 주파수 해상도를 나타내는 미리 정해진 주파수 범위 아래에 있는 경우 빈 중심 주파수가 결과로서 출력될 수 있다. K 값은 반복 카운트를 나타낸다.

수용가능한 해상도에 도달되지 않은 경우, 주파수 검색 범위가 새로운 하위 주파수 LF_K+1 및 새로운 상위 주파수 UF_K+1로 좁아지는 추가적인 검색이 수행되고, UF_K+1과 LF_K+1 사이의 범위는 Y_max(K)의 주파수 범위의 전체를 포함하고, UF_K+1-LF_K+1은 UF_K-LF_K보다 작다.

*유리하게는, 분석되고 있는 신호는 디지털 영역으로 변환되었거나 이미 존재한다. 디지털 신호는 데시메이팅될 수 있다. 검색되고 있는 신호에 적용되는 데시메이션 레이트는 검색의 해상도를 변화시키기 위해 각 반복 K에서 변할 수 있다.

주파수 검색 범위는 디지털 필터의 중심 주파수(통과 대역 중심 주파수)를 변경시킴으로써 선택될 수 있다. 원리적으로 주어진 알려진 주파수 검색 범위 및 알려진 원하는 해상도에 있어서, 필터 중심 주파수 및 필터 대역폭이 미리 정해질 수 있으며, 특정 필터 구현에 대한 계수가 계산되거나 검색된다. 하지만, 관심있는 주파수 범위를 각 반복에 대해 소정의 주파수 공간으로 위치시키기 위해, 예를 들어 다운 변환과 같은 주파수 트랜슬레이션 기술을 채용하여 주파수 검색 범위를 선택하는 것도 가능하다. 예를 들어, 최저 주파수가 각 반복에서 실질적으로 0 Hz로 트랜슬레이팅될 수 있으며, 그 후, 필터 고주파수 컷-오프 포인트가 필터 대역폭을 제어하도록 설정될 수 있다.

검색 범위를 변경하고 이를 좁히는 상술한 접근법들 중 하나는 주파수 공간의 영역으로 "확대"하는 것으로 생각될 수 있다.

실시예에서, 방법은, 본 방법의 이전의 반복(또는 전체 제1 주파수 범위에서의 제1 반복)에서 식별된 최대 크기를 갖는 고속 푸리에 변환(FFT) 빈의 주파수 범위를 포함하도록 주파수 테스트 범위를 위치 결정하는 단계; 가드 밴드에 더하여 이전의 반복(또는 전체 제1 주파수 범위의 제1 반복)의 FFT 빈의 대역폭으로 필터의 통과 대역을 감소시키는 단계; 각각의 FFT 빈이 감소된 주파수 범위를 커버하도록 샘플 레이트를 FFT로 감소시키는 단계; FFT를 수행하는 단계; 그 빈과 연관된 최대 크기 및 주파수 파라미터를 갖는 FFT 빈을 식별하는 단계; 및 상기 위치 결정, 상기 통과 대역 감소, 상기 샘플링 레이트 감소, 상기 수행 및 상기 식별의 연속 반복을 FFT 대역폭이 원하는 해상도로 감소될 때까지 반복하는 단계를 포함한다.

가드 밴드는 실질적으로 제로 Hz 위로 분포할 수 있다. 가드 밴드는 현재 빈 폭의 절반 이상의 크기와 같이 현재 빈 폭에 비례하여 설정될 수 있다. 주파수 테스트 또는 검색 공간은 최대 크기를 갖는 FFT 빈의 중심 주파수 주위에 집중될 수 있다.

추가적인 변형에서, 제1 주파수 범위 내에 적어도 하나의 중요 주파수 또는 우세 주파수를 검색하기 위한 방법이 제공되며, 본 방법은 제1 주파수 범위로부터 테스트 범위를 선택하는 단계, 및 테스트 범위 내의 우세한 또는 적어도 하나의 중요한 주파수를 추정하기 위해 파라미터 방법을 사용하여, 그리고 테스트 범위를 개선하는 추정에 기초하여 테스트 범위 내의 신호를 분석하는 단계를 포함한다.

유리하게는, 테스트 범위는 주파수 트랜슬레이터와 함께 동작할 수 있는 대역 통과 필터 또는 로우 패스 필터에 의해 선택될 수 있다. 대안적으로, 테스트 범위는 대역 통과 필터를 합성하는 직렬 접속된 필터의 동작에 의해 규정될 수 있다.

바람직하게는, 파라미터 엔진은 M차 Yule-Walker 식을 풀도록 구성된다. M 값은 파라미터 엔진에 의해 식별될 수 있는 중요 주파수 성분의 수를 규정할 수 있다.

바람직하게는, M은 파라미터 엔진 내의 연산 부담을 감소시키기 위해 비교적 작은 정수로 유지된다. M은 10 미만일 수 있다. 유리하게는 M은 5 미만일 수 있다. 실시예에서 M=1이며, 이는 연산적으로 효율적이다.

파라미터 엔진은 입력 신호 내에서 우세 주파수 성분을 찾기 위해 반복하여 동작할 수 있다.

본 발명의 제2 양태에 따르면, 입력 신호의 입력 주파수 범위를 재귀적으로 또는 반복적으로 검색하고, 각각의 경로에서 이전 경로에서 우세 신호를 포함하는 것으로 식별된 감소된 주파수 검색 범위를 검색하고, 상기 우세 신호의 주파수가 미리 정해진 정확도로 추정될 때까지 계속하도록 구성된, 우세 신호 검출 장치가 제공된다.

유리하게는, 본 장치는 통과 대역을 주파수 검색 공간으로 규정 및/또는 적용하기 위한 검색-공간/테스트-범위 컨트롤러, 및 검색 공간 내의 스펙트럼 전력을 복수의 주파수 빈으로 할당하기 위한 스펙트럼 분석 엔진을 포함할 수 있다. 검색 공간 컨트롤러는 제어가능 대역폭 필터에 대한 공급을 위해 가변 주파수 검색 범위를 미리 정해진 주파수 범위로 매핑하기 위한 주파수 컨버터를 포함할 수 있다. 검색의 각각의 K번째 반복에서의 주파수 검색 범위는 Y 주파수 빈으로 분할될 수 있고, 입력 신호는 빈들의 각각에 발생하는 신호의 크기를 식별하기 위해 분석된다. 가장 큰 신호 크기를 갖는 빈 Y_max(K)가 식별되면, 빈 폭이 수용가능한 주파수 해상도를 나타내는 미리 정해진 주파수 범위 아래에 있는 경우에 빈 중심 주파수가 그 결과로서 출력될 수 있다. 유리하게는, 입력 주파수는, 고정 주파수(예를 들어, 0 Hz의 중심 주파수) 가변 대역폭 필터, 예를 들어 로우 패스 필터의 사용을 가능하게 하는 주파수 공간으로 Y_max(K)에 대응하는 주파수 범위 내의 신호가 매핑되도록 각 반복에서 상이한 양만큼 트랜슬레이팅된 주파수이다.

스펙트럼 분석 엔진은 낮은 N-포인트 고속 푸리에 변환(FFT) 엔진을 포함할 수 있다. 이러한 엔진은 전용 하드웨어로서 제공될 수 있으며, 2, 3 또는 4개만큼 작은 버퍼링된 신호 상에서 동작하며, 즉 신호의 2, 3 또는 4개 샘플이 분석된다. 이러한 낮은 N-포인트 FFT 엔진은 디지털 신호에 대한 디지털 영역 또한 아날로그 신호에 대한 아날로그 영역에서 동작하도록 이용가능하다. 컨트롤러는 최대 신호 모듈러스를 갖는 빈을 식별하기 위해 FFT 엔진의 출력을 조사할 수 있다. 컨트롤러는 실행되고 있는 검색 알고리즘의 지식을 가지므로, 매핑된 주파수의 범위를 빈 Y_max(K)로 추정할 수 있다. 컨트롤러는, 다음 검색이 빈 Y_max(K)에 대응하는 주파수 범위로 실질적으로 한정되고 그 주위에 집중되는 것을 보장하기 위해 주파수 컨버터의 동작 및 필터의 대역폭의 동작을 설정하도록 이 정보를 사용한다.

대안적으로, 스펙트럼 분석 엔진은 파라미터 엔진을 포함할 수 있다. 이러한 구성에서, 파라미터 엔진은 M개의 최고 중요 신호를 식별하기 위해 이에 제공되는 신호를 분석하며, M은 파라미터 엔진의 차수이다. 파라미터 엔진은 반복 검색을 수행하는 데 사용될 수 있으며, 각 반복에서 우세 신호의 주파수가 추정되며 후속 반복에서 현재 반복으로부터의 추정에 기초하여 감소된 검색 공간 또는 테스트-범위 내에서 검색이 수행된다.

추가적인 양태에 따르면 우세 신호 검출 장치를 포함하는 수신기가 제공된다. 유리하게는 우세 신호 검출 장치는 차단원 신호의 고조파를 찾도록 구성되며, 고조파는 디지털화된 신호 내에서 발생한다. 수신기는 라디오, 무선 모뎀, 전화, 베이스 스테이션 등과 같은 원격통신 디바이스에서 구현될 수 있다.

본 발명의 실시예는 이하의 첨부 도면을 참조하여, 비한정적인 예의 방식으로 이하 설명될 것이다.
도 1은 우세 신호를 검출하기 위한 장치의 개략도.
도 2는 도 1의 장치의 컴포넌트를 훨씬 상세하게 나타내는 개략도.
도 3a 내지 3c는 첫번째 내지 세번째 반복 동안의 검색 프로세스와 연관된 주파수 플롯을 나타내는 도면.
도 4는 우세 및/또는 중요 신호를 검출하기 위한 장치의 추가적인 실시예의 개략도.
도 5는 도 4에 나타낸 장치의 변형을 나타내는 도면.
도 6은 도 5의 장치의 부분을 더욱 상세하게 나타내는 도면.
도 7은 라디오 수신기를 개략적으로 나타내는 도면.
도 8은 본 예에서 모바일 데이터 및 전화 시스템의 베이스 스테이션에 제공되는 라디오 수신기 내의 고조파 왜곡을 감소시키기 위한 신호 처리 장치의 사용을 나타내는 도면.
도 9는 고조파 왜곡 감쇠기 내의 우세 신호 검출기의 역할을 나타내는 도면.
도 10은 본 발명의 실시예에 따른 검색 프로세스의 흐름도.
도 11a 및 11b는 단일 차단원 신호의 존재에 응답하는 파라미터 엔진의 성능을 나타내는 플롯.
도 12a 및 12b는 복수의 잠재적 차단원 신호를 갖는 스펙트럼에서 차단원을 식별하는 데 있어서 파라미터 엔진의 성능을 나타내는 플롯.

도 1은 제1 주파수 범위를 커버하는 대역폭 제한 신호 내의 차단원 신호와 같은 우세 신호를 발견하기 위해 구성된 신호 처리 시스템의 블록도이다. 따라서, 예를 들어, 도 1의 시스템이 수신기 내에서 구현되었다면, 들어오는 라디오 신호는 증폭되어 베이스밴드 또는 낮은 중간 주파수로 다운 컨버팅되었을 수 있다. 다운 컨버팅된 신호는 그 후 아날로그 디지털(analog-to-digital) 컨버터(50)에 대한 입력에 공급될 수 있다. 하지만, 이러한 구성에서 수신기가 신호를 수신하는 송신기는 수신기가 수신하는 가장 강한 신호를 제공하지 않을 수 있다. 때때로 차단원 신호 또는 간섭원 신호로 알려진 훨씬 더 강한 신호가 존재할 수 있다.

대안적으로, 아날로그 디지털 컨버터(50)에 대한 입력은 감시 및/또는 계측 장치에 의해 공급될 수 있다.

차단원 신호가 왜 문제가 될 수 있는지를 더욱 명료하게 정리하기 위해서 라디오 수신기의 동작을 간략하게 고찰하는 것이 일부 독자들에게 유리할 수 있다. 도 7은 예를 들어, 베이스 스테이션에서 예를 들어, 모바일 전화(예를 들어, 3G, 4G, LTE)에서 사용되는 유형의 라디오 수신기의 일부 컴포넌트를 나타낸다. 안테나(12)는 들어오는 라디오 신호를 수신한다. 들어오는 "원하는" 라디오 신호는 환경에 기원하는 다양한 다른 신호와 함께 수신되기 위해 경쟁해야 할 수도 있다. 일부 경우에 "원하는" 신호는, 모바일 텔레폰이 베이스 스테이션 셀의 에지에 위치해 있는 모바일 전화 신호일 수 있다. 한편, 다른 모바일 전화는 안테나(12)에 훨씬 더 가까이 위치될 수 있어, 안테나(12)에서의 그 신호 전력이 본 예에서는 원하는 신호보다 훨씬 더 큰 것으로 귀결된다. 다른 디바이스로부터의 이러한 원하지 않는 신호는 원하는 신호와 간섭하거나 이를 차단할 수 있다. 본 기술 분야의 당업자에게 알려져 있는 바와 같이, 코드 분할 멀티플렉스 시스템에서, 모바일 전화 또는 다른 디바이스로 및 이로부터의 개별 신호는 동일한 주파수 공간을 공유하지만, 직교 코드로 인코딩되어 각각의 신호는 서로의 신호에 대해 노이즈로 나타난다. 하지만, 다른 모바일 전화 주파수 대역 또한 할당되고, 이러한 대역 상의 신호가 수신기에서의 비선형성으로 인해 원하는 신호와 간섭하고 이에 흘러들어갈 수 있다.

안테나(12)는 저잡음 증폭기와 같은 라디오 주파수(RF) 증폭기(14)에 접속되며, 이는 원하는 신호와 원하지 않는 신호를 증폭하고 증폭된 신호를 직교 수신기의 혼합기(20a, 20b)에 전달한다. 각각의 혼합기(20a, 20b)는 RF 증폭기(14)로부터 동일한 신호를 수신한다. 위상 시프터(24)가 신호 경로에 제공된다는 사실을 제외하고는 각각의 혼합기(20a, 20b)가 국부 발진기(21)로부터 동일 신호를 수신하여, 혼합기(20a, 20b)는 명목적으로 90°위상 차이의 국부 발진기 신호를 수신한다. 편의상, 시프트되지 않은 신호는 동위상 신호 I로 알려져 있고, 90°위상 시프트된 신호는 직교 신호 Q로 알려져 있다. 들어오는 RF 신호는 국부 발진기 신호와 혼합되어 후속 프로세싱을 위해 주파수 시프팅 및 다운 컨버팅된다. 국부 발진기 신호는 원하는 신호를 낮은 중간 주파수로 다운 혼합하기 위해 선택될 수 있거나, 직접적인 변환 아키텍쳐에서는 들어오는 RF 신호의 주파수에 매칭하도록 선택될 수 있어, 혼합기(20a, 20b)의 출력이 베이스밴드 신호를 나타낸다. 그 후에 혼합기(20a, 20b)로부터 다운 컨버팅된 신호는 각각의 로우 패스 필터(22a, 22b)로 전달되고, 그 후에 각각의 아날로그 디지털 컨버터(24a, 24b)로 전달되며, 이는 별개의 디바이스일 수 있거나 시간 멀티플렉싱된 방식으로 동작하는 단일 아날로그 디지털 컨버터에 의해 제공될 수 있다. 아날로그 디지털 컨버터(24a, 24b)는 디지털 베이스밴드 프로세서(30)에 디지털화된 신호의 스트림을 제공한다. 트랙 앤드 홀드(track and hold) 또는 샘플 앤드 홀드(sample and hold) 블록이 원하는 경우에 필터(22a, 22b)와 아날로그 디지털 컨버터(24a, 24b) 사이에 제공될 수 있지만, 컨버터 아키텍쳐에 따라 포함되지 않을 수도 있다.

설계자들이 증폭기 및 혼합기, 실제로 아날로그 디지털 컨버터를 가능한 한 선형으로 만들기를 추구하지만, 이러한 컴포넌트 내의 임의의 비선형성이 주파수 혼합에서 발생할 수 있다. 특히, 즉 주파수 δ1만큼 원하는 신호로부터 오프셋되어 있는 강한 신호가 안테나(12)에서 수신되면, 자신과 간섭 신호의 비선형 혼합이, 간섭 신호의 이미지가 원하는 신호와 주파수 정렬되는 잠재 신호로 발생할 수 있다.

잠재 간섭 신호의 주파수가 식별될 수 있다면, 이를 들어오는 수신 신호로부터 격리할 수 있고, 간섭 신호의 영향을 감소시키기 위해 아날로그 또는 디지털 영역 중 어느 하나에서 신호 경로로 역으로 재주입될 수 있는 상쇄 신호를 생성하기 위해 이를 이용할 수 있을 것이다.

따라서, 잠재 차단원의 주파수를 식별하기 위한 방법과 그 방법의 구현을 찾는 것이 바람직하다. 상술한 바와 같이, 도 1은 도 7의 것과 유사한 라디오 수신기에서 구현될 수 있는 잠재 차단원을 식별하기 위한 구성의 제1 실시예를 나타낸다.

도 1에 나타낸 구성에서, 신호 처리 시스템 내에서 구현된 기능이 하드웨어의 관점에서 설명되지만, 모든 동작들은 디지털 신호 또는 워드(word)에 대해 수행되고 있으므로, 동작은 전용 하드웨어 또는 재사용가능/다목적 연산 엔진 및/또는 소프트웨어에서 수행될 수 있다는 것이 명백할 것이다. 여기에서 "소프트웨어"에 대한 임의의 참조는 프로세서에 의해 실행될 수 있는 비일시적 메모리에 저장된 명령을 칭할 수 있다. 여기에 설명된 추가적인 몇몇 기능 블록은 단일 디바이스에 의해 수행될 수 있다. (도 7에 대하여 설명된 컨버터(24a, 24b)일 수 있는) 아날로그 디지털 컨버터(50)의 출력은 도 1의 다운 컨버터(60)에 제공된다. 설명된 바와 같이, 다운 컨버터(60)의 출력은 낮은 N 포인트 고속 푸리에 변환 엔진과 같은 스펙트럼 분석 엔진(70)에 제공되며, 이는 전용 하드웨어로 구현될 수 있고/있거나 프로세서에 의해 실행되는 비일시적 메모리에 저장된 명령에 의해 구현되는 소프트웨어로 구현될 수 있다. 마찬가지로, (더욱 일반적으로 주파수 트랜슬레이터인) 다운 컨버터(60)가 또한 전용 하드웨어 및/또는 소프트웨어로 구현될 수 있다. 하드웨어 또는 소프트웨어로 구현되든지 간에 스펙트럼 분석 엔진(70)의 출력은 그 후에 도 1의 디지털 다운 컨버터(60)의 동작을 제어하기 위해 피드백된다.

도 1의 디지털 다운 컨버터(60) 및 스펙트럼 분석 엔진(70)이 도 2에 더욱 상세하게 나타내어진다. 도 2에서, 디지털 다운 컨버터(60)는 본 예에서는 곱셈기(62)의 제1 입력에서 샘플링 레이트 Fs로 아날로그 디지털 컨버터(50)에 의해 출력된 디지털 시퀀스인 입력 신호 y_n(n은 인덱스)을 수신하는 곱셈기(62)를 포함한다. 설명한 바와 같이, 곱셈기(62)의 제2 입력은 디지털 발진기(64)로부터 발진 신호를 수신한다. 디지털 발진기(64)는 스펙트럼 분석 엔진(70)에 의해 결정된 요구된 주파수와 동등하게 설정된 기본 주파수를 갖는 디지털 신호를 생성하도록 구성될 수 있다. 디지털 발진기(64)의 출력은 그 값이 사인 곡선에 근사하는 워드의 시퀀스일 수 있으며, 이 경우에 계산 엔진이 적절한 주파수에서 사인 곡선을 합성하기 위하여 제공될 수 있다. 사인 곡선은 복합 엔티티로서 나타내어질 수 있다. 대안적으로, 감소된 해상도의 사인 곡선이 판독 전용 메모리에 유지될 수 있으며, 적절한 주파수에서의 적절한 사인 곡선을 합성하기 위하여 내삽법(interpolation)이 사용될 수 있다. 추가적인 대안으로, 디지털 발진기(64)의 출력은 단지 구형파일 수 있어, 적절하게 요구된 주파수로 설정된 기본 주파수를 갖는 교대 시퀀스에서, 아날로그-대-디지털 컨버터(50)의 출력이 1로 곱해지고, 그 후 -1로 곱해진다(또는 +a 및 -a). 이러한 접근법은, 곱셈기(62)의 출력을 수신하도록 구성된 필터(66)에 의해 더 높은 차수의 고조파가 거부될 수 있기 때문에 사용될 수 있다.

이하의 설명으로부터, 요구되는 주파수가 각 반복에서 검색 엔진(70)으로서 제공되는 FFT 엔진의 빈 주파수 중 하나와 매칭할 수 있으므로, 미리 추정될 수 있다는 것이 명백하게 될 것이다. 따라서, 디지털 사인 곡선을 생성하기 위한 하나 이상의 시퀀스를 사인 곡선 메모리로 사전 로딩하기 위한 액션이 취해질 수 있다. 임의의 이벤트에서, 수치적으로 제어된 (디지털) 발진기를 제공하는, 본 기술분야의 당업자에게 알려진 몇몇 접근법이 존재한다.

디지털 발진기(64)가 주파수 F_NCO를 갖는다면, 본 기술분야의 당업자에게 알려져 있는 바와 같이, 신호 성분은 다운 컨버터(60)에서 F_NCO만큼 주파수 시프트된다. 따라서, 다운 컨버터(60)의 액션은 들어오는 신호의 주파수를 새로운 주파수 부근의 중심으로 이동시키는 것이다. 이것은 주파수 공간의 검색을 구현하는 데 이용될 수 있다.

본 기술분야의 당업자에게 알려져 있는 바와 같이, 고속 푸리에 변환(FFT) 동작(그리고 실제로 많은 주파수 분석 동작)은 들어오는 신호를 조사하고 그 성분을 "빈"에 할당한다. 빈에 할당된 신호의 크기는 특정 빈에 속하는 주파수 범위에서의 신호 강도를 나타낸다. 원리적으로, 들어오는 신호의 FFT가 미리 결정될 수 있는 원하는 정도의 정확도로 우세 신호의 주파수를 식별하기 위해 수행될 수 있다. 하지만, 이것은 급격하게 연산적으로 비용이 크고 시간 소모적일 수 있다.

발명자는 우세 신호가 존재할 것 같은 주파수의 범위를 식별하기 위해 주파수 공간을 통해 비교적 단순한 검색이 이루어질 수 있다는 것을 알아내었다. 예를 들어, 2-포인트 푸리에 변환으로 주파수 공간은 상반 및 하반으로 분할된다. 3 포인트 푸리에 변환으로 주파수 공간은 3개의 영역 등으로 분할된다. 제1 반복에서 입력 신호의 제1 주파수 범위는 제1 해상도에서 문의된다. 제1 해상도는 제1 "빈" 폭에 대응한다. 후보 영역으로 간주될 수 있는, 신호를 포함하는 영역이 식별되면 검색 공간(즉, 테스트 공간 또는 검색 범위)은 적어도 후보 영역의 주파수 범위를 커버하도록 감소될 수 있으며, 바람직하게는 그 후보 영역 또는 빈의 중간 주파수 주위에 집중된다. 제2 반복에서 이렇게 감소된 주파수 테스트 범위가 문의되지만, 이렇게 감소된 주파수 테스트를 검색하는 데 사용되는 빈의 개수는 여전히 동일하다. 따라서, 빈 폭이 감소되거나, 다른 방식으로는 해상도가 증가한다. 가장 큰 신호 성분을 포함하는 빈이 식별되고 다음 반복 등을 위하여 감소된 검색 공간의 중심이 된다. 이러한 접근을 달성하기 위하여, 각 반복에서 검색 공간 또는 테스트 범위를 규정하는 단순하고 강인한 방법이 요망된다. 이것은 필터를 포함하는 디지털 다운 컨버터(60)에 의해 달성될 수 있다.

도 2에서, 곱셈기(62)로부터의 출력은 협대역 필터(66)로 전달되며, 이러한 협대역 필터는 디지털 다운 컨버터(60)의 동작으로 인해 하나의 반복으로부터 다음으로 단일 중심 주파수를 가질 수 있지만, 그 대역폭은 대역폭 컨트롤러(68)에 응답하여 하나의 반복으로부터 다음까지 변할 수 있다. 협대역 필터(66)는 로우 패스 필터 또는 대역 통과 필터로서 제공될 수 있다. 디지털 필터인 협대역 필터(66)의 출력은 그 후에 제어가능한 데시메이션 팩터 D에 의해 데이터 스트림을 데시메이팅하도록 동작가능한 데시메이터(69)로 제공된다. 협대역 필터(66)의 필터 대역폭은 대역폭 컨트롤러(68)에 의해 제어가능하게 될 수 있어, 가장 최근에 수행된 FFT 분석에서 최대 크기를 갖는 것으로 선택된 빈 전체를 통과시킨다. 또한, 추가적인 스펙트럼 분석을 위해 선택된 빈 주위에 배치된 가드 밴드를 통과시키도록 구성될 수 있다.

다운 컨버터(60)의 결과로, 관심있는 주파수 범위, 즉 테스트 범위는 다운 컨버팅될 수 있어, 들어오는 신호 Y_n에서 조사되는 범위는 다운 컨버터(60)에 의해 알려진 주파수 공간으로 전달된다. 예를 들어, 관심있는 주파수 범위는, 그 최저 주파수가 다운 컨버터(60)에서 미리 정해진 주파수에 매핑되도록 변환될 수 있으며, 이러한 주파수는 예를 들어 약 0 Hz일 수 있다. 대안적으로, 주파수 범위의 중간점은 협대역 필터(66)의 중간점과 같은 미리 정해진 주파수에 매핑될 수 있다. 어느 경우에든, 후보 영역의 주파수 범위가 필터(66)의 통과 대역 내에 놓이게 변환되도록 다운 컨버터의 주파수가 선택된다.

본 예에서의 스펙트럼 분석 엔진(70)은 데시메이터(69)에 의해 출력된 가장 최근의 N 워드의 기록을 보유하는 N 포인트 버퍼(72)를 포함한다. N 포인트 버퍼(72)로부터의 출력은 N 포인트 FFT 엔진(74)에 제공되며, 이는 본 기술분야의 당업자에게 알려져 있는 바와 같이 관심있는 주파수 공간을 N 빈으로 분할하고 빈의 각각에 신호 강도를 할당한다. 빈은 Y_K로 표기된다. N 포인트 FFT 엔진(74)의 출력은 선택기 회로(76)에 제공되며, 이는 나타내는 바와 같이, 그 내부에 가장 큰 신호 모듈러스를 갖는 선택된 빈 Y_KMAX를 식별한다. 선택된 빈 Y_KMAX가 식별되면, 이러한 빈의 중심 주파수는 검색 알고리즘에 따라 스펙트럼 분석 엔진(70)에 의해 계산될 수 있으며, 후속 반복에서 디지털 발진기(64)의 F_NCO를 설정하는 데 사용될 수 있다. 본 기술분야의 당업자에게 알려져 있는 바와 같이, 푸리에 변환은 하드웨어에서 수행될 수 있으며, Norwood, Massachusetts의 Analog Devices, Inc.는 이용가능한 48포인트 FFT 엔진을 가지고 있다. 따라서, 예를 들어, 16, 10, 8, 4, 3 또는 2 포인트에서 동작하는 더 작은 FFT 엔진을 제공하는 것은 본 기술분야의 당업자에 의해 구현될 수 있다. 따라서, FFT 엔진의 특정 구현은 더 이상 설명할 필요가 없다.

도 1 및 2의 회로의 동작을 이하 도 3a, 3b 및 3c를 참조하여 설명할 것이다. 편의를 위하여, 10개의 빈이 이러한 도면의 각각에서 나타내어졌다. 제1 반복에서, N 포인트 버퍼가 플러싱된 후 제1 데시메이션 팩터 D에 의해 데시메이팅된 샘플로 채워질 수 있는 것으로 상정된다. 제1 데시메이션 팩터는 1일 수 있어, 버퍼가 찰 때까지 모든 샘플이 버퍼로 통과된다. 또한, 제1 반복에서, 디지털 발진기(64)는 실행하지 않을 수 있으며, 협대역 필터(66)의 대역폭은 그 최대 대역폭으로 설정될 수 있어, 전체 통과 대역이 FFT 엔진(74)에 주어진다. 풀 스펙트럼에 걸친 스펙트럼 전력은 그 후 FFT 엔진(74)에 의해 하위 주파수 LF_K와 상위 주파수 UF_K 사이에 연장하는 도 3a의 중심 주파수 Y₁ 내지 Y₁₀을 갖는 복수의 주파수 빈 중 하나로 할당된다. K는 반복 카운터이다.

나타낸 주파수 스펙트럼이 가장 중요한 차단원뿐만 아니라 다른 신호들도 포함하므로, 피크 전력은 차단원이 그 내부에 있는 빈에 대응할 것이지만, 이는 인접 빈에 잠재적으로 대응할 수도 있다. 이는 "스펙트럼 스미어링"으로 알려져 있으며, 복수의 인접 빈에 걸쳐 스미어링되는 스펙트럼 성분의 전력으로서 자체로 명백할 수 있다. 따라서, 도 3a에서, 이러한 그래픽 예에서 차단원은 거의 빈 Y₆과 일치할 수 있지만, 빈 Y₅가 가장 큰 신호 전력을 갖는 빈으로서 선택된다.

제1 경로에서 주파수 빈 Y₅에 대응하는 주파수가 추정되며 디지털 발진기(64)에 대해 새로운 주파수로서 설정된다. 이는 제1 반복의 빈 Y₅에 대응하는 주파수의 주위에 실질적으로 협대역 필터(66)를 집중시키는 효과를 갖는다. 이 점에서, 협대역 필터(66)의 대역폭이 또한 감소될 수 있어, 도 3a로부터 빈 Y₅의 폭을 적어도 커버한다. 본 예에서, 필터의 통과 대역은 빈 Y₄, Y₅ 및 Y₆의 주파수 범위를 포함한다. 데시메이션 팩터는 FFT 엔진(74)의 해상도를 증가시키기 위해 2와 N 사이의 팩터에 의해 증가될 수 있다. 이러한 추가의 대역폭은 가드 대역인 것으로 고려될 수 있다. 가드 대역의 폭은 유저 또는 설계자에 의해 선택될 수 있으며 감소 또는 확장될 수 있다.

데시메이션 팩터는 유저 또는 설계자가 조정가능한 것일 수 있다. 이상적으로는, 데시메이션 팩터는 주파수 에일리어싱을 회피하기 위하여 나이퀴스트 샘플링 기준(최대 주파수의 2배보다 큰 샘플 레이트)을 충족하도록 선택되어야 한다.

본 기술분야의 당업자에게 알려져 있는 바와 같이, 고속 푸리에 변환의 주파수 해상도, Fres는 식 1에 의해 표현된다:

식 1

다른 방식으로, 주파수 빈 크기는 식 2에 의해 표현된다:

식 2

여기에서 Fs는 샘플링 주파수이며, 이는 이상적으로 나이퀴스트 샘플링 기준을 충족시키기에 충분히 빠르도록 선택된다.

디지털 다운 컨버터(60)의 액션으로 인해, 각 연속적인 반복에서의 관심있는 주파수 범위는 실질적으로 직류(DC)(0 Hz) 또는 (설계자의 선택에서) 협대역 필터(66)의 중심 주파수 주위에 집중되며, 점점 더 좁아진다. 따라서, 샘플 레이트는 각 반복에서 감소될 수 있으며, 이는 데시메이터(69)의 데시메이션 팩터를 증가시킴으로써 수행될 수 있다. 제2 반복의 해상도는 도 3b에 나타낸 바와 같이 식 3에 의해 표현된다:

식 3

D가 증가할수록 빈 크기는 감소하므로, 빈 중심 주파수와 실제 차단원 주파수 사이의 에러가 감소된다. 다시 한번 각 빈의 최대값이 새로운 후보 빈을 찾기 위해 추정될 수 있으며, 디지털 다운 컨버터 주파수는 빈 중심 주파수를 협대역 필터(66)의 통과 대역의 중간점에 설정하도록 조정될 수 있으며, 이러한 필터의 대역폭은 추가로 감소될 수 있다. 따라서, 제3 반복에서 도 3c에 나타낸 바와 같이, 실제 차단원 주파수와 추정된 차단원의 주파수 사이의 에러가 제1 및 제2 반복에 비해 감소되며, 이 예에서는 수용가능한 에러값 내에 드는 것으로 간주될 수 있다.

도 4는 차단원 신호의 주파수를 식별하기 위한 추가적인 장치의 실시예를 개략적으로 나타낸다. 장치는 예를 들어, 수신기의 아날로그 디지털 컨버터(24a)(도 7) 또는 아날로그 디지털 컨버터(50)(도 1)인 아날로그 디지털 컨버터 중 하나로부터 수신될 수 있는 디지털화된 입력 신호를 수신한다. 도 4에 나타낸 장치는 나타낸 바와 같이, 디지털 혼합기(142), 디지털 필터(144), 파라미터 엔진(146), 디지털 적분기(148) 및 디지털 제어 발진기(150)를 포함하는 차단원 검출기(140)를 포함한다. 혼합기(142), 필터(144), 적분기(148) 및 디지털 발진기(150)는 하드웨어 컴포넌트 또는 프로세서에 의해 실행가능한 소프트웨어 컴포넌트, 또는 이 둘의 혼합으로서 제공될 수 있다. 설명을 위하여, 이들이 물리적 컴포넌트인 것처럼 설명될 것이지만, 차단원 검출기(140)의 전체 피쳐는 도 7에 나타낸 베이스 스테이션의 디지털 베이스밴드 프로세서(30)와 같은 프로세서에 의해 실행가능한 소프트웨어에 의해 구현될 수 있다는 것이 이해되어야 한다.

파라미터 엔진(146)은 몇몇 기능 블록을 포함할 수 있다. 도 4에 나타낸 예에서, 파라미터 엔진(146)은 필터(144)를 통과한 복수의 디지털 워드를 수신하는 M 탭 상관기(160)를 포함한다. M 탭 상관기(160)는 워드를 버퍼링하고 이들에 대한 자기 공분산 또는 자기 상관 기능을 수행한다. M 탭 상관기(160)로부터의 출력은 도 4의 M차 레빈슨 재귀 엔진(162)과 같은 적절한 프로세싱 엔진에 전달되며, 이는 프로세서에서 구현될 수 있으며, 후술하는 바와 같이, 폴-제로 S 평면 다이어그램에서 폴의 M 위치, 샘플링된 데이터 시스템을 다룰 때 더욱 엄밀하게는 Z 평면의 폴의 위치를 출력하도록 동작가능하다. 도 4에서, 이러한 데이터는 M차 폴 블록(164)으로부터 출력된 후, 우세 폴 블록(166)에 의해 우세 폴의 위치를 찾기 위해 조사된다. 우세 폴의 위상각은 각 계산기(168)에 의해 계산될 수 있으며 위상 에러

로서 출력되고 적분기(148)에 제공될 수 있다. 나타낸 바와 같이, 적분기(148)는 그 주파수를 변경시키는 디지털 제어 발진기(150)(수치 제어 발진기로도 알려짐)에 제공되는 위상 보정 신호를 얻기 위해 위상 에러

를 적분한다. 디지털 제어 발진기(150)는 사인 신호의 수치적 표현을 출력하므로, 이는 사인 곡선의 근사 또는 샘플을 나타내는 일련의 수를 단지 나타낸다. 사인 곡선의 디지털 표현은 주파수 혼합 컴포넌트를 얻기 위해 입력 신호의 디지털 표현과 곱해지며, 이 모든 것은 아날로그 회로에서 행해지는 경우도 있다. 따라서 디지털 제어 발진기(150) 및 디지털 혼합기(142)는 디지털 회로에 의해 구현될 수 있다. 디지털 혼합기(142)의 출력은 적절하게 유한 임펄스 응답 필터 또는 무한 임펄스 응답 필터로서 제공될 수 있는 디지털 필터(144)로 제공된다. 디지털 필터(144)는 조정가능한 중심 주파수를 가질 수 있거나, 본 예에서는 0 Hz와 같은 특정 주파수 주위에 집중된 그 통과 대역을 갖도록 설정될 수 있지만, 차단원 검출의 연속 반복 사이에서 대역폭을 변경하기 위해 그 제어가능한 대역폭을 갖도록 설정될 수 있는 경우가 있다. 따라서, 본 실시예에 있어서 하드웨어 및/또는 프로세서에 의해 실행되는 소프트웨어의 상당부분은 도 1 및 2에 대하여 설명된 실시예와 공통된다. 완전성을 위해 파라미터 엔진(146)의 동작을 이하 설명할 것이다.

주어진 데이터의 시간 시퀀스에서, 파라미터 모델을 사용하여 잠재적 차단원의 존재를 식별하는 것이 가능하다. 따라서 버퍼에 보유된 N 포인트의 주어진 샘플에서, N 포인트의 샘플을 근사화하는 출력을 갖는 시스템의 응답을 파라미터화하는 것이 가능하다.

실제로, 응답은 예를 들어, 자기-회귀 모델로서 모델링될 수 있다. 자기-회귀 모델은 백색 노이즈 신호인 입력에 대한 선형 시불변 시스템의 출력으로서 랜덤 신호를 뷰잉한다. 선형 시불변 시스템은 전체 폴 시스템이다.

랜덤 프로세스의 자기-공분산(또는 자기 상관)에 자기 회귀 모델 파라미터를 연관시키는 것을 도울 수 있는 Yule-Walker 식과 같은 알려진 강력한 수학적 기술이 존재한다. 프로세스가 제로 평균(mean)값을 갖는다면, 자기 상관 및 자기-공분산은 동일하다.

시간 시퀀스를 나타내는 주어진 데이터 Xm에서, 그 데이터에 대한 자기 상관값을 추정하는 것이 가능하다. 그 후 이 값을 사용하여 L=1 내지 M에 대하여 선형 회귀 파라미터

을 찾는 것이 가능하며, M은 자기 회귀 모델의 차수이다.

Yule-Walker 식에 대한 문제는 사용되어야 하는 M 값에 대한 안내를 부여하지 않는다는 것이다. 하지만, 후술하는 설명으로부터 명백한 바와 같이, 큰 M은 연산적인 부담으로 인해 회피될 수 있다.

따라서, 자기-회귀 모델에 대해:

식 4

식 5

은 시스템에 대한 백색 노이즈 입력이고,

는 계수이고 x_m은 이산(샘플링된) 입력 신호의 값이다. 식 4의 모델은 M=3에 대한 것이지만, 더 낮은 차수 또는 더 높은 차수의 모델이 구축될 수 있다.

Yule-Walker 식의 파생이 알려져 있지만, 완전성을 위해 여기에 포함된다.

제1 연산에서, 식의 양쪽이

에 의해 곱해질 수 있으며, 기대값은 이하를 취한다.

식 6

제1 기대

는 자기 상관 함수

이다.

한편, 샘플 간 관계가 없으므로 자신의 시간 시프트된 버전을 갖는 백색 노이즈의 기대값은 제로이며, L=0이므로 기대는 백색 노이즈

의 분산인

이 된다.

따라서,

식 7 또는

식 8

이는 다양한 L 값에 대해 표현될 수 있다. L=1에 대해, 이하로 기재할 수 있다.

식 9

L=2, L=3 등에 대해, 행렬을 채우기 위해 동등 라인을 기재할 수 있다.

식 10

또는

식 10-1

따라서, R 값(자기 상관)을 알면, 계수

에 대해 풀 수 있다.

여기에서:

은 자기 상관 계수의 행렬이고;

는 계수의 벡터이고;

= 자기 상관 계수의 벡터이므로;

식 11

상술한 식을 신속하고 강인하게 풀기 위한 루틴을 포함하는 몇몇 신호 처리 라이브러리가 있다. 이는 알고리즘 형태로 이용가능하며 게이트 또는 프로세서 로직으로 매립하기 위해 이용가능하다. 개인 연산 환경에서 잘 알려져 있는 라이브러리의 예는 MATLAB이며, 그 함수는 커맨드 ARYULE를 사용하여 이용가능하다.

하지만, 유저는 여전히 모델의 차수를 결정해야만 한다.

Yule-Walker 식을 M의 낮은 값에 대해 비교적 신속하게 풀 수 있지만, M의 증가로 행렬을 역변환하는 연산 비용은 급격히 증가한다. 이는 (정형화적이라기보다는 직관적인) 기본 행 연산과 같은 기술 또는 결정적인 4개의 연산 프로세스(행렬 및 소행렬을 계산하고, 이를 여인수의 행렬로 변환하고, 수반 행렬을 형성하고, 1/디터미넌트를 곱합)인, 소행렬, 여인수 및 딸림(또는 수반) 행렬을 계산하는 기술을 이용하여 2x2 행렬 및 3x3 행렬을 역변환하는 복잡도를 비교함으로써 알 수 있다.

수치적인 방법이 존재하지만, 연산 부담이 차수에 따라 상당히 증가한다.

레빈슨 알고리즘이 Yule-Walker 식을 재귀적으로 푸는 데 사용될 수 있다. 레빈슨 알고리즘은 자기 회귀 모델에 대해 계수를 효율적으로 추출할 수 있는 알고리즘의 예이다. 또한, 레빈슨 알고리즘은 라이브러리 형태로 이용가능하여 그 파생의 이해 없이도 사용될 수 있다. 하지만 간략한 파생은 교육적일 수 있으므로 여기에 포함된다.

예측 에러

이 규정될 수 있으며, m은 Yule-Walker 식의 차수를 나타내는 인덱스이다.

m=0에 대해, Yule-Walker 식은 아래와 같다.

식 12

단순히 백색 노이즈에 작용하는 필터 또는 시스템이 존재하지 않는다.

차수 m=1에 대해, 이하와 같은 Yule-Walker 식의 파생으로 돌아갈 수 있다.

식 13

따라서,

식 14

그리고,

식 15

일반적으로, 레빈슨(또는 더욱 적절하게는 레빈슨-더빈) 알고리즘은 차수 m-1의 테플리츠 행렬에 대한 답을 이용함으로써 m 차수의 Yule-Walker 식을 풀 수 있다.

행렬 R은 이하와 같이 종종 기재되는 테플리츠 행렬의 형태이다.

식 16

레빈슨-더블린 알고리즘은 제1 연산에서 진행하여 "순방향" 및 "역방향" 벡터를 형성한다.

순방향 벡터

는 이하의 조건을 충족시키는 길이 m의 벡터이다.

식 17

여기에서,

는 1의 값을 갖는 i번째 자리를 제외하고는 제로로 채워지는 벡터이다.

마찬가지로 역방향 벡터

은 이하를 충족시키는 길이 m의 벡터이다.

식 18

아래와 같이 (적절하게) 행 및 열을 추가함으로써 행렬 및 벡터를 확장할 수 있다.

식 19

행렬을 확장할 때, 행렬에 추가되는 추가의 열은, 제로가 순방향 벡터를 확장하는 데 사용되는 경우에 답을 변경하거나 혼동시키지 않는다. 동일한 사항이 추가적인 행에는 적용되지 않으며, 이는 답을 혼동시키고 n차 멱행렬에 대한 순방향 에러

를 생성하므로,

의 표기를 사용한다.

역방향 벡터는 마찬가지로 확장될 수 있다.

식 20

또한, 이는 에러 항을 발생시킨다.

에러 항은 서로 실질적으로 상쇄시키기 위해 사용될 수 있다.

식 21

소정의 조작으로, 이하가 알려진다.

식 22

그리고

식 23

이러한 식은 이하를 도출하기 위해 조작될 수 있다.

식 24

중간의 제로들은 그다지 기여하지 않으므로, 이는 이하로 축약될 수 있으며,

식 25

예를 들어, 크래머 2x2 역행렬 공식을 이용하여 풀 수 있다.

프로세스는 낮은 차수의 m에 대해 신속하다.

Bareiss 알고리즘, Schur 분해 및 Cholesky 분해와 같은 다른 수치적인 기술 또는 알고리즘도 사용될 수 있다. 또한 다른 기술도 존재한다.

상술한 바와 같이, 원격통신 시스템의 관점에서, 수신되는 신호는 원하는 신호의 수신과 간섭할 수 있는 많은 신호의 존재 중에 있을 수 있다. 이러한 다른 신호는 종종 간섭 신호, 간섭원, 차단 신호 또는 차단원으로 알려져 있으며, 상술한 바와 같이, 그 효과 또는 그 효과들을 저감시키기 위해 액션이 취해질 수 있도록 차단원의 존재를 아는 것이 유리하다.

자기 회귀 모델과 같은 파라미터 엔진에 수신된 심볼/데이터의 시퀀스를 제공하는 것은 결정되는 각각의 잠재적인 차단원의 크기 및 주파수를 인에이블할 것이라고 생각될 수 있다.

하지만, 발명자는 이러한 프로세스의 상당한 연산 비용으로 인해 이러한 가정이 근거가 없다는 것을 알아내었다.

상술한 바와 같이, 파라미터 엔진 내의 큰 차수 M을 허용하는 연산 비용은 대형 행렬들을 연속하여 역변환하는 연산으로 인해 급격하게 증가한다. 하지만, 발명자는 입력 데이터 스트림의 파라미터 표현에서 폴을 식별하기 위한 연산적으로 단순한 시스템을 제공하기 위해 저사양의(낮은 M) 파라미터 엔진의 성능이 이용될 수 있다는 것을 알아내었다.

발명자는, 파라미터 엔진이 예를 들어, 1 또는 2의 차수인 낮은 차수를 갖도록 제한되지만 3개 이상의 폴을 갖는 시스템을 파라미터화하도록 요청받은 경우에, 엔진은 입력 신호 내의 폴들 또는 가장 큰 폴의 위치 부근의 폴 위치의 추정을 찾는 경향이 있다는 것을 관찰하였다. 따라서, 그 결과는 엄밀하게 정확하지는 않지만, 최종 결과에 합당한 근사이다. 이는 입력 신호를 제한하는 대역폭에 의해 후속 반복에서 주파수 검색 공간(즉, 테스트 범위)을 좁히는 데 이용될 수 있어, 덜 중요한 폴들을 배제하지만 더 중요한 폴들을 포함한다. 이는 행렬 역변환 또는 다른 연산 비용이 상당히 감소될 수 있게 한다. 하지만, 필터의 복잡도 및 비용도 가능한 단순화되는 것도 바람직하다. 이는 비교적 단순한 대역 통과 특성을 사용하는 필터를 이용하는 것을 나타내는 경향이 있다. 이러한 양쪽 특징을 고려하여, 발명자는 선행 반복으로부터 추정된 폴 주파수 부근에 집중된 더 작은 주파수 공간을 검색하기 위해 반복 또는 재귀적인 방식으로 연산되는 단일 차수 파라미터 엔진과 같은 낮은 차수의 파라미터 엔진으로 적절한 성능이 달성될 수 있다는 것을 알아내었다.

낮은 차수이지만 1보다는 큰 차수를 갖는 파라미터 엔진도 비교적 용이하게 구현될 수 있다. 단일 차수 파라미터 엔진의 예가 도 5에 나타내어지며, 도 4에 대하여 설명된 부분은 동일한 참조 부호가 부여된다. 상관기(160)는 복소 자기 상관

을 형성하도록 구성된 제1 부분(180) 및

으로 표현되고, n과 연속 샘플 n-1의 공액 간 자기 상관을 형성하도록 구성된 제2 부분(182)을 갖는다. 출력은 각각 제1 부분(180) 및 제2 부분(182)의 r₀ 및 r₁로 표기되고, 상술한 바와 같이 디지털 제어 발진기(150)를 제어하는 적분기(148)에 제공되는,

로 나타내어지는 위상 다이어그램 상의 각 배치를 결정하기 위해 r₁ 대 r₀의 비율을 비교할 수 있는 각 결정 유닛(184)에 제공된다. 도 5의 회로는 식 14를 구현하는 단일 차수(M=1) 엔진이다. 이는 연산적으로 단순하다.

도 5의 회로는 도 6에서 반복되며, 상관 블록(180, 182)과 또한 잠재적 간섭 신호의 위치와 같은 시간이 충분한 정확도로 추정될 때까지 필터(144)의 통과 대역을 계속해서 감소시키기 위해 회로의 연속 반복 사이에서 탭 계수를 어드레싱하고 변경시키는 데 사용되는 필터 탭 룩업 테이블(190)에도 제공되는 타이밍과 리셋 신호의 그래픽 표현이 함께 있다. 따라서, 도 6에 나타낸 회로는 차단원의 주파수를 반복적으로 추정하고, 차단원 상에 확대하고 더욱 높은 정확도로 그 주파수를 추정하기 위해 다운 컨버터/주파수 트랜슬레이터 및 필터를 사용하도록 동작한다.

상술한 바와 같이, 단일 차수 엔진은 구현하기에 비교적 용이하지만, 본 발명은 1차 파라미터 엔진의 사용에 한정되지 않는다.

도 8은 2차 고조파 감쇠기(200)와 통신하는 라디오 수신기(10)의 개략 표현을 나타낸다. 라디오 수신기(10)는 도 7에 대하여 설명한 것과 유사하다. 라디오 수신기(10)는 수신된 신호를 증폭하는 저잡음 증폭기(14)를 포함할 수 있다. 신호는 그 후에 로우 패스 필터(22)에 의해 필터링되고 아날로그 디지털 컨버터(24)(또는 도 1의 아날로그 디지털 컨버터(50))에 의해 디지털화되는 낮은 중간 주파수 또는 베이스밴드로 관심있는 들어오는 RF 신호를 변환하기 위해 (도시되지 않은) 국부 발진기 신호와 그 신호를 혼합하는 혼합기(20)에 제공되기 전에 대역폭 제한 필터(15)에 통과될 수 있다. 이러한 프로세스는 선형이어야 하지만, 작은 이득 에러가 존재할 수 있으며, 예를 들어, 전력 항에 의해 모델링될 수 있다. 고조파 신호의 발생에 의해 통상적으로 자체로 명백한 이러한 비선형성을 제거하기 위하여, 제곱기(202), 보정 신호 생성기(204) 및 가산기(206)를 포함하는 2차 고조파 감쇠기(200)가 도 8에 제공된다. 2차 고조파 감쇠기(200)가 (본 예에서) ADC(24)의 디지털화된 출력에 대해 동작하면, 제곱기(202)는 2개 입력 디지털 곱셈기로서 하드웨어로 구현될 수 있다. 제곱기(202)의 출력은 추정된 상관 계수

를 수신하는 보정 신호 생성기에 제공된다. 가산기(206)에서 ADC(24)로부터의 디지털 워드에 대응하는 곱셈기(104)의 출력을 가산하는 것이 이하를 추가로 출력하도록

의 부호는 부정될 수 있다.

식 26

추가적인 분석은 통과 대역 외부의 3차 고조파

및 수신기의 노이즈 플로어 아래의 4차 고조파

를 나타낼 것이다.

2차 고조파의 잔량은

를 감소시키는

의 추정의 정확도에 의존한다.

도 9는 모바일 수신기 또는 베이스 스테이션에서 발견될 수 있는 라디오 수신기와 연관된 2차 고조파 감쇠 회로의 블록도이다. 도 8과 연계하여 설명될 수 있는 감쇠기(200)는 도 1 내지 3c 또는 4 내지 6에 대하여 설명한 차단원 검출 엔진(210)과 연관된다. 차단원 검출 엔진(210)은 하드웨어, 프로세서에 의해 실행되는 소프트웨어 또는 이 둘의 혼합으로 구현될 수 있는 적응 엔진(220)에 접속된다.

감쇠기(200)는 계속 실행되고, ADC(24)는 데이터를 출력하고 있으며, 차단원 검출 엔진(210) 및 적응 엔진(220)은 간헐적으로 실행될 수 있다.

보정 신호 생성기(204)(도 8)는 ADC(24)(또는 도 1의 ADC(50))로부터 최근의 N 출력 워드의 기록을 유지하기 위해 버퍼 또는 지연 라인으로서 구현될 수 있다. 2차 고조파 감쇠 회로는 동위상 및 직교 신호에 대해 동작한다. 많은 응답 또는 전달 특성이 R 지연 요소를 포함하는 유한 임펄스 응답(FIR) 필터에 대한 그 구축에서 유사한 감쇠 회로에서 구현될 수 있다. 적응 엔진(220)은 수신하는 입력 신호(입력은 고조파 감쇠기(200)에 공급되는 신호이고 다른 입력은 고조파 감쇠기(200)의 출력임)를 필터링하는 데 사용되는 필터의 동작을 적응시키기 위해 차단원 검출기(210)의 출력을 사용하고, 이러한 신호로부터 차단원 신호를 선택하고, 차단원 신호의 영향을 최소화하기 위해 보정 신호 생성기의 계수를 조정하도록 탐색되도록 구성될 수 있다.

도 10은 예를 들어, 도 1 및 2에 나타낸 장치를 사용하기 위한 본 발명의 실시예를 구성하는 검색 알고리즘의 흐름도이다. 검색 프로세스는 블록(300)에서 개시한다. 그 후 초기 발진기 주파수가 설정되는 동작(302)으로 컨트롤이 전달된다. 이는 주파수 트랜슬레이션이 제1 경로에서 수행되지 않도록 발진기 실행을 설정하지 않는 것을 포함할 수 있다. 필터(66)의 대역폭이 초기값으로 설정될 때, 컨트롤은 그 후 동작(304)으로 전달된다. 필터는 그 최대 대역폭 또는 조사되는 주파수 범위와 적합한 대역폭으로 설정될 수 있다. 그 후 컨트롤은 초기 데시메이션 레이트 D가 설정되는 동작(306)으로 전달된다. 아날로그 디지털 컨버터(50)로부터의 각각의 샘플이 데시메이터(69)의 출력으로 전달되도록, 초기 데시메이션 레이트는 어느 데시메이션도 수행하지 않는 것을 포함할 수 있다.

그 후 컨트롤은 데시메이터의 출력으로부터의 N 샘플이 N-포인트 버퍼(72)에서 캡쳐되는 동작(310)으로 전달된다. 이것이 완료되면, 컨트롤은 FFT 엔진(74)이 그 변환을 수행하는 동작(312)으로 전달된다. 그 후 컨트롤은 FFT 엔진(74)의 출력이 (도 2의 회로 요소(76)에 의해 나타낸 바와 같이) 최대 크기를 갖는 FFT 빈을 발견하기 위해 조사되는 동작(314)으로 전달된다. 그 후 컨트롤은 FFT 엔진에 의해 출력된 임의의 결과가 원하는 해상도를 갖는 정도로 FFT 빈의 폭이 감소되었는지에 대한 결정이 이루어지는 동작(316)으로 전달된다. 이것이 달성되면, 컨트롤은 도 2의 FFT 검출 알고리즘(70)이 선택된 빈

의 중심 주파수에 대응하는 주파수를 출력하는 스텝(320)으로 전달된다. 그 후 컨트롤은 알고리즘의 끝을 나타내는 동작(322)으로 전달된다.

동작(316)을 돌아가면, 빈의 폭이 원하는 해상도보다 크므로, 컨트롤은 동작(330)으로 전달된다. 동작(330)은 선택된 빈

의 중심 주파수 주위에 주파수 검색을 집중하도록 새로운 발진기 주파수를 계산하고 발진기(64)에 이 주파수를 설정한다. 컨트롤은 그 후 필터(66)의 새롭고 감소된 대역폭이 계산되고 설정되는 동작(332)으로 전달된다. 그 후 컨트롤은 FFT 엔진의 해상도가 증가되도록 새로운 데시메이션 레이트 D가 설정되는 동작(334)으로 전달된다. 이러한 스텝을 수행한 후, 컨트롤은 동작(310)으로 복귀한다.

따라서, 차단원 고조파를 식별할 수 있고 큰 FFT 엔진을 사용하지 않는 장치를 제공하는 것이 가능하다. 따라서, 복잡한 연산이 훨씬 더 단순한 몇몇 연산으로 교체될 수 있다. 이는 들어오는 데이터의 버퍼 크기가 감소될 수 있게 한다. 비교적 큰 버퍼에 대한 요건은 더 작은 버퍼(또는 순차적인 방식으로 동일 버퍼)로의 데이터를 반복적으로 캡쳐하는 것으로 교체된다. 이는 FFT 엔진을 구현하는 하드웨어 또는 소프트웨어와 또한 버퍼를 제공하는 데 사용되는 하드웨어에서의 절감을 허용한다.

마찬가지로, 파라미터 엔진이 차단원의 주파수를 찾기 위해 입력 주파수 범위를 검색하고 이를 감쇠 회로에 전달하는 데 사용될 수 있다. 검색은 도 10에 대하여 설명한 것과 유사할 수 있다.

도 11a 및 11b는 도 4에 나타낸 파라미터 엔진에 대한 측정 성능을 나타낸다. 도 11a 및 11b에 대해 나타낸 테스트에서, 원하는 신호는 차단원 신호에 비해 -80dB의 전력 레벨을 가졌다. 차단원은 다운 컨버팅된 신호에서 50MHz에서 발생하였으며(그 주위에서 집중되었으며), 원하는 신호는 다운 컨버팅된 신호에서 100MHz에서 발생하였다. 따라서, 수신기에서의 비선형성은 차단원의 이미지가 원하는 신호 위에 있을 수 있게 할 수 있다. 테스트에서 파라미터 엔진은 2 마이크로초 내에 차단원에 락킹되었으며 수십 헤르쯔 내의 주파수 추정으로서 신속하게 달성하였다.

도 12a 및 12b에 유사한 테스트가 나타내어지지만, 단지 하나의 우세 또는 주요 차단원이 존재한다고 해도 여기에서는 복수의 잠재적인 차단원이 존재한다. 1 또는 2 마이크로초 내의 수용가능한 차단원 주파수 추정과 단지 수백 헤르쯔의 주파수 에러로 여전히 엔진은 양호하게 수행되고 우세 또는 주요 차단원을 정확하게 찾는다.

여기에서 설명한 엔진은 여기에 설명한 바와 같은 연속 근사(검색 및 확대) 모드에서 동작될 수 있다. 하지만, 이는 단계적인 방식으로 입력 신호 범위를 스캔하도록 구성될 수도 있다. 전력이 상당한 임계치를 초과하는 잠재적으로 중요하거나 우세한 신호를 갖는 주파수의 임의의 빈이 그 후 추가로 조사될 수 있다.

이러한 구성은 혼합 시스템의 하드웨어, 소프트웨어로 제공될 수 있으며, 통신, 제어 및 다른 시스템 및 어플리케이션에의 포함에 적절하다.

여기에 설명한 원리 및 이점은 다양한 장치로 구현될 수 있다. 이러한 장치의 예들은 소비자 전자 제품, 소비자 전자 제품의 일부, 전자 테스트 장비, 셀룰러 베이스 스테이션 등과 같은 무선 통신 인프라스트럭쳐를 포함할 수 있지만 이에 한정되지는 않는다. 소비자 전자 제품은 무선 디바이스, 모바일 폰(예를 들어, 스마트폰), 전화, 텔레비젼, 컴퓨터, 핸드-헬드 컴퓨터, 착용가능 컴퓨터, 태블릿 컴퓨터, 랩톱 컴퓨터, 시계 등을 포함할 수 있지만 이에 한정되지는 않는다. 추가적으로, 장치는 미완성 제품을 포함할 수 있다. 개시된 기술은 정신적 단계에 적용가능하지 않으며, 종이 상의 사람의 기입에 의해 또는 사람의 마음 내에서 수행되지는 않는다.

문맥이 달리 명백하게 요구하지 않는다면, 설명과 청구항 전체에서, "포함한다", "포함하는", "포괄한다", "포괄하는" 등은 배타적이거나 완전한 의미와는 반대로 포괄적인 의미로 해석되어야 하며; 즉 "포함하지만 이에 한정되지는 않는"의 의미로 해석되어야 한다. 여기에서 일반적으로 사용되는 "결합" 또는 "접속"이라는 용어는 2개 이상의 요소가 직접 접속되거나 하나 이상의 중간 요소를 경유해서 접속되는 것을 나타낸다. 추가적으로 "여기에", "위에", "아래에"라는 용어와 유사한 중요성의 용어는 본 출원에서 사용될 때, 본 출원 전체를 나타내는 것이며 본 출원이 임의의 특정 부분을 나타내는 것은 아니다. 문맥이 허용하면, 단수 또는 복수를 사용하는 상세한 설명에서의 용어는 또한 각각 복수 또는 단수를 포함할 수 있다. 2개 이상의 항목의 리스트에 대한 참조에서의 "또한"이라는 용어는 그 용어의 이하의 해석 중 모두를 포함하려는 것이다: 리스트 내의 항목들 중 임의의 것, 리스트 내의 모든 항목, 리스트 내의 항목들의 임의의 조합. 여기에 제공되는 모든 수치값은 측정 에러 내의 유사한 값을 포함하려는 것이다.

또한, 그 중에서도 "할 수 있다", "할 수 있었다", "할 수도 있었다", "할 수도 있다", "예를 들어", "예컨대", "와 같은" 등과 같이 여기에 사용되는 조건부 언어는, 달리 구체적으로 언급되지 않거나, 사용되는 문맥 내에서 달리 이해되지 않는다면, 특정 실시예들이 특정 특징, 요소 및/또는 상태를 포함하면서 다른 실시예들이 포함하지 않는 것을 전달하는 것으로 일반적으로 의도되었다.

여기에 제공되는 본 발명의 교시는 반드시 상술한 시스템이 아니라 다른 시스템에도 적용가능하다. 상술한 다양한 실시예의 요소 및 동작은 추가적인 실시예를 제공하기 위해 결합될 수 있다. 여기에 설명된 방법의 동작은 적절한 임의의 순서로 수행될 수 있다. 또한, 여기에 설명된 방법의 동작은 적절하게 순차 또는 병행하여 수행될 수 있다.

특정 실시예들을 설명하였지만, 본 실시예들은 단지 예시의 방식으로 제시되었으며, 본 발명의 범위를 제한하고자 한 것은 아니다. 실제로, 여기에 설명된 새로운 방법, 시스템 및 장치는 다양한 다른 형태로 구현될 수 있다. 또한 여기에 설명된 방법 및 시스템의 형태의 다양한 생략, 치환 및 변경이 본 발명의 사상의 범위를 벗어나지 않고도 이루어질 수 있다. 첨부된 청구항 및 그 동등물은 본 발명의 범위 및 사상 내에 속하는 것으로 이러한 형태 또는 수정을 포함하는 것으로 의도되었다.

여기에 제시된 청구항은 USPTO와의 사용에 적절한 단일 인용 포맷이다. 하지만 명백하게 기술적으로 불가능한 것을 제외하고는 임의의 청구항이 동일 유형의 임의의 선행 청구항을 인용할 수 있다는 것이 이해되어야 한다.

Claims

그 내부의 적어도 하나의 우세한(dominant) 간섭 주파수 성분을 찾기 위하여 제1 주파수 범위에 걸쳐, 차단원 검출기에서 신호를 분석하는 전자 구현 방법으로서,
상기 차단원 검출기는 라디오 수신기의 아날로그 디지털(analog-to-digital) 컨버터로부터 상기 신호를 수신하도록 구성되며,
상기 방법은 :
상기 차단원 검출기의 전자 하드웨어를 사용하여 테스트 범위 내에서 우세한 간섭 주파수 성분을 포함하는 상기 테스트 범위의 서브범위를 식별하기 위해, 상기 라디오 수신기의 상기 아날로그 디지털 컨버터로부터 수신된 신호의 주파수들의 상기 테스트 범위를 분석하는 단계로서, 상기 테스트 범위를 분석하는 단계는: 상기 테스트 범위를 복수의 영역으로 분할하는 단계, 및 상기 우세한 간섭 주파수 성분을 포함하는 가장 가능성이 큰(greatest likelihood) 후보 영역을 상기 테스트 범위의 서브범위로 식별하기 위해 각 영역 내의 신호 강도를 검출하는 단계를 포함하는 것이고, 상기 서브범위는 상기 테스트 범위 보다 작은 것인, 단계;
상기 분석을 완료하기 위한 조건이 충족될 때까지, 상기 식별된 서브범위를 복수의 영역으로 분할함으로써 이전 분석 단계에서 식별된 서브범위에 대해 상기 분석 단계를 반복적으로 수행하는 단계로서, 상기 차단원 검출기는 상기 조건이 충족되었는지 여부를 결정하도록 구성되는, 단계;
상기 반복적 분석에 기초하여 상기 서브범위로 상기 우세한 간섭 주파수 성분의 주파수 범위를 결정하는 단계; 및
보정 신호 생성기를 이용하여, 상기 우세한 간섭 주파수 성분을 최소화하기 위해 상기 결정된 우세한 간섭 주파수 성분의 주파수 범위에 기초하여 보정 신호를 생성하는 단계를 포함하고,
상기 분석 단계를 반복적으로 수행하는 단계는, 이전 분석 단계에서 식별된 서브범위를 빈(bin)들로 분할하기 위해 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform, FFT) 엔진을 사용하는 단계 및 상기 빈들 중 최대 크기를 갖는 빈에 기초하여 상기 서브범위를 식별하도록 상기 고속 푸리에 변환 엔진을 사용하는 단계를 포함하는 것이고,
그 내부의 적어도 하나의 우세한(dominant) 간섭 주파수 성분을 찾기 위하여 제1 주파수 범위에 걸쳐, 차단원 검출기에서 신호를 분석하는 전자 구현 방법.
청구항 1에 있어서,
이전 분석 단계에서 식별된 서브범위에 대해 분석을 수행하는 반복들 사이에서 상기 차단원 검출기의 디지털 다운 컨버터의 필터의 대역폭을 감소시키는 단계를 더 포함하는,
그 내부의 적어도 하나의 우세한(dominant) 간섭 주파수 성분을 찾기 위하여 제1 주파수 범위에 걸쳐, 차단원 검출기에서 신호를 분석하는 전자 구현 방법.
청구항 2에 있어서,
상기 반복들 사이에서 디지털 제어 발진기에 의해 상기 디지털 다운 컨버터의 믹서에게 제공된 신호의 주파수를 변경하는 단계를 더 포함하는,
그 내부의 적어도 하나의 우세한(dominant) 간섭 주파수 성분을 찾기 위하여 제1 주파수 범위에 걸쳐, 차단원 검출기에서 신호를 분석하는 전자 구현 방법.
청구항 1에 있어서,
하나 이상의 주파수 성분이 미리 정해진 정확도로 식별되었는지를 판단하는 단계; 및
반복 한계에 도달하였는지 판단하는 단계; 중 적어도 하나를 수행함으로써, 상기 차단원 검출기에 의해, 상기 분석을 완료하기 위한 조건이 충족되었는지 여부를 결정하는 단계를 더 포함하는,
그 내부의 적어도 하나의 우세한(dominant) 간섭 주파수 성분을 찾기 위하여 제1 주파수 범위에 걸쳐, 차단원 검출기에서 신호를 분석하는 전자 구현 방법.
청구항 1에 있어서,
상기 조건이 충족된 후 상기 우세한 간섭 주파수 성분의 영향을 감소시키기 위해 상쇄 신호를 생성하는 단계를 더 포함하는,
그 내부의 적어도 하나의 우세한(dominant) 간섭 주파수 성분을 찾기 위하여 제1 주파수 범위에 걸쳐, 차단원 검출기에서 신호를 분석하는 전자 구현 방법.
청구항 1에 있어서,
상기 분석 단계 전에, 상기 테스트 범위의 외부의 주파수 성분들을 배제하거나 감쇠시키기 위해 입력 신호를 필터링하는 단계를 더 포함하는,
그 내부의 적어도 하나의 우세한(dominant) 간섭 주파수 성분을 찾기 위하여 제1 주파수 범위에 걸쳐, 차단원 검출기에서 신호를 분석하는 전자 구현 방법.
청구항 6에 있어서,
상기 분석 단계의 각각의 반복에서 상기 필터링이 미리 정해진 주파수 범위에 걸쳐 동작하도록 상기 아날로그 디지털 컨버터에 의해 제공된 신호를 주파수 트랜슬레이팅하는 단계를 더 포함하는,
그 내부의 적어도 하나의 우세한(dominant) 간섭 주파수 성분을 찾기 위하여 제1 주파수 범위에 걸쳐, 차단원 검출기에서 신호를 분석하는 전자 구현 방법.
청구항 7에 있어서,
상기 필터링의 대역폭은 각각의 반복에서 감소되는,
그 내부의 적어도 하나의 우세한(dominant) 간섭 주파수 성분을 찾기 위하여 제1 주파수 범위에 걸쳐, 차단원 검출기에서 신호를 분석하는 전자 구현 방법.
청구항 1에 있어서,
상기 고속 푸리에 변환 엔진이 N 샘플들에 대해 동작하고, 상기 N은 16 이하의 정수인,
그 내부의 적어도 하나의 우세한(dominant) 간섭 주파수 성분을 찾기 위하여 제1 주파수 범위에 걸쳐, 차단원 검출기에서 신호를 분석하는 전자 구현 방법.
청구항 1에 있어서,
상기 고속 푸리에 변환 엔진이 N 샘플들에 대해 동작하고, 상기 N은 4 이하의 정수인,
그 내부의 적어도 하나의 우세한(dominant) 간섭 주파수 성분을 찾기 위하여 제1 주파수 범위에 걸쳐, 차단원 검출기에서 신호를 분석하는 전자 구현 방법.
청구항 1에 있어서,
각각의 반복에서 증가되는 데시메이션 팩터에 의해 상기 고속 푸리에 변환 엔진에 제공되는 신호를 데시메이팅하는 단계를 더 포함하는,
그 내부의 적어도 하나의 우세한(dominant) 간섭 주파수 성분을 찾기 위하여 제1 주파수 범위에 걸쳐, 차단원 검출기에서 신호를 분석하는 전자 구현 방법.
청구항 1에 있어서,
상기 분석 단계는 하나 이상의 성분들의 주파수들을 추정하기 위해 파라미터 엔진을 사용하는 단계를 포함하며,
상기 파라미터 엔진은 낮은 차수 또는 단일 차수의 파라미터 엔진인,
그 내부의 적어도 하나의 우세한(dominant) 간섭 주파수 성분을 찾기 위하여 제1 주파수 범위에 걸쳐, 차단원 검출기에서 신호를 분석하는 전자 구현 방법.
우세한 신호 검출 장치로서,
입력 신호를 수신하도록 구성되고, 그리고 상기 입력 신호에 대해 주파수 트렌슬레이팅된 디지털 신호를 출력하도록 구성된 회로를 포함하는 디지털 주파수 트렌슬레이터;
상기 디지털 신호의 주파수의 서브범위를 식별하도록 구성된 회로를 포함하는 스펙트럼 분석 엔진; 및
상기 우세한 신호를 최소화하기 위하여 보정 신호를 생성하도록 배열되는 보정 신호 생성기를 포함하며,
상기 서브범위는 우세한 신호를 포함하며,
상기 디지털 주파수 트렌슬레이터 및 상기 스펙트럼 분석 엔진은 함께:
상기 입력 신호의 입력 주파수 범위를 재귀적으로 검색하도록 배열되고;
상기 재귀적 검색의 각각의 반복에서, 상기 입력 주파수 범위의 테스트 범위를 복수의 영역으로 분할하고, 상기 재귀적 검색의 이전 반복에서 상기 우세한 신호를 포함하는 것으로 식별된 감소된 주파수 검색 범위를 식별하기 위해 각 영역 내의 신호 강도를 검출하고, 상기 식별된 감소된 주파수 검색 범위를 복수의 영역으로 분할함으로써 상기 우세한 신호의 주파수가 미리 정해진 정확도로 추정될 때까지 상기 식별된 감소된 주파수 검색 범위에 대해 상기 재귀적 검색을 계속하도록 배열되고,
상기 재귀적 검색에 기초하여, 상기 우세한 신호의 주파수 범위 - 상기 주파수 범위는 상기 서브범위에 포함됨 - 를 결정하도록 배열되고,
상기 보정 신호는, 상기 결정된 우세한 신호의 주파수 범위에 기초하여 생성되는 것이고,
상기 스펙트럼 분석 엔진은, 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform, FFT) 엔진을 사용하여 이전 반복에서 식별된 서브범위를 빈(bin)들로 분할하고 상기 빈들 중 최대 크기를 갖는 빈에 기초하여 상기 서브범위를 식별하도록 구성되는 고속 푸리에 변환 엔진을 포함하는 것인, 우세한 신호 검출 장치.
청구항 13에 있어서,
상기 디지털 주파수 트렌슬레이터는 디지털 다운 컨버터인, 우세한 신호 검출 장치.
청구항 13에 있어서,
상기 디지털 주파수 트렌슬레이터는 믹서 및 필터를 포함하며,
상기 장치는 각각의 경로에서 상기 필터의 대역폭을 감소시키도록 배열되는, 우세한 신호 검출 장치.
청구항 13에 있어서,
상기 스펙트럼 분석 엔진은 N-포인트 FFT 엔진을 포함하며,
N은 8 이하의 양의 정수인, 우세한 신호 검출 장치.
청구항 13에 있어서,
상기 스펙트럼 분석 엔진은 상기 재귀적 검색의 각각의 반복에서 상기 감소된 주파수 범위의 동일한 개수의 폴들을 추정하도록 구성된 파라미터 엔진을 포함하는, 우세한 신호 검출 장치.
청구항 15에 있어서,
디지털 제어 발진기는 각각의 경로에서 상기 믹서에게 제공된 신호의 주파수를 조정하도록 배열되는, 우세한 신호 검출 장치.
청구항 13에 따른 우세한 신호 검출 장치를 포함하는 라디오 수신기로서,
상기 우세한 신호 검출 장치는 차단원 신호의 고조파를 판단하도록 배열되는, 라디오 수신기.
청구항 19에 있어서,
상기 보정 신호 생성기는 상기 입력 신호에 대한 상기 우세한 신호의 영향을 감소시키도록 배열된, 라디오 수신기.
청구항 1에 있어서,
상기 분석 단계의 각각의 반복은 주파수들의 상기 이전 분석 단계에서 식별된 서브범위를 동일한 개수의 빈으로 분할하는 것을 포함하는,
그 내부의 적어도 하나의 우세한(dominant) 간섭 주파수 성분을 찾기 위하여 제1 주파수 범위에 걸쳐, 차단원 검출기에서 신호를 분석하는 전자 구현 방법.
청구항 12에 있어서,
상기 분석 단계의 각각의 반복은 상기 파라미터 엔진에 의해 상기 테스트 범위의 동일한 개수의 폴들을 추정하는 것을 포함하는,
그 내부의 적어도 하나의 우세한(dominant) 간섭 주파수 성분을 찾기 위하여 제1 주파수 범위에 걸쳐, 차단원 검출기에서 신호를 분석하는 전자 구현 방법.
청구항 17에 있어서,
상기 파라미터 엔진은 각각의 반복에서 우세한 폴을 결정하고 상기 우세한 폴에 기초하여 상기 서브범위를 식별하도록 구성되는, 우세한 신호 검출 장치.
우세한 신호 검출 장치에 있어서,
입력 신호를 수신하도록 구성되고, 그리고 상기 입력 신호에 대해 주파수 트랜슬레이팅된 출력 신호를 제공하도록 구성된 회로를 포함하는 주파수 트렌슬레이터;
상기 출력 신호의 주파수의 서브범위를 식별하도록 구성된 회로를 포함하는 스펙트럼 분석 엔진; 및
상기 우세한 신호를 최소화하기 위하여 보정 신호를 생성하도록 구성되는 보정 신호 생성기를 포함하며,
상기 서브범위는 우세한 신호를 포함하며,
상기 스펙트럼 분석 엔진의 회로는 FFT(Fast Fourier Transform) 엔진을 포함하며,
상기 주파수 트렌슬레이터 및 상기 스펙트럼 분석 엔진은 함께:
상기 입력 신호의 입력 주파수 범위를 재귀적으로 검색하도록 배열되고;
상기 재귀적 검색의 각각의 반복에서, 상기 입력 주파수 범위의 테스트 범위를 복수의 영역으로 분할하고, 상기 재귀적 검색의 이전 반복에서 상기 우세한 신호를 포함하는 것으로 식별된 감소된 주파수 검색 범위를 식별하기 위해 각 영역 내의 신호 강도를 검출하고, 상기 우세한 신호의 주파수가 미리 정해진 정확도로 추정될 때까지 상기 식별된 감소된 주파수 검색 범위를 복수의 영역으로 분할함으로써 상기 식별된 감소된 주파수 검색 범위에 대해 상기 재귀적 검색을 계속하도록 배열되고,
상기 재귀적 검색에 기초하여, 상기 서브범위로 상기 우세한 신호의 주파수 범위를 결정하도록 배열되며,
상기 보정 신호는, 상기 결정된 우세한 신호의 주파수 범위에 기초하여 생성되는 것이고,
상기 FFT 엔진은 상기 재귀적 검색의 각각의 반복에서 상기 감소된 주파수 범위를 동일한 개수의 빈들로 분할하고 상기 빈들 중 최대 신호 크기를 갖는 빈에 기초하여 상기 서브범위를 식별하도록 구성되는, 우세한 신호 검출 장치.
청구항 24에 있어서,
상기 주파수 트렌슬레이터에게 상기 입력 신호를 제공하도록 구성된 아날로그 디지털 컨버터를 더 포함하는, 우세한 신호 검출 장치.
청구항 24에 있어서,
상기 FFT 엔진은 N-포인트 FFT 엔진이며,
상기 N은 16 이하의 양의 정수인, 우세한 신호 검출 장치.