KR101911168B1 - Mimo-ofdm 시스템을 이용한 적응적 신호 검출 방법 및 그 장치 - Google Patents

Abstract

본 발명은 MIMO-OFDM 시스템을 이용한 적응적 신호 검출 방법 및 그 장치를 제공한다. 본 발명에 따르면, N_t개의 송신 안테나를 가지는 송신 단말로부터 K-QAM 방식으로 신호를 수신하는 단계와, 수신 신호의 전송 채널에 대한 의사 역행렬의 크기를 구하고 상기 의사 역행렬의 크기에 따라 상기 전송 채널에 포함된 채널 계수를 정렬하는 단계, 및 상기 정렬된 채널 계수에 기반하여 QRD-M 기법을 통하여 N_t개의 수신 심볼을 검출하되, 1 내지 T 번째 신호 검출 단계의 경우 상기 QRD-M 기법을 위한 후보 심볼의 개수(M)를 K개로 설정하고, T+1 내지 N_t 번째 신호 검출 단계의 경우 상기 후보 심볼의 개수를 K보다 작은 P개로 설정하여 상기 수신 심볼을 검출하는 단계를 포함하며, 상기 T 및 상기 P는 각각 상기 송신 안테나의 개수(N_t) 및 상기 송신 단말이 사용한 변조 차수(K)에 의해 결정되는 MIMO-OFDM 시스템을 이용한 적응적 신호 검출 방법을 제공한다.
본 발명에 의하면, QRD-M 기법에 사용되는 후보군의 개수를 안테나 개수와 변조 차수에 따라 줄이는 방법을 사용하여 기존의 QRD-M 기법의 성능은 유지하면서 신호 검출의 복잡도를 낮출 수 있으며 MIMO-OFDM 시스템 중 낮은 복잡도를 요구하는 시스템에서 검출 성능의 감소 없이 효과적으로 사용될 수 있다.

Description

MIMO-OFDM 시스템을 이용한 적응적 신호 검출 방법 및 그 장치{Adaptive signal detection method using MIMO-OFDM system and apparatus thereof}

본 발명은 MIMO-OFDM 시스템을 이용한 적응적 신호 검출 방법 및 그 장치에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 기존의 QRD-M 검출 기법보다 복잡도를 낮추면서 동일한 비트 오율 성능을 유지시켜 전체적인 검출 성능을 향상시키는 MIMO-OFDM 시스템을 이용한 적응적 신호 검출 방법 및 그 장치에 관한 것이다.

최근 무선 통신 시스템에서 고속 데이터 전송이 요구되면서 다중 안테나를 이용한 MIMO-OFDM 방식의 관심이 크게 늘고 있다. MIMO-OFDM 시스템은 추가적인 전력이나 대역폭 없이 높은 데이터 전송률과 채널 용량을 가진다. 하지만 MIMO-OFDM 시스템은 여러 개의 송신 안테나로부터 보내진 신호가 한 번에 수신 신호로 들어오기 때문에, 자기 신호를 제외한 다른 신호들은 간섭 신호로 여겨진다. 이러한 이유로 수신된 복합 신호들 중에서 자기 신호만의 정확한 검출을 위해서 다양한 검출 기법들이 연구되고 있다.

간단한 검출 기법으로 ZF(Zero-Forcing), MMSE(Minimum Mean Square Error)와 같은 낮은 복잡도를 요구하는 선형 검출 기법이 있지만, 검출 성능이 매우 낮기 때문에 잘 사용하지 않는다. ML(Maximum Likelihood) 검출 기법은 최적의 검출 기법으로 수신될 수 있는 모든 신호의 조합과 수신된 신호를 비교하여 가장 차이가 적은 신호 조합을 선택하는 기법으로 가장 최적의 검출 성능을 보인다. 하지만 변조 차수와 안테나 수에 따라서 복잡도 또한 매우 높아 실제 시스템에서 사용되기에 어렵다.

비선형 검출 기법 중 QRD-M(QR Decomposition with M algorithm) 검출 기법은 트리구조와 QR 분해를 이용하여 신호를 순차적으로 검출하며 매우 우수한 검출 성능을 가진다. 이러한 QRD-M 기법은 가능성이 가장 높은 신호에 우선 순위를 부여하여 후보군을 주고 후보군 중에서도 유클리디안 거리가 가장 작은 것을 최종 수신 신호로 선정하는 방식으로, 후보군의 수가 변조 차수의 성상도 수와 동일할 때 ML 검출 기법과 동일한 검출 성능을 가지는 기법이다. 하지만 QRD-M 검출 기법 역시 변조 차수와 안테나 수에 따라 ML 검출 기법의 복잡도 보다는 낮지만 여전히 높은 복잡도를 지니고 있다.

본 발명의 배경이 되는 기술은 한국등록특허 제10-1550153호(2015.09.04 공고)에 개시되어 있다.

본 발명은 기존의 QRD-M 검출 기법보다 복잡도를 낮추면서 동일한 비트 오율 성능을 유지시켜 전체적인 검출 성능을 향상시키는 MIMO-OFDM 시스템을 이용한 적응적 신호 검출 방법 및 그 장치를 제공하는데 목적이 있다.

본 발명은, N_t개의 송신 안테나를 가지는 송신 단말로부터 K-QAM 방식으로 신호를 수신하는 단계와, 수신 신호의 전송 채널에 대한 의사 역행렬의 크기를 구하고 상기 의사 역행렬의 크기에 따라 상기 전송 채널에 포함된 채널 계수를 정렬하는 단계, 및 상기 정렬된 채널 계수에 기반하여 QRD-M 기법을 통하여 N_t개의 수신 심볼을 검출하되, 1 내지 T 번째 신호 검출 단계의 경우 상기 QRD-M 기법을 위한 후보 심볼의 개수(M)를 K개로 설정하고, T+1 내지 N_t 번째 신호 검출 단계의 경우 상기 후보 심볼의 개수를 K보다 작은 P개로 설정하여 상기 수신 심볼을 검출하는 단계를 포함하며, 상기 T 및 상기 P는 각각 상기 송신 안테나의 개수(N_t) 및 상기 송신 단말이 사용한 변조 차수(K)에 의해 결정되는 MIMO-OFDM 시스템을 이용한 적응적 신호 검출 방법을 제공한다.

여기서, 상기 T와 P는 각각 아래의 수학식을 통하여 결정될 수 있다.

,

또한, 상기 수신 심볼을 검출하는 단계는, 상기 1 내지 T 번째 신호 검출 단계를 통하여 선택된 K개의 후보 심볼 집합 중에서 누적 유클리디안 거리가 작은 P개의 후보 심볼 집합을 대상으로 상기 T+1 번째 신호 검출 단계를 진행할 수 있다.

또한, 상기 수신 심볼을 검출하는 단계는, 상기 N_t 번째 신호 검출 단계를 통하여 선택된 P개의 후보 심볼 집합 중 누적 유클리디안 거리가 가장 작은 1개의 후보 심볼 집합을 선택하여 상기 N_t개의 수신 심볼을 검출할 수 있다.

그리고, 본 발명은, N_t개의 송신 안테나를 가지는 송신 단말로부터 K-QAM 방식으로 신호를 수신하는 신호 수신부와, 수신 신호의 전송 채널에 대한 의사 역행렬의 크기를 구하고 상기 의사 역행렬의 크기에 따라 상기 전송 채널에 포함된 채널 계수를 정렬하는 연산부, 및 상기 정렬된 채널 계수에 기반하여 QRD-M 기법을 통하여 N_t개의 수신 심볼을 검출하되, 1 내지 T 번째 신호 검출 단계의 경우 상기 QRD-M 기법을 위한 후보 심볼의 개수(M)를 K개로 설정하고, T+1 내지 N_t 번째 신호 검출 단계의 경우 상기 후보 심볼의 개수를 K보다 작은 P개로 설정하여 상기 수신 심볼을 검출하는 신호 검출부를 포함하며, 상기 T 및 상기 P는 각각 상기 송신 안테나의 개수(N_t) 및 상기 송신 단말이 사용한 변조 차수(K)에 의해 결정되는 MIMO-OFDM 시스템을 이용한 적응적 신호 검출 장치를 제공한다.

본 발명에 의하면, QRD-M 기법에 사용되는 후보군의 개수를 안테나 개수와 변조 차수에 따라 줄이는 방법을 사용함으로써 기존의 QRD-M 기법의 성능은 유지하면서 신호 검출의 복잡도를 낮출 수 있으며 전체적인 검출 성능을 향상시킬 수 있다. 또한, MIMO-OFDM 시스템 중 낮은 복잡도를 요구하는 시스템에서 검출 성능의 감소 없이 효과적으로 사용될 수 있다.

도 1은 본 발명의 실시예에 따른 MIMO-OFDM 시스템의 구성도이다.
도 2는 일반적인 QRD-M 검출 기법의 트리 구조를 통한 신호 검출 과정을 예시한 도면이다.
도 3은 도 1에 도시된 시스템을 이용한 신호 검출 방법을 설명하는 도면이다.
도 4는 도 3의 기법에 따른 트리 구조를 통한 신호 검출 과정을 나타낸 도면이다.
도 5는 4×4 MIMO-OFDM 시스템에서 기존의 QRD-M 검출 기법과 본 발명의 검출 기법에 대한 BER 성능 비교를 나타낸 도면이다.
도 6은 8×8 MIMO-OFDM 시스템에서 기존의 QRD-M 검출 기법과 본 발명의 검출 기법에 대한 BER 성능 비교를 나타낸 도면이다.
도 7은 기존의 QRD-M 검출 기법과 본 발명의 검출 기법에서의 복잡도를 보여주는 도면이다.
도 8은 도 7의 복잡도 식을 적용하여 안테나 수에 따른 곱셈 연산량을 보여주는 도면이다.

그러면 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다.

도 1은 본 발명의 실시예에 따른 MIMO-OFDM 시스템의 구성도이다. 송신 단말(100)은 N_T 개의 다중 송신 안테나를, 수신 단말(200)은 N_R 개의 다중 수신 안테나를 가진다.

송신 단말(100)은 N_T 개의 다중 송신 안테나를 이용하여 각각의 신호를 전달한다. 각각의 신호에는 복수의 부반송파(서브캐리어;subcarrier)가 포함되어 있다. 각 송신 안테나로부터 송신된 N_T 개의 송신 신호가 채널을 통과한 뒤 혼합되어 수신 단말(200)로 수신된다. 이때, 부반송파는 다중 경로 채널을 통하여 전송되며, 안테나의 성능 또는 채널 경로에 따라 서로 다른 채널 상태를 가질 수 있다.

송신 단말(100)에서 전송된 신호 X는 다중 채널 H(전송 채널)를 거쳐 수신 단말(200)이 가진 N_r 개의 수신 안테나에서 수신된다. 수신 신호 Y는 다음의 수학식 1로 표현된다.

여기서, i는 다중 수신 안테나의 인덱스, j는 다중 송신 안테나의 인덱스, N_i는 i번째 수신 안테나에서 발생한 백색 가우시안 잡음(Additive White Gaussian Noise: AWGN)을 나타낸다.

수신 단말(200)로 전송된 신호는 QRD-M(QR-decomposition-M algorithm) 방식에 따라 검출된다. QRD-M 검출 기법은 기 공지된 방법에 해당되는 것으로, 트리(Tree) 구조와 QR 분해를 이용하여 신호를 순차적으로 검출하며 매우 우수한 검출 성능을 가진다.

다만, 본 발명의 실시예는 기존의 QRD-M 기법과는 달리, 신호 검출 단계에 적용되는 후보 심볼의 개수를 안테나 개수와 변조 차수를 고려하여 적응적으로 감소시키는 것을 통해 기존 기법과는 동일한 성능을 가지면서 복잡도를 줄일 수 있는 변형된 QRD-M 기법을 제시한다.

본 발명의 실시예에 따른 신호 검출 장치는 수신 단말(200)에 해당하며, 수신 단말(200)은 신호 수신부(210), 설정부(220), 연산부(230), 신호 검출부(240)를 포함한다.

신호 수신부(210)는 N_t 개의 송신 안테나를 가진 송신 단말(100)로부터 K-QAM 방식으로 신호를 수신한다. 여기서 K는 송신 단말(100)이 사용하는 변조 방식(변조 차수)를 나타내는 것으로, 송신 단말(100)에서 전송 가능한 심볼의 개수를 의미한다. 그 예로 QPSK(4-QAM) 방식은 [0,0], [0,1], [1,0], [1,1]를 포함한 4개의 심볼 전송이 가능하므로 K=4이며 마찬가지로 16-QAM 방식은 K=16이다.

연산부(230)는 수신 신호의 전송 채널에 대한 의사 역행렬의 크기를 구하고 의사 역행렬의 크기에 따라 상기 전송 채널에 포함된 채널 계수를 정렬한다.

신호 검출부(240)는 정렬된 채널 계수에 기반하여 QRD-M 기법을 통하여 N_t개의 수신 심볼을 검출하되, 1 내지 T 번째 신호 검출 단계의 경우 QRD-M 기법을 위한 후보 심볼의 개수(M)를 K개로 설정하고, T+1 내지 N_t 번째 신호 검출 단계의 경우 후보 심볼의 개수(M)를 K보다 작은 P개로 설정하여 수신 심볼을 검출한다.

본 발명의 실시예에서, T는 송신 안테나의 개수(N_t)에 의해 결정되고 P는 송신 단말이 사용한 변조 차수(K)에 의해 결정된다. T는 기존의 QRD-M 기법과 동일한 성능을 가지기 위해 정의되는 트리 구조의 층 값이고 P는 T번째 단계 이후 구해지는 후보군의 개수를 정하는 값을 의미한다.

만일, 송신 단말(100)이 4개의 송신 안테나를 가지고 QPSK(4-QAM) 변조를 사용하였다면 N_t=4이고 K=4이다. 이때, T는 N_t(=4) 값을 기초로 N_t보다 작은 값으로 결정된다. 또한, 1~T 번째 신호 검출 단계에 적용되는 후보 심볼의 개수는 4개(K=4)이고, T+1 내지 N_t 번째 신호 검출 단계에서 적용되는 후보 심볼의 개수는 K(=4) 값을 기초로 K보다 작은 값으로 결정된다.

본 발명의 실시예에서 T와 P는 실질적으로 아래 수학식 2를 통해 결정된다.

N_t=4, K=4인 경우에는 수학식 2에 따라 T=2가 되고 P=2가 된다. 이러한 T 값과 P 값의 결정은 설정부(220)에서 수행한다.

설정부(220)는 수학식 2를 이용하여 T 값과 P 값을 각각 결정한다. 여기서 T와 P의 결정은 신호 검출 이전의 어떠한 시점에 수행되어도 무관하다. 즉, 신호 수신 이후 혹은 채널 정렬 이후에 T와 P 값의 설정을 수행할 수도 있고, 신호 수신 전에 미리 송신 단말(100)로부터 관련 정보를 받아 수행할 수도 있다.

이하에서는 본 발명의 더욱 상세한 설명에 앞서, 발명의 이해를 돕기 위하여 일반적인 QRD-M 기법의 원리를 간단히 설명한다.

QRD-M 기법은 QR 분해와 M 알고리즘을 이용하여 구현된다. 우선, QRD-M 기법의 경우, 채널 행렬 H의 의사 역행렬의 크기를 구하고 이를 이용하여 전송 채널에 포함된 채널 계수를 정렬한다. 의사 역행렬 G는 수학식 3을 통해 연산할 수 있다.

이러한 수학식 3에서 H는 수학식 1의 채널 행렬(전송 채널)을 의미하며, (·)^H는 에르미트(Hermitian) 변환을 나타낸다.

수신 단말(200)은 수신 신호를 보다 정확하게 검출하기 위해서, 의사 역행렬(G)의 norm 값인 ∥G∥²을 계산한다. 여기서, 행렬 G의 norm 값인 ∥G∥²을 가장 큰 행부터 작은 행으로 정렬한다. 즉, 행렬 G의 norm 값을 각 행에 대하여 구하고, norm 값이 큰 행부터 작은 행 순으로 행렬 G를 정렬한다.

또한 이를 바탕으로, 채널 행렬 H 역시 앞서 행렬 G의 정렬 순서와 동일하게 각 행을 정렬하여, 정렬된 전송 채널 행렬인 H_sort를 구할 수 있다.

다음은정렬된 전송 채널인 H_sort의 QR 분해에 기반하는 QRD-M 기법에 대하여 설명한다. H_sort는 QR 분해를 통해 수학식 4와 같이 Q와 R로 분해될 수 있다.

여기서, Q는 정규직교 행렬(orthonormal matrix), R은 상삼각 행렬(upper triangular matrix)이다. H_sort가 반영된 수신 신호 Y는 수학식 5와 같다.

여기서, Q 행렬은 정규 직교 행렬이기 때문에 QQ^H=I를 만족한다. 따라서, 수학식 5의 수신 신호 Y에 Q에 대한 에르미트 변환 Q^H을 곱하면, Q 성분이 제거된 수신 신호인 Z 행렬이 생성되며, 이는 수학식 6과 같다.

이와 같이 구성된 Z를 이용하면 X₁ 부터 X_Nt 까지 순차적으로 신호를 검출할 수 있다. 이후에는 M 알고리즘을 사용한다.

M 알고리즘은 K-QAM 시스템에서 가질 수 있는 모든 K개의 후보 수들 중에서 수신 신호와 비교했을 때 가장 유클리리안 거리가 작은 M개의 후보를 선택하여 비교한다. 이때, M은 K보다 작거나 같은 값을 가진다. K는 K-QAM 시스템에서 전송 가능한 심볼의 개수(변조 차수)를 의미하는 것으로, QPSK 시스템의 경우 K=4이고, 16-QAM 시스템의 경우 K=16이다.

QRD-M 검출 기법의 전체 1 내지 N_t 번째 검출 단계 중에서, 첫 번째 검출 단계에서는 K-QAM 시스템의 K개의 심볼을 모두 후보 심볼로 하여, 수신 심볼과 K개의 각 후보 심볼 사이의 squared Euclidean 거리를 구한다. 그리고 그 중에서 거리가 작은 순의 M개의 후보 심볼을 선택한다. M은 다음 검출 단계로 넘어가는 후보 심볼의 수(후보수)를 결정하는 파라미터로서, M은 K보다 작거나 같은 값으로 설정될 수 있다. 선택된 M개의 후보 심볼은 수신할 가능성이 큰 심볼에 해당한다.

다음 검출 단계의 squared Euclidean 거리는 이전 단계에서 검출된 M개의 후보 심볼과 K개의 심볼의 조합인 M·L개의 후보 열을 고려하여 계산한다. 또한, 이전 단계와 동일한 방법으로, 누적된 squared Euclidean 거리를 검사하여 거리가 짧은 순으로 정렬한 다음, 거리가 작은 M개의 심볼 조합을 선택한다. 이 M개의 심볼 조합들은 다음 단계에서 신호 검출을 위한 후보 심볼들로 사용된다.

이후의 검출 단계에서도 상기와 같은 과정을 반복하며, 마지막 N_t 번째의 검출 단계는 앞 단계에서 구해진 M개의 심볼 조합들을 이용하여 squared Euclidean 거리를 검사한 다음, 가장 작은 누적된 squared Euclidean 거리를 갖는 하나의 심볼 조합을 최종적으로 선택한다.

이처럼 기존의 QRD-M 기법에서는 후보를 선택할 때 고정된 M 값을 사용한다. 즉, 고정된 M개의 후보수를 고려하고 있다. 신호 검출의 복잡도는 선택하는 후보 수 M 값에 따라 크게 달라지는데, 후보 수 M 값이 커질수록 신호 검출 성능은 우수해지지만 복잡도는 증가하는 단점이 있다.

본 발명의 실시예는 기존의 QRD-M 기법에서 최대의 M 값(M=K)을 선택한 것과 거의 동일한 성능을 가지면서 복잡도를 줄일 수 있는 방법을 제공한다. 이를 위해 본 발명의 실시예는 송신 안테나 수 및 변조 차수를 고려하여, N_t개의 신호 검출 단계 중 소정의 단계부터는 후보 심볼의 개수를 설정 개수로 감소시켜 성능 열화 없이도 복잡도 문제를 해결할 수 있다.

상기의 QRD-M 방식을 이용한 신호 검출 방법은 당업자라면 용이하게 실시할 수 있는 공지 기술에 해당되므로 이에 대한 더욱 상세한 설명은 생략한다.

도 2는 일반적인 QRD-M 검출 기법의 트리 구조를 통한 신호 검출 과정을 예시한 도면이다. 도 2는 송신 및 수신 단말이 각각 4개의 안테나를 가지는 4×4 MIMO-OFDM 시스템에서 송신 단말이 QPSK(4-QAM) 변조하여 전송한 신호를 수신 단말에서 수신하여 QRD-M 기법을 통해 검출하는 과정을 트리 구조를 통해 나타낸 것이다.

이러한 도 2는 QRD-M 기법에 적용되는 후보 심볼의 개수(M)을 4개로 사용한 경우이다. 즉 M=K인 경우이며 QPSK(4-QAM)일 때의 최대 M 값에 해당한다. 1st 레이어(layer)는 첫 번째 신호 검출 단계를 수행하는 트리 층을 의미한다. 마찬가지로 n번째 레이어는 QRD-M 기법을 위한 신호 검출 단계 중 n번째 신호 검출 단계를 수행하는 트리 층을 나타낸다.

도 2에서 검은색 원은 각 신호 검출 단계에서 선택되어진 후보 신호(심볼)들을 의미하고, 흰색 원은 검은 원들보다 유클리디안 거리가 커서 선택되지 않은 신호들을 의미한다. QPSK 변조가 사용되었으므로 K=4이며, 마지막 트리 층에 도달할 때까지 각 층에서 4개의 후보가 선택되어 진다. 도 2에서 좌우 방향으로 연속한 4개의 심볼(원)은 차례로 [0,0], [0,1], [1,0], [1,1]로 가정한다.

첫 번째 층에서는 4개의 심볼을 모두 후보 심볼로 하여 squared Euclidean 거리를 구하며 4개의 심볼([0,0], [0,1], [1,0], [1,1]) 모두 선택된다. 다음 층에서는 선택된 4개의 심볼과 K개 심볼의 조합인 16개의 후보 열을 이용하여 누적 유클리디안 거리가 작은 4개의 후보를 선택한다. 이와 같은 방법으로 마지막 트리 층에 도달할 때까지 각 층에서 4개의 후보가 선택되어 진다. 이때 최종 검출된

는 그 중에서 누적 유클리디안 거리가 작은 최종 신호 집합(위에서 아래 순으로 [1,1], [1,1], [0,1], [1,0])을 의미한다.

이러한 기존의 QRD-M은 마지막 트리 층에 도달할 때까지 매 층에서 동일한 후보수(M=4)에 대해 연산 과정을 거치므로, 후보 신호 수가 많으며 송신 안테나의 개수가 늘어날수록 복잡도는 더욱 증가하게 된다. 이에 반면, 본 발명의 실시예의 경우 안테나 수 및 변조 차수를 고려하여 후보 수를 줄임에 따라 시스템의 복잡도를 감소시킨다.

이하에서는 본 발명의 실시예에 따른 MIMO-OFDM 시스템을 이용한 적응적 신호 검출 방법에 관하여 상세히 설명한다. 이때, 비교가 용이하도록 기존의 도 2와 마찬가지로 4×4 MIMO-OFDM 시스템에 QPSK 기법이 적용된 경우를 예시한다.

도 3은 도 1에 도시된 시스템을 이용한 신호 검출 방법을 설명하는 도면이고, 도 4는 도 3의 기법에 따른 트리 구조를 통한 신호 검출 과정을 나타낸 도면이다.

먼저, 신호 수신부(210)는 N_t개의 송신 안테나를 가지는 송신 단말(100)로부터 K-QAM 방식으로 신호를 수신한다(S310). 이때, 송신 단말(100)이 QPSK 변조를 사용한 경우이므로 변조 차수 K=4이다. 수신 신호는 수학식 1을 참조한다.

설정부(220)는 안테나 개수 및 변조 차수를 기초로 T 값과 P 값을 각각 결정한다(S320). 이러한 S320 단계는 신호 수신 전에 송신 단말로부터 해당 정보를 받아 수행할 수도 있고 수신 신호의 채널 정렬 이후에 수행할 수도 있다.

이후에는, QRD-M 기법을 적용하기 위하여 사전에 수학식 3 내지 수학식 6의 과정을 수행할 수 있다. 즉, 연산부(230)는 수신 신호의 전송 채널에 대한 의사 역행렬의 크기를 구하고 의사 역행렬의 크기에 따라 전송 채널에 포함된 채널 계수를 정렬한다(S330).

구체적으로, 채널 행렬 H에 대한 무어-슈도 역행렬인 G 행렬을 구하고, G 행렬을 구성하는 각 행의 norm 값을 연산한 다음 norm 값이 큰 순서에 따라 행렬 G를 재정렬하고, 그에 대응하여 채널 행렬 H 또한 재정렬한다. 그리고, 재정렬된 채널 행렬 H_sort을 QR 분해한 다음, 수신 신호 Y에 Q^H를 곱하여 새로운 Z 행렬을 만들어준다.

이후, 신호 검출부(240)는 정렬된 채널 계수에 기반하여 QRD-M 기법을 통하여 N_t개의 수신 심볼을 검출하되, 각 행에 대응하는 레이어의 신호 검출 단계 중 1 번째 내지 T 번째 신호 검출 단계에 적용되는 후보 심볼의 개수와, T+1 번째 내지 N_t 번째 신호 검출 단계에 적용되는 후보 심볼의 개수를 달리 사용하여 수신 신볼을 검출한다(S340).

구체적으로, 신호 검출부(240)는 1 내지 T 번째 신호 검출 단계의 경우 QRD-M 기법을 위한 후보 심볼의 개수를 K개(M=K)로 설정하고, T+1 내지 N_t 번째 신호 검출 단계의 경우 상기 후보 심볼의 개수를 K보다 작은 P개(M=P)로 설정하여 수신 심볼을 검출한다(S330).

T 및 P는 각각 수학식 2에 의해 결정된다. 수학식 2에 N_t=4, K=4를 대입하면 T=2, P=2가 된다. 이에 따라, 1~2번째 신호 검출 단계는 기존의 QRD-M 기법과 같이 후보수 4개를 모두 사용하고, 그 이후 3~4번째 신호 검출 단계는 2개의 후보수를 사용하여 수신 신호를 검출한다. 마지막에는 유클리디안 거리가 가장 작은 신호 조합 하나를 선택하면 된다.

도 4를 참조하면, 각 라인 옆에 나오는 값은 각 레이어에서 계산된 심볼과 K-QAM의 K개 심볼(K개의 레퍼런스 신호) 간의 누적 유클리디안 거리를 의미한다. 전체 레이어 중 1st, 2nd 레이어의 경우 기존의 QRD-M 기법과 같이 4개의 후보수가 사용되고 3rd, 4th 레이어의 경우 2개의 후보수가 사용된다.

즉, 첫 번째 층에서는 4개 심볼을 모두 후보 심볼로 하여 squared Euclidean 거리를 구하며 4개의 심볼([0,0], [0,1], [1,0], [1,1]) 모두 선택된다. 다음 층에서는 선택된 4개의 심볼과 K개 심볼의 조합인 16개의 후보 열을 이용하여 누적 유클리디안 거리가 작은 4개의 후보를 선택한다. 즉, 두 번째 층에서 4개의 검은색 원은 16개 중에서 누적 유클리디안 거리를 기준으로 선택된 4개의 후보에 해당한다.

두 번째 층에서 선택된 각각의 후보 심볼은 그와 연결된 첫 번째 층의 후보 심볼과 후보열(후보 심볼 집합)을 이룬다. 후보 심볼 집합은 각 층의 심볼의 조합을 의미한다. 두 번째 층을 거친 이후에 2개의 후보 심볼의 조합으로 이루어진 후보 심볼 집합이 4개 존재한다. 하나의 후보 심볼 집합을 이루는 심볼의 개수는 이후의 층을 거치면서 점점 증가하게 된다. 누적 유클리디안 거리 역시 층을 거치면서 누적되어 연산 된다. 마지막 층에서 얻어지는 후보 심볼 집합은 각 층에서 선택된 4개 심볼의 조합으로 이루어진다.

두 번째 이후의 층에서도, 앞서와 같은 원리로 누적 유클리디안 거리가 작은 순을 기준으로 후보를 선택하되 4개가 아닌 2개의 후보만을 선택한다. 즉, 세 번째 층부터 마지막 층에 도달할 때까지는 각 층에서 2개의 후보가 선택되어 진다.

세 번째 층에서는 누적 유클리디안 거리가 8보다 큰 값들은 미리 제거되어 진다. 이에 따라 누적 유클리디안 거리가 4와 8인 2개의 후보를 대상으로 다음의 네 번째 층의 신호 검출 단계를 수행한다. 네 번째 층에서는 누적 유클리디안 거리가 6보다 큰 값들은 미리 제거되고 이에 따라 누적 유클리디안 거리가 5와 6인 2개의 후보를 선택한다.

이러한 네 번째 층까지의 신호 검출 단계를 통하여 선택되는 2개의 후보 심볼 집합은 '[0,1], [0,1], [1,0], [0,0]'과 '[0,1], [0,1], [1,0], [1,1]'이며, 그 중에서 누적 유클리디안 거리가 가장 작은 1개의 후보 심볼 집합

([0,1], [0,1], [1,0], [1,1])을 선택한다. 선택한 1개의 후보 심볼 집합

는 곧 최종 검출된 수신 신호가 된다.

여기서, 이러한 도 4의 방법에서, 세 번째 층에서는 앞서의 두 번째 층까지의 신호 검출 단계를 통해 선택된 4개의 후보 심볼 집합(누적 유클리디안 거리는 각각 9, 3, 4, 9) 중 누적 유클리디안 거리가 작은 2개의 후보 심볼 집합을 대상으로 수행할 수 있다. 쉽게 말해서, 도 4의 두 번째 층에서 선택된 4개 후보 심볼 중에서 누적 유클리디안 거리가 작은 2개의 후보 심볼을 선택하고 선택한 2개의 후보 심볼에 대하여 세 번째 층의 신호 검출 단계를 수행할 수 있다. 이를 통해 나머지 선택되지 않은 2개의 후보 심볼에 대해서는 이후의 세 번째 검출 단계를 진행하지 않아도 되므로 이후 단계에서 연산 복잡도를 감소시킬 수 있다.

기존의 QRD-M 방식은 모든 레이어에서 M(=K)개 후보수를 사용하여 신호를 검출하므로 신뢰성은 높지만 복잡도가 증가하지만, 본 발명의 실시예는 상단의 레이어에서는 K개의 후보수를 사용하고 그 하단의 레이어에서는 K개보다 작은 P개의 후보수를 사용하므로 검출 복잡도를 낮추면서 신뢰성을 거의 유지한다.

트리구조 특성상 트리 상단에서 가지수를 줄이게 되면 복잡도가 줄어들지만 검출된 신호의 신뢰성이 줄어든다. 본 발명의 실시예는 그러한 신뢰성 감소를 보장하기 위해 첫 번째 레이어에서 알고리즘을 수행하기 전에 SQRD를 적용한 후 T번째 까지는 기존의 QRD-M 방식을 적용하여 신뢰성을 보장하고 이후 단계부터는 복잡도 감소를 위해 P개의 후보 신호만 이용하여 QRD-M 방식을 적용한다. 이를 통해 MIMO-OFDM 시스템에서 기존의 QRD-M 기법을 사용했을 때보다 복잡도를 줄이면서 동일한 최적의 BER(Bit Error Rate) 성능을 얻을 수 있다.

이와 같이, 본 발명의 실시예는 QRD-M 기법을 위한 후보 심볼의 개수를 각각의 신호 검출 단계에서 모두 M개로 고정하여 사용하는 기존의 QRD-M 기법과는 달리, 송신 단말의 안테나 개수와 변조 차수를 고려하여 일정 단계 이후부터는 후보 심볼의 개수를 줄임에 따라 기존과 동일한 성능을 가지면서도 복잡도를 낮출 수 있는 변형된 QRD-M 기법을 사용한다.

다음은 본 발명의 실시예에 따른 기법과 기존 기법 간의 성능 시험 결과를 설명한다.

도 5는 4×4 MIMO-OFDM 시스템에서 기존의 QRD-M 검출 기법과 본 발명의 검출 기법에 대한 BER 성능 비교를 나타낸 도면이다. 이때 변조 기법은 QPSK와 16-QAM을 포함한 두 가지를 고려하였다.

기존의 QRD-M 검출 기법은 두 가지 변조 방식을 대상으로 M이 각각 2와 4인 경우의 결과를 보여주고 있는데, 이는 본 발명의 실시예에서 두 번째 신호 검출 단계 이후부터 후보 심볼 수 P를 2와 4로 각각 사용한 경우와 성능 차이를 보여주기 위한 것이다. 본 발명의 실시예의 경우 P의 값이 2인 경우에도, 기존 QRD-M 기법에서 M의 값을 4로 사용하는 경우와 거의 동일한 성능을 나타낸 것을 알 수 있으며 최적의 성능을 내는 것을 확인할 수 있다.

도 6은 8×8 MIMO-OFDM 시스템에서 기존의 QRD-M 검출 기법과 본 발명의 검출 기법에 대한 BER 성능 비교를 나타낸 도면이다. 도 3과 마찬가지로 변조 기법은 PSK와 16-QAM의 두 가지를 모두 고려하였다. 도 6으로부터 앞서 도 5의 경우와 동일한 효과를 얻는 것을 알 수 있다.

도 7은 기존의 QRD-M 검출 기법과 본 발명의 검출 기법에서의 복잡도를 보여주는 도면이다. 여기서 복잡도는 곱셈 연산만을 고려하였다. 도 8은 도 7의 복잡도 식을 적용하여 안테나 수에 따른 곱셈 연산량을 보여주는 도면이다. 각 검출 기법에 사용된 변조 기법은 16-QAM이 적용되었다. 기존의 QRD-M 검출 기법은 안테나수가 증가함에 따라 복잡도가 비선형적으로 급격히 증가하는 것을 볼 수 있는데, 이에 비해 본 발명의 검출 기법은 안테나 수의 증가에 따른 복잡도가 거의 선형적으로 증가하는 것을 볼 수 있다.

이상과 같은 본 발명에 의하면, QRD-M 기법에 사용되는 후보군의 개수를 안테나 개수와 변조 차수에 따라 줄이는 방법을 사용함으로써 기존의 QRD-M 기법의 성능은 유지하면서 신호 검출의 복잡도를 낮출 수 있으며 전체적인 검출 성능을 향상시킬 수 있다. 또한, 이러한 본 발명은 MIMO-OFDM 시스템 중 낮은 복잡도를 요구하는 시스템에서 검출 성능의 감소 없이 효과적으로 사용될 수 있다.

본 발명은 도면에 도시된 실시예를 참고로 설명되었으나 이는 예시적인 것에 불과하며, 본 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 다른 실시예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서, 본 발명의 진정한 기술적 보호 범위는 첨부된 특허청구범위의 기술적 사상에 의하여 정해져야 할 것이다.

100: 송신 단말 200: 수신 단말
210: 신호 수신부 220: 설정부
230: 연산부 240: 신호 검출부

Claims (8)

1. N_t개의 송신 안테나를 가지는 송신 단말로부터 K-QAM 방식으로 신호를 수신하는 단계;
   수신 신호의 전송 채널에 대한 의사 역행렬의 크기를 구하고 상기 의사 역행렬의 크기에 따라 상기 전송 채널에 포함된 채널 계수를 정렬하는 단계; 및
   상기 정렬된 채널 계수에 기반하여 QRD-M 기법을 통하여 N_t개의 수신 심볼을 검출하되, 1 내지 T 번째 신호 검출 단계의 경우 상기 QRD-M 기법을 위한 후보 심볼의 개수(M)를 K개로 설정하고, T+1 내지 N_t 번째 신호 검출 단계의 경우 상기 후보 심볼의 개수를 K보다 작은 P개로 설정하여 상기 수신 심볼을 검출하는 단계를 포함하며,
   상기 T 및 상기 P는 각각 상기 송신 안테나의 개수(N_t) 및 상기 송신 단말이 사용한 변조 차수(K)에 의해 아래의 수학식을 통해 결정되는 MIMO-OFDM 시스템을 이용한 적응적 신호 검출 방법:
   

   

   ,

   

   .
2. 삭제
3. 청구항 1에 있어서,
   상기 수신 심볼을 검출하는 단계는,
   상기 1 내지 T 번째 신호 검출 단계를 통하여 선택된 K개의 후보 심볼 집합 중에서 누적 유클리디안 거리가 작은 P개의 후보 심볼 집합을 대상으로 상기 T+1 번째 신호 검출 단계를 진행하는 MIMO-OFDM 시스템을 이용한 적응적 신호 검출 방법.
4. 청구항 3에 있어서,
   상기 수신 심볼을 검출하는 단계는,
   상기 N_t 번째 신호 검출 단계를 통하여 선택된 P개의 후보 심볼 집합 중 누적 유클리디안 거리가 가장 작은 1개의 후보 심볼 집합을 선택하여 상기 N_t개의 수신 심볼을 검출하는 MIMO-OFDM 시스템을 이용한 적응적 신호 검출 방법.
5. N_t개의 송신 안테나를 가지는 송신 단말로부터 K-QAM 방식으로 신호를 수신하는 신호 수신부;
   수신 신호의 전송 채널에 대한 의사 역행렬의 크기를 구하고 상기 의사 역행렬의 크기에 따라 상기 전송 채널에 포함된 채널 계수를 정렬하는 연산부; 및
   상기 정렬된 채널 계수에 기반하여 QRD-M 기법을 통하여 N_t개의 수신 심볼을 검출하되, 1 내지 T 번째 신호 검출 단계의 경우 상기 QRD-M 기법을 위한 후보 심볼의 개수(M)를 K개로 설정하고, T+1 내지 N_t 번째 신호 검출 단계의 경우 상기 후보 심볼의 개수를 K보다 작은 P개로 설정하여 상기 수신 심볼을 검출하는 신호 검출부를 포함하며,
   상기 T 및 상기 P는 각각 상기 송신 안테나의 개수(N_t) 및 상기 송신 단말이 사용한 변조 차수(K)에 의해 아래의 수학식을 통해 결정되는 MIMO-OFDM 시스템을 이용한 적응적 신호 검출 장치:
   

   

   ,

   

   .
6. 삭제
7. 청구항 5에 있어서,
   상기 신호 검출부는,
   상기 1 내지 T 번째 신호 검출 단계를 통하여 선택된 K개의 후보 심볼 집합 중에서 누적 유클리디안 거리가 작은 P개의 후보 심볼 집합을 대상으로 상기 T+1 번째 신호 검출 단계를 진행하는 MIMO-OFDM 시스템을 이용한 적응적 신호 검출 장치.
8. 청구항 7에 있어서,
   상기 신호 검출부는,
   상기 N_t 번째 신호 검출 단계를 통하여 선택된 P개의 후보 심볼 집합 중 누적 유클리디안 거리가 가장 작은 1개의 후보 심볼 집합을 선택하여 상기 N_t개의 수신 심볼을 검출하는 MIMO-OFDM 시스템을 이용한 적응적 신호 검출 장치.

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