KR101997888B1 - 적응형 회로 - Google Patents

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필립스 라이팅 홀딩 비.브이.
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Abstract

본 발명은 정류된 고전압의 AC 전원(3)으로부터 저전압의 DC 부하(2)를 구동하기 위한 적응형 회로(1, 1')를 기술하는데, 상기 적응형 회로(1,1')는, 본질적으로 직렬로 연결된 제1 커패시터(C1) 및 제2 커패시터(C2)를 포함하는 전하 저장 회로(21, 21') - 제2 커패시터(C2)는 본질적으로 부하(2)와 병렬로 연결됨 -; 및 닫힌 스위치 상태에서 부하 전류(Iload)가 전하 저장 회로(21, 21') 의 제1 커패시터(C1)로부터 적어도 인출되고, 열린 스위치 상태 동안 부하 전류(Iload)가 본질적으로 제2 커패시터(C2)로부터 인출되도록 부하(2)를 통한 부하 전류(Iload)를 제어하기 위한 제어 전류원(22, 22')으로서 실현된 능동 스위치(22, 22')를 포함한다. 본 발명은 또한 LED 대체 램프(4)를 기술하는데, 상기 LED 대체 램프는 고전압의 메인 전원 신호(UPS)에 램프(4)를 연결하기 위한 연결 수단(40); 저전압 공급에 정격이 맞추어진 LED 소자(2); 및 저전압의 LED 소자(2)를 구동하기 위한 저전압 신호(UC2)에 고전압의 메인 전원 신호(UPS)를 적응시키기 위한 적응형 회로(1,1')를 포함한다. 본 발명은 또한 정류된 고전압의 AC 메인 전원(3)으로부터 저전압의 DC 부하(2)를 구동하는 방법을 기술한다.

Description

적응형 회로{ADAPTIVE CIRCUIT}
본 발명은 고전압의 AC 전원으로부터 저전압의 DC 부하를 구동하기 위한 적응형 회로(adaptive circuit)를 기술한다. 본 발명은 또한 고전압의 AC 전원으로부터 저전압의 DC 부하를 구동하기 위한 방법 및 LED 대체 램프(LED retrofit lamp)를 기술한다.
LED(light-emitting diode) 기술의 발달은 만족스러운 높은 광 출력을 가진 LED의 개발로 이어져서, 이들을 백열등 또는 형광등에 대한 흥미로운 대안으로 만들고 있다. LED 조명 장치는 100 lm/W의 효율을 초과하도록 쉽게 설계될 수 있다. 게다가, LED들은 종래 램프들보다 더 효율적이고 더 신뢰성 있고, 더 긴 수명을 갖는다. 그러므로, 종래 램프들을 대체하기 위해 LED들을 이용하는 것은 에너지 소비의 축소 및 발전소들로부터의 방출의 감소에 이바지한다. (높은 순방향 전압을 가진 LED 스트링을 형성하기 위한) 직렬 연결된 LED 접합들을 포함하는 패키지들 또는 칩들은 저가의 범용 조명 응용들에 적합하고, AC 메인 전원(AC mains supply)으로 직접 돌아가는 LED 소자들 - ACLED들 또는 메인 전원 호환 가능한 LED(MCLED)들로 지칭됨 - 이 현재 이용 가능하다. 그러나, 직접적 메인 전원 구동과 관련된 몇몇 결점들이 있다. 첫째로, ACLED에게 주어진 전류 파형은 평균값과 비교하여 높은 피크값(peak value)을 갖는다. 그러므로, ACLED들은 '드룹(droop)' 효과 때문에 감소된 효율로 구동된다. 둘째로, ACLED 패키지를 통한 전류 흐름은 순간 메인 전압이 패키지의 LED 스트링의 순방향 전압보다 높을 때에만 가능하다. 그러므로, 상대적으로 긴 기간들 동안, 어떤 광도 방출되지 않는다. 이것은 짜증나게 하는 '깜박거림(flicker)'으로 인식되어서, 그와 같은 램프들은 실내 조명과 같은 응용들에 대해서는 쓸 수 없게 된다.
깜박거림 문제는 정류기와 커패시터를 이용하여 해결될 수 있으나, LED의 동작 전압이 결과로 생기는 정류된 메인 전압과 일치해야만 하기 때문에 높은 전압의 LED 스트링이 여전히 요구될 것이다. 보통, LED 칩은 순방향 전압들의 합계가 공급 전압과 일치하는 식이 되도록 직렬로 연결된 하나 이상의 LED 접합들을 포함한다. 분명히, 주어진 크기의 접합(junction)들이 LED 부하의 역할을 하기 위해 직렬로 더 많이 연결될수록, LED 부하의 소비 전력은 더 높아질 것이다. 통상의 지식을 가진 자가 아는 바와 같이, 높은 순방향 전압 및 저 전력 소모를 가진 LED를 획득하기 위해서는, 작은 접합 크기가 요구될 것이다. 그러나, 초소형 접합들은 제조하기에 비싸고, 더 작은 작동 면적 때문에 그러한 장치에 의해 얻을 수 있는 종합 효율은 불만족스럽다. 그러므로, 230V 메인 전원에서 동작하기 위한 저 전력 LED 패키지는 경제적으로 실현될 수 없고 동작될 수 없다. 예를 들어 110V 메인 전원에 정격이 맞추어진 소자와 같은 더 경제적이고 상업적으로 얻을 수 있는 소자를 동작시키기 위해서는, 높은 입력 전압을 필요한 낮은 출력 전압으로 변환하는 데에 트랜스포머 또는 용량성 전원과 같은 추가적 회로를 사용해야만 한다. 그와 같은 회로들은 손실성이고, 비싸고, 부피가 크고, 무겁고, 또한 0.5 미만의 용납하기 어려운 낮은 역률을 나타낸다.
그러나, 0.5는 LED 램프들에 대한 몇몇 에너지 라벨들에 의해 지정된 최소 역률이다. 이 요구 사항이 없다 하더라도, 높은 역률을 달성하는 데에 요구되는 비용 및 손실들을 최소화하면서 높은 역률을 달성하는 것이 바람직하다. 더 높은 역률을 바라게 되는 하나의 이유는, 고정된 실 전력 소모 및 낮은 역률에서 부하의 입력 전류(및 따라서 몇몇 컴포넌트들에 대한 전류 스트레스)가 전형적으로 높다는 점이다. 바라는 최소 역률을 적어도 달성하기 위해, 공지된 회로들은 컴포넌트들의 매우 정확한 일치(match)를 요구한다. 그러나, 이것은 심지어 동일한 LED 패키지들에 대해서도 전압들[전압 빈(voltage bin)]에서의 변동들과 불가피한 컴포넌트 허용 오차(tolerance)들 때문에 매우 어려운 과제가 된다. 대안적 접근법에서, JP 5709736은 스텝 다운 전압을 획득하기 위한 둘 이상의 스위치를 가진 용량성 스플릿 회로(capacitive split circuit)의 사용을 기술한다. 그러나, 기술된 회로에서, 그 스위치들 중의 적어도 하나는 메인 전압 과도기 동안 극단적 전압 스트레스를 받아서, 스위치가 추가적 과전압 보호를 제공받지 못한다면 궁극적으로 고장 나도록 할 것이다. 또한, 적어도 두 개의 스위치가 필요하고, 이것들은 정확히 입력 신호에 동기화되어야만 한다.
그러므로, 발명의 목적은 상기에 언급된 문제들을 회피하는 개선된 적응형 회로를 제공하는 것이다.
발명의 목적은 청구항1의 적응형 회로에 의해, 청구항 8에 따른 저 전력 LED 대체 램프에 의해, 그리고 정류된 고전압의 AC 전원으로부터 저전압의 DC 부하를 구동하기 위한 청구항 10에 따른 방법에 의해 달성된다.
본 발명에 따라, 정류된 고전압의 AC 전원으로부터 저전압의 DC 부하를 구동하기 위한 적응형 회로는 본질적으로 직렬로 연결된 제1 커패시터 및 제2 커패시터를 포함하는 전하 저장 회로 - 제2 커패시터가 부하와 본질적으로 병렬로 연결됨- , 및 닫힌 스위치 상태에서 부하 전류가 적어도 전하 저장 회로의 제1 커패시터로부터 인출되고(drawn), 열린 스위치 상태 동안 부하 전류가 본질적으로 제2 커패시터로부터 인출되도록 부하 전류를 제어하기 위한 제어 전류원(controlled current source)으로서 실현된 능동 스위치(active switch)를 포함한다.
여기서, 용어 '고전압(higher-voltage)'은 본질적으로 사인 곡선 모양의 임의의 AC 전압, 예를 들어 유럽에서의 230V, 미국에서의 110V 등등과 같이 어떤 가정에서 이용할 수 있는 메인 전압을 지칭하는 것으로 이해해야 한다. 이하에서, 어떤 식으로든 본 발명을 제한하지 않고 단순성을 위하여 AC 전원(AC supply)은 간단하게 '메인 전원(mains supply)' 또는 '메인'으로서 지칭될 수 있다. 용어 '저전압('lower-voltage)'은 (상대적으로) 고전압의 AC 전원보다 상당히 낮은 장치용 정격전압(rated voltage)이라고 이해해야 한다. 예를 들어, '고전압'의 230V 메인 전원 전압에 대해, '저전압'의 장치는 사실상 110V 메인 전원에 의해 돌아가도록 설계된 장치일 수 있다. 다른 한편으로, '고전압'의 110V 메인 전원에 대해, '저전압'의 부하는 60V 장치일 것이다.
본 발명에 따른 적응형 회로의 명백한 이점은, 고전압의 AC 전원(예를 들어, 230V 메인으로부터 작동되는 100V 장치)으로부터 저전압의 LED 소자(또한 '저 전력 소자'로서 이하에서 지칭됨)의 효율적 작동을 허용하면서도, 본 회로가 이 문제를 다루는 종래 기술 회로들과 비교하여 매우 강건한 회로라는 점이다. 여기서, 용어 '저전압 부하(lower-voltage load)'는 실질적으로 더 낮은 정격전압 - 전형적으로 AC 전원 전압의 단지 절반 정도의 크기를 가짐 - 을 가진 DC 전원 전압 요구 부하를 의미한다고 이해해야 한다.
능동 스위치가 제어 전류원으로서 실현되기 때문에, 제1 및 제2 커패시터들 간에 발생하는 등화 전류(equalising current)들은 종래 '하드(hard)' 스위치와 비교하여 양호하게 제한될 수 있다. 이런 방식으로, 스위치는 스위칭할 때 전압 및 전류 서지(surge)들로 인한 잠재적 손상 스트레스를 받지 않는다. 더욱이, 단지 상대적으로 작은 전류들이 스위치를 통해 흐르기 때문에, 스위치는 상대적으로 더 작은 규모의 면적으로 및 상응하는 더 낮은 비용으로 실현될 수 있다. 게다가, 전류가 제어된 방식으로 부하에게 공급되는 덕분에, 제2 커패시터에 대한 비교적 작은 값이 부하 전압 파형상의 작은 리플(ripple)을 획득하기에 충분하다.
낮은 역률들과 전형적으로 관련되는 기존의 용량성 전원 회로들과는 대조적으로, 본 발명에 따른 적응형 회로는 적어도 0.6의 매우 양호한 역률을 달성할 수 있다.
본 발명에 따른 LED 대체 램프는 고전압의 메인 전원 신호에 램프를 연결하기 위한 연결 수단, 저전압 전원에 정격이 맞추어진 LED 소자, 및 저전압의 LED 소자를 구동하기 위해 고전압의 메인 전원 신호의 전압을 적응시키기 위한 그러한 적응형 회로를 포함한다.
그러한 대체형 램프는 환경적인 이유들로 인해 점차 사라지고 있는 기존의 백열등들을 대체하는데 사용될 수 있고, 또한 유럽의 230V 메인 전원과 같은 높은 메인 전압에서 구동될 수 있다. 본 발명에 따른 적응형 회로를 포함시킴으로써, 낮은 와트 수의 백열등, 예를 들어 5 W - 25 W 램프들이, 230V 메인 전압에 정격이 맞추어진 더 높은 순방향 전압(및 전형적으로 또한 더 높은 전력 소비)을 가진 LED 패키지들을 사용해야만 하는 것 대신에, 낮은 와트 수의 낮은 순방향 전압 LED 패키지들(예를 들어110V 메인 전압에 정격이 맞추어진 패키지들)에 의해 더 경제적으로 대체될 수 있다.
본 발명에 따르면, 정류된 고전압의 AC 전원으로부터 저전압의 DC 부하를 구동하는 방법은 본질적으로 직렬로 연결된 제1 커패시터 및 제2 커패시터를 포함하는 전하 저장 회로에 전하를 저장하는 단계 - 제2 커패시터가 본질적으로 부하와 병렬로 연결됨 -; 및 능동 스위치를 작동하는 단계 - 능동 스위치는, 닫힌 스위치 상태에서, 부하 전류가 적어도 전하 저장 회로의 제1 커패시터로부터 인출되고, 열린 스위치 상태 동안, 부하 전류가 본질적으로 제2 커패시터로부터 인출되도록 부하를 통한 부하 전류를 제어하는 제어 전류원으로서 실현됨 - 를 포함한다.
종속 청구항들 및 이하의 기술은 본 발명의 특히 유리한 실시예들 및 특징들을 개시한다. 실시예들의 특징들은 적절한 대로 조합될 수 있다.
본 발명에 따른 적응형 회로는 임의의 적절한 전원과 함께 사용될 수 있다. 그러나, 그러한 전원 적응을 위한 많은 응용들이 가정 또는 국내 환경에서 발견될 수 있기 때문에, 이하에서의 정류된 AC 전원에게의 어떠한 참조도 전파 정류된(full-wave rectified) AC 메인 전원 신호인 것으로 이해할 수 있는데, 이것이 어떤 식으로든 본 발명을 제한하는 것은 아니다.
능동 스위치는 임의의 적합한 유형의 스위치 회로를 이용하여 실현될 수 있고, 임의의 바라는 미리 정의된 조건에 따라 스위칭될 수 있다. 본 발명의 특히 양호한 실시예에서, 적응형 회로는 단일 능동 스위치만을 포함한다. 이런 단일 스위치는 전하 저장 회로의 충전 및 방전 상태들 사이에서의 전환을 구현시키고 또한 만족할만큼 안정적인 출력 전압들을 부하에게 제공하는 데에 충분하다. 능동 스위치가 개방(open)될 때, 최소 전류(예를 들어 스위치의 제어 입력을 구동하는 데에 요구되는 보조 공급 전류 또는 누설전류)만이 이런 상태에서 스위치를 통해 흐른다. 능동 스위치가 닫힐(closed) 때, 미리 정의된 최대값까지의 전류가 스위치를 통해 흐를 수 있다.
전하 저장 회로는 양호하게는 '용량성 스플릿(capacitive split)'으로서 실현되는데, 즉 전하 저장 회로는 양호하게는 두 개의 직렬 연결된 커패시터를 포함하고, 부하는 이러한 커패시터들 중 하나의 양단에 연결된다. 적응형 회로(및 그러므로 또한 전하 저장 회로)에게의 입력 전압은 제1 입력 전압 노드와 이하에서 또한 '접지 노드'로서 지칭되는 제2 입력 전압 노드 사이에 가해진다. 부하는 중간 노드 및 접지 노드 사이에서 제2 커패시터와 병렬로 연결된다. 이런 유형의 회로가 실효적으로 입력 전압을 나누거나 분할하고 또한 부하에 걸쳐서 입력 전압의 일부만이 걸리게 하기 때문에, 이는 분할기 또는 '스플리터'의 역할을 한다.
본 발명에 따른 능동 제어된 적응형 회로에서, 부하는, 능동 스위치가 주기적으로 작동되어 제1 커패시터가 방전함에 따라 제1 커패시터에 의해 공급되는 전류에 의해 부하 전류를 증대시키면서, 양호하게는 본질적으로 계속적으로 제2 커패시터로부터 구동된다. 그러므로, 제1 커패시터 및 능동 스위치를 포함하는 적응형 회로의 일부가 제2 커패시터를 충전시키는 데에 사용될 수 있는 추가 전류원으로서 간주될 수 있는 한편으로, 부하와 병렬로 연결된 제2 커패시터를 포함하는 적응형 회로의 일부는 부하 전압을 안정화시키기 위한 일종의 '버퍼'로 간주될 수 있다.
본질적으로 제1 커패시터의 양단에 연결된 능동 스위치는, 전하 저장 회로 충전 상태 동안, 즉 제1 및 제2 커패시터들이 충전하고 있는 동안 (적응형 회로에게의 입력에 걸리는 순간 전압이 두 개의 커패시터의 직렬 연결을 충전하는 데에 충분히 높은 때) 제1 커패시터로부터(및 따라서 입력 전원으로부터도) 부하를 분리하도록, 그리고 전하 저장 회로의 방전 상태 동안 (적응형 회로에게의 입력에 걸리는 순간 전압이 감소한 때) 제2 커패시터로부터의 전류를 부하에게 공급하도록 양호하게는 실현된다. 이런 방식으로, 능동 스위치는 부하를 통한 전류 흐름을 제어하거나 제한할 수 있고, 용량성 스플릿 회로의 충전 상태에 상관없이 부하에 대한 충분한 전류의 공급을 보장할 수 있다.
능동 스위치는 임의의 적절한 전자 컴포넌트들을 이용하여 실현될 수 있다. 본 발명의 양호한 실시예에서, 능동 스위치는, 트랜지스터의 제어 입력(예로, 베이스 또는 게이트) 및 중간 노드 사이에 연결된 전압원과 결합된, 바이폴라 접합형 트랜지스터(BJT), MOSFET과 같은 FET, 달링톤 쌍, 기타 등등과 같은 트랜지스터를 포함한다. 양호하게는, 저항이 트랜지스터 부하 전류 및 부하 구동 신호에 의해 공유된 경로에 포함된다. 실효적으로, 제어 입력 전압에서 트랜지스터 양단에 걸친 전압 강하(베이스 이미터 전압 또는 게이트 소스 전압)를 뺀 전압은 이 저항에 걸친 최대 가능 전압 강하 및 그러므로 능동 스위치를 통한 최대 가능 전류도 결정한다. 전압원은 자신을 통하여 흐르는 전류에 상관없이 본질적으로 일정 전압을 나타낼 수 있는 임의의 적절한 컴포넌트 또는 회로일 수 있다. 다양한 가능성들이 당업자에게 알려질 것이다. 예를 들어, 전압원은 제너 다이오드를 포함할 수 있다. 그와 같은 실현들에서, 스위치의 닫힘이 전압(베이스 또는 게이트 전압)에 의존하는 경우, 능동 스위치는 종속 전류원 또는 제어 전류원처럼 행동한다.
능동 스위치는 트랜지스터의 베이스 또는 게이트에서의 전압에 따라 개방되거나 닫힌다. 이 전압을 제어함으로써, 트랜지스터가 개방되거나 닫히는 순간이 또한 제어될 수 있다. 그러므로, 본 발명의 특히 양호한 실시예에서, 능동 스위치는 특정 입력 전압 범위에서 능동 스위치를 닫도록 실현된 스위치 제어기를 또한 포함한다. 그러한 실현에서 예를 들어 스위치 제어기는, 그 베이스 또는 게이트 전압이 입력 전압 노드들에 걸쳐 연결된 전압분배기의 출력과 게이트 사이에 연결된 적절한 무릎 전압(knee voltage)을 가진 제너 다이오드에 의해 제어되는 트랜지스터를 포함할 수 있다. 입력 전압이 특정 전압 레벨을 넘어 상승하는 경우에는 언제든지, 제너 다이오드는 브레이크 다운하고, 스위치 제어기 트랜지스터는 도전을 개시하고, 그러므로 능동 스위치의 제어 입력에서의 전압을 낮추고, 능동 스위치가 개방되는데, 즉 어떠한 전류도 제1 커패시터로부터 LED 및 제2 커패시터의 병렬 연결로 흐르도록 거의 허용하지 않는다.
본 발명의 추가적 양호한 실시예에서, 스위치 제어기는 특정 시간에서 능동 스위치를 닫기 위해 실현될 수 있다. 그러한 실현에서, 스위치 제어기는 미리 정의된 스위칭 방식에 따라 적절한 스위치 작동 신호를 공급하도록 프로그래밍된 마이크로 제어기를 포함할 수 있다. 그러한 스위치 제어기를 포함하는 램프는 이후, 그 능동 스위치가 입력 전압 형태에 상대적으로 특정의 미리 정의된 순간들에서만 열리거나 닫히도록 정확하게 '조정될 수 있다'. 전형적으로, 그러한 타이밍된 실시예에서의 스위칭 방식은 AC 입력 전압에 동기화될 것이다. 조합된 전압 및 시간 제어 스위칭이 또한 가능하다. 예로서, 능동 스위치는 메인 전압이 특정 제1 임계값 값 아래로 떨어진 후에 잠시 지나서 닫히고, 메인 전압이 (다를 수 있는) 제2 임계값을 넘어서자마자 개방될 수 있다. 능동 스위치용의 제어 회로는 양호하게는 AC 입력 신호의 전압 및 주파수에 적응되는데, 즉 다양한 임계값들 및 다양한 타이밍들이 다양한 특징들, 예를 들어 50 Hz 또는 60 Hz의 메인 주파수, 100 V또는 230V 의 메인 전원 전압, 기타 등등을 갖는 시스템들에 대해서 사용될 수 있다.
상기에 보여진 것처럼, 적응형 회로는 부하를 구동하기 위한 저전압 출력을 산출하기 위해 고전압의 정류된 AC 신호를 사용한다. 따라서, 적응형 회로는 임의의 적절한 정류 회로와 결합되어 사용될 수 있고, 적절한 연결 수단과 함께 실현될 수 있고, 임의의 적절한 AC 신호로부터 구동될 수 있다. 그러므로, 본 발명의 특히 양호한 실시예에서, 적응형 회로는, 예를 들어 AC 메인 전원으로부터의 AC 신호에 대한 전파 정류를 수행하기 위한 다이오드 브리지 정류기를 예를 들어 포함할 수 있는 그러한 정류 수단을 포함한다. 과도 상태들에 응답하는 회로의 거동을 향상시키기 위해, 적응형 회로는 전압 또는 전류 서지를 감쇠하기 위한 침입 저항(inrush resistor)를 또한 포함할 수 있다.
적응형 회로의 컴포넌트들은 적응형 회로가 230V 메인 전원으로부터의 입력 전압을 80V에서 140V까지의 범위를 가진 출력 전압에 적응시키는 데에 특히 알맞도록 양호하게는 선택된다.
유럽의 메인 전원과 같은 메인 전원 동작을 위해 실현될 때, 본 발명에 따른 LED 대체 램프의 저 전력 LED 소자는 양호하게는 2W LED 소자를 포함하고, 적응형 회로는 상기에 보여진 것처럼 적절한 컴포넌트들의 선택에 의해 230V 메인 전원으로부터 LED 소자를 구동하기 위해 실현된다. 물론, 임의의 다른 적절한 LED 패키지가 독창적인 LED 대체 램프에 사용될 수 있고, 여기서 언급된 실시예는 예시적인 것으로 이해해야 한다.
능동 스위치는 언제든지 개방되거나 닫힌다. 그러나, 커패시터들의 충전 및 방전 거동은 직접적으로 메인 전압 형태와 관련되기 때문에, 제1 입력 전압 노드 및 중간 노드에서의 전압들의 형태들은 또한 메인 전압 형태에 링크된다. 따라서, 부하는 시간상 적절한 순간들에서 스위치를 닫거나 개방함으로써 최적으로 구동될 수 있다. 그러므로, 본 발명에 따른 방법의 바람직한 실시예에서, 능동 스위치는 AC 메인 전원의 전압과 동기화되어 작동되는데, 즉 스위치는 입력 전압 형태를 따라서 있는 특정 '포인트들'에 대응하는 순간들에서 개방되거나 닫힌다.
능동 스위치가 개방되거나 닫히는 실제 순간은 수많은 방식으로 회로에 영향을 미칠 수 있다. 스위치가 개방되어 있는 한, 입력 전류는 커패시터들이 충전하고 있는 동안 메인으로부터만 인출될 수 있다. 본 발명에 따른 방법에서, 특정 계제에서 스위치를 닫음으로써, 즉 전하 저장 회로의 거동에 영향을 미침으로써, 추가적 '경로'가 입력 전류 흐름을 위해 제공될 수 있다. 그러므로, 본 발명에 따른 방법의 추가적 양호한 실시예에서, 능동 스위치의 작동 순간은 적응형 회로의 바라는 피상 리액턴스(apparent reactance), 즉 입력 단자들로부터 '보이는' 리액턴스에 따라 선택된다. 능동 스위치를 입력 전압 형태의 특정 '섹션' 동안 닫히도록 스위칭함으로써, 부하는 용량성 부하 또는 유도성 부하로서 행동하는 것으로 - 메인 전원의 관점에서 볼 때 - 보일 수 있다. 이런 방식으로, 램프는 용량성 또는 유도성 부하로서 행동하도록 '조정될 수 있다'. 많은 이런 LED 대체 램프들을 가진 조명 응용을 위해, 특정 부분은 유도성 부하들로서 행동하도록 실현될 수 있고 또 다른 부분은 용량성 부하들로서 행동하도록 실현될 수 있다. 이런 방식으로, 부하들의 전체적 리액턴스는 과도하게 용량성이지도 않고 또한 과도하게 유도성이지도 않게 된다. 전하 저장 회로의 충전 피크와 관련하여 전류 흐름을 제어하는 또 다른 장점은 입력 전류 파형의 고조파들이 영향받을 수 있다는 것이다. 일반적으로, 고위 고조파들은 회로의 전체적 역률을 감소시키기 때문에, 메인으로부터 인출된 전류에서 고위 고조파들의 수를 감소시키는 것은 바람직하다. 양호하게 선택된 스위칭 방식을 이용하여, 입력전류는 주목받는 기본 주파수 및 단지 작은 고위 고조파들을 가지도록 조절될 수 있다. 적응형 회로는 조명 응용들에 대한 추가적 규제 요구들에 따르기 위해 또한 실현될 수 있다. 몇몇 국가들에서, 역률 및 고조파가 규제될 뿐만 아니라, 메인으로부터 부하로의 입력 전류 흐름의 시작점, 피크 점과 종점이 또한 특정된다. 이러한 파라미터들이 특정될 때, 보통은 덜 엄격한 요구들이 고위 고조파들에 대해 주어진다. 적응형 회로는, 예를 들어 능동 스위치의 시간에 걸친 연속적 제어가능성을 더 많이 사용함으로서 그와 같은 요구들을 이행하기 위해 요구되는 입력 전류 파형들을 제공하도록 실현될 수 있다. 지금까지 기술된 대부분의 예들에서, 능동 스위치를 통한 제1 커패시터의 방전은 입력 전압이 커패시터에 저장된 전압보다 낮은 동안에 수행되었다. 이러한 경우들에서, 방전 전류는 적응형 회로의 입력 공급단자들상에서 주목할 만하지 않다. 작동 상태로 하는 것(즉, 스위치를 닫는 것)이 입력 전압의 순시값이 커패시터에 저장된 전압보다 낮은 시간 기간 동안 일어날 때 스위치 전류의 일부가 입력 단자들로부터 직접적으로 인출된다.
그러므로, 이러한 기간들 동안, 능동 제어된 입력 전류가 프로그래밍될 수 있다.
단순 예에서, 최적화된 효율 및 고조파 성분을 가진 미리 정의된 전류 파형이 사전에 결정되고 적응형 회로의 메모리에 저장될 수 있다. 그리고 나서, 입력 주파수에 대한 동기화 후에, 능동 스위치 전류는 바라는 입력전류를 생성하기 위해 미리 정해진 파형에 따라 제어된다. 이를 위해, 적응형 회로는 비휘발성 메모리 및 파형 재생 유닛을 포함할 수 있다. 양호하게는, 적응형 회로는 적절한 프로그램 또는 알고리즘을 구동할 수 있는 마이크로 제어기를 포함한다.
본 발명의 양호한 실시예에서, 부하에게 전달된 전력의 전체량은 능동 스위치에게 주어진 제어 신호에 의해 결정된다. 입력측상의 신호들과 관련하여 스위치를 적절히 타이밍함으로써, 부하에게 전달되는 전류, 및 그에 따른 전력도 바라는 대로 제어될 수 있다.
커패시터들이 다시 방전하는 것을 허용하기 전에 완전히 충전하도록 허용하는 것이 바람직하기 때문에, 본 발명의 추가적 양호한 실시예에서 능동 스위치는 전하 저장 회로의 방전 상태를 개시하기 위해 개방 상태에서 닫힌 상태로 스위칭된다. 다시 말하면, 스위치는 입력 전압이 피크에 이른 후에만 닫히는데, 그 이유는 이 시간 후에 커패시터들에 걸친 전하가 그것의 최대에 도달하였고 더 이상 증가하지 않을 것이기 때문이다.
능동 스위치가 트랜지스터를 이용하여 실현될 때, 스위치는, 베이스 또는 게이트 전압이 특정 레벨을 초과하는 경우에는 언제든지 닫힐 것이고, 즉 도전할 것이고, 스위치는 적절한 제너 다이오드를 이용하여 생성될 수 있는 개별 구동 신호로 실효적으로 제어된다. 그러나, 능동 스위치는 위에서 기술된 개별 제너 전압원에 대한 대안을 이용하여 실현될 수도 있다. 그러므로, 본 발명의 또 다른 양호한 실시예에서, 능동 스위치는 연속 구동 신호에 의해서 작동된다. 예를 들어, 공급 전압을 측정하기 위한 트랜지스터와 능동 스위치 제어 입력 사이의 적절한 회로에 의해 능동 스위치가 적어도 시간 부분 동안 연속 구동 신호를 수신하는 식이 되도록, 능동 스위치 전류는 감소되고 천천히 증가될 수 있다. 추가 실시예에서, 마이크로 제어기는 (예를 들어 타이머 기반 펄스 폭 변조 생성기 및 저역통과필터를 이용하여 또는 디지털 투 아날로그 컨버터를 이용하여) 그러한 연속 구동 신호를 생성할 수 있고, 능동 스위치가 개방되고 닫히도록 제어할 뿐만 아니라 시간상 임의의 시점에서 전류의 허용량을 능동적으로 제어하도록 실현될 수 있다.
도 1은 종래 기술의 적응형 회로를 보여준다.
도 2는 본 발명의 제1 실시예에 따른 적응형 회로의 회로도를 보여준다.
도 3은 도 2의 회로의 동작원리를 도해한다.
도 4는 본 발명의 제2 실시예에 따른 적응형 회로의 회로도를 보여준다.
도 5는 도 4의 적응형 회로에 대한 전류 및 전압의 그래프들을 보여준다.
도 6은 도 4의 적응형 회로의 전류 및 전압의 추가적 그래프들의 세트를 보여준다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 LED 대체 램프의 개략적 렌더링을 보여준다.
도면에서, 유사한 번호들은 도면 전체에 걸쳐서 유사한 대상들을 나타낸다. 도면들에서의 대상들은 반드시 일정한 비례로 그려지지는 않았다.
도 1은 출력 단자들(180, 181) 양단에 연결된 부하를 위한 저전압을 획득하기 위해 입력 단자들(170, 171) 양단에 가해지는 입력 전압을 내리기 위한, JP 5709736에 기술된 종래 기술의 적응형 회로(10) 유형을 보여준다. 이런 유형의 회로는 트랜스포머가 그 크기와 중량 때문에 부적당해지는 핸드헬드 장치들과 같은 작은 크기의 장치 응용들에 적합하다. 입력 전압은 DC 전압 또는 정류된 AC 전압일 수 있다. 제1 스위치(11), 제1 커패시터(13), 다이오드(16) 및 제2 커패시터(14)는 직렬로 연결된다. 제2 다이오드(15)는 제1 다이오드(16) 및 제2 커패시터(14)와 병렬로 연결된다. 제2 스위치(12)는 제1 커패시터(13) 및 제1 다이오드(16) 양단에 걸쳐서 연결된다. 입력 전압을 내리기 위해, 제1 및 제2 스위치들(11,12)은 교대로 스위칭된다. 제1 스위치(11)가 닫히는(그리고 제2 스위치(12)가 개방되는) 때, 직렬 연결된 커패시터들(13, 14)은 충전되고 부하는 제1 다이오드(16) 및 제2 커패시터(14) 사이에 축적되는 전압에 의해 구동된다. 그리고 나서, 제2 스위치(12)는 닫히고 제1 스위치(11)는 개방된다. 이런 시간 동안, 커패시터들(13, 14)은 부하가 양 커패시터들(13, 14)에 의해 구동되도록 방전한다. 이런 종래기술 회로에서, 커패시터들(13, 14)의 값들은 입력 전압의 절반인 출력 전압을 획득하도록 동등하여야 한다. 직렬 연결된 N 커패시터들을 포함하도록 스텝 다운 회로를 확장함으로써, 1/N 전압 분할이 획득될 수 있다.
그러나, 이런 유형의 회로(10)는 수많은 단점들을 갖는다. 예를 들어, 이 회로가 메인으로 구동되면(driven off), 양 스위치들은 메인 전압 신호에 대한 특정한 시간적 관계성으로 정확히 동기화되어야만 한다. 최소 2개 스위치가 전파 메인 입력(full-wave mains input)을 이용할 수 있기 위하여 요구된다. 또한, 스위치(12)를 닫는 순간에서의 두 개의 커패시터 간의 전류 흐름이 큰 값에 도달할 수 있기 때문에, 컴포넌트들은 높은 피크 스트레스에 대해 정격이 맞추어져야만 하여서, 이들 컴포넌트들은 필수적으로 그와 같은 피크 전류들을 견뎌내도록 요구되지 않는 컴포넌트들과 비교하여 더 크고 비싸게 되도록 초래한다. 게다가, 스위치(11)가 개방된다 하더라도, 입력 단자들170, 171)상에 나타나는 임의의 과도 전압들은, (예를 들어 입력 단자들이 연결된 메인상에서의 전압 서지들에 기인함) 제한되거나 클램핑되지 않고, 스위치(11) 양단에서의 전압 스트레스라는 결과를 낳을 것이다. 스위치(11)의 닫힌 상태에서, 서지들은 스위치(11)를 통한 큰 전류로 이어질 것이다. 간략히 말하면, 스위치(11)는 서지들에 의해 왜곡된 실제적 메인 전압으로부터 작동될 때 높은 스트레스에 노출된다. 게다가, 고정된 1/N 전압 분할비들만이 가능하여서, 응용이 제한되도록 한다.
도 2는 고전압 입력으로부터 저전압 부하(2)를 구동하는데 사용되는 본 발명의 제1 실시예에 따른 적응형 회로(1)를 나타낸다. 본 예에서, 고전압 입력은 다이오드 브리지 정류기(20)를 이용하여, 230V AC 메인 전원(3)에 대한 전파 정류를 수행함으로써 인출된다. 저항(R1)은 정류기(20) 앞에 있을 수 있다. 적응형 회로(1)에 의해 구동되기 위한 부하는 2W 110V LED 패키지(2)를 포함한다. 적응형 회로(1)는 변경된 밸리 필 회로(valley fill circuit)로서 지칭될 수 있는 배치(21)에서, 두 개의 다이오드(D1, D2)와 함께, 직렬로 연결된 제1 커패시터(C1) 및 제2 커패시터(C2)로 구성된 전하 저장 회로(21)를 포함한다. 적응형 회로(1)는 제어 전류원(22)으로서 행동하는 능동 스위치(22)를 또한 포함하는데, 능동 스위치는 전압원(V2), 트랜지스터(Q1), 및 전류 제한 저항들(R2, R3)을 이용하여 구성된다. 회로 컴포넌트들의 예시적 값들이 도면에서 주어진다.
추가의 선택적 저항성 회로 요소(24)가 능동 스위치(22)와 제2 커패시터 C2 사이의 경로에서 임의의 한 시간에 이 경로를 통하여 흐르는 전류를 제한하기 위해 삽입될 수 있다. 그러한 저항성 회로 요소(24)의 실효값은 전류가 그를 통해 흐르는 방향에 의존할 수 있다. 이 목적을 위해, 이런 저항성 회로 요소(24)는 저항들 및/또는 다이오드들의 적절한 배치에 의해 실현될 수 있다.
도 3은 회로(1)의 3 상태 동작원리를 도해한다. 다이오드 브리지(20)는 본질적으로 양의 사인파 반파들(positive sine-wave halves)의 열을 포함하는 전파 정류된 신호를 공급한다. 도면의 상부에서, '충전 상태' S-I에서, 스위치(22)는 커패시터들(C1, C2)이 상승 입력 전압 신호로부터 충전하는 동안 개방된다. 스위치(22)가 개방되기 때문에, 점선들에 의해 보여진 것처럼, 회로의 이 부분은 무시할 수 있다. 이 시간 동안, 부하(2)는 이것이 충전하고 있는 동안 제2 커패시터(C2)에 의해서만 공급된다. 명료성을 위하여, 도 3에서, 각각의 상태에서의 관련 컴포넌트들만이 이들에 대한 참조 부호들에 의해 표시된다.
일단 커패시터들(C1, C2)이 충전했으면, 어떤 전류도 메인(3)으로부터 인출되지 않는다. 그러므로, 차순의 '전이 상태' S-II에서, 도면의 제2 부분에서 점선들에 의해 표시된 것처럼, 회로의 공급측은 무시할 수 있다. 스위치는 여전히 개방된 상태이어서, 점선들에 의해 표시된 것처럼, 이것도 무시할 수 있도록 한다. 부하(2)는 다시금 제2 커패시터(C2)로부터만 구동된다.
입력 전압이 더욱 강하함에 따라, 양 커패시터들(C1, C2)은 도면의 하부에서 제3 상태 S-III에 보여진 바와 같이 다시 방전할 수 있다. 스위치(22)는 닫혀져서, 전류가 트랜지스터(Q1)를 통해 흐르도록 한다. 이런 '방전 상태' 또는 '발란스 상태' S-III에서, 부하(2)는 방전하는 제1 커패시터(C1)에 의해 주로 전류를 공급받는다. 이 상태에서, 도면에 표시된 것처럼, 부하(2)는 제2 커패시터(C2)로부터도 전류를 인출할 수 있다. 동등하게, 제2 커패시터(C2)는 능동 스위치(22)로부터 전환된(diverted) 전류에 의해 다시 충전될 수 있다. 이러한 회로 요소들에 걸친 실제 전류 분포는 임의의 한 순간에서의 다양한 노드들에서의 전압들에 주로 의존할 것이다. 입력 전압이 떨어지고 있기 때문에, 어떠한 전류도 회로의 공급측으로부터 커패시터들(C1, C2)에 의해 인출되지 않아서, 점선들에 의해 보여진 것처럼, 이것은 무시할 수 있도록 한다.
이러한 3 상태 S-I, S-II, S-III 동안 부하(2)에 가해지는 전압은 실효적으로 최대로는 입력 피크 전압의 절반에 제한된 노드 N1에서의 전압을 초과할 수 없고, 그로 인해 저전압 부하(2)가 안전하게 구동될 수 있는 것을 보장한다. 제2 커패시터(C2) 양단에 걸쳐 누적될 수 있는 최고 전압은, 제1 및 제2 커패시터들이 일치되든지 아니든지 간에 제1 및 제2 커패시터들에 대한 컴포넌트들의 선택에 의해 좌우된다.
도 4는 추가 실시예에 따른 적응형 회로(1')의 실현을 나타낸다. 다시금, 적응형 회로(1')는 메인 전원(3)으로부터의 메인 입력 전압에 대한 전파 정류를 실행하는 다이오드 브리지 정류기(20)를 포함한다. 전하 저장 회로(21')는 한 쌍의 직렬 연결된 커패시터들(C1, C2)과 두 개의 다이오드(D1, D2)를 포함한다. 부하(2)는 제2 커패시터(C2) 양단에 연결된다. 이 실현에서, 능동 스위치(22')는, 그 베이스 신호가 저항(R2)을 통해 전달되고 베이스 전압이 제1 제너 다이오드(Z1)에 의해 제한되는 달링톤 쌍(Q1,Q2)을 포함한다. 제1 제너 다이오드(Z1) 양단에 걸친 전압은 다음으로 전압분배기(R4, R5), 제2 제너 다이오드(Z2), 및 트랜지스터(Q3)를 포함하는 스위치 제어기(220)에 의해 좌우된다. 도 4에서, 저항(R2)과 결합된 컴포넌트들(R4, R5, Z2, R6, Q3및 Z1)은 도 2 및 도 3에 기술된 전압원(V2)의 가능한 실시예를 묘사한다. 분리용 다이오드(D3)는 입력 전압이 스위치 제어기(220)에 의해 정확하게 측정되는 것을 허용하기 위해 포함된다.
스위치(22') 및 스위치 제어기(220)가 본 도면에서 전체 회로에서의 분리된 부분들이라고 도시되었지만, 스위치(22) 및 스위치 제어기(220)가 서로 결합되어 작동하고, 그러므로 단일 '엔티티' 또는 단일 능동 스위치로서 간주될 수 있다는 것이 당업자에게 명백할 것이다.
다시금, 컴포넌트 값들이 도면에 표시된다. 제1 및 제2 제너 다이오드들(Z1, Z2)은 10 V의 제너 전압을 가질 수 있고, 트랜지스터들(Q1, Q2)은 양호하게는 피크 입력 전압 절반보다 큰 전압들에 정격이 맞추어지는 한편, 트랜지스터(Q3)는 저 전압 트랜지스터 유형, 예를 들어 BC337일 수 있다. 본 실시예에서, 전압분배기(R4, R5)의 출력에서의 전압이 제2 제너 다이오드 Z2의 제너 전압에 도달하는 때는 언제든지, 트랜지스터(Q3)는 도전성으로 되고, 다음으로 저항(R2)을 통해 전달되는 전류를 전환하며, 그에 따라 능동 스위치(22')가 실효적으로 개방되도록 달링톤 쌍(Q1, Q2) 내로의 베이스 전류를 셧 다운시킨다. 입력 전압의 순간적인 값이 Q3를 작동시키기에 너무 낮은 경우에, 트랜지스터 쌍(Q1, Q2)은 R2를 통해 베이스 전류를 수신하고, 제너 다이오드(Z1), 이미터 저항(R3) 및 달링톤 쌍(Q1, Q2)의 실효 베이스-이미터 전압에 의해 미리 프로그래밍된 값에 따라서 전류가 흐르도록 허용한다. 여기서 주어진 예에서, 허용된 전류는 대략 제너 다이오드 전압 및 달링톤 쌍의 베이스 이미터 전압 사이의 차가 이미터 저항(R3)에 의해 나눠진 값일 것이다. 도시된 컴포넌트들을 사용하면, 이것은 약 (10 V - 1.4 V)/300 Ω = 28.6 mA의 전류를 나타낸다.
이 적응형 회로(1')에 대해, 표시된 컴포넌트들을 이용하면, 입력 전력은 2.72 W 이고, LED 전력은 2.12 W 이어서, 회로 효율이 78%가 되도록 한다. 이 적응형 회로(1')의 역률은 0.61 인 것으로 측정되었는데, 이는 양호하게 최소 0.5를 초과한다. LED 부하(2)에 의해 방출된 광의 광학적 깜박거림의 양이 분석되었고 0.14의 깜박거림 인덱스가 결정되었다. 이 회로에 대한 대부분의 광학적 깜박거림이 200 Hz이기 때문에, 이것은 실효적으로 사람의 눈에 의해 인식될 수 없어서, 적응형 회로(1')가 대체형 램프 응용에 사용하는 데에 특히 적절하게 한다. 선택적 용량성 안정기 CB 가 도시되는데, 이것은 AC 입력 전압과 LED 부하 전압 사이에 추가적 일치를 제공하고 또한 대략 AC 입력 전압의 절반에 일치되지 않는 LED 부하 전압들에 대해서까지도 더 높은 효율을 유지하는데 사용될 수 있다. 이것은 다음 차례로, 높은 역률이 거의 변하지 않은 채로 양호하게 남겨두면서 효율을 훨씬 더 향상시킬 수 있어서, 0.6의 역률을 가지며 87%의 효율이 얻어질 수 있도록 한다. 회로는 요구들에 따라 수정될 수 있다. 예를 들어, 달링턴 구성의 한 쌍의 트랜지스터들(Q1, Q2) 또는 바이폴라 달링턴 트랜지스터를 이용하는 대신에 FET가 이용될 수 있다.
도 5는 도 4의 회로의 특정 요소들을 통하는 전류에 대한 일련의 그래프들을 보여준다. 공급전류 Ips는, 전하 저장 회로(21')의 커패시터들(C1, C2)이 충전하고 있는 한, AC 전원(3)으로부터 인출된다. 부하(2)를 통한 부하 전류 Iload는 대략 20 mA와 34 mA 사이에서 변동한다는 것을 보여준다. 커패시터(C1)를 통한 제1 커패시터 전류(IC1)는 충전 동안 피크까지 재빨리 증가하고 이후 커패시터(C1)가 완전히 충전된 때 다시 0까지 떨어진다. 스위치가 개방된 채로 남아 있는 한, 어떠한 전류도 완전히 충전된 제1 커패시터(C1)를 통하여 흐르지 않는다. 그리고 나서, 능동 스위치(22')가 닫힐 때, 제1 커패시터 전류 IC1에서 음의 방전 전류가 있는데, 그 레벨은 능동 스위치에 의해 제어된다. 스위치가 개방될 때, 제1 커패시터 전류 IC1는 0으로 되돌아간다. 달링톤 쌍(Q1, Q2)을 통한 스위치 전류 ISW는 (능동 스위치가 개방될 때; 도 3에서의 상태들 S-I과 S- II에 대응함) 0 A 및 -44 mA (능동 스위치가 닫히고 도전할 때; 도 3에서 상태 S-III에 대응함) 간에서 토글링한다.
제2 커패시터(C2)로부터 인출된 제2 커패시터 전류 IC2는 입력 전류 충전 피크, LED 부하 구동 전류, 및 능동 스위치를 통해 전달된 전류의 합성(composition)이다. 본 실시예에서, 능동 스위치(22')를 통하여 제1 커패시터(C1)로부터 전달된 전류는 LED 부하(2)의 실 전류 소비보다 높고, 그러므로 전류의 일부가 제2 커패시터(C2)로의 충전 전류로서 흐른다. 제2 커패시터 전류 IC2는 전하 저장 회로(21)의 충전 상태 동안 40 mA의 영역에서 최대에 도달하는 반면에, 제1 커패시터(C1)에서의 피크 충전 전류는 대략 70mA이다. 이러한 전류들 사이의 차는 LED 부하(2)에 공급되는 전류 Iload이다. 부하(2)가 본질적으로 제2 커패시터(C2)와 병렬로 놓이기 때문에, 부하(2)는 계속적으로 구동된다.
도면의 아래에서, 전압들(UC1, UC2)이 각각 제1 및 제2 커패시터들(C1, C2)에 대해서 보여진다. 제1 커패시터 전압(UC1)은 피크 입력 전압의 약 절반에 도달할 수 있는 한편, 제2 커패시터(C2) 양단에 걸친 전압(및 그러므로 부하(2) 양단에 걸친 전압)이 전압(UC2)이 120 V 주변에서 변동(oscillate)한다. 이런 전압 레벨은 저전압의 LED 부하(2)의 순방향 전압에 물론 의존한다.
도 6은 메인 전압(UPS), 메인 전류(IPS), 제1 커패시터 전압(UC1)과 부하 전압(UC2)을 위한 또 다른 그래프 세트를 보여준다. 이 그래프는 더 분명히 메인 전압(UPS )과 부하 전압(UC2) 사이의 관계성을 보여주고, 및 부하 전압이, 부하(2)가 충전하는 동안 제2 커패시터(C2)에 의해 공급됨에 따라, 및 그리고 나서 부하(2)가 (능동 스위치가 개방된 동안) 충전된 제2 커패시터(C2)로부터 인출함이 따라, 및 그리고 나서 부하(2)가 (능동(22') 스위치가 닫혀 있는 동안) 양 커패시터들(C1, C2)에 의해 공급됨에 따라 변동한다는 것을 보여준다. 가장 중요하게는, 도 6은 능동 스위치의 작동이 적응형 회로의 메인 입력측상의 아티팩트들을 낳지 않는다는 것을 보여준다. 능동 스위치는 메인 전압이 너무 낮아서 메인 전원으로부터 적응형 회로로의 어떤 전류 흐름도 거의 가능하지 않은 기간에 닫힌다. 그러므로, 단지 매우 작은 전류 스파이크(60)가 스위치가 닫히는 순간에 메인측상에 나타난다. 적절한 조절들로, 이런 작은 스파이크(60)도 억제될 수 있다. 예를 들어, 능동 스위치의 작동 기간은 스파이크(60)를 억제하기 위해 단축될 수 있다. 또한, 능동 스위치의 작동 기간은 더 이른 순간을 향하여 이동될 수 있는데, 이는 또한 작은 스파이크(60)가 억제되는 결과를 낳을 것이다.
대안 실시예에서, 상기에 이미 보여진 것처럼, 능동 스위치의 작동 기간은, 의도적으로 메인 전원으로부터 추가의 전류를 인출하고 그에 따라 입력 단자로부터 보이는 적응형 회로의 피상 용량성 또는 유도성 행동에 능동적으로 영향을 미치기 위해 메인 기간의 더 이른 부분 또는 더 늦은 부분을 향하여 연장하거나 이동될 수 있다.
도 7은 동일 유형의 백열등을 대체하기 위해 램프를 대응 소켓 내로 나사로 고정시키기 위한 적절한 커넥터(40)를 가진 '캔들'로서 실현되는 본 발명에 따른 LED 대체 램프(4)를 나타낸다. 필라멘트 대신에, 이런 대체형 램프는 110V 메인과 같은 저전압 전원에 정격이 맞추어진 DCLED 또는 ACLED 패키지(2) 및 고전압의 메인 전원 신호를 LED 패키지(2)를 구동하는데 적합한 저전압에 적응시키기 위한 위에서 기술된 유형의 적응형 회로(1, 1')를 포함한다.
본 발명이 양호한 실시예들과 그에 대한 변동들의 형태로 기술되었을지라도, 다수의 추가적 수정들과 변형들이 본 발명의 범위를 벗어나지 않고서 그에 대해 만들어질 수 있다는 것이 이해될 것이다. 능동 스위치, 부하에게의 입력 파형의 고주파수 스위칭 아티팩트들 및 저주파수 고조파들에서의 손실들 간의 절충은 바라는 대로 조절될 수 있다. 예를 들어, 진폭이 가변인 연속적 구동 신호로 능동 스위치를 제어함으로써, 고주파수 아티팩트들은 회피될 수 있다. 당업자에게 알려진 다른 미세 조정 단계들이 적응형 회로가 의도된 응용에 따라 회로 거동을 개선하도록 취해질 수 있다.
명료성을 기하면, 본 출원을 통해 '한, 하나'의 사용은 다수를 제외하지 않고, "어느 것을 포함한다"는 다른 단계들 또는 요소들을 제외하지 않는 것으로 이해해야 한다. "유닛"은 다른 식으로 언급하지 않는다면 복수의 유닛을 포함할 수 있다.

Claims (15)

  1. 정류된 고전압 AC 전원(higher-voltage AC supply: 3)으로부터 저전압 DC 부하(2)를 구동하기 위한 적응형 회로(1')로서,
    전하 저장 회로(21') - 상기 전하 저장 회로(21')는 직렬로 연결된 제1 커패시터(C1) 및 제2 커패시터(C2)를 포함하며, 상기 제2 커패시터(C2)는 상기 부하(2)와 병렬로 연결됨 -; 및
    닫힌 스위치 상태에서는 부하 전류(Iload)가 상기 전하 저장 회로(21')의 상기 제1 커패시터(C1)로부터 적어도 인출되고, 열린 스위치 상태 중에는 부하 전류(Iload)가 상기 제2 커패시터(C2)로부터 인출되도록 상기 부하(2)를 통한 부하 전류(Iload)를 제어하기 위한 제어 전류원으로서 실현된 능동 스위치(22')
    를 포함하고,
    상기 능동 스위치(22')는 트랜지스터(Q1, Q2, Q3) 및 전압원(R4, R5, Z2, R6, Q3, Z1)을 포함하고, 상기 능동 스위치는 트랜지스터(Q1, Q2)의 이미터에 직렬로 연결된 저항(R3)을 더 포함하는 적응형 회로.
  2. 제1항에 있어서, 단일 능동 스위치(22')를 포함하는 적응형 회로.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 부하(2)는 상기 제2 커패시터(C2)로부터 계속해서 구동되고, 상기 능동 스위치(22')는 상기 제1 커패시터(C1)에 의해 공급되는 전류로 상기 부하 전류를 증가시키도록 주기적으로 작동되는 적응형 회로.
  4. 삭제
  5. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 능동 스위치(22')는 특정한 입력 전압에 또는 특정 순간에 상기 능동 스위치(22')를 닫도록 실현된 스위치 제어기(220)를 포함하는 적응형 회로.
  6. 제1항 또는 제2항에 있어서, AC 전원 신호(UPS)를 정류하기 위한 다이오드 브리지 정류기(20)를 포함하는 적응형 회로.
  7. 제1항 또는 제2항에 있어서, 230V 메인 전원(3)으로부터의 입력 전압(UPS)을 50 - 160V의 범위의 출력 전압(UC2)에 적응시키도록 실현된 적응형 회로.
  8. LED 대체 램프(LED retrofit lamp: 4)로서,
    고전압 메인 전원 신호(UPS)에 상기 램프(4)를 연결하기 위한 연결 수단(40);
    저전압 전원에 정격이 맞추어진(rated) LED 소자(2); 및
    저전압의 상기 LED 소자(2)를 구동하기 위한 저전압 신호(UC2)에 상기 고전압 메인 전원 신호(UPS)를 적응시키기 위한 제1항 또는 제2항에 따른 적응형 회로(1')
    를 포함하는 LED 대체 램프.
  9. 제8항에 있어서, 저전력의 상기 LED 소자(2)는 2W LED 소자를 포함하고, 상기 적응형 회로(1')는 230V 메인 전원(3)으로부터 상기 LED 소자(2)를 구동하도록 실현되는 LED 대체 램프.
  10. 정류된 고전압 AC 전원(3)으로부터 저전압 DC 부하(2)를 구동하는 방법으로서,
    전하 저장 회로(21')에 전하를 저장하는 단계 - 상기 전하 저장 회로(21')는 직렬로 연결된 제1 커패시터(C1) 및 제2 커패시터(C2)를 포함하며, 상기 제2 커패시터(C2)는 상기 부하(2)와 병렬로 연결됨 -; 및
    능동 스위치(22')를 작동시키는 단계 - 상기 능동 스위치(22')는, 닫힌 스위치 상태에서는 부하 전류(Iload)가 상기 전하 저장 회로(21')의 상기 제1 커패시터(C1)로부터 적어도 인출되고, 열린 스위치 상태 중에는 부하 전류(Iload)가 상기 제2 커패시터(C2)로부터 인출되도록 상기 부하(2)를 통한 부하 전류(Iload)를 제어하기 위한 제어 전류원으로서 실현됨 -
    를 포함하고,
    상기 능동 스위치(22')는 트랜지스터(Q1, Q2, Q3) 및 전압원(R4, R5, Z2, R6, Q3, Z1)을 포함하고, 상기 능동 스위치는 트랜지스터(Q1, Q2)의 이미터에 직렬로 연결된 저항(R3)을 더 포함하는, 정류된 고전압 AC 전원으로부터 저전압 DC 부하를 구동하는 방법.
  11. 제10항에 있어서, 상기 능동 스위치(22')는 상기 AC 메인 전원(3)의 전압(UPS)과 동기하여 작동되는, 정류된 고전압 AC 전원으로부터 저전압 DC 부하를 구동하는 방법.
  12. 제10항 또는 제11항에 있어서, 상기 능동 스위치(22')의 작동 순간은 원하는 피상 리액턴스(apparent reactance)에 따라 선택되는, 정류된 고전압 AC 전원으로부터 저전압 DC 부하를 구동하는 방법.
  13. 제10항 또는 제11항에 있어서, 상기 부하(2)로 전달되는 전체 전력량은 상기 능동 스위치(22')의 제어 신호에 의해 결정되는, 정류된 고전압 AC 전원으로부터 저전압 DC 부하를 구동하는 방법.
  14. 제10항 또는 제11항에 있어서, 상기 능동 스위치(22')는 상기 전하 저장 회로(21')의 방전 상태를 개시하도록 개방으로부터 닫힘으로 스위칭되는, 정류된 고전압 AC 전원으로부터 저전압 DC 부하를 구동하는 방법.
  15. 제10항 또는 제11항에 있어서, 상기 능동 스위치는 연속 구동 신호에 의해서 작동되는, 정류된 고전압 AC 전원으로부터 저전압 DC 부하를 구동하는 방법.
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