JP2001111457A

JP2001111457A - 受信装置

Info

Publication number: JP2001111457A
Application number: JP28988299A
Authority: JP
Inventors: Hirohito Yamano; 浩仁山野
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1999-10-12
Filing date: 1999-10-12
Publication date: 2001-04-20

Abstract

(57)【要約】【課題】複数の周波数誤差分析器を縦続接続して使用
することにより、入力データの正確な判定及び回路規模
の削減を可能にした受信装置を提供する。【解決手段】スペクトル拡散を用いた符号分割多元接
続通信システムにおける受信装置であって、入力信号に
正弦波を乗算して周波数変換する複素乗算回路１と、複
素乗算回路１の出力のパイロット信号の周波数誤差を分
析する第１分析器２と、第１分析器２から得られる周波
数誤差を記憶する記憶装置３と、記憶装置３から出力さ
れる周波数誤差を用いて第１分析器２から出力されるパ
イロット信号の周波数誤差を分析する第２分析器４と、
第１分析器２及び第２分析器４から得られる周波数誤差
を合成する加算器５と、加算器５により合成される周波
数誤差を基に前記入力信号を周波数変換する正弦波を生
成する正弦波生成回路８と、を備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スペクトル拡散を
用いた符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）通信システムにお
ける受信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、携帯電話に代表される移動体通信
や衛星通信において、スペクトル拡散を用いたＣＤＭＡ
通信方式が実用化されている。スペクトル拡散を用いた
ＣＤＭＡ通信方式は、まず送信側で送信データをＱＰＳ
Ｋ（Quadrature Phase Shift Keying）等の１次変調を
行い、擬似雑音系列（ＰＮ系列）を用い乗算することで
拡散変調され、アンテナを通じて送信される。受信側で
はアンテナからの受信波が送信側と同じＰＮ系列を用い
受信波と逆拡散することで、送信した時の１次変調波を
復元することができる。

【０００３】ここで問題となるのが逆拡散で乗算される
受信波とＰＮ系列との同期である。受信波から１次変調
波を復元するためにはＰＮ系列と時間、周波数、位相の
それぞれにおいて同期をとる必要がある。周波数位相同
期に関しては、送信側で無変調（オール「０」またはオ
ール「１」）のパイロットチャネル信号を用意し、多重
時に挿入しておき、受信側で逆拡散後に周波数及び位相
の同期の取れた正弦波を乗算すれば良い。

【０００４】上記周波数位相同期システムを、デジタル
周波数検出手段を用いて実現する場合、そのデジタル周
波数検出手段として回路規模が小規模となることで知ら
れているＦＦＴ（高速フーリエ変換：Fast Fourier Tra
nsform）を使用するのが一般的である。

【０００５】従来は、時間同期後に逆拡散の施された上
記パイロットチャネルに対し、図１２に示すようにＦＦ
Ｔ１０１と、ＦＦＴ出力から包絡線レベルを算出し、そ
の最大成分を抽出する最大包絡線レベル抽出回路１０２
と、その成分に基づき周波数位相誤差を算出する周波数
位相誤差算出回路１０３で構成される周波数位相誤差分
析器１００と、それから出力される周波数位相誤差で正
弦波を生成する正弦波生成回路１０４と、入力信号と上
記正弦波とを複素乗算する複素乗算回路１０５を用いて
逆拡散された後の信号に対し、周波数位相同期を行って
いる。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】ＣＤＭＡのようにスペ
クトル拡散された信号は高いサンプリング周波数で入力
されるのが一般的である。このようなスペクトル拡散さ
れた信号に対し、周波数及び位相同期を行う場合、多く
の入力データ数を有するＦＦＴを用いなければならず、
それに伴い回路規模の増大を招いていた。

【０００７】図１２に示すように、入力データ数がＮ
（Ｎは２のべき乗）のＦＦＴ（Ｎ点ＦＦＴと称す）を回
路で構成する場合、(Ｎlog₂Ｎ)／２個の複素乗算回路が
必要とされるが、例えば、サンプリング周波数１００ｋ
Ｈｚで入力される信号が±５Ｈｚの周波数精度まで要求
される場合、その信号を解析するためには、入力データ
数が１６３８４のＦＦＴを使用する必要がある。この場
合、ＦＦＴを構成するには１１４６８８個の複素乗算回
路が必要となる。しかしこれだけの複素乗算回路を有す
るＦＦＴを回路で実現することは規模の面から見て非常
に困難である。また、高速の処理を要求され、データを
取りこぼす確率が高くなり、正確な判定が困難であると
いう問題がある。

【０００８】本発明は、このような問題に鑑みてなされ
たものであって、その目的とするところは、複数の周波
数誤差分析器を縦続接続して使用することにより、入力
データの正確な判定及び回路規模の削減を可能にした受
信装置を提供することにある。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明は、スペクトル拡
散を用いた符号分割多元接続の受信装置であって、入力
信号に第１正弦波を乗算して周波数変換する周波数変換
手段と、該周波数変換手段の出力のパイロット信号の周
波数誤差を分析する第１分析器と、該第１分析器から得
られる周波数誤差を記憶する記憶装置と、該記憶装置か
ら出力される周波数誤差を用いて前記第１分析器から出
力されるパイロット信号の周波数誤差を分析する第２分
析器と、前記第１分析器及び第２分析器から得られる周
波数誤差を合成する合成手段と、該合成手段により合成
される周波数誤差を基に前記入力信号を周波数変換する
前記第１正弦波を生成する第１正弦波生成器と、を備え
るものである。

【００１０】また、前記第１分析器から得られる周波数
誤差に合成される第２分析器から得られる周波数誤差を
採用するか否かを切り替える切替スイッチを備えること
で、。第２分析器により分析された周波数誤差が無効で
ある場合に最終的な周波数誤差に反映されないようにす
ることができる。さらに、前記各分析器の内、少なくと
も１つは前記パイロット信号の位相誤差を分析すること
で、周波数と共に位相同期をとることができる。

【００１１】また、前記第１分析器は、前記パイロット
信号の信号が存在する帯域以外の周波数成分を除去する
第１ＬＰＦと、該第１ＬＰＦの出力の信号伝送速度を落
とす第１間引き手段と、入力される信号の内の所定周波
数信号の大きさを検出する所定数の第１デジタル周波数
検出手段と、前記第１間引き手段から前記第１デジタル
周波数検出手段への信号入力の可否を行う第１スイッチ
と、前記第１デジタル周波数検出手段から出力される前
記所定数の信号について包絡線レベルを算出してその中
から最大成分を抽出する第１最大包絡線レベル抽出手段
と、その最大成分から周波数を算出する第１誤差算出手
段と、を備え、前記第２分析器は、前記記憶装置から出
力される周波数誤差信号から周波数誤差を補正するため
の第２正弦波を生成する第２正弦波生成器と、前記第１
分析器から出力される間引きされたパイロット信号と前
記第２正弦波とを乗算して直流成分付近に変換する乗算
器と、該乗算器の出力の前記パイロット信号の信号が存
在する帯域以外の周波数成分を除去する第２ＬＰＦと、
該第２ＬＰＦの出力の信号伝送速度を落とす第２間引き
手段と、入力される信号の内の所定周波数信号の大きさ
を検出する所定数の第２デジタル周波数検出手段と、前
記第２間引き手段から前記第２デジタル周波数検出手段
への信号入力の可否を行う第２スイッチと、前記第２デ
ジタル周波数検出手段から出力される前記所定数の信号
について包絡線レベルを算出してその中から最大成分を
抽出する第２最大包絡線レベル抽出手段と、その最大成
分から周波数を算出する第２誤差算出手段と、を備える
ことで、信号が間引き手段を通るごとに処理速度が遅く
なるため、データを読み落とす確率が減少する。

【００１２】また、前記各最大包絡線レベル抽出手段の
出力と予め設定された閾値とをそれぞれ比較する比較器
と、どの分析器内のデジタル周波数検出手段が使用され
ているかを判定する判定手段と、該判定手段の判定結果
により、どの比較器からの信号を採用するかを決定する
切替手段と、該切替手段で採用される比較器の出力及び
前記判定手段の判定結果により前記各分析器、記憶装
置、切替スイッチ及び各スイッチに制御信号を送信する
制御信号発生手段と、を備えることで、複数の分析器の
内の１つを順次選択的に作動させることができて、消費
電力を削減することができる。

【００１３】また、前記比較器は、該比較器に出力を供
給する最大包絡線レベル抽出手段を備える弁別器内の間
引き器の間引き率に応じた閾値であることで、間引きに
よる信号レベルの変動を補償することができる。

【００１４】

【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照しながら本
発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。図１
は、本発明の第１実施の形態の受信装置の全体構成を示
すブロック図であり、周波数誤差分析器２個を縦続接続
して使用した構成例である。１は複素乗算回路で、チッ
プ同期がとれ逆拡散された入力信号から、正弦波を入力
信号と乗算して周波数位相補正を行うための周波数位相
変換を行う。２はパイロット信号の周波数位相誤差の分
析を行うための第１の周波数位相誤差分析器（以下、第
１分析器と称す）、３は第１分析器２から得られた周波
数位相誤差を記憶するための記憶装置、４は第１分析器
２から出力されるパイロット信号と記憶装置５から出力
される周波数位相誤差を用いてさらに周波数位相誤差を
分析する第２の周波数位相誤差分析器（以下、第２分析
器と称す）である。５は第１分析器２及ぴ第２分析器４
で出力された周波数位相誤差を合成する加算器、６は第
２分析器４からの誤差信号を採用するか否かの切替を行
うスイッチである。７は制御回路であって、第１分析器
２、第２分析器４、記憶装置３、及びスイッチ６の制御
を行うものである。８は合成された周波数位相誤差を基
に入力信号の周波数補正をするための正弦波を生成する
正弦波発生回路である。

【００１５】図２は、第１分析器２の構成を示すブロッ
ク図である。１０は入力されるパイロットチャネル信号
を周波数軸上で信号の存在する帯域以外の周波数成分を
除去するＬＰＦ（低域フィルタ）、１１は折り返し雑音
（エイリアシング）無しに信号伝送速度を１／ｍに落と
す間引き器、１２は前記制御回路７ら送られる制御信号
でＦＦＴ１３信号入力の可否を行うスイッチ、１３はα
個の入力データ数を持つＦＦＴ（α点ＦＦＴ）、１４は
α点ＦＦＴ１３から出力されるα個の複素信号について
包絡線レベルを算出し、その中から最大成分を抽出する
最大包絡線レベル抽出回路、１５はその最大成分から周
波数及び必要に応じて位相誤差を算出する周波数位相誤
差算出回路である。

【００１６】図３は、第２分析器４の構成を示すブロッ
ク図である。１７正弦波発生器であって、記憶装置３か
ら出力される周波数位相誤差信号から周波数位相誤差を
補正するための正弦波を生成する。１８は複素乗算回路
であって、第１分析器２から出力される間引きされたパ
イロットチャネル信号と上記正弦波との複素乗算を行
い、信号を周波数軸上で直流成分付近に変換する。その
他の構成、すなわち、ＬＰＦ２０、間引き器２１、スイ
ッチ２２、α点ＦＦＴ２３、最大包絡線レベル抽出回路
２４、周波数位相誤差算出回路２５等は第１分析器２と
同じである。

【００１７】再び図１において、前記第１分析器２の間
引き器１１の間引き率は１／ｍ₁とし、ＦＦＴ１３はα₁
点ＦＦＴを使用するものとする。また、第２分析器４の
間引き器２１の間引き率は１／ｍ₂とし、ＦＦＴ２３は
α₂点ＦＦＴを使用するものとする。第１分析器２及び
第２分析器４は縦続接続されており、これら分析器内部
のＦＦＴ１３、２３は制御回路７により動作制御が行わ
れる。ここではＦＦＴ１３、２３の作動している状態を
ＯＮ、作動していない状態をＯＦＦと呼ぶことにする。
また、記憶装置３は入力側の分析器２、４内のＦＦＴ１
３、２３が動作していない時にそれまでのデータを保持
するためのものである。ここでは保持している状態をＯ
Ｎ、保持せず値を更新している状態をＯＦＦと呼ぶこと
にする。スイッチ６は入力側で分析された周波数位相誤
差が有効の場合はＯＮにし、無効の場合はＯＦＦにする
ためのものである。記憶装置３及びスイッチ６について
も制御回路７によりＯＮ、ＯＦＦの制御が行われる。

【００１８】図４は、制御回路７の構成を示すブロック
図である。各分析器２、４から出力された最大包絡線レ
ベルＰ_1max、Ｐ_2maxは、予め定められた閾値と比較器４
０、４１で比較される。閾値については、第１分析器２
に対応する閾値をＰ_threとすると、第２分析器２に対応
する閾値はＰ_thre／ｍ₂となる。制御回路７は各分析器
２、４から出力される信号Ｒ₁、Ｒ₂から作動している分
析器を判定回路４２で判定し、それに基づき比較器４
０、４１の比較結果をスイッチ４４により選び出し、制
御信号発生器４３で分析器２、４への制御信号Ｑ₁、
Ｑ₂、記憶装置３への制御信号Ｍ₁、及びスイッチ６への
制御信号Ｓ₁が送信される。

【００１９】図５は、制御信号発生器４３のアルゴリズ
ムを示すフローチャートである。入力された信号が周波
数位相同期されるまでの詳細について説明する。初期状
態では第１分析器２内のＦＦＴ１３だけが動作してお
り、それ以外のＦＦＴは機能していない（ステップＳ
１）。また、記憶装置３及びスイッチ６もＯＦＦの状態
となっている。チップ同期が取れ、逆拡散処理を施され
た無変調のパイロットチャネル信号はまず第１分析器２
に入力される。第１分析器２ではＬＰＦ１０に入力さ
れ、信号の存在しない帯域を除去した後で間引き器１１
で信号伝送速度が落とされる。間引きされた信号は一方
では出力Ｙ₁として出力されるが、もう一方では従来回
路と同じ回路、すなわち、ＦＦＴ１３、最大包絡線レベ
ル抽出回路１４、周波数位相誤差算出回路１５を介して
周波数位相誤差Δｆ₁、Δθ₁が出力される。

【００２０】つぎに、得られた周波数位相誤差が有効か
否かの判断が行われる（ステップＳ２）。すなわち、第
１分析器２の最大包絡線レベル抽出回路１４から出力さ
れる最大包絡線レベルＰ_1maxが閾値Ｐ_threと比較され
る。Ｐ_1max≦Ｐ_threの場合、周波数位相誤差Δｆ₁、Δ
θ₁を無効とし、周波数位相同期をとる前の段階（チッ
プ同期等）での要求値を満たしていない、すなわちエラ
ーと判断される（ステップＳ５）。一方、Ｐ_1max＞Ｐ
_threの場合、周波数位相誤差Δｆ₁、Δθ₁を有効とし、
記憶装置３をＯＮにしこれらの値を記憶する（ステップ
Ｓ３）。それと同時に第１分析器２を停止させる。ま
た、スイッチ６をＯＮにし、信号の存在する周波数の絞
込みを行うため第２分析器４内のＦＦＴ２３を起動させ
る。

【００２１】第２分析器４では、記憶装置３に記憶され
ている周波数位相誤差Δｆ₁、Δθ₁から周波数位相誤差
を相殺するような正弦波を正弦波生成回路１７にて生成
し、第１分析器２の信号出力と複素乗算回路１８にて複
素乗算され、信号を周波数軸上で直流付近にまで落と
し、第１分析器２と同様の操作を行い、さらに小さな範
囲で周波数位相誤差Δｆ₂、Δθ₂を求める。

【００２２】つぎに、得られた周波数位相誤差Δｆ₂、
Δθ₂が有効か否かの判断が行われる。すなわち、第２
分析器４の最大包絡線レベル抽出回路２４から出力され
る最大包絡線レベルＰ_2maxが閾値（Ｐ_thre／ｍ₂）と比
較される（ステップＳ４）。Ｐ_2max≦(Ｐ_thre／ｍ₂) の
場合は観測している範囲内に信号が存在しないと判断
し、スイッチ６をＯＦＦにし、第２分析器４内のＦＦＴ
２３を停止させる。さらに、記憶装置３をＯＦＦにし、
第１分析器２を起動させ、観測する周波数範囲を広げて
周波数探索が行われる。一方、Ｐ_2max＞(Ｐ_thre／ｍ₂)
の場合は今の状態を保持し、同期捕捉を行っていく。

【００２３】以上の処理で有効とされた周波数誤差はそ
れらで加算され、それをもとに正弦波生成回路８にて誤
差を打ち消す正弦波が生成され、複素乗算回路１にて入
力信号と複素乗算される。また、その信号はパイロット
チャネル以外の他のコードについても周波数位相補正に
用いられる。

【００２４】図６は、本発明の第２実施の形態の構成を
示すブロック図であり、第２実施の形態は周波数誤差分
析器３個を縦続接続して使用した構成例である。この回
路は上述の２個で構成した図１の第１分析器２と第２分
析器４との間に、第３の周波数位相誤差分析器９（以下
第３分析器と称す）と、記憶装置２７、加算器２８及び
スイッチ２９を挿入した構成となっている。第３分析器
９は、図７に示すように第２分析器４と同じ構成のもの
である。

【００２５】図８は、第２実施の形態の制御回路７の構
成を示すブロック図である。各分析器２、９、４から出
力された最大包絡線レベルＰ_1max、Ｐ_2max、Ｐ_3maxは、
予め定められた閾値と比較器４０、４１、４５にて比較
される。閾値については第１分析器２に対応する閾値を
Ｐ_threとすると、第３分析器９に対応する閾値はＰ_thre
／ｍ₂、第２分析器４に対応する閾値はＰ_thre／ｍ₂／ｍ
₃となる。すなわち、第３分析器９以降間引き器３１で
サンプリングレートが減る分だけ閾値を下げれば良い。
制御回路７は各分析器２、９、４から出力される信号Ｒ
から作動している分析器を判定回路４２で判定し、それ
に基づき比較器４０、４１、４５の判定結果を選び出
し、制御信号発生器４３で、分析器２、９、４、記憶装
置３、２７、スイッチ６、２９の各回路へ制御信号が送
信される。

【００２６】分析器２、９、４は縦続接続されている
が、これらは制御回路７により分析器内部にあるＦＦＴ
の動作を制御することができる。ここでは動作している
状態をＯＮ、動作していない状態をＯＦＦと呼ぶことに
する。また、記憶装置２７、スイッチ２９はそれぞれ上
述の第１実施の形態のものと同じ機能を有するものであ
る。

【００２７】図９は、制御信号発生器４３のアルゴリズ
ムを示すフローチャートである。信号が周波数位相同期
されるまでの詳細について説明する。初期状態では第１
分析器２のＦＦＴ１３だけが動作しており、その他のＦ
ＦＴは機能していない。また、記憶装置３及び２７、ス
イッチ６及び２９もＯＦＦの状態となっている（ステッ
プＳ１０）。

【００２８】逆拡散された無変調のパイロットチャネル
信号はまず第１分析器２に入力される。第１分析器２で
はＬＰＦ１０に入力され、信号の存在しない帯域を除去
した後で間引き器１１で信号伝送速度が落される。間引
きされた信号は一方では出力Ｙ₁として出力されるが、
もう一方では従来回路と同じ回路で周波数位相誤差Δｆ
₁、Δθ₁が出力される。

【００２９】つぎに、得られた周波数位相誤差が有効か
否かの判断が行われる（ステップＳ１１）。すなわち、
第１分析器２の最大包絡線レベル抽出回路１４から出力
される最大包絡線レベルＰ_1maxが閾値Ｐ_threと比較され
る。Ｐ_1max≦Ｐ_threの場合、周波数位相誤差Δｆ₁、Δ
θ₁を無効とし、周波数位相同期をとる前の段階（チッ
プ同期等）での要求値を満たしていない、すなわちエラ
ーと判断される（ステップＳ１６）。一方、Ｐ_1max＞Ｐ
_threの場合、周波数位相誤差Δｆ₁、Δθ₁を有効とし、
記憶装置３をＯＮにしこれらの値を記憶すると同時に第
１分析器２内のＦＦＴ１３を停止させる（ステップＳ１
２）。また、スイッチ２９をＯＮにし、信号の存在する
周波数の絞込みを行うため第３分析器９内のＦＦＴ３３
を起動させる。

【００３０】第３分析器９では記憶装置３に記憶されて
いる周波数位相誤差Δｆ₁、Δθ₁から周波数位相誤差を
相殺するような正弦波を生成し、第１分析器２の信号出
力と複素乗算され、信号を周波数軸上で直流付近にまで
落し、第１分析器２と同様の操作を行い、さらに小さな
範囲で周波数位相誤差Δｆ₂、Δθ₂を求める。

【００３１】つぎに、得られた周波数位相誤差Δｆ₂、
Δθ₂が有効か否かの判断が行われる。すなわち、第３
分析器９の最大包絡線レベル抽出回路２４から出力され
る最大包絡線レベルＰ_2maxが閾値Ｐ_threと比較される
（ステップＳ１３）。そして、Ｐ_2max≦Ｐ_threの場合は
観測している範囲内に信号が存在しないと判断してステ
ップＳ１０に戻り、スイッチ２９、６をＯＦＦにし、第
３分析器９内のＦＦＴ２３を停止させる。さらに、記憶
装置３をＯＦＦにし、第１分析器２内のＦＦＴ１３を起
動させ、観測する周波数範囲を広げて周波数探索が行わ
れる。

【００３２】一方、Ｐ_2max＞(Ｐ_thre／ｍ₂) の場合、す
なわち有効の場合は記憶装置２７をＯＮにし、周波数位
相誤差Δｆ₂、Δθ₂を記憶し、第３分析器９内のＦＦＴ
３３を停止させる。また、スイッチ６をＯＮにし、第３
分析器９内のＦＦＴ３３を起動させ周波数の絞込みが行
われる（ステップＳ１４）。

【００３３】第２分析器４では記憶装置２７に記憶され
ているΔｆ₁、Δθ₁から周波数位相誤差を相殺するよう
な正弦波を生成し、第３分析器９の信号出力と複素乗算
され、信号を周波数軸上で直流付近にまで落とし、第３
分析器９と同様の操作を行い、さらに小さな範囲で周波
数位相誤差Δｆ₃、Δθ₃を求める。

【００３４】つぎに、得られたΔｆ₃、Δθ₃が有効か否
かの判断が行われる（ステップＳ１５）。すなわち、第
２分析器４の最大包絡線レベル抽出回路２４から出力さ
れる最大包絡線レベルＰ_3maxが閾値（Ｐ_thre／ｍ₂／
ｍ₃）と比較される。Ｐ_3max≦(Ｐ_thre／ｍ₂／ｍ₃) の場
合は観測している範囲内に信号が存在しないと判断し、
ステップＳ１４に戻る。一方、Ｐ_3max＞(Ｐ_thre／ｍ₂／
ｍ₃) の場合は今の状態を保持し、同期捕捉を行ってい
く。

【００３５】以上の処理で有効とされた周波数誤差はそ
れらで加算され、それをもとに誤差を打ち消す正弦波が
生成され、入力信号と複素乗算される。また、その信号
はパイロットチャネル以外の他のコードについても周波
数位相補正に用いられる。

【００３６】なお、上記の第２実施の形態では周波数位
相誤差分析器（第１〜第３分析器）を３個使用した場合
を示したが、４個以上使用する場合は、図５に示す受信
装置にさらに図６に示す周波数位相誤差分析器、記憶装
置、スイッチを含む破線の部分を必要なだけ縦続接続
し、図８の制御回路ではそれに対応する閾値との比較器
出力端子を含む破線の部分を付加すれば良い。また、例
えば周波数のみの同期を行いたい場合は、位相誤差の算
出手段及び、記憶手段、合成手段を省けばよい。

【００３７】図１０は、ＦＦＴの入力データ数と間引き
率との関係を説明する対象となる構成のブロック図であ
る。図１１（ａ）は、パイロット信号が分析器内の周波
数変換処理で直流成分付近まで変換される様子を示す図
であり、（ｂ）は間引きをかけることで広い帯域幅で周
波数探索を行える様子を示す図である。周波数誤差分析
器ｎ（間引き率１／ｍ_n、ＦＦＴ入力データ数α_n）とそ
の後に続く周波数誤差分析器（ｎ＋１）（間引き率１／
ｍ_n+1、ＦＦＴ入力データ数α_n+1）に注目すると、分析
器ｎ内でサンプリング周波数Ｆsで作動するＦＦＴにつ
いて、入力データ数がα_nである場合、出力値は幅Ｆs／
α_nの周波数成分の代表値として表すことができる。図
１１はそれを表した図であるが、ここでは、Ｋ番目の点
にピークがあったとする。また、分析器（ｎ＋１）に入
力された信号は複素乗算器で直流成分付近まで信号が変
換される。すなわち、Ｋ番目の点にあった信号が０番に
まで落される。そして、ＬＰＦにより折り返し雑音が生
じないようにし、間引き率が１／ｍ_n+1の間引き器を通
過すると、間引き器から出力される信号のサンプリング
周波数はＦs／ｍ_n+1となり、次のＦＦＴではこの範囲内
で周波数探索が行われる。

【００３８】したがって、全ての周波数範囲を探索する
ためには、α_n≧ｍ_n+1である必要がある。すなわち、α
_n＝ｍ_n+1の場合、次の段で探索される周波数範囲は図１
１に示す範囲となるが、この設定では必要十分な周波数
探索を行うことができる。しかし、探索周波数範囲の境
界周辺で信号が存在する場合、誤って隣接する範囲を最
大値として選択する可能性がある。また、境界付近で周
波数変動が起きると、スイッチの切り替えが頻繁に行わ
れることになる。

【００３９】そこで、α_n＞ｍ_n+1とし、次の段で行われ
る周波数探索の範囲を広げることで、誤って隣の周波数
帯域を選択した場合でも次の段で補償することができ
る。また、周波数切り替え操作を軽減することができ
る。なお、α_n＜ｍ_n+1の場合でもＦＦＴの出力に補間公
式を適用することでより狭い範囲に絞り込んだ上で次の
分析器に入力すれば、全範囲の周波数探索が可能であ
る。

【００４０】回路規模についてであるが、α_n＝ｍ_n+1の
場合で比較してみると、例えば、従来方式で１６３８４
点のＦＦＴを使用して周波数位相誤差を求める場合、１
１４６８８個の複素乗算器が必要であったが、本発明で
は１２８点ＦＦＴを使用した周波数誤差分析器を２つ縦
続接続で構成することで８９６個の複素乗算器で実現で
きる。なお、本発明では回路を構成すると分析器ごとに
ＬＰＦや電力値導出回路が必要となるが、これらの回路
で必要な複素乗算回数を加えても、本発明の回路規模の
軽減効果が大きい。

【００４１】

【発明の効果】以上、詳述したように、本発明によれ
ば、ＦＦＴ等の分析器を複数に分割することで乗算回路
の削減ひいては回路規模の削減ができると共に、各分析
器を通るごとに処理速度が遅くなるため、データを読み
落とす確率が減少し、正確な判定が可能となる。さら
に、周波数位相同期回路で同期を取る場合、実際に作動
している周波数位相誤差分析器はこれら複数個あるうち
の１個だけであることから、複数個ある周波数位相誤差
分析器から、１個だけ作動させることで、消費電力の削
減が可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施の形態の受信装置の全体構成
を示すブロック図である。

【図２】第１実施の形態の第１分析器の構成を示すブロ
ック図である。

【図３】第１実施の形態の第２分析器の構成を示すブロ
ック図である。

【図４】第１実施の形態の制御回路の構成を示すブロッ
ク図である。

【図５】第１実施の形態の制御信号発生器のアルゴリズ
ムを示すフローチャートである。

【図６】第２実施の形態の全体構成を示すブロック図で
ある。

【図７】第２実施の形態の第３分析器の構成を示すブロ
ック図である。

【図８】第２実施の形態の制御回路の構成を示すブロッ
ク図である。

【図９】第２実施の形態の制御信号発生器のアルゴリズ
ムを示すフローチャートである。

【図１０】ＦＦＴの入力データ数と間引き率との関係を
説明する対象となる構成のブロック図である。

【図１１】（ａ）はパイロット信号が分析器内の周波数
変換処理で直流成分付近まで変換される様子を示す図、
（ｂ）は間引きをかけることで広い帯域幅で周波数探索
を行える様子を示す図である。

【図１２】従来の周波数同期回路の構成を示すブロック
図である。

【符号の説明】

１複素乗算回路（周波数変換手段）２第１分析器３、２７記憶装置４第２分析器５、２８加算器（合成手段）６、２９スイッチ７制御回路８正弦波生成回路９第３分析器１０、２０、３０ＬＰＦ１１、２１、３１間引き器１２、２２、３２スイッチ１３、２３、３３ＦＦＴ（デジタル周波数検出手段）１４、２４、３４最大包絡線レベル抽出回路１５、２５、３５誤差検出回路４０、４１、４５比較器４２判定回路４３制御信号発生器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】スペクトル拡散を用いた符号分割多元接
続の受信装置であって、入力信号に第１正弦波を乗算して周波数変換する周波数
変換手段と、該周波数変換手段の出力のパイロット信号
の周波数誤差を分析する第１分析器と、該第１分析器か
ら得られる周波数誤差を記憶する記憶装置と、該記憶装
置から出力される周波数誤差を用いて前記第１分析器か
ら出力されるパイロット信号の周波数誤差を分析する第
２分析器と、前記第１分析器及び第２分析器から得られ
る周波数誤差を合成する合成手段と、該合成手段により
合成される周波数誤差を基に前記入力信号を周波数変換
する前記第１正弦波を生成する第１正弦波生成器と、を
備えることを特徴とする受信装置。
【請求項２】前記第１分析器から得られる周波数誤差
に合成される第２分析器から得られる周波数誤差を採用
するか否かを切り替える切替スイッチを備えることを特
徴とする請求項１記載の受信装置。
【請求項３】前記各分析器の内、少なくとも１つは前
記パイロット信号の位相誤差を分析することを特徴とす
る請求項１記載の受信装置。
【請求項４】前記第１分析器は、前記パイロット信号
の信号が存在する帯域以外の周波数成分を除去する第１
ＬＰＦと、該第１ＬＰＦの出力の信号伝送速度を落とす
第１間引き手段と、入力される信号の内の所定周波数信
号の大きさを検出する所定数の第１デジタル周波数検出
手段と、前記第１間引き手段から前記第１デジタル周波
数検出手段への信号入力の可否を行う第１スイッチと、
前記第１デジタル周波数検出手段から出力される前記所
定数の信号について包絡線レベルを算出してその中から
最大成分を抽出する第１最大包絡線レベル抽出手段と、
その最大成分から周波数を算出する第１誤差算出手段
と、を備え、前記第２分析器は、前記記憶装置から出力される周波数
誤差信号から周波数誤差を補正するための第２正弦波を
生成する第２正弦波生成器と、前記第１分析器から出力
される間引きされたパイロット信号と前記第２正弦波と
を乗算して直流成分付近に変換する乗算器と、該乗算器
の出力の前記パイロット信号の信号が存在する帯域以外
の周波数成分を除去する第２ＬＰＦと、該第２ＬＰＦの
出力の信号伝送速度を落とす第２間引き手段と、入力さ
れる信号の内の所定周波数信号の大きさを検出する所定
数の第２デジタル周波数検出手段と、前記第２間引き手
段から前記第２デジタル周波数検出手段への信号入力の
可否を行う第２スイッチと、前記第２デジタル周波数検
出手段から出力される前記所定数の信号について包絡線
レベルを算出してその中から最大成分を抽出する第２最
大包絡線レベル抽出手段と、その最大成分から周波数を
算出する第２誤差算出手段と、を備えることを特徴とす
る請求項１記載の受信装置。
【請求項５】前記各最大包絡線レベル抽出手段の出力
と予め設定された閾値とをそれぞれ比較する比較器と、
どの分析器内のデジタル周波数検出手段が使用されてい
るかを判定する判定手段と、該判定手段の判定結果によ
り、どの比較器からの信号を採用するかを決定する切替
手段と、該切替手段で採用される比較器の出力及び前記
判定手段の判定結果により前記各分析器、記憶装置、切
替スイッチ及び各スイッチに制御信号を送信する制御信
号発生手段と、を備えることを特徴とする請求項４記載
の受信装置。
【請求項６】前記比較器は、該比較器に出力を供給す
る最大包絡線レベル抽出手段を備える弁別器内の間引き
器の間引き率に応じた閾値であることを特徴とする請求
項５記載の受信装置。