KR101988101B1 - 선형 변조 기반 통신 시스템용 필터 - Google Patents

선형 변조 기반 통신 시스템용 필터 Download PDF

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Abstract

목표 중첩 인자를 가지고 특정 신호대 간섭비를 충족시키며, 예를 들어, FBMC/OQAM 원격 통신 시스템에서 사용하기 위한, 디지털 필터를 설계하는 방법은 나이퀴스트 판별법을 만족시키고, 목표보다 높은 중첩 인자를 가지는, 임펄스 응답에 의해 정의된 후보 필터 설계를 선택하고, 상기 임펄스 응답의 시간 계수 및 주파수 계수를 반전시켜 새로운 필터 설계를 정의하고, 상기 새로운 필터 설계를 정의하는 임펄스 응답을 상기 특정된 신호대 간섭비를 달성하는 최소 개수의 계수로 절단하는 단계를 포함한다.

Description

선형 변조 기반 통신 시스템용 필터{FILTER FOR LINEAR MODULATION BASED COMMUNICATION SYSTEMS}
본 발명은 선형 변조 기반 통신 시스템용 필터 및 그 설계에 대한 것이다.
향후 이동 통신 시스템은 어떠한 환경에서든 유비쿼터스 접속 및 원활한 서비스를 제공할 것으로 예상된다. 수많은 장치와 함께 소기의 인간 중심형 및 기계형 애플리케이션의 공존으로 인해 통신 시나리오와 특성이 매우 다양해질 것이다. 이러한 맥락에서 많은 첨단 통신 기술들이 연구 중에 있다. 이 기술들 각각은 통상적으로, 예상되는 통신 시나리오의 부분으로서 적합하다.
한 가지 기술범주는 필터 뱅크 다중 반송파(Filter-bank Multicarrier: FBMC) 통신 이론을 기반으로 한다. FBMC 통신 시스템은 변조를 위한 합성 필터와 복조를 위한 분석 필터로 구성된다. 합성 필터 및 분석 필터는 통신 시스템에 대한 부반송파(sub-carrier)로 표시되는 M개의 채널들로 구성된다. 합성 필터의 채널 숫자 m은 시간 슬롯 n에서 정보를 운반하는 복소 신호 cn(m)을 변조한다. 이러한 채널은 N에 의한 오버샘플링 연산에 이은 유한 임펄스 응답 필터 Fm(z)로 구성된다. 이러한 연산은 다음과 같이 표현될 수 있다:
N에 의한 업 샘플링
Figure 112017039053596-pat00001
(1)
Fm(z)에 의한 필터링
Figure 112017039053596-pat00002
(2)
Figure 112017039053596-pat00003
(3)
g는 프로토타입 필터라고 불리우며 유한 길이의 함수이다.
Figure 112017039053596-pat00004
(4)
합성 필터의 출력에서 변조된 신호 s(k)는 각 채널 출력의 합과 같다.
Figure 112017039053596-pat00005
(5)
합성 필터의 입력 신호와 출력 신호간의 등가 관계는 다음과 같이 나타낼 수 있다:
Figure 112017039053596-pat00006
(6)
이 표현은 직접 합성 필터 표현과 비교하여, 구현하기에 계산적으로 복잡한 합성 필터의 다상 네트워크 표현을 유도한다.
분석 필터와 관련하여, M개의 채널들에 대한 송신기의 이중 동작은 다음 동작으로 구성된다:
Hm(z)에 의한 필터링:
Figure 112017039053596-pat00007
(7)
N에 의한 다운 샘플링:
Figure 112017039053596-pat00008
(8).
분석 필터의 입력 신호와 출력 신호간의 등가 관계는 다음과 같이 나타낼 수 있다:
Figure 112017039053596-pat00009
(9).
이러한 기본 접근법은 수많은 변조 방식에서 사용되며, 따라서 상기 접근법을 구현하는 필터의 설계는 중요한 작업이다.
FBMC 기술의 이러한 정의는 주요한 프로토타입 필터의 설계와 다른 매개 변수 집합(M, N, L, ...)의 선택에 따라 수많은 변조 체계에 부합한다. 이러한 변조 방식 중 하나인 오프셋 직교 진폭 변조 필터 뱅크 다중 반송파(Filter-Bank Multi-Carrier with Offset Quadrature Amplitude Modulation; FBMC/OQAM)는, 예를 들어, 미래 플렉서블 5G 무선 인터페이스의 핵심 요소로서 연구되고 있다. FBMC/OQAM는 종래의 직교 주파수 분할 다중 방식(Orthogonal Frequency Division Multiplexing; OFDM)에 비해 더 나은 스펙트럼 모양을 보여 주며, 더 나은 스펙트럼 사용을 가능하게 하고, 이동성 지원을 향상시킨다. 이는 송수신기의 시간 및 주파수 국부화(localization) 특성을 향상시킬 수 있는 프로토타입 필터를 사용하기 때문이다. 직교성은 실제로 오프셋 직교 진폭 변조(이하 OQAM) 방식으로 보존된다. FBMC/OQAM 구현은, 추가적인 저복잡도 다상 네트워크(PolyPhase Network; PPN) 필터링 단계를 사용하는 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform; FFT)을 필요로 한다는 점에서 OFDM과 같다. 그러나 프로토타입 필터의 시간/주파수 국부화는 통신 시스템의 프레임 구조 및 다른 성능 수준에 큰 영향을 미칠 수 있기 때문에, 프로토타입 필터의 선택은 FBMC/OQAM 변조에 있어 매우 중요하다. 또한, 프로토타입 필터의 길이는 수신기의 복잡성에 상당한 영향을 미친다. 따라서 새로운 필터의 설계는 채널 손상에 대한 FBMC/OQAM의 강건성을 향상시키고 적정한 수신기 복잡성을 유지하면서 다양한 5G 시나리오에 의해 부과된 제약 사항을 지원하는 것을 고려해야 한다.
FBMC는 각 개별 부반송파에서 전달되는 신호에 대해 효율적인 펄스 형성을 가능하게 하는 필터 뱅크를 도입하는 다중 반송파 전송 방식이다. 이 추가 구성 요소는 입력 신호를 원래 신호의 단일 주파수 부대역(sub-band)을 전달하는 여러 성분들 또는 부반송파들로 분리하는 대역 통과 필터들의 배열을 나타낸다. 필터 뱅크에 의해 수행되는 분해 과정을 분석(각 부대역의 성분에 관한 신호 분석을 의미)이라고 한다. 분석의 출력은 필터 뱅크에 존재하는 필터의 개수와 같은 개수의 부대역을 가지는 부대역 신호라고 불린다. 재구성 과정은 합성(synthesis)이라고 하며, 이것은 필터링의 결과로 발생하는 완전한 신호의 재구성을 의미한다. 이러한 송수신기 구조는 일반적으로 필터링 단계뿐만 아니라 변조기/복조기 구성에 적용되는 수정과 관련하여 더 높은 구현 복잡성을 요구한다. 그러나 최근 디지털 처리 능력의 급속한 성장과 함께 디지털 다상 필터 뱅크 구조의 사용은 FBMC를 실질적으로 실현 가능하도록 만들었다. 필터링된 변조 방식의 변형예로 주목받는 FBMC/OQAM(OFDM/OQAM 또는 스태거드 변조 멀티톤(Staggered Modulated Multitone; SMT)라고도 함)은 주기적 전치 부호(Cyclic Prefix; CP)의 삽입을 필요로 하지 않기 때문에 일반적으로 OFDM보다 높은 스펙트럼 효율을 달성할 수 있다. 또한, FBMC/OQAM는 적절한 프로토타입 필터 유형 및 계수를 선택하여 매우 다양한 페이딩 채널 조건 및 불완전한 동기화에 대해 강건성을 가진다는 장점도 있다. 4G/LTE는 OFDM 다중 반송파 변조를 기반으로 한다. Balian-Low 정리에 따르면, OFDM은 다음과 같은 속성을 가진다:
1) 복소 직교성을 따른다.
2) 사각형 파형을 가져 주파수 영역에서 국부화 특성이 저하된다.
3) CP의 추가로 인해 가용 대역폭의 일부가 낭비된다.
속성 2로 인해 대역외 누설 전력(Out-Of-Band Power Leakage; OOBPL)이 초래되고 인접 채널 누설 전력비(Adjacent Channel Leakage Power Ratio; ACLR)를 고려하여 큰 보호 대역을 삽입해야 한다. 또한, 도플러 편이 및 확산에 대한 강건성이 떨어진다. 또한, 해당 OFDM 시스템은 스펙트럼 공유 및 단편화된 사용이 효율적으로 지원되지 않는 유연한 스펙트럼 사용 시나리오에 있어 불리하다.
OFDM의 단점 2)와 3)을 극복하기 위해, FBMC/OQAM은 다음과 같은 속성을 가진다:
a) 실제 직교성으로 완화시킨다.
b) 사용하는 프로토타입 필터에 따라 시간 및 주파수에서 더 잘 국부화된다.
c) 높은 스펙트럼 효율을 달성하기 위해 사용 가능한 대역폭을 효율적으로 사용한다.
속성 a)는 직교 진폭 변조(Quadrature Amplitude Modulation; QAM) 심볼들이 각각의 부반송파에 매핑되는 방식을 변경함으로써 얻어진다. 기존의 주기적 전치 부호 OFDM(Cyclic Prefix Orthogonal Frequency Division Multiplexing; CP-OFDM)에서와 같이 지속 기간 T의 복소 심볼(I 및 Q)을 보내는 대신에, 실수부 및 허수부가 분리되어 T/2 오프셋(따라서, Offset-QAM로 불린다)을 가지고 전송된다. 개선된 속성 b)는 필터 뱅크의 도입에 기인하며 따라서 필터 뱅크의 유형 및 계수에 크게 의존한다. 속성 c)는 CP 부재의 결과이다. 이전에 발표된 연구 결과는 FBMC/OQAM 시스템에 대한 두 가지 주요 설계 기준을 제시했다.
Figure 112017039053596-pat00010
시간 주파수 국부화(Time Frequency Localization: TFL) 기준: 프로토타입 필터의 사용으로 인해 시간 및 주파수 영역에서 국부화가 더 잘된 파형을 제공하기 위한 것. "다중 반송파 통신에 대한 연구: 프로토타입 필터, 격자 구조 및 구현 측면(A. Sahin et al., IEEE communications surveys & Tutorials, vol. 16, No. 3, pp 1312-1338, 2014)"에서 설명한 바와 같이, FBMC 시스템은 이중 분산 채널 및 동기 오류가 있는 통신의 경우 CP-OFDM보다 우수한 강건성을 나타낼 것으로 예상된다. 이를 위해, 중첩 인자(Overlapping Factor, 이하 OF)가 4인 등방성 직교 변환 알고리즘(Isotropic Orthogonal Transform Algorithm: IOTA)과 같이 최적화된 TFL 기준을 가지는 필터 설계가 제안되어 왔다.
Figure 112017039053596-pat00011
하측 대역 기준: 주파수 영역에서 대역외 전력 누출을 낮추고 다른 시스템과의 스펙트럼 공존을 개선하기 위한 것. 이를 위해, http://www.ict-phydyas.org/에서 설명한 PHYDYAS 프로젝트에서 FBMC/OQAM에 고려된 OF가 4 인 Martin-Mirabassi-Bellange와 같은 특정 필터 유형을 사용해야 한다.
FMBC / OQAM 시스템 설명
FBMC/OQAM 변조를 위한 두 가지 기본 구현 접근법이 있는 바, 이들 각각은 연산 또는 하드웨어 복잡성과 성능 면에서 서로 다른 특성을 가지고 있다.
도 1은 PPN FBMC/OQAM 송신기 구현을 도시한다.
도시된 바와 같이, 도 1의 구현은 2진수의 입력으로부터 실수값 및 허수값을 생성하는 QAM 매퍼(111)를 포함하는 OQAM 매퍼(110)를 포함한다. 허수값들은 지연 유닛(112)에 의해 실수값들에 대하여 T/2만큼 지연된다. 실수값 및 허수값은 각각의 처리 채널들로 출력된다. 각각의 처리 채널은 순차적으로 전처리 유닛(121, 122), 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform: IFFT) 유닛(131, 132) 및 다상 네트워크(PPN)(141, 142)를 포함한다. 두 처리 채널들의 출력들은 합산기(150)에 의해 합산된다.
구동 시에, 부반송파 인덱스 m과 시간 슬롯 n에서의 펄스 진폭 변조(Pulse-Amplitude Modulation; PAM)를 나타내는 an(m)은 OFDM에 상응하는 QAM 맵퍼(111)로부터 얻어진다. 여기서 M은 가용 부반송파의 총 개수이고, Ns는 타임 슬롯 2n 및 2n+1에서 각각 실수부와 허수부를 분리한 FBMC 심볼들의 개수이다.
전처리 유닛(121, 122)은 위상 항 φn(m)을 계산하며, 이는 실질적 직교성을 유지하기 위하여 n(m)=jn +m 또는 n(m)=jn +m-n m으로 표현될 수 있는 직교 위상 회전항이어야 한다.
2개의 IFFT 블록들(131, 132)의 출력들은 다음 식(10)에 따라 실수부 반송파 및 허수부 반송파를 개별적으로 처리한다.
Figure 112017039053596-pat00012
(10)
PPN(141, 142)은 실질적으로 각각의 부반송파에 대해 각각의 위상을 변화시키는 위상 시프터 뱅크에 해당한다. 보다 구체적으로, PPN 필터 분해는 다음과 같이 설명된다:
Figure 112017039053596-pat00013
(11).
PPN(141, 142)은 디지털 필터로 볼 수 있는 바, 그 설계는 OQAM 처리로 인해 성능과 시스템 복잡성 사이, 그리고 최종 중첩과 합 사이의 중요한 절충을 나타낸다.
Figure 112017039053596-pat00014
(12)
PPN에서 OF가 1 인 짧은 필터를 사용하는 경우, 후자는 윈도우화 작업으로 볼 수 있다. IFFT의 출력에 프로토타입 필터 임펄스 응답이 단순히 곱해진다. 결과적으로, PPN에 의해 도입된 하드웨어 복잡성 오버헤드는 제한적이다.
두 번째로, 주파수 확산(Frequency Spread; FS) 구현이 가능하다.
도 2a는 FS FBMC/OQAM 송신기 구현을 도시한다. 도시된 바와 같이, 도 2의 구현은 2진수의 입력으로부터 실수값 및 허수값을 생성하는 QAM 매퍼(211)를 포함하는 OQAM 매퍼(210)를 포함한다. 허수값들은 지연 유닛(212)에 의해 실수값들에 대하여 T/2만큼 지연된다. 실수값 및 허수값은 각각의 처리 채널들로 출력된다. 각각의 처리 채널은 순차적으로 전처리 유닛(221, 222), q의 인자만큼 각각의 신호를 업 스케일링하는 업 샘플링 유닛(231, 232), 유한 임펄스 응답 (Finite Impulse Response: FIR) 필터(241, 242) 및 IFFT 블록(251, 252)을 포함한다. 두 처리 채널들의 출력들은 합산기(260)에 의해 합산된다.
이 설계의 원래 개념은 필터링 단계를 주파수 영역으로 이동시켜 OFDM에서와 같이 복잡도가 낮은 부반송파별 등화기(equalizer)의 사용을 가능하게 하는 것이다. 하드웨어 복잡성은, 적어도 긴 필터의 경우, PPN 구현의 복잡성보다 높다고 가정한다. 실제로, OQAM 심볼당 L=qM 사이즈의 하나의 FFT를 필요로 하는데, 여기서 q는 OF이고, M은 이용 가능한 부반송파의 총 개수다. 그러나, 짧은 필터(q=1)의 경우, FFT의 크기는 PPN 구현과 동일하다.
도 2b는 FS FBMC/OQAM 수신기 구현을 도시한다. 도시된 바와 같이, 수신 신호는 제1 슬라이딩 윈도우(263)에 의해 샘플링된다. 또한, 수신 신호는 지연 유닛(270)에 의해 M/2만큼 지연된다. 여기서 M은 지연 유닛(270)의 출력이 공급된 제1 슬라이딩 윈도우(263)의 길이이자 제2 슬라이딩 윈도우(264)의 길이인 바, 2개의 슬라이딩 윈도우들(263, 264)의 샘플링된 주기들은 각각의 길이들의 절반만큼 중첩된다. 각각의 슬라이딩 윈도우들(263, 264)은 각각의 FFT 유닛들(253, 254)에 샘플들을 출력한다. FFT 유닛들(253, 254)은 그 출력들을 각각의 디지털 필터들(243, 244)에 제공하고, 당해 디지털 필터들의 출력들은 다운 샘플링 유닛들(233, 234)에 의해 q의 인자로 다운 샘플링된다. 다운 샘플링 유닛들(233, 234)의 출력들은 각각의 후처리 유닛들(223, 224)에서 처리되고, 최종적으로 실수부는 QAM 디맵퍼(281)에 의해 원래의 데이터를 복원하기 위해 다시 맵핑된다.
일반적인 FBMC/OQAM 구성은 OFDM 심볼보다 4배 긴 지속 기간을 가지는 프로토타입 필터를 사용한다. 그러나 최근에 FBMC/OQAM에 적용된 OF가 1인 직교 미러 필터(Quadrature Mirror Filter)와 같이 Lapped-OFDM 변조로 표시된 변형을 유도하는 더 짧은 필터도 적용될 수 있다.
양호한 성능 및 낮은 하드웨어 복잡성을 가지는 짧은 프로토타입 필터 설계 및 이러한 설계를 개발하는 방법론을 찾는 것이 바람직하다.
본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위하여 안출된 것으로, 특정 신호대 간섭비(Signal to Interference Ratio: SIR)를 충족시키는 목표 중첩 인자를 가지는 디지털 필터 및 그 디지털 필터를 설계하는 방법을 제공하는데 그 목적이 있다.
제1 실시예는 특정 신호대 간섭비를 충족시키는 목표 중첩 인자를 가지는 디지털 필터를 설계하는 방법을 제공한다. 이 방법은, 나이퀴스트 판별법을 만족시키고, 목표보다 높은 중첩 인자를 가지는, 필터 뱅크 임펄스 응답에 의해 정의된 후보 필터 설계를 선택하는 단계; 상기 필터 뱅크 임펄스 응답의 시간 계수 및 주파수 계수를 반전시켜 추가의 필터 설계를 정의하는 단계; 및 상기 추가의 필터 설계를 정의하는 주파수 응답을 상기 특정된 신호대 간섭비를 달성하는 최소 개수의 계수로 절단하는 단계를 포함한다.
이러한 접근법은, SIR 목표를 달성하면서, 특히 종래 기술에서 알려진 상대적으로 긴 필터와 비교하여, 어떠한 짧은 길이도 가질 수 있는 바람직한 특성을 가지는 필터 설계를 얻기 위한 자동화된 메커니즘을 제공한다. 이와 같은 필터는 다음의 이점을 나타낸다:
Figure 112017039053596-pat00015
필터 컨벌루션(convolution)으로 인한 두 개의 연속적인 무선 프레임들간의 전환이 단축되어 전송의 스펙트럼 효율이 향상된다. 중첩 인자가 1인 필터의 경우, 종래의 긴 필터의 7M/2 경우와 비교하여, 오버헤드가 단지 M/2 샘플에 지나지 않는다.
Figure 112017039053596-pat00016
결과적으로 지연 시간이 크게 줄어든다. 이는 특히 현재 개발중인 5G 네트워크에 있어서 중요한 성능 지표가 된다. 차량 대 차량 통신과 같은 일부 애플리케이션의 경우 특히 보안상의 이유로, 1 밀리초 미만의 양단간 지연시간을, 필요로 한다.
Figure 112017039053596-pat00017
도플러 편이 및 도플러 확산에 의해 도입된 반송파 주파수 오프셋(Carrier Frequency Offset: CFO) 또는 CFO 장애를 유발시키는 송신기와 수신기 사이의 국부 발진기의 오정렬에 대한 높은 복원력을 가진다. 5G에서 송수신기는, 4G/LTE보다 200km/h 높은 최고 500km/h의 이동성을 지원해야 한다. 따라서 도플러 편이 및 CFO에 대한 민감도는 중요한 문제이며 4G/LTE 매개 변수를 사용하는 OFDM은 이러한 이동성 요건을 지원하기 어렵다.
Figure 112017039053596-pat00018
특히 메모리 요건 측면에서 하드웨어 복잡성이 크게 줄어든다. 송신기 측면에서는 FBMC/OQAM 변조기의 최적화가 가능하며 OFDM에 필적하는 하드웨어 복잡성을 제공한다.
Figure 112017039053596-pat00019
시공간 블록 부호화(Space-Time Block Coding; STBC) 다중 입력 다중 출력(Multiple Input Multiple Output; MIMO) 다이버시티 방식은 블록 전환이 짧기 때문에 블록 유형을 구현할 때 스펙트럼 효율 손실을 최소화하면서 적용할 수 있다.
Figure 112017039053596-pat00020
첨두 전력 대 평균전력비(Peak to Average Power Ratio; PAPR) 감소 기술이 더 효율적이다.
제1 실시예에 있어서, 상기 후보 필터를 선택하는 단계는, 시간 및 주파수 성분들로서 각각 1/2의 심볼 주기 및 부반송파 간격을 가지는 시간 및 주파수 그리드 상에 투영될 때, 1x10-2보다 큰 값을 가지는 유한 수의 주파수 계수들을 가지는 필터 뱅크 임펄스 응답으로 정의된 후보 필터 설계를 선택하는 단계를 더 포함한다.
특정 개수의 0에 가까운 계수들을 가지는 후보 필터를 선택하면 반전 후 결과 시간 응답이 시간 국부화를 거의 최적화한다. 경험적 한계를 1x10-2의 값(0과 동일하게 볼 수 있음) 미만으로 설정하면 이러한 효과를 유지할 수 있을 만큼 작은 0이 아닌 값들을 설정할 수 있다.
제1 실시예의 예시로, 후보 프로토타입 필터 설계는 3 내지 8의 중첩 인자를 가지는 "Martin-Mirabassi-Bellange" 설계이다.
이러한 알려진 필터 설계를 출발점으로 사용하여 새로운 후보 필터들을 개발하고 테스트할 필요 없이 상기에서 설명한 이점에 부합하는 우수한 성능을 가지는 디지털 필터를 제공한다.
제1 실시예의 예시로, 상기 후보 프로토타입 필터를 정의하는 단계는 등방성 직교 변환 알고리즘(Isotropic Orthogonal Transform Algorithm: IOTA) 함수 또는 제곱근 승산 코사인(Square Root Raised Cosine) 함수를 이용하는 단계를 포함한다.
이러한 공지된 필터 설계 기술을 사용하여, 요구하는 특성을 가지고 상기에서 설명한 이점을 제공할 수 있는 디지털 필터를 처음부터 개발하기 위한 보다 완벽한 워크플로우를 제공한다.
제1 실시예의 예시로, 상기 후보 프로토타입 필터를 정의하는 단계는 근-인접 IFFT 필터들의 가중합을 이용하는 단계를 포함한다.
이러한 공지된 필터 설계 기술을 사용하여, 요구하는 특성을 가지고 상기에서 설명한 이점을 제공할 수 있는 디지털 필터를 처음부터 개발하기 위한 보다 완벽한 워크플로우를 제공한다.
제1 실시예의 예시로, 상기 후보 프로토타입 필터를 정의하는 단계는 상기 필터의 임펄스 응답을 해당 다위상 네트워크의 각도 기반 표현으로 분해함으로써 콤팩트한 표현을 이용하는 단계를 포함한다.
이러한 공지된 필터 설계 기술을 사용하여, 요구하는 특성을 가지고 상기에서 설명한 이점을 제공할 수 있는 디지털 필터를 처음부터 개발하기 위한 보다 완벽한 워크플로우를 제공한다.
제1 실시예의 예시로, 상기 디지털 필터의 목표 중첩 인자는 1보다 크다.
중첩 인자가 1보다 큰 필터는 출발점으로 간주될 수 있는 후보 필터들의 집합을 확장시키면서 여전히 수용 가능한 결과를 제공할 수 있다.
제1 실시예의 예시로, 상기 후보 필터 설계는 1x10-2보다 큰 값을 가지는 3개의 주파수 계수들을 가진다.
3개의 0이 아닌 주파수 계수들을 가지는 필터로 후보 필터의 초기 선택을 제한하는 것은, 가능성 있는 많은 후보 필터들을 제외시키지만, 최종 디지털 필터에서 명시된 목표 특성을 달성할 수 있는 최적의 가능성을 제공한다.
제1 실시예의 예시로, 상기 후보 필터 설계는 1x10-2보다 큰 값을 가지는 5개의 주파수 계수들을 가진다.
5개의 0이 아닌 주파수 계수들을 가지는 필터로 후보 필터의 초기 선택을 제한하는 것은, 상대적으로 가능성이 낮은 후보 필터들을 제외시킴으로써, 최종 디지털 필터에서 명시된 목표 특성을 달성할 수 있는 상당한 가능성을 제공한다.
제2 실시예는 상기 제1 실시예의 방법에 따라 정의된, 특정 중첩 인자를 가지고 특정 신호대 간섭비를 충족시키는 디지털 필터를 제공한다.
이러한 필터는 제1 실시예와 동일한 이점을 가진다.
제3 실시예는 목표 중첩 인자를 가지고 특정 신호대 간섭비를 충족시키는 디지털 필터를 제공한다. 상기 필터는 나이퀴스트 판별법을 만족시키고, 목표보다 높은 중첩 인자를 가지는 후보 필터 설계를 정의하는 필터 뱅크 임펄스 응답의 반전된 시간 및 주파수 계수들의 절단에 의해 정의된다.
이러한 필터는 제1 실시예와 동일한 이점을 가진다.
제4 실시예는 제2 실시예 또는 제3 실시예의 디지털 필터를 이용하여 순환 또는 선형 컨벌루션을 구현하는 송신기를 제공한다.
제4 실시예의 예시로, 상기 송신기는 FBMC/OQAM 변조를 구현한다.
이로 인해, FBMC/OQAM 변조기의 송신기 최적화가 가능하고 OFDM에 필적하는 하드웨어 복잡성을 제공한다.
제5 실시예는 제2 실시예 또는 제3 실시예의 디지털 필터를 이용하여 순환 또는 선형 컨벌루션을 구현하는 수신기를 제공한다.
제5 실시예의 예시로, 상기 수신기는 FBMC/OQAM 복조를 구현한다.
본 발명에 따른 특정 신호대 간섭비(SIR)를 충족시키는 목표 중첩 인자를 가지는 디지털 필터는 전송 스펙트럼 효율을 향상시키고, 지연 시간을 줄이며, CFO 장애에 높은 복원력을 가지고, 하드웨어 복잡성을 크게 줄일 수 있다.
본 발명에 따른 특정 신호대 간섭비(SIR)를 충족시키는 목표 중첩 인자를 가지는 디지털 필터를 설계하는 방법은 상긱의 디지털 필터를 개발하기 위한 효율적인 워크플로우를 제공한다.
이하에서, 본 발명의 전술된 이점 및 또 다른 효과들이 첨부된 도면을 참조하여 설명된다.
도 1은 PPN FBMC/OQAM 송신기 구현을 도시한 도면;
도 2a는 FS FBMC/OQAM 송신기 구현을 도시한 도면;
도 2b는 FS FBMC/OQAM 수신기 구현을 도시한 도면;
도 3은 특정 신호대 간섭비를 충족시키는 낮은 중첩 인자를 가지는 디지털 필터를 설계하는 방법을 도시한 도면;
도 4a는 나이퀴스트 판별법을 설명하기 위한 도면;
도 4b는 나이퀴스트 판별법을 설명하기 위한 다른 도면;
도 5는 필터 설계에 있어서 계수들의 개수와 달성된 특정 신호대 간섭비 사이의 가능한 관계를 도시한 도면; 및
도 6은 본 발명의 실시예들의 구현에 적합한 포괄적인 컴퓨터 시스템을 도시한 도면.
도 3은 특정 신호대 간섭비를 충족시키는 낮은 중첩 인자를 가지는 디지털 필터를 설계하는 방법을 도시한다.
중첩 인자는 중첩하는 FBMC 심볼들의 수에 1을 더한 값으로 정의된다. 또한, 중첩인자는 필터의 길이(L)를 필터 뱅크의 다중 위상 표현에서 최대 부반송파의 수(= DFT 크기)로 나눈 것과 같다:
OF=L/M (13).
실질적인 통신 시스템의 경우, OF가 작으면 짧은 필터 지속 기간으로 인해 하드웨어의 복잡성 및 결과 송수신기의 지연 시간이 줄어드는 이점이 있다. 그러나 OQAM 처리로 인한 중첩 작업은 계산되지 않는다. FBMC/OQAM은 OF 값이 두 배인 FBMC/PAM과 같다.
도 3에 도시된 바와 같이, 이 방법은 필터 뱅크 임펄스 응답에 의해 정의되고, 나이퀴스트 판별법을 만족시키는 후보 필터 설계를 선택하는 단계(301)로 시작한다.
나이퀴스트 판별법은 통신 채널(송신 및 수신 필터들의 응답들 포함)이 이를 만족할 때 심볼간 간섭(Inter-Symbol Inteference: ISI)이 없고 반송파간 간섭도 없는 조건을 말한다.
이산 프로토타입 필터 임펄스 응답이 g(k)로 표시되는 경우, 결과 필터 뱅크에 ISI가 존재하지 않을 응답 조건은 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112017039053596-pat00021
(14)
여기서,
Figure 112017039053596-pat00022
은 지속 기간
Figure 112017039053596-pat00023
에 전송된 심볼 내의 샘플들의 수에 대응하고,
Figure 112017039053596-pat00024
는 샘플링 주기이다.
Figure 112017039053596-pat00025
은 디랙(Dirac) 함수를 나타낸다. 이 판별법은 심볼 지속 기간의 절반(
Figure 112017039053596-pat00026
샘플들에 해당)으로 시간 이동된 g2(k)의 복제본(replica)들이 상수값까지 합쳐져야 하는 것으로 직관적으로 이해될 수 있다.
도 4a는 필터 뱅크 시스템에 대한 나이퀴스트 판별법을 설명하기 위한 도면이다. 도 4a에 도시된 바와 같이, 프로토타입 필터 임펄스 응답(400)이 시간을 나타내는 x 축(401) 및 전력을 나타내는 y 축(402) 상에서 도시된다. 제1 필터 응답(403)은 제1 시간(405)에 도시되고, 제2 필터 응답(404)은 제2 시간(406)에 도시되며, 두 개의 시간 이동된 필터 응답들은 시간 시프트 b(407)에 의해 분리된다.
도 4b는 필터 뱅크 시스템에 대한 나이퀴스트 판별법을 설명하기 위한 다른 도면이다. 도 4b에 도시된 바와 같이, 도 4a의 프로토타입 필터 임펄스 응답(400)이 시간을 나타내는 x 축(401) 및 전력을 나타내는 y 축(402) 상에서 도시된다. 제1 필터 응답(408)은 제3 시간(410)에 도시되고, 제4 필터 응답(409)은 제2 시간(411)에 도시되며, 2개의 시간 이동된 필터 응답들은 도 4a에서와 동일한 시간 시프트 b(407)에 의해 분리된다.
도 4a 및 도 4b에서, 필터 응답들에 대한 가로 좌표가 상이하지만(각각 a 및 g), 제1 및 제2 필터 응답들의 전력 합계 c+d는 제3 및 제4 필터 응답들의 전력 합계 e+f와 동일하다. 이는, 나이퀴스트 판별법을 만족하는 필터 뱅크의 프로토타입 필터의 경우, 동일한 시간 간격으로 이동된 어떠한 필터 응답 쌍에 대해서도 적용된다.
후보 프로토타입 필터는 제곱근 승산 코사인 함수 또는 등방성 직교 변환 알고리즘(Isotropic Orthogonal Transform Algorithm; IOTA) 함수와 같이 정의된 함수들의 집합 중에 선택하거나 나이퀴스트 이외의 특정 판별법을 목표로 하지 않고 실질적으로 기존 필터들 중에서 선택할 수 있다.
후보 필터를 선택하는 단계는, 시간 및 주파수 성분들로서 각각 1/2 심볼주기 및 부반송파 간격을 가지는 시간 및 주파수 그리드 상에 투영될 때, 실질적으로 0이 아닌 값을 가지는 (가장 큰 값에 의하여) 정규화된 유한 수의 주파수 계수들을 가지는 필터 뱅크 임펄스 응답으로 정의된 후보 필터 설계를 선택하는 단계를 더 포함할 수 있다. 정규화된 계수가 실질적으로 0 값으로 간주될 수 있는 최고 임계값은 애플리케이션의 맥락 및 설계 제약에 따라 당업자가 선택할 수 있다. 0이 아닌 값의 범위는 어떠한 경우에도 1x10-2를 초과하며, 1x10-3 또는 실제로 1x10-4로 제한될 수 있다. 임계값은 SIR에 대한 영향이 가능한 한 낮도록 정의된다. 허용 가능한 SIR 수준은 애플리케이션 및 고려 대상 후보 필터에 따라 다를 수 있다.
주파수 영역에서 적은 수의 탭(tap)들을 가지는 필터를 정의하고자 하는 경우, 주파수 및 시간 영역들은 듀얼 영역으로 간주될 수 있고, 긴 시간 주기를 가지는 필터는 일반적으로 짧은 주파수 간격을 가진다는 푸리에 변환의 속성으로 인해, 필터는 큰 시간 간격들을 가지는 시간 영역에서 이미 설계된 것들에 기반하여 주파수 영역에서 설계될 수 있다. 일반적으로 도합 가장 적은 수의 탭들을 가지는 것이 바람직하다. OF가 4인 Martin-Mirabassi-Bellange와 같은 3개의 0이 아닌 계수들을 가지는 후보 필터로 좋은 결과를 얻을 수 있으며, 4 또는 5 계수 필터도 적합하다. 더 높은 수의 계수를 가지는 후보 필터는 완벽한 재구성 특성을 상실할 수 있고(나이퀴스트가 더 이상 충족되지 않음), 비직교 FBMC/OQAM 방식을 초래할 수 있다. 반면에, 계수가 1이면 주파수 국부화 특성이 좋지 않은 사각형 필터가 된다.
다른 예로서, 후보 프로토타입 필터는 하이젠베르크 매개변수에 의해 정의된 시간 주파수 국부화(TFL) 기준을 충족시키는 최적화 방법을 사용하여 처음부터 설계될 수 있다:
Figure 112017039053596-pat00027
(15)
여기서
Figure 112017039053596-pat00028
및
Figure 112017039053596-pat00029
는 각각 프로토타입 필터 g에 대한 시간과 주파수의 2차 모멘트이다.
Figure 112017039053596-pat00030
의 값은 항상 0과 1 사이이다.
하나의 설계 방법은, 예를 들어, K. Martin의 "멀티톤 데이터 통신 애플리케이션을 위한 작은 측엽 필터 디자인(Small side-lobe lter design for multitone data-communication applications; IEEE Transactions on Circuits and Systems II: Analog and Digital Signal Processing, vol. 45, no. 8, pp. 1155-1161, Aug. 1998)"에 기술된 바와 같은 근-인접 IFT 필터(Near-adjacent Inverse Fourier Transformation filter)들의 가중합 기반 기술에 따라, TFL 및 나이퀴스트 판별법을 충족시키기 위해 주파수 영역에서 필터 계수를 최적화하는 것으로 구성된다.
다른 설계 방법으로, 필터의 임펄스 응답을 해당 다상 네트워크의 각도 기반 표현으로 분해하여 컴팩트한 표현을 사용하여 필터 계수를 최적화하는 것을 포함하는 방법이 있다. 이러한 표현은 나이퀴스트 판별법이 만족되고 각도 매개변수가 TFL 기준을 충족하도록 최적화되는 것을 보장한다. 이 방법은 D. Pinchon, P. Siohan 및 C. Siclet의 "컴팩트한 표현에 기반한 직교 변조된 필터 뱅크의 설계 기술(IEEE Transactions on Signal Processing, vol. 52, no. 6, pp. 1682-1692, June 2004)"에 기술되어 있다.
또 다른 설계 방법으로, B. le Floch, M. Alard, 및 C. Berrou의 "직교 부호화 주파수 분할 다중화(Proceedings of the IEEE, vol. 83, pp. 982-996, Jun. 1995)"에 기술된 등방성 직교 변환 알고리즘(IOTA) 함수 또는 제곱근 승산 코사인 함수가 있다.
상기 이론들에 따라 개발된 필터들은, 예를 들어, 순환 또는 선형 컨벌루션 기반 통신 시스템과 같은 디지털 변조 방식에 특히 적합하다.
후보 필터로서 만족스러운 결과를 줄 수 있는 기존 필터 설계의 예로서 B. Le Floch, M. Alard 및 C. Berrou의 "직교 부호화 주파수 분할 다중화[TV 방송](Proceedings of the IEEE, vol. 83, no. 6, pp. 982-996, Jun. 1995)"및 K. Martin의 "멀티톤 데이터 통신 애플리케이션을 위한 작은 측엽 필터 디자인(Small side-lobe lter design for multitone data-communication applications; IEEE Transactions on Circuits and Systems II: Analog and Digital Signal Processing, vol. 45, no. 8, pp. 1155-1161, Aug. 1998)"에 기술된 OF가 4인 Martin-Mirabassi-Bellange(mmb4) 필터가 있으며, 이는 PHYDYAS 프로젝트에서 FBMC/OQAM 용으로 고려되었다.
"OF가 4 인 Martin-Mirabassi-Bellange" 필터는 시간 및 주파수 축에서 다음의 필터 뱅크 임펄스 응답으로 정의된다.
t-4 t-3 t-2 t-1 t t+1 t+2 t+3 t+4
f-1 0.005 j0.043 -0.125 -j0.206 0.239 j0.206 -0.125 -j0.043 0.005
F 0 -0.067 0 0.564 1 0.564 0 -0.067 0
f+1 0.005 -j0.043 -0.125 j0.206 0.239 -j0.206 -0.125 j0.043 0.005
결과 필터의 필터 뱅크 임펄스 응답은, 간섭이 주파수 평면에서 하나의 인접한 부반송파에로만 제한되기 때문에, 주파수면에서 고도로 국부화된다는 것을 알 수 있다.
다만, 이는 특정 애플리케이션에 적합할 수 있는 특정 후보 필터 설계의 일례에 불과하다. 특히, 이러한 후보 필터 설계는 전술한 바와 같이 FBMC/OQAM 아키텍처를 위한 필터 설계의 출발점으로 적합하다. 또 다른 적절한 후보 필터 설계는 상술한 바와 같은 선택 기준을 만족시키고 해당 또는 다른 애플리케이션들을 위한 새로운 필터 설계의 기초를 제공하는 것으로 다음 중 하나를 포함할 수 있다.
Figure 112017039053596-pat00031
B. Le Floch, M. Alard 및 C. Berrou의 "직교 부호화 주파수 분할 다중화[TV 방송](Proceedings of the IEEE, vol. 83, no. 6, pp. 982-996, Jun. 1995)"에 기술된 IOTA 필터
Figure 112017039053596-pat00032
D. Pinchon, P. Siohan 및 C. Siclet의 "컴팩트한 표현에 기반한 직교 변조된 필터 뱅크의 설계 기술(IEEE Trans. Signal Process. 52 (June (6)) (2004) 1682-1692)"에 기술된 FS 4 필터
Figure 112017039053596-pat00033
K. Martin의 "멀티톤 데이터 통신 애플리케이션을 위한 작은 측엽 필터 디자인(Small side-lobe lter design for multitone data-communication applications; IEEE Transactions on Circuits and Systems II: Analog and Digital Signal Processing, vol. 45, no. 8, pp. 1155-1161, Aug. 1998)"에 기술된 OF가 4보다 큰 MMB 필터
일단 후보 필터 설계가 선택되면, 후보 필터 설계를 정의하는 필터 뱅크 임펄스 응답의 시간 계수 및 주파수 계수가 반전되어 추가 필터 설계를 정의하는 단계(302)가 진행된다.
축을 반전시키면, 중첩 인자가 1인, 시간에 고도로 국부화된 프로토타입 필터가 생성된다. 프로토타입 필터의 계수들은 시간 슬롯이 t이고 부반송파가 f인 경우, 1과 동일한 임펄스를 전송함으로써 필터 뱅크의 원하는 임펄스 응답으로부터 추론될 수 있고, 이는 전술된 표기법을 사용하면 다음과 같이 나타낼 수 있다:
an(m)=1 if n=t and m=f, else 0. (16)
f 및 t는 필터 뱅크 임펄스 응답이 시간 및 주파수 평면에서 전송된 임펄스의 위치에 따라 달라지지 않기 때문에 계산을 단순화하기 위해 임의로 0으로 설정할 수 있다. 따라서, 수학식(1)은 다음과 같이 된다:
s(k)=g(k) (17).
그리고, 시간 슬롯 n=t=0에서 복조된 후에 수신된 샘플들은 다음과 같이 표현된다:
Figure 112017039053596-pat00034
(18).
따라서, 상기에서 설명한 바와 같이 Ccandidate이 후보 필터 설계의 임펄스 응답에서 f번째 라인의 필터 뱅크 임펄스 응답의 계수들에 해당하는 경우, g는 c0(m)= Ccandidate(m)로 설정함으로써 추론할 수 있다:
Figure 112017039053596-pat00035
(19).
선택적으로, 설계 절차는 실수값을 가지고 대칭적인 Ccandidate 계수들을 이용하여 더 단순한 분석 표현식을 얻기 위해 단순화시킬 수 있다.
상기 표에 따르면,
Figure 112017039053596-pat00036
(f번째 라인의 t-4, t-2, t+2 및 t+4 열들)이고,
Figure 112017039053596-pat00037
(f번째 라인의 t 열)이다. 이는 나이퀴스트 판별법의 결과이기 때문에(증명 1 참조), 어떠한 프로토타입 필터에든 실제로 적용할 수 있다. 따라서, 다음의 식을 얻을 수 있다:
Figure 112017039053596-pat00038
(20).
게다가,
Figure 112017039053596-pat00039
=
Figure 112017039053596-pat00040
를 만족하는데, 이는 프로토타입 필터가 실수값을 가지기 때문에, FFT 편이(FFT는 주기적이다)에 의해
Figure 112017039053596-pat00041
로 나타낼 수 있다. 그러므로, M이 4보다 큰 2의 거듭제곱이라고 가정하면(실제 구현에서 항상 그렇다) 다음과 같은 식을 얻을 수 있다:
Figure 112017039053596-pat00042
(21).
두 번째 합계는 다음과 같이 나타낼 수도 있다:
Figure 112017039053596-pat00043
(22)
Figure 112017039053596-pat00044
(23)
Figure 112017039053596-pat00045
(24).
오일러 공식을 사용하면 다음과 같다:
Figure 112017039053596-pat00046
(25).
Figure 112017039053596-pat00047
로 정의하면 다음의 식을 얻을 수 있다:
Figure 112017039053596-pat00048
(26).
아래에서 논의되는 바와 같이, OF가 4인 Martin-Mirabassi-Bellange의 경우,
Figure 112017039053596-pat00049
이므로, 다음의 식을 얻을 수 있다:
Figure 112017039053596-pat00050
(27).
증명 1:
나이퀴스트 판별법에 따르면, 프로토타입 필터는 다음 조건을 충족해야 한다:
Figure 112017039053596-pat00051
(28).
상기에서, 시간 인덱스 t=0에서의 필터 뱅크 임펄스 응답은 다음과 같다:
Figure 112017039053596-pat00052
(29).
FFT를 2q 항들로 분해하여 표현할 수도 있다:
Figure 112017039053596-pat00053
(30)
Figure 112017039053596-pat00054
(31).
k 가 짝수인 경우는 다음과 같다:
Figure 112017039053596-pat00055
(32)
Figure 112017039053596-pat00056
(33)
Figure 112017039053596-pat00057
(34).
임펄스 응답은 t축과 f축을 반전시켜 구성된다. 다음의 표 2는 얻어진 프로토타입 필터를 사용할 때, 필터 뱅크 임펄스 응답(분석+합성 필터, 즉 TX 및 RX 필터의 결합된 효과)을 나타낸다.
f-4 f-3 f-2 f-1 f f+1 f+2 f+3 f+4
t-1 0.005 j0.043 -0.125 -j0.206 0.239 j0.206 -0.125 -j0.043 0.005
t 0 -0.067 0 0.564 1 0.564 0 -0.067 0
t+1 0.005 -j0.043 -0.125 j0.206 0.239 -j0.206 -0.125 j0.043 0.005
프로토타입 필터의 임펄스 응답은 g(k)로 정의된다. 필터 뱅크에 의해 수행되는 분해 과정을 합성(각 부대역에서의 성분들에 대한 신호 분석을 의미)이라고 한다. 합성의 출력은 필터 뱅크에 포함된 필터들의 개수만큼 많은 부대역을 가지는 부대역 신호라고 불린다. 재구성 과정을 분석이라고 하며, 이는 필터링 과정에서 발생하는 완전한 신호의 재구성을 의미한다. 나이퀴스트 판별법은 합성 및 분석 필터들의 효과를 결합한 것으로, 즉 합성 필터의 출력(RX 측)에서 검증된다.
이어서, 전술된 추가 필터 설계를 정의하는 결과 주파수 응답을 전술된 특정 신호대 간섭비를 달성하는 최소 개수의 계수로 절단하는 단계(303)가 진행된다.
수신기 측에서 프로토타입 필터의 주파수 응답을 절단함으로써, 불완전한 재구성으로 인한 간섭이 나타나 성능 저하를 초래할 수 있다. 그러나 0이 아닌 계수들의 개수를 의미하는 CG가 너무 크면, 결과적인 주파수 확산(Frequency Spread) 구현은 중대한 계산 및 하드웨어 복잡성을 필요로 한다.
필터 뱅크 임펄스 응답의 주파수 평면 축에서 0이 아닌 계수들의 개수는 완전한 재구성에 가까운 특성을 가지는 필터를 얻기 위해 흔히 3 또는 5이어야 하지만, 중첩 인자는 목표 필터의 주파수 국부화를 제한할 것이다. 후보의 시간 국부화가 불량한 경우, 목표 필터는 좋지 않은 주파수 국부화 특성을 가진다. 시간/주파수 국부화 사이의 적절한 절충을 위해, OF=3, 4, 5인 경우 보통 만족스러운 결과를 보인다.
이와 같이, 한가지 예로서 목표 중첩 인자를 가지며 특정 신호대 간섭비를 충족시키는 디지털 필터를 제공하며, 이 디지털 필터는 나이퀴스트 판별법을 만족시키고, 목표보다 높은 중첩 인자를 가지는 후보 필터 설계를 정의하는 필터 뱅크 임펄스 응답의 반전된 시간 및 주파수 계수들에 의해 정의된다.
또 다른 예로서, 중첩 인자가 1인 디지털 필터를 제공하고, 이 필터는 OF가 4인 Martin-Mirabassi-Bellange 후보 필터의 필터 뱅크 임펄스 응답의 반전된 시간 및 주파수 계수들에 의해 정의된다.
이와 같이, 상기 표에 제시된 계수들의 집합은, 특히 5G 무선 인터페이스와 같은, 낮은 복잡성을 가지는 무선 인터페이스를 목표로 하는 FBMC 구현과 같은 특정 상황들에서 효과적일 수 있는 일 실시예(즉, 제한된 절단과 같은)에 따른 하나의 특정 설계를 정의한다.
도 5는 필터 설계에 있어서 계수들의 개수와 달성된 특정 신호대 간섭비 사이의 가능한 관계를 도시한다. 도 5는 도 3을 참조하여 전술한 필터의 신호대 간섭 성능을 단계(303)에서 절단 이후에 유지된 계수들의 개수에 대하여 도시한다. 이를 바탕으로, 예를 들어, 최소 신호대 간섭비가 55dB인 경우, 최종 필터 설계로 0이 아닌 계수는 7개로 충분하다는 것을 알 수 있다.
이를 바탕으로, 필요한 수의 계수가 선택될 수 있고, 상기 단계(303)을 참조하여 언급된 바와 같이, 추가 필터 설계의 주파수 응답이 그 수로 절단되어 다음과 같은 계수 집합을 도출한다:
예를 들어,
G(-3)=0.0107
G(-2)=-0.0837
G(-1)=-0.4202
G(0)=1
G(1)=-0.4202
G(2)=-0.0837
G(3)=0.0107
여기서 G는 다음의 식(35)에서 정의된 바와 같이, 프로토타입 필터 g의 임펄스 응답의 이산 푸리에 변환을 나타낸다:
Figure 112017039053596-pat00058
(35).
필터의 절단된 주파수 응답은 다음과 같이 설정하여 얻는다:
Figure 112017039053596-pat00059
,
Figure 112017039053596-pat00060
이며
Figure 112017039053596-pat00061
(36)
여기서
Figure 112017039053596-pat00062
는 목표 SIR을 달성하기 위해 필요한 비절단된 계수의 홀수 값이다(SIR이 55 dB인 상기 예에서
Figure 112017039053596-pat00063
=7).
Figure 112017039053596-pat00064
가 짝수인 경우는 다음과 같다:
Figure 112017039053596-pat00065
with
Figure 112017039053596-pat00066
or
Figure 112017039053596-pat00067
(37)
m에 대해 상기 두 가지 정의가 가능하며 이들은 동일한 SIR을 유도한다. 실제로, 주파수 응답의 계수들이 대칭인 경우, 즉
Figure 112017039053596-pat00068
가 홀수인 경우에, 복잡도와 SIR 사이의 더 나은 절충이 이루어진다.
생성된 필터는, 예를 들어, 필터 복잡성 및 성능 측면에서 원래의 후보 필터 설계와 유사한 바람직한 특성을 가지는 반면, 시간 영역에서 고도로 국부화 되고, 예를 들어, 상기에서 FBMC/OQAM 시스템의 맥락에서 논의한 바와 같이 짧은 필터로서의 이점을 얻을 수 있다. 이러한 필터는, 특히 FBMC/QAM 송수신기와 같은 선형 컨벌루션 기반의 다른 통신 시스템에도 동일하게 적용할 수 있다. 하나의 예로서, 필터링된 멀티톤(Filtered Multi-Tone: FMT) 변조는 나이퀴스트 속도보다 낮은 데이터 속도로 데이터를 전송하는 특정 필터 뱅크 다중 반송파 변조(선형 컨벌루션 포함)이다. 이는 필터 뱅크 다중 반송파 시스템의 분석 및 합성 필터들에 대한 업 샘플링 인자(N)보다 채널(M)의 개수가 적은 경우에 해당한다. 또 다른 예로서, 순환형 블록 FMT와 같은 순환 컨벌루션을 사용하는 시스템은 합성 및 분석 필터들이 선형 컨벌루션 대신 순환 컨벌루션을 사용하는 FMT 변조이다.
이러한 방식으로 설계된 필터는, 예를 들어, 도 1 및 도 2와 관련하여 전술한 필터들(131, 132, 241, 242, 243, 244) 대신에 송신기 및/또는 대응하는 수신기에 포함될 수 있다.
이와 같이, 목표 중첩 인자를 가지며 특정 신호대 간섭비를 만족시키는 디지털 필터가 정의되고, 이 필터는 나이퀴스트 판별법을 만족시키고, 목표보다 높은 중첩 인자를 가지는 후보 필터 설계를 정의하는 필터 뱅크 임펄스 응답의 반전된 시간 및 주파수 계수들의 절단으로 정의된다.
이러한 필터의 구현은 FBMC 아키텍처에 따른다.
PPN 기반 구현의 경우, 필터는 윈도우 함수로 사용되므로 수신기 측에서 FFT의 입력에 계수들을 단순히 곱하는 것이다. 이 구현에서는 복잡성의 변경 없이 비절단 버전을 이용할 수 있다.
주파수 확산 기반 구현에서, 필터는, 수신기 측에서의 FFT 이후에, 이산 시간 FIR 필터로서 구현된다. 복잡성을 줄이기 위해 절단된 버전이 사용될 수 있다.
송신기 측에서 PPN 구현이 채택될 수 있고, 수신기 측에서는 주파수 확산 구현이 채택될 수 있다. 이러한 방법들의 다른 구현 세부사항 및 변형예, 특히 상기 도면을 참조하여 기술된 장치의 변형예에 대응하는 다른 구현 세부사항 및 변형예도 또한 고려될 수 있다.
개시된 방법은 순 하드웨어 실시예(예를 들어, FPGA), 순 소프트웨어 실시예(예를 들어, 본 발명에 따른 시스템을 제어하는 것) 또는 하드웨어 및 소프트웨어 요소 모두를 포함하는 실시예 형태를 취할 수 있다. 소프트웨어 실시예는 펌웨어, 상주 소프트웨어, 마이크로 코드 등을 포함하나 이에 한정되지는 않는다. 본 발명은 컴퓨터 또는 명령 실행 시스템에 의해 또는 그와 관련하여 사용하기 위한 프로그램 코드를 제공하는, 컴퓨터에서 사용 가능한 또는 컴퓨터로 읽을 수 있는 매체로부터 액세스 가능한 컴퓨터 프로그램 제품의 형태를 취할 수 있다. 컴퓨터에서 사용 가능한 또는 컴퓨터로 읽을 수 있는 기구란 명령 실행 시스템, 기구 또는 장치에 의해 또는 그와 관련하여 사용하기 위한 프로그램을 포함, 저장, 통신, 전파 또는 전송할 수 있는 어떠한 기구도 될 수 있다. 매체란 전자, 자기, 광학, 전자기, 적외선 또는 반도체 시스템(또는 기구 또는 장치) 또는 전파 매체일 수 있다.
이들 방법 및 프로세스는 컴퓨터 애플리케이션 프로그램 또는 서비스, 애플리케이션 프로그래밍 인터페이스 (Application Programming Interface: API), 라이브러리 및/또는 다른 컴퓨터 프로그램 제품, 또는 이러한 객체의 임의의 조합의 수단으로 구현될 수 있다.
도 6은 본 발명의 실시예들의 구현에 적합한 포괄적인 컴퓨터 시스템을 도시한다.
도 6에 도시된 바와 같이, 시스템은 논리 장치(601) 및 저장 장치(602)를 포함한다. 시스템은 디스플레이 서브 시스템(611), 입력 서브 시스템(612, 613, 615), 통신 서브 시스템(620) 및/또는 도시되지 않은 다른 구성 요소를 선택적으로 포함할 수 있다.
논리 장치(601)는 명령을 실행하는 하나 이상의 물리적 장치를 포함한다. 예를 들어, 논리 장치(601)는 하나 이상의 애플리케이션, 서비스, 프로그램, 루틴, 라이브러리, 객체, 컴포넌트, 데이터 구조 또는 다른 논리 구조의 일부인 명령을 실행하도록 구성될 수 있다. 이러한 명령들은 작업을 수행하거나, 데이터 유형을 구현하거나, 하나 이상의 컴포넌트의 상태를 변환하거나, 기술적 효과를 달성하거나, 원하는 결과에 도달하도록 구현될 수 있다.
논리 장치(601)는 소프트웨어 명령을 실행하는 하나 이상의 프로세서를 포함할 수 있다. 부가적으로 또는 그 대신에, 논리 장치는 하드웨어 또는 펌웨어 명령을 실행하도록 구성된 하나 이상의 하드웨어 또는 펌웨어 논리 장치를 포함할 수 있다. 논리 장치의 프로세서들은 단일 코어 또는 다중 코어일 수 있고, 그 위에서 실행되는 명령은 순차, 병렬 및/또는 분산 처리를 위해 구성될 수 있다. 논리 장치(601)의 개별 구성 요소들은, 멀리 떨어져 있고/있거나 통합된 처리를 위해 구성된 둘 이상의 분리된 장치들 사이에 선택적으로 분배될 수 있다. 논리 장치(601)의 구현예는 클라우드 컴퓨팅으로 구성된, 원격 액세스 가능한 네트워크 컴퓨터 장치에 의해 가상화되고 실행될 수 있다.
저장 장치(602)는 본 명세서에서 설명된 방법들 및 처리들을 구현하기 위해 논리 장치에 의해 실행 가능한 명령들을 보유하도록 구성된 하나 이상의 물리적 장치를 포함한다. 이러한 방법들 및 프로세스들이 구현될 때, 저장 장치(602)의 상태는, 예를 들어, 상이한 데이터를 유지하기 위해 변화할 수 있이다.
저장 장치(602)는 이동식 및/또는 내장 장치를 포함할 수 있다. 저장 장치(602)는 광학 메모리(예를 들어, CD, DVD, HD-DVD, 블루 레이 디스크 등), 반도체 메모리(예를 들어, FLASH, RAM, EPROM, EEPROM 등) 및/또는 마그네틱 메모리(예를 들어, 하드 디스크 드라이브, 플로피 디스크 드라이브, 테이프 드라이브, MRAM 등)를 포함하는 하나 이상의 유형의 저장 장치를 포함할 수 있다. 저장 장치는 휘발성, 비휘발성, 동적, 정적, 읽기/쓰기, 읽기 전용, 랜덤 액세스, 순차 액세스, 위치 주소화, 파일 주소화 및/또는 내용 주소화 장치들을 포함할 수 있다.
특정 구성에서, 시스템은 논리 장치(601)와 다른 시스템 구성 요소 간의 통신을 지원하도록 구성된 인터페이스(603)를 포함할 수 있다. 예를 들어, 추가 시스템 구성 요소는 이동식 및/또는 내장형 확장 저장 장치를 포함할 수 있다. 확장 저장 장치는 광학 메모리(632; 예를 들어, CD, DVD, HD-DVD, 블루 레이 디스크 등), 반도체 메모리(633; 예를 들어, FLASH, RAM, EPROM, EEPROM 등) 및/또는 마그네틱 메모리(631; 예를 들어, 하드 디스크 드라이브, 플로피 디스크 드라이브, 테이프 드라이브, MRAM 등)를 포함하는 하나 이상의 유형의 저장 장치를 포함할 수 있다. 이러한 확장 저장 장치는 휘발성, 비휘발성, 동적, 정적, 읽기/쓰기, 읽기 전용, 랜덤 액세스, 순차 액세스, 위치 주소화, 파일 주소화 및/또는 내용 주소화 장치들을 포함할 수 있다.
저장 장치는 하나 이상의 물리적 장치를 포함하고, 전파 신호 그 자체는 배제하는 것으로 이해할 수 있다. 그러나, 다른 실시예에서, 본 명세서에서 설명된 명령들은 저장 장치에 저장되는 것이 아니라, 통신 매체(예를 들어, 전자기 신호, 광 신호 등)에 의해 전파될 수 있다.
논리 장치(601) 및 저장 장치(602)의 구현예들은 하나 이상의 하드웨어 논리 구성 요소에 함께 통합될 수 있다. 이러한 하드웨어 논리 구성 요소의 예로 필드 프로그래머블 게이트 어레이(Field Programmable Gate Array: FPGA), 주문형 직접회로(Program- 및 Application-Specific Integrated Circuit: PASIC/ASIC), 특정 용도 표준 제품(Program- 및 Application-Specific Standard Product: PSSP/ASSP), 단일 칩 시스템(System On a Chip: SOC) 및 컴플렉스 프로그래머블 논리 장치(Complex Programmable Logic Device: CPLD) 등이 있다.
"프로그램"이라는 용어는 특정 기능을 수행하도록 구현된 컴퓨터 시스템의 태양을 나타낼 수 있다. 일부 경우에, 프로그램은 저장 장치에 저장된 기계 판독 가능 명령어를 실행하는 논리 장치를 통해 인스턴스화(instantiation)될 수 있다. 상이한 모듈들이 동일한 애플리케이션, 서비스, 코드 블록, 객체, 라이브러리, 루틴, API, 함수 등에 의해 인스턴스화될 수 있다는 것으로 이해될 수 있다. 마찬가지로, 동일한 프로그램이 상이한 애플리케이션들, 서비스들, 코드 블록들, 객체들, 루틴들, API들, 함수들 등에 의해 인스턴스화될 수 있다는 것으로 이해될 수 있다. "프로그램"이라는 용어는 실행 파일, 데이터 파일, 라이브러리, 드라이버, 스크립트, 데이터베이스 레코드 등의 개별 또는 그룹을 포함하는 개념으로 이해할 수 있다.
특히, 도 6의 시스템은 본 발명에 따른 실시예들을 구현하는데 사용될 수 있다.
예를 들어, 도 3과 관련하여 전술된 단계들을 구현하는 프로그램은 저장 장치(602)에 저장되고 논리 장치(601)에 의해 실행될 수 있다. 후보 필터 설계는 저장 장치(602)에 버퍼링될 수 있다. 논리 장치(601)는 적절한 프로그램의 제어 하에 전술한 바와 같은 반전 및 절단 단계들을 수행하거나, 하드웨어 가속 인코더/디코더와 같은 이들 프로세스들의 일부 또는 전부를 수행하도록 하는 내부 또는 외부 전용 시스템과 접속할 수 있다. 또한, 프로그램은, 예를 들어, 전술한 바와 같은 실시예들에 따라 인코더 또는 디코더를 구현하는 송신기 또는 수신기를 구현할 수 있다. 이들 작업은, 예를 들어, 도 6을 참조하여 기술된 바와 같이 다수의 컴퓨터 장치들 사이에서 공유될 수 있다. 인코딩된 신호는 송신기 실시예에서 송신을 위한 통신 인터페이스(620)를 통해 출력되거나, 수신기 실시예에서 디코딩하기 위한 통신 인터페이스(620)를 통해 입력될 수 있다.
따라서, 본 발명은 컴퓨터 프로그램의 형태로 구현될 수 있다.
본 명세서에서 사용되는 "서비스"는 다수의 사용자 세션들에 걸쳐 실행 가능한 애플리케이션 프로그램이다. 하나 이상의 시스템 구성 요소, 프로그램 및/또는 기타 서비스에서 서비스를 사용할 수 있다. 일부 구현예에서, 서비스는 하나 이상의 서버 컴퓨터 장치에서 실행될 수 있다.
디스플레이 서브 시스템(611)이 포함되는 경우, 당해 디스플레이 서브 시스템은 제1 비디오 스트림, 제2 비디오 스트림 또는 결합 비디오 스트림의 시각적 표현을 제공하는데 사용되거나, 그렇지 않으면 착수된 프로세스들에 관한 통계 정보를 제시할 수 있다. 본 명세서에서 설명된 방법들 및 프로세스들이 저장 장치(602)에 저장된 데이터를 변경하고, 그로 인해 저장 장치(602)의 상태를 변환하기 때문에, 디스플레이 서브 시스템(611)의 상태는 마찬가지로 기본 데이터의 변화를 시각적으로 나타내도록 변화할 수 있다. 디스플레이 서브 시스템(611)은 사실상 모든 유형의 기술을 이용하는 하나 이상의 표시 장치를 포함할 수 있다. 이러한 표시 장치는 논리 장치 및/또는 저장 장치와 공유 공간 내에서 결합될 수 있고, 또는 그러한 표시 장치는 주변 표시 장치일 수 있다.
입력 서브 시스템이 포함되는 경우, 입력 서브 시스템은 키보드(612), 마우스(613), 터치 스크린(611) 또는 게임 제어기(미도시)와 같은 하나 이상의 사용자 입력 장치를 포함하거나 이와 접속할 수 있다. 일부 실시예들에서, 입력 서브 시스템은 선택된 내츄럴 사용자 입력(Natural User Input; NUI) 구성 요소를 포함하거나 이와 접속할 수 있다. 이러한 구성 요소는 일체로 통합되거나 주변 장치로 제공될 수 있고, 입력 동작의 전달 및/또는 처리는 온보드 또는 오프 보드로 다루어질 수 있다. NUI 구성 요소의 예로 음성 인식을 위한 마이크; 머신 비전(Machine vision) 및/또는 동작 인식을 위한 적외선, 컬러, 입체 및/또는 깊이 카메라; 움직임 검출 및/또는 의도 인식을 위한 헤드 트래커(Head tracker), 아이 트래커(Eye tracker), 가속도계 및/또는 자이로스코프; 뇌 활동을 평가하기 위한 전계 감지 구성 요소 등이 있다.
통신 서브 시스템(620)이 포함되는 경우, 당해 통신 서브 시스템은 컴퓨터 시스템을 하나 이상의 다른 컴퓨터 장치와 통신 가능하게 결합하도록 구성될 수 있다. 예를 들어, 통신 모듈은, 예를 들어, 개인 영역 네트워크 (Personal Area Network: PAN), 근거리 네트워크(Local Area Network: 이하 LAN), 광역 네트워크 (Wide Area Network: WAN) 또는 인터넷을 포함하는 임의의 크기의 네트워크를 통해 컴퓨터 장치를, 예를 들어, 원격 서버(676) 상에 호스트된 원격 서비스에 통신 가능하게 결합시킬 수 있다. 통신 서브 시스템은 하나 이상의 상이한 통신 프로토콜과 호환 가능한 유선 및/또는 무선 통신 장치를 포함할 수 있다. 통신 서브 시스템은, 예를 들어, 무선 전화 네트워크(674) 또는 유선 또는 무선 근거리 또는 광역 네트워크를 통한 통신을 위해 구성될 수 있지만, 이에 한정되는 것은 아니다. 일부 실시예에서, 통신 서브 시스템은 컴퓨터 시스템이 인터넷(675)과 같은 네트워크를 통해 다른 장치로 및/또는 다른 장치로부터 메시지를 송신 및/또는 수신하는 것을 가능하게 한다. 통신 서브 시스템은 수동 장치(Passive device: 예를 들어, NFC, RFID 등)와 단거리 유도성 통신(621)을 추가적으로 지원할 수 있다.
본 명세서에 기술된 구성 및/또는 접근법은 본질적으로 예시적인 것이며, 다양한 형태의 변형이 가능하기 때문에 상기 특정 실시예 또는 예시들에 한정되지 않는 것으로 이해되어야 한다. 본 명세서에 설명된 특정 루틴 또는 방법은 임의의 수의 프로세스 전략들 중 하나 이상을 나타낼 수 있다. 이와 같이, 도시되고 설명된 다양한 동작들이, 도시되고 설명된 순서대로, 다른 순서대로, 병렬적으로, 또는 생략되어 수행될 수 있다. 마찬가지로, 상술된 프로세스의 순서는 변경될 수 있다.
이상에서 설명한 본 발명은 다양한 프로세스, 시스템과 구성, 다른 특징, 기능, 동작 및/또는 특성의 모든 신규하고 자명하지 않은 조합 및 서브 조합뿐만 아니라 임의의 모든 등가물을 포함한다.
110: OQAM 매퍼 111: QAM 매퍼
121, 122: 전처리 유닛 131, 132: IFFT 유닛
141, 142: PPN 150: 합산기

Claims (15)

  1. 특정 신호대 간섭비를 충족시키는 목표 중첩 인자(target overlapping factor)를 가지는 디지털 필터를 설계하는 방법으로서,
    나이퀴스트 판별법을 만족시키고, 상기 목표 중첩 인자보다 높은 중첩 인자를 가지는, 필터 뱅크 임펄스 응답에 의해 정의된 후보 필터 설계를 선택하는 단계;
    상기 필터 뱅크 임펄스 응답의 시간 계수 및 주파수 계수를 반전시켜 추가의 필터 설계를 정의하는 단계; 및
    상기 추가의 필터 설계를 정의하는 주파수 응답을 상기 특정된 신호대 간섭비를 달성하는 최소 개수의 계수가 되도록 절단(truncating)하는 단계를 포함하는, 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 후보 필터 설계를 선택하는 단계는, 상기 필터 뱅크 임펄스 응답이 시간 및 주파수 성분들로서 각각 1/2의 심볼 주기 및 부반송파 간격을 가지는 시간 및 주파수 그리드 상에 투영될 때, 1x10-2보다 큰 값을 가지는 유한 수의 주파수 계수들을 가지는 필터 뱅크 임펄스 응답으로 정의된 후보 필터 설계를 선택하는 단계를 더 포함하는, 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 후보 필터 설계는 3 내지 8의 중첩 인자를 가지는 "Martin-Mirabassi-Bellange" 설계인, 방법.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 추가의 필터 설계를 정의하는 단계는 등방성 직교 변환 알고리즘 함수 또는 제곱근 승산 코사인 함수를 이용하는 단계를 포함하는, 방법.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 추가의 필터 설계를 정의하는 단계는 근-인접 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform) 필터들의 가중합(weighted-sum) 기술을 이용하는 단계를 포함하는, 방법.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 추가의 필터 설계를 정의하는 단계는 상기 필터의 임펄스 응답을 해당 다위상 네트워크의 각도 기반 표현으로 분해하는 단계를 포함하는, 방법.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 후보 필터 설계는 1x10-2보다 큰 값을 가지는 3개의 주파수 계수들을 가지는 방법.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 후보 필터 설계는 1x10-2보다 큰 값을 가지는 5개의 주파수 계수들을 가지는 방법.
  9. 제1항 내지 제8항 중 어느 한 항의 방법에 따라 정의된, 목표 중첩 인자를 가지고 특정 신호대 간섭비를 충족시키는, 디지털 필터.
  10. 목표 중첩 인자(target overlapping factor)를 가지고 특정 신호대 간섭비를 충족시키는 디지털 필터로서,
    상기 필터는 나이퀴스트 판별법을 만족시키고, 상기 목표 중첩 인자보다 높은 중첩 인자를 가지는 후보 필터 설계를 정의하는 필터 뱅크 임펄스 응답의 반전된 시간 및 주파수 계수들에 의해 정의되는, 디지털 필터.
  11. 제10항의 디지털 필터를 이용하여 순환 또는 선형 컨벌루션을 구현하는, 송신기.
  12. 제11항에 있어서, 상기 송신기는 FBMC/OQAM 변조를 구현하는, 송신기.
  13. 제10항의 디지털 필터를 이용하여 순환 또는 선형 컨벌루션을 구현하는, 수신기.
  14. 제13항에 있어서, 상기 수신기는 FBMC/OQAM 복조를 구현하는, 수신기.
  15. 삭제
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