KR101915915B1 - 광대역 무선 주파수 전력 증폭기 - Google Patents

광대역 무선 주파수 전력 증폭기 Download PDF

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Abstract

광대역 자기 포락선 추적 전력 증폭기(PA)는 40㎒보다 넓은 채널 대역폭을 사용할 수 있어, 자기 포락선 추적 PA의 포락선 대역폭을 10배만큼 개선한다. 그 PA는 범용 다단 로우패스 필터에 근거하는 포락선 부하 네트워크를 사용한다. RF 초크 인덕터와 메인 DC 전원의 사이에 위치하는 포락선 부하 네트워크는 전용의 포락선 증폭기를 사용하는 일없이, 동적으로 변조된 PA 공급 전압을 인가한다. 네트워크의 입력 단자는 메인 PA를, RF 초크 인덕터를 거쳐서 로우패스 필터의 입력에 접속된다. 출력 단자는 포락선 초크 인덕터를 거쳐서 로우패스 필터에 접속되고, 또한 직류(DC) 전원에 접속된다. DC 차단기는 종단 저항기에 의해 로우패스 필터의 출력과 접지의 사이에 접속된다.

Description

광대역 무선 주파수 전력 증폭기{WIDEBAND RADIO PREQUENCY POWER AMPLIFIER}
본 발명은 일반적으로 초광대역 RF 전력 증폭기(PA)에 관한 것으로, 보다 상세하게는 무선 통신의 광대역 동작 및 멀티밴드 동작을 위해 PA를 사용하는 것에 관한 것이다.
최신의 무선 통신 기술에 기인하여, 매우 넓은 신호 대역폭(약 10㎒~100㎒)의 무선 주파수(RF) 전력 증폭기의 수요가 대폭 증가하고 있다. 비용 대 효과가 높은 해결책은 광대역 부호 분할 다원 접속(WCDMA: Wideband Code Division Multiple Access(등록 상표)), 모바일 통신용 글로벌 시스템(GSM: Global System for Mobile Communications(등록 상표)), 한쪽의 주파수 대역에서는 GSM 진화형 고속 데이터 레이트(EDGE: Enhanced Data rates for GSM Evolution) 그리고 다른쪽의 주파수 대역에서는 새로운 롱텀(Long-Term) 에볼루션(LTE: Long-Term Evolution) 기술과 같은 기존의 통신 기술을 서포트할 수 있는 단일의 전력 증폭기이다. 그러나, 고성능의 초고대역폭 RF 전력 증폭기를 저비용으로 실현하기 위해서는 수많은 설계상의 난제가 있다.
매우 높은 피크 대 평균 전력비(PAPR; peak-to-average power ratio) 신호를 송신하는 무선 통신 기술에서는, 평균 전력 효율이 특히 중요하다. 종래의 선형 PA에서는, 고PAPR 신호인 경우의 평균 전력 효율은 전력 효율이 기본적으로 출력 전력에 비례하므로, 피크 전력 효율보다 현저하게 낮다. 예를 들면, 피크 출력 전력에서 피크 전력 효율이 60%인 경우에는, 이상적인 A급 PA에서도 6㏈ 출력 전력 백오프(back-off)에서의 전력 효율은 30%에 불과하고, 50%를 넘는 손실을 나타낸다. 능동 소자는 항상 도통한 채로 있다. 10㏈보다 높은 PAPR를 가지는, 40㎒의 어그리게이트된 대역폭(aggregated bandwidth)을 가지는 동시 듀얼 밴드(concurrent dual-band) LTE 신호의 경우, 이상적인 A급 PA의 평균 효율은 약 6%에 지나지 않는다.
도 1은 고PAPR 신호의 경우에 평균 전력 효율을 현저하게 개선하는 종래기술의 포락선 추적(envelope tracking) PA를 나타내며, 예를 들면 미국 특허 제8,737,940호, 미국 특허 제8,626,091호, 미국 특허 제8,600,321호, 및 일본 특허 공개 제2011-109233호가 참조된다. 포락선 추적 전력 증폭기 시스템은 통상적으로 101(DC 차단 캐패시터) 및 RF 초크(choke)(102)로 구성되는 직류(DC) 바이어스 네트워크와, RF 초크 인덕터(103)와, 메인 RF PA(120)와, 포락선 증폭기(110)를 포함한다.
RF 신호(104)의 디지털 대역폭, 또는 아날로그 RF 신호로부터 직접, 포락선 신호 진폭(106)(0-2VPA)이 추출되는 한편, PA 공급 전압(107)을 변조하기 위해 포락선 증폭기(110)에 입력 신호(105)가 급전된다. 포락선 증폭기(110)는 PA 공급 전압을 동적으로 변조하므로, PA(120)는 소정의 공급 전압에서, 항상 최대 출력 전력을 제공한다. 따라서, 이상적인 포락선 추적 증폭기의 평균 전력 효율은 이론적으로는, 메인 전력 증폭기의 피크 효율과 동일하며, 그것이 중요 이점이다.
그러나, 포락선 추적 전력 증폭기 시스템은 높은 전력 효율 및 넓은 대역폭으로 동작해야 하는 포락선 증폭기에서 매우 어려운 설계 요건을 가진다. 종래의 선형 PA와 비교하여, 포락선 추적 PA의 단점은 포락선 증폭기로부터 생기는 한정된 대역폭 및 효율이다. 예를 들면, 미국 특허 공개 제2013-0217345호, 미국 공개 특허 제2013-0200865호, 및 미국 특허 제6,043,707호를 참조하면, 출력 전력과 대역폭간의 포락선 증폭기에 관한 설계상의 트레이드오프(trade-off)를 개선하려고 노력해 왔지만, 포락선 추적 PA를 이용하여 20㎒보다 넓은 채널 대역폭을 가지는 RF 신호를 송신하는 것은 매우 어렵다. 포락선 추적 PA의 다른 단점은 포락선 증폭기(110)가 복잡한 것에 기인하여 증가하는 구현 비용 및 폼 팩터(form factor)이다.
도 2는 입력 네트워크(200) 및 자기 포락선 부하 네트워크(self-envelope load network)(210)를 사용하는 것에 의해 포락선 증폭기가 제거되는 종래 기술의 자기 포락선 추적 PA를 나타낸다. 그러므로, 도 2에 나타내는 자기 포락선 추적 PA는 도 1에 나타내는 포락선 추적 PA와 비교하여, 현저한 코스트 삭감 및 사이즈 축소의 모두를 달성할 수 있다.
자기 포락선 추적 PA의 동작은 이하와 같다. RF 입력 신호(205)가 DC 차단기(201)를 통해 인가된다. RF 입력 신호의 포락선 진폭은 반전되고(206), 그 후, 다른 DC 차단기(203)를 통해 인가된다. RF 입력 신호(205)는 RF 주파수에서 높은 임피던스를 제공하는 인덕터(202)를 사용하는 것에 의해, DC 전원을 향해 출력되는 것을 방지할 수 있다. 메인 PA(220)의 게이트 바이어스는 RF 입력 신호(205) 및 포락선 신호(206)의 양쪽으로부터 DC 게이트 바이어스를 분리하는 저항기(204)에 의해 확립된다. 포락선 신호(206)는 RF 초크 인덕터(221)와 자기 포락선 부하 네트워크(210)의 인덕터(212) 사이의 노드에서 PA 공급 전압(213)을 변조한다. 캐패시터(211) 및 인덕터(212)에 의해 형성되는 LC 탱크의 공진 주파수를, 신호의 CDF(cumulative distribution function; 누적 분포 함수)가 약 50%인 주파수에 동조시킨다. 자기 포락선 추적 PA의 다른 이점은 낮은 공급 전압을 사용할 수 있다는 것이며, 종래의 포락선 추적 PA의 공급 전압 Vpa보다 낮은 공급 전압 Vdd를 사용하는 것에 의해, PA 출력 신호(222)를 얻을 수 있어, 시스템 전력 효율을 더 개선할 수 있다.
도 3은 종래의 자기 포락선 추적 PA의 하나의 단점을 나타낸다. 자기 포락선 부하 네트워크(210)는 공진 주파수 f0을 가지므로, 자기 포락선 추적 PA의 전력 효율(300)은 공진 주파수 f0에서 가장 높다. 그러므로, 자기 포락선 추적 PA의 대역폭은 제한된다. 교차 주파수(cross-over frequency) fc를 넘으면, 자기 포락선 추적 PA의 전력 효율(300)은 정전압 공급 PA의 전력 효율보다 더 낮아진다. 종래의 자기 포락선 부하 네트워크(210)에 의하면, 교차 주파수 fc는 통상 10㎒ 미만이다.
본 발명의 실시 형태는 종래의 자기 포락선 추적 PA에 따른 제한된 대역폭의 문제를 해결하기 위한 광대역 자기 포락선 추적 전력 증폭기(PA)를 제공한다. 종래의 자기 포락선 추적 PA는 전용의 포락선 증폭기가 필요하지 않지만, 동일한 정도의 평균 효율, 10㎒ 이하의 채널 대역폭의 RF 신호를 제공한다. LTE-Advanced와 같은 최신의 통신 신호는 40㎒보다 넓은 채널 대역폭을 이용할 수 있다는 것을 고려하면, 자기 포락선 추적 PA의 대역폭은 결정적 한계(critical limitation)이다. 본 발명은 전력 효율을 높인 자기 포락선 추적 PA에 의해 고도의(advanced) 최신의 통신 신호를 송신할 수 있도록, 자기 포락선 추적 PA의 종래의 포락선 대역폭 한계를 10배 이상 개선한다.
본 발명을 실현할 수 있도록 하는 핵심 요소는 범용(general) 다단 로우패스 필터에 근거하는 새로운 포락선 부하 네트워크이다. 이 포락선 부하 네트워크는 RF 초크 인덕터와 메인 DC 전원 사이에 위치하며, 전용의 포락선 증폭기를 사용하는 일없이, 동적으로 변조된 PA 공급 전압을 제공한다.
종래의 자기 포락선 추적 PA는 공진 탱크 기반 포락선 부하 네트워크를 사용한다. 공진 탱크 포락선 부하와 비교하여, 본 발명의 다단 로우패스 필터 기반의 포락선 부하 네트워크는 베이스밴드 포락선 신호를 위해서 더 넓은 대역폭을 제공한다. 포락선 부하 네트워크에서 로우패스 필터를 사용하는 것에 관한 주된 난제는 포락선 부하 네트워크와 접속하고, 로우패스 필터에 매우 낮은 임피던스를 제공하는 적당한 크기의 DC 전원을 이용해서, 필터의 한쪽 종단점을 유한(finite) 임피던스로 종단할 수 없다는 것이다. 로우패스 필터의 다른 종단이 쇼트에 근접할 때, 로우패스 필터의 통과 대역은 현저하게 왜곡되어, 넓은 포락선 대역폭을 달성할 수 없다.
제 1 이점으로서, 본 발명은 어떠한 DC 전력 소비를 회피하면서 필터 종단 임피던스를 이용하여 광대역 로우 패스 주파수 응답을 제공하는 AC 종단을 이용하는 것에 의해 이러한 설계상의 문제를 해결한다.
자기 포락선 추적 PA의 제 2 이점은 전지로 동작하는 모바일 디바이스에서의 중요한 이점인 낮은 공급 전압을 사용할 수 있다는 것이다. 동일한 출력 전력을 생성하기 위해서, 본 발명에서의 자기 포락선 추적 PA의 필요한 공급 전압은 통상적으로 종래의 선형 PA 및 포락선 추적 PA의 양쪽보다 20%~30% 낮다.
광대역 자기 포락선 추적 PA의 제 3 이점은 전지로 동작하는 모바일 디바이스에서, 마찬가지로 매우 중요한 이점인 보다 높은 출력 전력을 인가할 수 있다는 것이다. 고PAPR 신호를 송신할 때에는, 평균 출력 전력 레벨이 피크 출력 전력보다 현저하게 낮다. 그러므로, 전지 전압이 시간 경과에 따라 서서히 저하하기 때문에, 고PAPR 신호가 필요한 평균 출력 전력을 달성하는 것은 곤란한 문제이다. 동일한 공급 전압을 이용하는 종래의 선형 PA 및 포락선 추적 PA와 비교하여, 본 발명의 자기 포락선 추적 PA는 통상적으로 1㏈~2㏈ 높은 출력 전력을 인가할 수 있다.
도 1은 종래 기술의 포락선 추적 전력 증폭기(PA)의 개략도이다.
도 2는 종래 기술의 자기 포락선 추적 PA의 개략도이다.
도 3은 종래 기술의 자기 포락선 추적 PA의 주파수의 함수로서의 전력 효율의 그래프이다.
도 4는 본 발명의 실시 형태에 따른 광대역 포락선 부하 네트워크의 개략도이다.
도 5는 본 발명의 몇몇 실시 형태에 따른 예시적인 포락선 부하 네트워크의 개략도이다.
도 6a는 본 발명의 몇몇 실시 형태에 따른 광대역 자기 포락선 추적 PA의 개략도이다.
도 6b는 본 발명의 몇몇 실시 형태에 따른 단간 정합(inter-stage matching)을 이용하는 광대역 자기 포락선 추적 드라이버 증폭기의 개략도이다.
도 7은 본 발명의 몇몇 실시 형태에 따른 광대역 자기 포락선 추적 PA의 포락선 주파수의 함수로서의 전력 효율의 그래프이다.
도 8은 20㎒의 간격을 가지는 2톤(tone) 신호의 경우의 본 발명의 몇몇 실시 형태에 따른 광대역 자기 포락선 추적 PA의 출력 전력의 함수로서의 전력 효율의 그래프이다.
도 4는 출력(405)을 갖는 로우패스 필터(401), AC 종단(410), 및 포락선 초크 인덕터(402)를 포함하는 본 발명의 광대역 포락선 부하 네트워크(400)를 나타내고 있다. 포락선 부하 네트워크(400)의 입력 단자(403)는 RF 주파수에서 메인 PA(440)에 높은 임피던스를 제공하는 RF 초크 인덕터(430)에 접속된다. 포락선 부하 네트워크(400)의 출력 단자(404)는 매우 낮은 출력 임피던스를 가지는 DC 전원(420)에 접속된다. 따라서, 포락선 초크 인덕터(402)를 이용하지 않는 경우, 로우패스 필터(401)는 매우 낮은 임피던스에 의해 종단되고, 그것에 의해, 로우패스 필터(401)의 통과 대역 주파수 응답이 현저하게 왜곡된다. AC 종단(410)은 DC 전원(420)의 낮은 출력 임피던스에 의해 야기되는 이 바람직하지 않은 통과 대역 주파수 왜곡을 방지한다. AC 종단(410) 내의 DC 차단기는 결합 전송 선로 또는 캐패시터 중 어느 하나에 의해 구현될 수 있다. 저항기(412)는 필터(401)에 필요한 종단 임피던스를 제공한다. DC 차단기(411)로 인하여, 저항기(412)는 DC 에너지를 낭비하지 않아, 높은 PA 전력 효율을 유지한다.
도 5는 본 발명의 광대역 포락선 부하 네트워크(400)의 일 실시 형태를 나타낸다. 로우패스 필터(401)는 LC 로우패스 필터(500)로서 실현되고, 인덕터(502, 504)와 캐패시터(501, 503)를 포함한다. AC 종단(510) 내의 DC 차단기는 캐패시터(505) 및 저항기(506)로 구현된다. 입력 단자(511)와 필터 출력 노드(512)간의 주파수 응답은 로우패스 필터(500)의 컷오프 주파수까지 평탄하다. 공진 LC 탱크에 근거하는 종래의 자기 포락선 추적 PA에서 사용되는 포락선 부하 네트워크와 비교하면, 본 설계의 이점은 더 넓은 포락선 대역폭을 제공할 수 있다는 것이다. 포락선 대역폭이 넓을수록, 보다 넓은 대역폭의 채널을 점유하는 송신 신호의 경우에, 전력 부가 효율(PAE: power-added efficiency)이 개선된다. 포락선 초크 인덕터(507)는 포락선 부하 네트워크를, 노드(513)에서 접속되는 DC 전력 전원의 매우 낮은 출력 임피던스로부터 분리한다.
도 6a는 본 발명의 포락선 부하 네트워크에 근거하는 몇몇 실시 형태에 따른 광대역 자기 포락선 추적 PA를 나타낸다. 이 광대역 자기 포락선 추적 PA는 입력 네트워크(600)와, 포락선 부하 네트워크(610)와, 메인 PA(612)와, RF 초크 인덕터(622)를 포함한다. RF 입력 신호(602)는 커플링 캐패시터(603)에 의해 DC 바이어스점으로부터 분리된다. 다른 신호원(601)에 의해 인가되는 RF 입력 신호의 DC 바이어스점 및 포락선 진폭은 신호원(601)을 RF 입력 신호(602)로부터 분리하는 인덕터(604)를 통해 제공된다. 포락선 신호(601)는 PA 공급 전압(616)을 변조한다.
포락선 초크 인덕터(611)는 Vdd의 출력 전압을 가지는 DC 전원에 접속된다. 포락선 부하 네트워크는 캐패시터(612, 615)와, 인덕터(614)와, 저항기(613)도 포함한다. 포락선 부하 네트워크는 공진에 기인하여 DC 전원 출력 전압 Vdd보다 높은 PA 공급 전압 Vpa를 제공한다. 따라서, 메인 PA 출력(623)은 2Vpa의 출력 스윙(output swing)을 가진다.
도 6b는 본 발명의 포락선 부하 네트워크에 근거하는 몇몇 실시 형태에 따른 광대역 자기 포락선 추적 드라이버 증폭기를 나타낸다. 광대역 자기 포락선 추적 드라이버 증폭기는 입력 네트워크(600)와, 포락선 부하 네트워크(610)와, RF 초크 인덕터(622)를 포함한다. RF 입력 신호(602)는 커플링 캐패시터(603)에 의해 DC 바이어스점으로부터 분리된다. 다른 신호원(601)에 의해 인가되는 RF 입력 신호의 DC 바이어스점 및 포락선 진폭은 신호원(601)을 RF 입력 신호(602)로부터 분리하는 인덕터(604)를 통해 제공된다. 포락선 신호(601)는 드라이버 증폭기 공급 전압(616)을 변조한다.
드라이버 증폭기(641)의 출력은 드라이버 증폭기와 최종단 증폭기 사이의 최대 전력 송달 조건을 정합시키기 위해 사용되는 단간 정합 네트워크(642)를 통해 최종단 증폭기(643)의 입력에 접속된다. 이 구성에서는, 도 6a의 실시 형태의 경우에 설명한 바와 같이, 드라이버 증폭기단의 전체 라인업(line-up)의 전력 효율을 높일 수 있다. 따라서, 양쪽의 증폭기단을 위한 전압을 공급하기 위해서 자기 부하 네트워크(610)가 사용될 때, 드라이버 증폭기단 및 최종단 증폭기의 모두를 포함하는 RF 라인업의 전체 효율을 높일 수 있다.
도 7은 본 발명의 광대역 자기 포락선 추적 PA의 포락선 주파수의 함수로서의 전력 효율을 나타낸다. 본 발명에 따른 전력 효율 곡선(703)은 종래의 자기 포락선 추적 PA의 전력 효율 곡선(702)과 비교하여, 더 넓은 대역폭에 걸쳐서 높다. 전력 효율 곡선(701)은 포락선 추적 기법이 적용되지 않는 경우의 종래의 PA의 것이다. 자기 포락선 추적 PA의 전력 효율 곡선이 종래의 PA의 전력 효율과 만나는 교차 주파수는 fc로서 나타내어진다. 본 발명의 광대역 자기 포락선 추적 PA의 교차 주파수는 종래의 자기 포락선 추적 PA의 교차 주파수를 10배 정도만큼 초과하도록 설계할 수 있다.
공진 포락선 부하 네트워크를 이용하는 종래의 자기 포락선 추적 PA의 피크 효율은 통상적으로 본 발명에서의 광대역 자기 포락선 추적 PA의 피크 효율보다 2가지의 이유때문에 높다. 첫째, 다단 로우패스 필터에 근거하는 광대역 포락선 부하 네트워크는 공진 포락선 부하 네트워크보다 낮은 Q값을 가진다. 둘째, 광대역 포락선 부하 네트워크는 메인 PA와 메인 DC 전원의 사이에 직렬로 복수의 인덕터를 포함할 수 있다. 이들 직렬로 접속되는 인덕터의 기생 직렬 저항은 메인 PA의 드레인 전류에의 부하가 되므로, 전력 효율이 저하한다.
보다 넓은 대역폭을 가지는 송신 신호를 이용하여 전력 효율 개선을 달성하는 광대역 자기 포락선 추적 PA의 이점은 종래의 자기 포락선 추적 PA보다 피크 전력 효율이 더 우수하다.
도 8은 20㎒의 간격을 가지는 2톤 신호의 경우의 본 발명의 자기 포락선 추적 PA의 전력 효율 대 출력 전력 백오프를 나타낸다. 본 발명의 광대역 자기 포락선 추적 PA의 2톤 전력 효율 곡선(801)은 포락선 추적 기법을 이용하지 않는 종래의 PA의 2톤 전력 효율 곡선(802)과 비교된다. 10㏈ 미만의 출력 전력 백오프의 경우에, 출력 전력 백오프에 따라 5%~10%의 전력 효율 개선을 달성할 수 있다. 종래 기술의 자기 포락선 추적 PA에 의하면, 20㎒의 간격을 가지는 2톤 신호의 경우의 전력 효율은 자기 포락선 추적 부하 네트워크의 제한된 대역폭으로 인해, 전력 효율 곡선(802)보다 낮고 완만해진다.

Claims (2)

  1. 광대역 무선 주파수(RF; radio frequency) 전력 증폭기(PA; power amplifier)로서,
    네트워크 출력 단자와, RF 초크 인덕터를 거쳐서 메인 전력 증폭기에 접속된 네트워크 입력 단자를 갖는 광대역 포락선 부하 네트워크를 구비하며,
    상기 광대역 포락선 부하 네트워크는
    상기 네트워크 입력 단자에 접속된 로우패스 필터와,
    상기 네트워크 출력 단자에 접속된 포락선 초크 인덕터와,
    상기 로우패스 필터의 출력 단자와 상기 포락선 초크 인덕터 사이에 일단이 접속되고, 타단이 종단 저항기를 거쳐서 접지된 DC 차단기
    를 구비하며,
    상기 네트워크 출력 단자는 상기 포락선 초크 인덕터를 거쳐서 상기 로우패스 필터의 출력 단자에 접속됨과 아울러, 직류(DC) 전원에 직접 접속되고,
    상기 로우패스 필터는 상기 네트워크 입력 단자와 상기 DC 차단기 사이에 접속되는
    광대역 무선 주파수 전력 증폭기.
  2. 제 1 항에 있어서,
    전체 라인업(line-up)의 전력 효율을 높이기 위해서, 단간(inter-stage) 정합 네트워크에 의해 최종단 증폭기에 접속되는 광대역 드라이버 증폭기를 더 구비하는
    광대역 무선 주파수 전력 증폭기.
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