KR101484863B1 - Mimo-ofdm 시스템에서 채널 상태에 기반한 적응적 신호 검출 방법 및 그 장치 - Google Patents

Mimo-ofdm 시스템에서 채널 상태에 기반한 적응적 신호 검출 방법 및 그 장치 Download PDF

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송형규
김재정
정혜연
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세종대학교산학협력단
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Abstract

본 발명은 MIMO-OFDM 시스템에서 채널 상태에 기반한 적응적 신호 검출 방법 및 그 장치에 관한 것이다. 본 발명에 따르면, 다중 안테나를 가지는 송신 단말로부터 MIMO-OFDM 방식으로 신호를 수신하는 단계와, 수신 심볼들 각각에 대하여 상기 수신 심볼이 거친 채널의 상태 수를 연산하는 단계와, 상기 채널의 상태 수를 임계값과 비교하는 단계, 및 상기 수신 심볼들 중에서 상기 채널의 상태 수가 상기 임계값 미만인 수신 심볼들에 대해서는 PIC 방법으로 신호를 검출하고, 상기 채널의 상태 수가 상기 임계값 이상인 수신 심볼들에 대해서는 QRD-M 방법으로 신호를 검출하는 단계를 포함하는 MIMO-OFDM 시스템에서 채널 상태에 기반한 적응적 신호 검출 방법을 제공한다.
본 발명의 신호 검출 방법 및 그 장치에 따르면, 채널의 상태에 따라 검출 방식을 QRD-M 검출 방식 또는 QR-PIC 검출 방식으로 결정함으로써 기존의 검출 방식에 비하여 검출 과정에서 연산의 복잡도를 크게 줄이고 검출 성능을 향상시킬 수 있다.

Description

MIMO-OFDM 시스템에서 채널 상태에 기반한 적응적 신호 검출 방법 및 그 장치{Adaptive signal detection method based on channel condition in MIMO-OFDM system and apparatus thereof}
본 발명은 MIMO-OFDM 시스템에서 채널 상태에 기반한 적응적 신호 검출 방법 및 그 장치에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 MIMO-OFDM 시스템에서 전송된 신호를 낮은 복잡도를 가지고 검출할 수 있는 신호 검출 방법 및 그 장치에 관한 것이다.
최근 다중경로 무선 통신 환경에서 데이터의 고속 전송이 요구되면서 이를 만족시키는 다중 입출력 직교 주파수 다중 분할(Multiple-input multiple-output;MIMO)-(Orthogonal Frequency Division Multiplex;OFDM) 시스템이 관심을 받고 있다. MIMO-OFDM 시스템에서 신호를 검출할 때에는 낮은 복잡도와 우수한 성능을 가진 기법을 선택하는 것이 중요하다. 이에 따라 현재 MIMO-OFDM 시스템에서의 신호 검출 기법이 활발하게 연구되고 있다.
MIMO-OFDM 시스템에서 신호 검출 기법들 중 ZF(Zero-Forcing), MMSE(Minimum Mean Square Error)와 같은 선형 검출 기법은 낮은 복잡도로 전송된 신호를 검출할 수 있는 방법이다. 하지만 이러한 선형 검출 기법은 복잡도가 낮은 반면에 성능이 좋지 않다.
다른 MIMO-OFDM 시스템에서 신호 검출 기법들 중 ML(Maximum Likelihood) 검출 기법은 가장 좋은 성능을 가진다. 하지만 ML 검출 기법은 송신 안테나 수와 변조 차수의 증가에 따라 복잡도가 기하급수적으로 증가는 문제점이 있다. 이러한 문제점을 보완하기 위해 ML 검출 기법과 유사한 성능을 가지면서 복잡도를 줄일 수 있는 여러 기법들이 연구되고 있지만, 복잡도와 성능의 Trade-off 관계에 의해 복잡도를 줄이게 되면 성능이 열화되는 문제점이 있다.
본 발명의 배경이 되는 기술은 국내특허공개 제2012-0065884호(2012.06.21 공개)에 개시되어 있다.
본 발명은 MIMO-OFDM 시스템에서 전송된 신호를 검출할 때 낮은 복잡도와 높은 성능으로 검출할 수 있는 MIMO-OFDM 시스템에서 채널 상태에 기반한 적응적 신호 검출 방법 및 그 장치를 제공하는데 목적이 있다.
본 발명은, 다중 안테나를 가지는 송신 단말로부터 MIMO-OFDM 방식으로 신호를 수신하는 단계와, 수신 심볼들 각각에 대하여 상기 수신 심볼이 거친 채널의 상태 수를 연산하는 단계와, 상기 수신 심볼에 대한 상기 채널의 상태 수를 임계값과 비교하는 단계, 및 상기 수신 심볼들 중에서 상기 채널의 상태 수가 상기 임계값 미만인 수신 심볼들에 대해서는 PIC 방법으로 신호를 검출하고, 상기 채널의 상태 수가 상기 임계값 이상인 수신 심볼들에 대해서는 QRD-M 방법으로 신호를 검출하는 단계를 포함하는 MIMO-OFDM 시스템에서 채널 상태에 기반한 적응적 신호 검출 방법을 제공한다.
여기서, 상기 QRD-M 방법은 DFE를 이용한 QRD-M 알고리즘일 수 있다.
또한, 상기 채널의 상태 수는 아래의 수학식을 이용하여 연산할 수 있다.
Figure 112013116980429-pat00001
여기서, Ci(H)는 i번째 수신 심볼에 대한 채널의 상태 수, NR은 송신 안테나의 개수, NT는 수신 안테나의 개수, Hk ,j는 채널 이득 행렬의 원소로서 k번째 송신 안테나와 j번째 수신 안테나 사이의 채널 이득을 나타낸다.
그리고, 상기 신호 검출 방법은 상기 임계값을 설정하는 단계를 더 포함하고, 상기 임계값 CTH(H)은 아래의 수학식을 이용하여 연산할 수 있다.
Figure 112013116980429-pat00002
여기서, C1(H)는 첫 번째 수신 심볼에 대한 채널의 상태 수, Cn(H)는 n 번째 수신 심볼에 대한 채널의 상태 수이다.
그리고, 본 발명은, 다중 안테나를 가지는 송신 단말로부터 MIMO-OFDM 방식으로 신호를 수신하는 수신부와, 수신 심볼들 각각에 대하여 상기 수신 심볼이 거친 채널의 상태 수를 연산하는 연산부와, 상기 수신 심볼에 대한 상기 채널의 상태 수를 임계값과 비교하는 비교부, 및 상기 수신 심볼들 중에서 상기 채널의 상태 수가 상기 임계값 미만인 수신 심볼들에 대해서는 PIC 방법으로 신호를 검출하고, 상기 채널의 상태 수가 상기 임계값 이상인 수신 심볼들에 대해서는 QRD-M 방법으로 신호를 검출하는 검출부를 포함하는 MIMO-OFDM 시스템에서 채널 상태에 기반한 적응적 신호 검출 장치를 제공한다.
본 발명에 따른 MIMO-OFDM 시스템에서 채널 상태에 기반한 적응적 신호 검출 방법 및 그 장치에 따르면, 채널의 상태 수에 따라 검출 방식을 QRD-M 검출 방식 또는 QR-PIC 검출 방식으로 결정함으로써 기존의 검출 방식에 비하여 검출 과정에서 연산의 복잡도를 크게 줄이고 검출 성능을 향상시킬 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 MIMO-OFDM 시스템의 구성도이다.
도 2는 도 1을 이용한 적응적 신호 검출 방법의 흐름도이다.
도 3 및 도 4는 각각 QPSK 및 16-QAM 변조 기법을 사용할 경우 본 발명의 실시예에 따른 신호 검출 기법과 기존의 검출 기법의 BER(Bit Error Rate) 성능을 비교한 결과 그래프이다.
도 5는 16-QAM 변조 기법을 사용할 경우 본 발명의 실시예에 따른 신호 검출 기법과 기존의 검출 기법 간의 안테나 수에 따른 연산 복잡도를 비교한 결과 그래프이다.
그러면 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다.
이하에서는 본 발명의 실시예에 따른 다중 수신 안테나를 가지는 수신 단말이 다중 송신 안테나를 가지는 송신 단말로부터 신호를 수신하여 검출하는 방법을 설명하기에 앞서, 일반적인 신호 검출 방식인 QRD-M 검출 방법과 PIC 검출 방법을 설명한다.
MIMO-OFDM 시스템은 송신단과 수신단에서 다중 안테나를 이용하기 때문에 각 송신 안테나마다 다른 신호를 전송할 수 있어 전송률을 크게 높이고 스펙트럼 효율을 향상시킬 수 있다. 하지만, 수신단에서 신호를 수신할 때 모든 송신 안테나에서 전송된 신호가 더해진 형태로 수신되기 때문에 신호의 검출이 어렵다. 이러한 문제점 때문에 MIMO-OFDM 시스템에서 송신 신호를 효과적으로 검출하는 것이 핵심 과제들 중 하나다. 신호를 검출할 때 높은 성능을 얻기 위해서는 높은 복잡도의 검출 기법이 요구되는 반면 낮은 복잡도를 갖는 검출 방법은 성능의 열화가 발생하는 문제점이 있다.
MIMO-OFDM 시스템에서 제안된 여러 검출 기법들 중 하나인 PIC(Parallel Interference Cancellation; 병렬 간섭 제거) 검출 기법을 살펴보면, PIC 검출 기법은 수신 신호에서 원하는 신호만 남기고 간섭 신호를 제거하는 검출 기법이다. 즉, 이전 단계에서 각 송신 안테나의 신호에 각각의 채널 파라미터를 곱하여 전송신호를 재생성한 다음 자신을 제외한 다른 전송신호를 합하고 이를 수신 신호로부터 빼는 방식이다.
이를 수식으로 나타내면 다음의 수학식 1,2와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112013116980429-pat00003
여기서,
Figure 112013116980429-pat00004
는 k번째 수신 신호의 추정 값, Y는 수신 신호, NT는 송신 안테나의 개수, i는 송신 안테나의 인덱스, H(:,i)은 채널 파라미터,
Figure 112013116980429-pat00005
는 i번째 안테나의 송신 신호이다.
그리고, H(:,i)의 ':' 기호는 모든 성분을 의미하는 것으로서 송신 안테나가 4개인 경우 H(1,1), H(2,1), H(3,1), H(4,1)를 포함하는 모든 성분을 의미한다. 수학식 1에서 i≠k가 적용됨에 따라 자신을 제외한 다른 전송신호의 합(Σ)을 수신 신호 Y로부터 뺄 수 있다.
Figure 112013116980429-pat00006
Figure 112013116980429-pat00007
는 k번째 추정된 송신 신호이고, Q() 형태는 양자화를 의미하며, [H(:,k)]+는 채널 파라미터이고,
Figure 112013116980429-pat00008
는 수학식 1에서 구한 k번째 수신 신호의 추정 값이다.
이러한 PIC 기법은 기 공지된 기법으로서 보다 상세한 설명은 생략한다.
또 다른 MIMO-OFDM 검출 기법 중 하나인 QRD-M(QR-decomposition-M algorithm)은 Tree 구조와 QR 분해를 이용하여 신호를 순차적으로 검출하며 매우 우수한 검출 성능을 가진다. QRD-M 방식은 아래의 수학식 3과 같이 채널 이득 행렬(H)를 QR 분해하는 것을 기반으로 한다.
Figure 112013116980429-pat00009
여기서 R은 상삼각 행렬(upper triangular matrix)이고, Q는 QHQ=I를 만족하는 정규직교 행렬(orthonormal matrix)이다. (·)H는 에르미트(Hermitian) 변환을 나타낸다.
수신 신호 Y에서 Q 성분을 제거하면, Q 성분이 제거된 수신 신호 Z에 대한 벡터를 구할 수 있다. 즉, 수학식 1에서 양변에 QH를 곱하면 아래의 수학식 4로 나타난다.
Figure 112013116980429-pat00010
그리고 QRD-M 계산을 하기 위해 상기 수학식 4를 수학식 5와 같이 변환한다.
Figure 112013116980429-pat00011
계산의 편의를 위해 잡음을 고려하지 않고, 송수신 안테나의 개수를 각각 4개로 가정하면, 상기 수학식 5는 수학식 6과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112013116980429-pat00012
수학식 6을 기반으로 QRD-M 검출 기법은 4 단계의 과정으로 진행된다. 여기서 단계의 진행 개수는 송수신 안테나의 개수에 대응하는 것이다.
첫 번째 과정으로
Figure 112013116980429-pat00013
을 작게 하는 x4의 후보군을 M개 선택한다. 즉, x4의 후보군을 L-QAM 시스템의 후보심볼의 개수 C개 중 M개를 선택한다.
두 번째 과정으로,
Figure 112013116980429-pat00014
을 작게 하는
Figure 112013116980429-pat00015
를 M×C개 중 M개를 선택한다. 여기서 (·)T는 전치(transpose) 행렬을 나타낸다.
세 번째 과정으로,
Figure 112013116980429-pat00016
을 작게 하는
Figure 112013116980429-pat00017
를 M×C개 중 M개를 선택한다.
마지막 과정으로 수학식 6의 값을 가장 작게 하는
Figure 112013116980429-pat00018
를 M×C개 중 M개를 선택한다.
이상과 같은 QRD-M 기법은 기 공지된 기법으로서 보다 상세한 설명은 생략한다. 이러한 QRD-M 기법의 성능은 M의 값에 따라 고려하는 후보의 수가 달라진다. 즉, QRD-M의 성능은 M을 어떻게 선택하느냐에 달라진다. 파라미터 M의 값을 크게 하면 고려하는 후보의 수가 많아지고 이에 따라 최적의 검출기법인 Maximum Likelihood 기법의 성능과 유사하지만 복잡도가 증가하게 된다. 반대로 작은 M을 선택하게 되면 고려하는 후보의 수가 적어지고 복잡도는 감소하지만 성능이 열화되는 trade-off 관계에 있다.
따라서 복잡도와 성능의 열화를 최소화하는 검출 방법이 필요하며, 이하에서는 상기와 같은 문제점을 해결할 수 있는 본 발명의 실시예에 따른 신호 검출 방법에 대해 상세히 설명한다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 MIMO-OFDM 시스템의 구성도이다. MIMO-OFDM 시스템은 송신 단말(100)과 수신 단말(200)을 포함한다. 송신 단말(100)은 NT 개의 다중 송신 안테나를, 수신 단말(200)은 NR 개의 다중 수신 안테나를 가진다.
송신 단말(100)은 NT 개의 송신 안테나를 통해 각각의 신호를 전달한다. 각각의 신호에는 복수의 부반송파(서브캐리어)가 포함되어 있다. 각 송신 안테나로부터 송신된 부반송파는 서로 혼합되어 다중 경로 채널을 통해 수신 단말(200)로 전송된다. 이때, 안테나의 성능 또는 채널 경로에 따라 서로 다른 채널 상태를 가질 수 있다.
수신 단말(200)은 수신부(210), 연산부(220), 설정부(230), 비교부(240), 검출부(250)를 포함한다.
먼저 수신부(210)는 다중 안테나를 가지는 송신 단말(100)로부터 MIMO-OFDM 방식으로 신호를 수신한다. 그리고, 연산부(220)는 상기 수신 심볼이 거친 채널의 상태를 알기 위하여, 수신 심볼들 각각에 대하여 채널의 상태 수를 연산한다. 설정부(230)는 수신 심볼들 각각에 대하여 연산된 채널의 상태 수의 통계적 확률 특성 값을 이용하여 임계값을 설정한다. 여기서, 본 발명의 실시예에 따르면 통계적 확률 특성 값은 평균값을 포함하는 것으로, 채널 환경이나 통신 방법에 의해 다양하게 변경될 수 있다.
비교부(240)는 상기 채널의 상태 수를 임계값과 비교한다. 검출부(250)는 각 수신 심볼에 대한 상술한 비교의 결과에 따라, 신호 검출 방법을 적응적으로 변환한다. 즉, 검출부(250)는 채널의 상태 수가 임계값 미만인 수신 심볼들에 대해서는 PIC 방법으로 신호를 검출하고, 채널의 상태 수가 임계값 이상인 수신 심볼들에 대해서는 QRD-M 방법으로 신호를 검출한다. 여기서, PIC 방법이란 QR-PIC(Parallel Interference cancellation using QR-decomposition) 방법이고, QRD-M 방법이란 DEF(Decision Feedback Equalization)를 이용한 QRD-M 방법을 의미할 수 있다.
도 2는 도 1을 이용한 적응적 신호 검출 방법의 흐름도이다. 이러한 도 2는 본 발명의 실시예에 따른 수신된 신호를 검출하는 과정을 설명하기 위한 순서도이다.
먼저, 수신부(210)는 다중 안테나를 가지는 송신 단말(100)로부터 MIMO-OFDM 방식으로 신호를 수신한다(S210). 즉, 수신 단말(200)은 NT 개의 송신 안테나를 가지는 송신 단말(100)의 전송 신호를 NR 개의 수신 안테나를 통하여 수신한다.
여기서, 수신부(210)가 수신한 신호는 다음의 수학식 7로 나타낼 수 있다.
Figure 112013116980429-pat00019
여기서, x는 NT×1 크기를 가지는 송신 안테나에서 전송되는 송신 심볼, y는 NR×1 크기를 가지는 수신 안테나에서 수신되는 수신 심볼, n은 NR×1 크기를 가지는 가우시안 형태의 잡음, H는 NR×NT 크기를 가지는 채널 행렬을 나타낸다.
연산부(220)는 수신 심볼들 각각에 대하여 수신 심볼이 거친 채널의 상태 수를 연산한다(S220). 채널의 상태 수를 계산하기 위해서는 수신 신호의 채널 이득 행렬을 이용하며, 아래의 수학식 8을 이용하여 연산한다.
Figure 112013116980429-pat00020
여기서, Ci(H)는 i번째 수신 심볼에 대한 채널의 상태 수, NR은 송신 안테나의 개수, NT는 수신 안테나의 개수, Hk ,j는 채널 이득 행렬 H를 구성하는 각각의 원소로서 k번째 송신 안테나와 j번째 수신 안테나 사이의 채널 이득을 나타낸다. 채널 상태 수는 수학식 8과 같이 1-norm 상태 수를 계산함으로써 얻을 수 있다.
다음으로 설정부(230)는 수신 심볼에 적합한 검출 기법을 선택하기 위해 임계값을 설정한다(S230).
여기서, 임계값 CTH(H)은 아래의 수학식 9를 이용하여 연산한다.
Figure 112013116980429-pat00021
여기서, C1(H)는 첫 번째 수신 심볼에 대한 채널의 상태 수, Cn(H)는 n 번째 수신 심볼에 대한 채널의 상태 수, Ci(H)는 i번째 수신 심볼에 대한 채널의 상태 수를 의미한다.
이와 같이, 1~n번째 수신 심볼 각각에 대한 채널의 상태 수 C1(H)~Cn(H)를 수학식 8을 이용하여 연산하고 연산된 값을 수학식 9에 적용하여 임계값을 구할 수 있다. 수학식 9에서
Figure 112013116980429-pat00022
는 C1(H)~Cn(H)에 대한 평균 값을 나타낸다.
이후, 비교부(240)는 상기 수신 심볼에 대한 채널의 상태 수를 상기 임계값과 비교한다(S240). 즉, 각 수신 심볼 별로 임계값 비교 과정을 수행한다.
검출부(250)는 수신된 심볼들 중에서 상기 채널의 상태 수가 상기 임계값 미만인 수신 심볼들에 대해서는 QR-PIC 방법으로 신호를 검출하고(S260), 반대로 상기 채널의 상태 수가 상기 임계값 이상인 수신 심볼들에 대해서는 DFE를 이용한 QRD-M 방법으로 신호를 검출한다(S250).
즉, 채널 상태 수가 임계값 이상인 수심 심볼의 경우, 채널의 상태가 좋지 않다고 판단하고, 검출 성능이 좋은 DFE를 이용한 QRD-M 검출 기법으로 신호를 검출한다. 그리고, 채널 상태 수가 임계값 미만인 수신 심볼의 경우, 채널의 상태가 좋다고 판단하고, 복잡도가 낮은 QR-PIC 검출 기법으로 신호를 검출한다. 물론, DFE를 이용한 QRD-M 검출 기법과, QR-PIC 검출 기법 모두 QR 분해를 기반으로 하기 때문에 복잡도를 줄일 수 있다.
이렇게 두 가지 검출 기법으로 검출된 심볼
Figure 112013116980429-pat00023
는 다음의 수학식 10으로 나타낼 수 있다. 즉, 검출된 심볼
Figure 112013116980429-pat00024
은 QRD-M 기법으로 검출된
Figure 112013116980429-pat00025
신호와, PIC 기법으로 검출된
Figure 112013116980429-pat00026
신호로 구분될 수 있다.
Figure 112013116980429-pat00027
여기서,
Figure 112013116980429-pat00028
는 채널의 상태 수(C)가 임계값(CTH) 이상으로서 QRD-M 방법을 통해 검출된 신호에 해당되고,
Figure 112013116980429-pat00029
는 채널의 상태 수(C)가 임계값(CTH) 미만으로서 PIC 기법을 통해 검출된 신호에 해당된다.
다음은 본 발명의 실시예에 따른 DFE를 이용한 QRD-M 검출 기법에 대하여 설명한다. DFE를 이용한 QRD-M 검출 기법은 QRD-M 검출 기법에 DFE를 적용함으로써 복잡도를 줄이면서 신호를 검출할 수 있는 기법으로, 변수 T(T≤m)에 의해 성능과 복잡도가 결정된다. 여기서 m은 송수신 안테나의 개수로 가정한다.
여기서, T는 QRD-M 검출 방식의 수를 나타낸다. 즉, 총 m개의 신호 중에서 T개의 신호는 QRD-M 검출 기법을 이용하여 검출하고, 나머지 m-T개의 신호는 DFE 검출 기법을 이용하여 검출한다. QRD-M 방식과 DFE를 이용한 검출 방식은 당업자라면 용이하게 실시할 수 있는 공지 기술이므로 이에 대한 더욱 구체적인 설명은 생략한다.
검출부(250)는 수학식 10과 같이 획득된 신호를 수신 안테나 별로 정렬한 후 수학식 11을 이용하여 가능성 테스트를 수행할 수 있다. 이는 QRD-M 기법으로 검출된 M개의 신호열 가운데 수신 신호와 가장 가까운 신호 열을 최종 검출 신호로 선택하는 과정으로서 이 또한 기 공지된 과정에 해당된다.
Figure 112013116980429-pat00030
다음, QR-PIC 에 대하여 설명한다. QR-PIC 검출 기법은 PIC 검출 기법에 QR분해를 더해 정확도를 높인 방식이다. 먼저 채널 행렬 H를 QR 분해하고 Q행렬을 제거하면 다음의 수학식 12와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112013116980429-pat00031
이는 앞서 수학식 4에 소개된 바 있다. 수학식 12를 행렬 형태로 나타내면 수학식 13과 같다. 이는 노이즈 성분을 고려한 행렬이다.
Figure 112013116980429-pat00032
다음으로, 우선 1차적으로 신호를 검출하기 위해, 수학식 14 내지 16의 과정을 수행한다.
Figure 112013116980429-pat00033
여기서,
Figure 112013116980429-pat00034
는 k번째 수신 신호 성분을 제외한 나머지 성분이고, NT는 송신 안테나의 개수이며, rki는 R행렬의 원소(수학식 13의 행렬 원소 참조)이고,
Figure 112013116980429-pat00035
는 i번째 송신 안테나의 송신 신호이다.
Figure 112013116980429-pat00036
여기서, Y(k)는 수신 신호이고, g(k)는 추정된 k번째 수신 신호로서 Y(k)에 수학식 14의 값을 빼서 획득된다.
Figure 112013116980429-pat00037
여기서,
Figure 112013116980429-pat00038
는 추정된 k번째 송신 신호이고, rkk는 R행렬의 원소(수학식 13의 행렬 원소 참조)이다.
수학식 16에서 Q[ ]는 양자화를 의미한다. 수학식 16의
Figure 112013116980429-pat00039
는 상기 수학식 1의
Figure 112013116980429-pat00040
자리에 대신 입력되고, 이후에 PIC 검출 기법을 통해 최종적으로 검출된 신호를 얻을 수 있다. 이상과 같은 PIC 기법 또한 당업자라면 용이하게 실시할 수 있는 공지 기술이므로, 이에 대한 보다 구체적인 설명은 생략한다.
도 3 및 도 4는 각각 QPSK 및 16-QAM 변조 기법을 사용할 경우 본 발명의 실시예에 따른 신호 검출 기법과 기존의 검출 기법의 BER(Bit Error Rate) 성능을 비교한 결과 그래프이다. 도 5는 16-QAM 변조 기법을 사용할 경우 본 발명의 실시예에 따른 신호 검출 기법과 기존의 검출 기법 간의 안테나 수에 따른 연산 복잡도를 비교한 결과 그래프이다.
우선, 검출 시간 및 주파수 동기, 채널 추정은 완벽하고, NT=NR=4 라고 가정한다. 도 3은 QPSK 변조 방식을 사용한 경우이고, 도 4는 16-QAM 변조 방식을 사용한 경우이다. 본 발명의 실시예에 사용하는 변수 M은 QPSK의 경우 4, 16-QAM의 경우 16으로 설정하였다.
먼저, 도 3를 살펴보면, 본 발명의 실시예와 같이 QRD-M과 PIC 기법을 적응적으로 사용한 경우(Proposed Detection Scheme)는 기존의 검출 기법인 DFE, QR-PIC(Conventional QR-PIC)를 사용한 경우보다 훨씬 좋은 성능을 갖는 것을 알 수 있다. 이는 본 발명의 실시예에서 QR 분해를 통해 첫 번째 신호를 정확하게 검출하여 오류의 전파를 방지했기 때문이다.
본 발명과 기존의 QRD-M 기법을 비교해보면, 본 발명의 BER 성능이 QRD-M만 사용한 경우보다 약간 저조한 것을 볼 수 있다. 하지만 SNR이 높아질수록 QRD-M 기법과 유사한 BER 성능을 갖는 것을 확인할 수 있다. 즉, 낮은 SNR에서는 약간의 BER 성능 열화가 나타나지만, SNR이 높아질수록 QRD-M과 유사한 BER 성능을 가진다.
도 4는 16-QAM 변조 방식을 사용한 경우로서 앞서 도 3과 유사한 BER 성능을 나타낸다. QRD-M 기법과 비교했을 경우 본 발명의 실시예는 낮은 SNR에서 약간의 SNR성능 열화가 발생하지만 SNR이 증가할수록 점점 유사한 BER 성능을 가지는 것을 알 수 있다.
하지만 도 5와 같이 연산 복잡도 측면을 살펴보면, 본 발명의 실시예는 QRD-M에 비해 연산 복잡도가 66.9% 정도 감소한다. 즉, 본 발명의 실시예의 경우 낮은 복잡도를 가지고 QRD-M과 비슷한 성능을 가질 수 있다. 도 5에서 M=16으로 고정하였고, DFE를 사용한 QRD-M 기법은 QRD-M 기법을 사용한 단계를
Figure 112013116980429-pat00041
로 하였다.
기존의 QRD-M 기법의 연산 복잡도는 송수신 안테나가 증가할수록 기하급수적으로 증가한다. 이는 QRD-M 기법의 경우, 송수신 안테나의 개수 및 변조 차수가 증가함에 따라 연산 복잡도가 증가하기 때문이다. 본 발명의 실시예의 경우의 연산 복잡도는 QRD-M의 33.1%의 계산량만을 필요로 하며, 이를 도 3 및 도 4와 연관해서 보면, 본 발명의 실시예는 기존의 QRD-M과 유사한 성능을 가지는 동시에 연산 복잡도가 크게 감소하는 효과를 얻을 수 있다.
이와 같이 본 발명의 실시예에 따른 채널 상태에 기반한 적응적 신호 검출 방법 및 그 장치에 따르면, 채널의 상태 수에 따라 검출 방식을 QRD-M 검출 방식 또는 QR-PIC 검출 방식으로 결정함으로써 기존의 검출 방식에 비하여 검출 과정에서 연산의 복잡도를 크게 줄이고 기존과 유사한 BER 성능을 가질 수 있는 이점이 있다.
본 발명의 실시예는 다양한 컴퓨터로 구현되는 동작을 수행하기 위한 프로그램 명령을 포함하는 컴퓨터로 읽을 수 있는 매체를 포함한다. 이 매체는 지금까지 설명한 MIMO-OFDM 시스템의 신호 검출 방법을 실행시키기 위한 프로그램을 기록한다. 이 매체는 프로그램 명령, 데이터 파일, 데이터 구조 등을 단독으로 또는 조합하여 포함할 수 있다. 이러한 매체의 예에는 하드디스크, 플로피디스크 및 자기 테이프와 같은 자기 매체, CD 및 DVD와 같은 광기록 매체, 플롭티컬 디스크(floptical disk)와 자기-광 매체, 롬, 램, 플래시 메모리 등과 같은 프로그램 명령을 저장하고 수행하도록 구성된 하드웨어 장치 등이 있다. 또는 이러한 매체는 프로그램 명령, 데이터 구조 등을 지정하는 신호를 전송하는 반송파를 포함하는 광 또는 금속선, 도파관 등의 전송 매체일 수 있다. 프로그램 명령의 에에는 컴파일러에 의해 만들어지는 것과 같은 기계어 코드뿐만 아니라 인터프리터 등을 사용해서 컴퓨터에 의해서 실행될 수 있는 고급 언어 코드를 포함한다.
본 발명은 도면에 도시된 실시예를 참고로 설명되었으나 이는 예시적인 것에 불과하며, 본 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 다른 실시예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서, 본 발명의 진정한 기술적 보호 범위는 첨부된 특허청구범위의 기술적 사상에 의하여 정해져야 할 것이다.
100: 송신 단말 200: 수신 단말
210: 수신부 220: 연산부
230: 설정부 240: 비교부
250: 검출부

Claims (8)

  1. 다중 안테나를 가지는 송신 단말로부터 MIMO-OFDM 방식으로 신호를 수신하는 단계;
    수신 심볼들 각각에 대하여 상기 수신 심볼이 거친 채널의 상태 수를 연산하는 단계;
    상기 수신 심볼에 대한 상기 채널의 상태 수를 임계값과 비교하는 단계; 및
    상기 수신 심볼들 중에서 상기 채널의 상태 수가 상기 임계값 미만인 수신 심볼들에 대해서는 PIC 방법으로 신호를 검출하고, 상기 채널의 상태 수가 상기 임계값 이상인 수신 심볼들에 대해서는 QRD-M 방법으로 신호를 검출하는 단계를 포함하며,
    상기 임계값 CTH(H)은 아래의 수학식을 이용하여 연산하는 MIMO-OFDM 시스템에서 채널 상태에 기반한 적응적 신호 검출 방법:
    Figure 112014118205523-pat00051

    여기서, C1(H)는 첫 번째 수신 심볼에 대한 채널의 상태 수, Cn(H)는 n 번째 수신 심볼에 대한 채널의 상태 수, Ci(H)는 i번째 수신 심볼에 대한 채널의 상태 수이다.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 QRD-M 방법은 DFE를 이용한 QRD-M 알고리즘인 MIMO-OFDM 시스템에서 채널 상태에 기반한 적응적 신호 검출 방법.
  3. 청구항 1에 있어서,
    상기 채널의 상태 수는 아래의 수학식을 이용하여 연산하는 MIMO-OFDM 시스템에서 채널 상태에 기반한 적응적 신호 검출 방법:
    Figure 112013116980429-pat00042

    여기서, Ci(H)는 i번째 수신 심볼에 대한 채널의 상태 수, NR은 송신 안테나의 개수, NT는 수신 안테나의 개수, Hk ,j는 채널 이득 행렬의 원소로서 k번째 송신 안테나와 j번째 수신 안테나 사이의 채널 이득을 나타낸다.
  4. 삭제
  5. 다중 안테나를 가지는 송신 단말로부터 MIMO-OFDM 방식으로 신호를 수신하는 수신부;
    수신 심볼들 각각에 대하여 상기 수신 심볼이 거친 채널의 상태 수를 연산하는 연산부;
    상기 수신 심볼에 대한 상기 채널의 상태 수를 임계값과 비교하는 비교부; 및
    상기 수신 심볼들 중에서 상기 채널의 상태 수가 상기 임계값 미만인 수신 심볼들에 대해서는 PIC 방법으로 신호를 검출하고, 상기 채널의 상태 수가 상기 임계값 이상인 수신 심볼들에 대해서는 QRD-M 방법으로 신호를 검출하는 검출부를 포함하며,
    상기 임계값 CTH(H)은 아래의 수학식을 이용하여 연산하는 MIMO-OFDM 시스템에서 채널 상태에 기반한 적응적 신호 검출 장치:
    Figure 112014118205523-pat00052

    여기서, C1(H)는 첫 번째 수신 심볼에 대한 채널의 상태 수, Cn(H)는 n 번째 수신 심볼에 대한 채널의 상태 수, Ci(H)는 i번째 수신 심볼에 대한 채널의 상태 수이다.
  6. 청구항 5에 있어서,
    상기 QRD-M 방법은 DFE를 이용한 QRD-M 알고리즘인 MIMO-OFDM 시스템에서 채널 상태에 기반한 적응적 신호 검출 장치.
  7. 청구항 5에 있어서,
    상기 채널의 상태 수는 아래의 수학식을 이용하여 연산하는 MIMO-OFDM 시스템에서 채널 상태에 기반한 적응적 신호 검출 장치:
    Figure 112013116980429-pat00044

    여기서, Ci(H)는 i번째 수신 심볼에 대한 채널의 상태 수, NR은 송신 안테나의 개수, NT는 수신 안테나의 개수, Hk ,j는 채널 이득 행렬의 원소로서 k번째 송신 안테나와 j번째 수신 안테나 사이의 채널 이득을 나타낸다.
  8. 삭제
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