KR101881631B1 - 물리적 파라미터를 측정하는 방법 및 그것을 구현하기 위한 전자 회로 - Google Patents

물리적 파라미터를 측정하는 방법 및 그것을 구현하기 위한 전자 회로 Download PDF

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Abstract

물리적 파라미터 측정 방법이 저항성 센서 (2) 를 갖는 전자 회로 (1) 를 사용하여 수행된다. 저항성 센서는 직렬로 탑재된 2 개의 저항들 (R1, R2) 을 포함하고, 그의 연결 노드가 이동 질량 (M) 에 연결되고, 증폭기-비교기 (3) 의 제 1 입력에 연결된다. 증폭기-비교기의 제 2 입력은 기준 전압을 수신한다. 증폭기-비교기의 하나의 출력은 디지털 출력 신호 (OUT) 를 제공하는 로직 유닛 (4) 에 연결된다. 디지털-대-아날로그 변환기 (5) 는 스위칭 유닛을 통해 로직 유닛에 의해 제공된 디지털 신호의 함수로서 측정 전압 (Vdac) 를, 측정 사이클의 제 1 페이즈에서는 제 1 저항 (R1) 으로 제공하는 반면, 제 2 저항 (R2) 은 분극 전압에 의해 분극되고, 그리고 제 2 페이즈에서는 제 2 저항으로 제공하는 반면, 제 1 저항이 분극 전압에 의해 분극된다.

Description

물리적 파라미터를 측정하는 방법 및 그것을 구현하기 위한 전자 회로{METHOD FOR MEASURING A PHYSICAL PARAMETER AND ELECTRONIC CIRCUIT FOR IMPLEMENTING THE SAME}
본 발명은 가속도 또는 각속도 또는 압력 또는 힘과 같은 물리적 파라미터를 측정하는 방법에 관한 것이다.
본 발명은 또한 이러한 물리적 파라미터 측정 방법의 구현을 위한 전자 회로에 관한 것이다.
종래에, 가속도 또는 각속도와 같은 물리적 파라미터의 측정을 위해, 전자 회로는 적어도 하나의 측정 신호를 출력할 수 있는 전자 인터페이스에 연결된 용량성 센서를 포함한다. 용량성 센서는, 그 공통 전극이 이동가능하고 2 개의 고정 전극들 사이에 탄성적으로 보유된 전기자 (armature) 의 부분을 형성하는 2 개의 차동 탑재 커패시터들로 이루어진다.
이러한 차동 용량성 센서로, 이동하는 전극의 운동의 하나의 방향을 따라 측정을 행하는 것이 가능하다. 정지 시에, 공통 이동 전극은 2 개의 고정 전극들로부터 등거리에 있어서 동일한 캐패시턴스 값을 갖는 2 개의 커패시터들을 갖는다. 공통 이동 전극은 힘의 작용 하에서 고정 전극들의 하나 또는 다른 것의 방향으로 소정의 거리를 이동할 수 있다. 따라서, 각 커패시터의 커패시턴스 값은 역비례하여 변화한다. 따라서, 전자 회로는 일반적으로 아날로그 신호를 출력하는 것을 가능하게 한다. 이러한 아날로그 출력 신호는 2 개의 커패시터들의 커패시턴스 변동에 의존하는 전압의 형태를 취한다.
그 용량성 센서는 전자 인터페이스와 함께 가속도 측정을 행하기 위한 2 개의 차동 커패시터들을 갖는 단축 가속도계일 수도 있다. 그러나, 3 개의 방향들 (X, Y 및 Z) 에서의 측정을 행하는 3축 MEMS 가속도계와 같은 그러한 용량성 센서를 위한 3 쌍의 차동 커패시터들을 제공하는 것 또한 가능하다. 이러한 타입의 3축 MEMS 가속도계는 단일의 질량, 즉 3 쌍의 차동 커패시터들에 공통인 관성 질량, 또는 3 쌍의 커패시터들을 위한 3 개의 질량들을 포함할 수도 있다.
전자 인터페이스 및 용량성 센서는 일반적으로 각각 반도체 기판에서 만들어진다. 따라서, 표유 커패시턴스들이 MEMS 용량성 센서의 커패시터들의 커패시턴스들에 부가되며, 이는 비선형성들을 생성하고 또한 전자 회로의 감도 또는 이득을 감소시킨다. 전자 인터페이스의 표유 커패시턴스들과 함께 MEMS 용량성 센서의 표유 커패시턴스들은 측정된 실제의 힘에서의 변동을 초래하며, 이것은 단점이다.
EP 특허 출원 제 2 343 507 A1 은 단축 또는 3축 측정 센서를 갖는 전자 회로를 개시한다. 측정 신호들은 로직 유닛에서 전하 전달 증폭기 이후에 디지털적으로 프로세싱된다. 용량성 센서의 포지티브 분극 및 네거티브 분극에 후속하여, 디지털 측정 신호들은 로직 유닛의 대응하는 레지스터들 내에 저장된다. 디지털-대-아날로그 변환기는 또한 측정 사이클에서 각 축에 대한 디지털 신호들을 스위칭 유닛을 통해 센서 전극들로 인가될 전압으로 성공적으로 변환하는데 사용된다. 포지티브 및 네거티브 분극 후에 디지털 측정 신호들을 결합하는 것은 표유 커패시턴스들의 효과를 감소시키는 것을 가능하게 한다.
각 축에 대한 최종 가속도 측정 값들을 획득하기 위해, 오버샘플링 단계들로 끝마치기 전에 이분법 알고리즘이 측정 사이클들의 소정의 수에 대해 로직 유닛에서 사용된다. 이러한 이분법 알고리즘을 사용하여, 측정은 항상, 각 변환 동안, 측정 전압 범위의 절반에서 시작된다. 로직 유닛에서 큰 변화 스텝을 갖는 제 1 측정 동안 에러가 발생하는 경우, 모든 측정 사이클들의 종단에서의 최종 값은 불가피하게 에러를 가질 것이며, 이는 단점을 구성한다.
또한, 각각의 측정 사이클 동안, 용량성 센서를 갖는 전자 회로를 사용하여, 전극 분극 페이즈가 항상 수행되고, 변환기 측정 전압에 의해 커패시터 전극들을 방전하는 페이즈가 후속하여야 한다. 결과적으로, 포지티브 분극 및 네거티브 분극으로 인해, 4 개의 페이즈들이 측정 사이클 마다 제공되어야 한다. 이것은 각각의 변환의 종단에서 디지털 측정 신호들의 공급의 속도를 낮추며, 이것은 다른 단점을 구성한다.
가변 저항 압력 센서들의 어레이를 갖는 측정 디바이스를 개시하는 US 특허 출원 제 2013/0088247 A1 호가 언급될 수도 있다. 그 측정 디바이스는 압력 센서들에 연결된 스위칭 회로, 측정 회로 및 그 어레이의 목표 센서의 선택으로의 스위칭을 제어하는 제어 유닛을 포함한다. 측정은 이러한 측정 디바이스로는 상대적으로 복잡하고 가속도 측정에 관련되지 않는다.
US 특허 제 5,726,480 호는 측정용 압전저항에 연결된 작은 질량들을 사용하는 가속도계의 제조를 개시한다. 실리콘 기판이 지지 아암들 상의 압전저항들을 갖는 가속도계의 3차원 구조들을 형성하기 위해 머시닝된다. 압전저항들은 가속도 측정을 위해 휫스톤 브리지 구성에 전기적으로 연결된다. 그러나, 가속도계로 측정을 수행하는 방법에 대한 어떠한 정보도 언급되지 않는다.
따라서, 본 발명의 목적은 표유 커패시턴스들의 효과들을 제거하면서 적어도 하나의 디지털 측정 신호를 빠르게 제공할 수 있는 전자 회로에 의해 물리적 파라미터를 측정하는 방법을 제공함으로써 종래 기술의 상술된 단점들을 극복하는 것이다.
따라서, 본 발명은 전자 저항성 센서 회로에 의해 물리적 파라미터를 측정하는 방법에 관한 것이며, 이것은 독립 청구항 1 및 청구항 2 에 정의된 특징들을 포함한다.
그 측정 방법의 특정의 단계들은 종속 청구항 3 내지 청구항 7 에 정의된다.
그 측정 방법의 하나의 이점은 측정 사이클 당 단 2 개의 페이즈들만이 물리적 파라미터 측정을 수행하는데 충분하다는 사실에 있다. 제 1 페이즈에서, 포지티브 분극이 저항성 센서에 대해 수행될 수도 있고, 제 2 의 연속적인 페이즈에서는 네거티브 분극이 상기 저항성 센서에 대해 수행될 수 있다. 연속적인 포지티브 분극 및 네거티브 분극 페이즈들을 갖는 소정 수의 측정 사이클들이 하나의 측정 변환에 대해 제공되어, 로직 유닛에 의한 변환의 종단에서 적어도 하나의 디지털 출력 신호를 제공한다.
이롭게도, 포지티브 분극 및 네거티브 분극을 위해 저항성 MEMS 센서에 걸쳐 인가된 전압들은 잘 제어된다. 이러한 전압 제어는 풀 스케일로 동작하고 로직 유닛에 그리고 프로그램가능 이득 기준 전압 발생기에 연결된 디지털-대-아날로그 변환기를 통해 달성된다. 이러한 전압 제어로 인해, 각 저항을 통해 흐르는 전류를 제한하는 것이 가능하다.
이롭게도, 저항성 센서에 대해 포지티브 및 네거티브 분극들을 갖는 연속적인 측정 사이클들을 수행하는 것은 MEMS 센서에 그리고 그 센서에 연결된 전자 인터페이스에 관련된 오프셋들, 및 저주파 잡음을 제거하는 것을 가능하게 한다.
비율척도형 (ratiometric) 인터페이스가 또한 이롭게도 낮은 주파수에서 양호한 DC 전압 공급 제거비 (rejection ratio) 를 획득하기 위해 제공될 수도 있다.
측정 방법에 대해 이롭게도, 로직 유닛 내에서 구현되는 알고리즘의 동작의 큰 유연성이 존재한다. 이러한 타입의 스마트한 알고리즘은 변환기에 대한 각각의 디지털 측정 신호의 작은 적응 스텝들의 결과로서 큰 오버샘플링 비를, 그리고 변환기에 대한 각각의 디지털 측정 신호의 큰 적응 스텝들의 결과로서 높은 응답성을 갖는 것을 가능하게 한다.
이것을 달성하기 위해, 측정 방법은 이롭게도 특히 2 개의 연속적인 변환들 사이에서 또는 동일한 변환 내에서, 물리적 파라미터에서의 큰 변환들을 검출하기 위해 자기-적응형 알고리즘을 사용한다. 작은 스텝들에서의 소정 수의 측정 사이클들 후에, 결정 카운터는 후속하는 측정 사이클들의 각 스텝의 크기를 적응시키기 위해 디지털 신호들에서 연속적인 증가 또는 연속적인 감소가 발생하는지 여부를 결정한다. 큰 디지털 값으로의 각 스텝의 적응은 결정 카운터의 미리 결정된 카운팅 임계값이 초과되자마자 발생한다. 결정 카운터가 큰 스텝 값을 갖는 측정 사이클들에서 부호의 변화를 결정하자마자, 각각의 측정 사이클의 스텝 사이즈는 잡음을 감소시키기 위해 작은 스텝들로 재적응된다.
측정 방법에 대해 이롭게도, 각각의 변환의 종단에서, 각각의 대응하는 레지스터 내에 저장된 최종 디지털 신호는 후속하는 측정 변환이 시작되는 것을 허용한다. 새로운 변환을 시작하기 위해, 작은 적응 스텝들에서 연속적인 측정 사이클들의 적어도 최종 부분에서 대응하는 레지스터에 저장된 연속적인 디지털 신호들의 최근의 평균을 사용하는 것이 가능하다. 측정 사이클들의 최종 부분에서 디지털 신호들의 평균 또는 각 디지털 신호의 최근에 저장된 디지털 값의 선택이 결정 카운터에 의한 카운트에 기초하여 행해질 수 있다.
따라서, 본 발명은 또한 측정 방법의 구현을 위한 전자 저항성 센서 회로에 관한 것이며, 이것은 독립 청구항 8 및 청구항 9 에 정의된 특징들을 포함한다.
그 전자 회로의 특정의 실시형태들은 종속 청구항 10 내지 청구항 14 에서 정의된다.
물리적 센서의 전자 인터페이스 회로의 하나의 이점은, 저항성 센서가 네거티브 분극이 후속하는 포지티브 분극에서 연속적으로 분극되기 때문에, 그것이 로직 유닛 출력에서 적어도 하나의 측정 신호를 빠르게 획득하는 것을 가능하게 한다는 사실에 있다. 로직 유닛은 측정 변환 동안 측정된 물리적 파라미터에서의 큰 변화의 검출의 결과로서 적응된 디지털 신호들을 제공하기 위해 측정 사이클들의 적응 스텝들의 크기를 적응시키기 위해 저장된 자기-적응형 알고리즘을 구현할 수 있다. 커패시터들의 쌍의 고정 전극들의 포지티브 분극 또는 제 1 분극, 및 네거티브 분극 또는 제 2 분극에 의존하는 2 개의 디지털 신호들이 일반적으로 로직 유닛에서 제공된다. 디지털 신호들을 결합함으로써, 이것은 임의의 전압 오프셋이 전자 회로 컴포넌트들로부터 제거되는 것을 가능하게 한다.
물리적 파라미터를 측정하는 방법 및 그것을 구현하기 위한 전자 저항성 센서 회로의 목적들, 이점들 및 특징들은 도면들을 참조하여 다음의 상세한 설명에서 더욱 명백하게 나타날 것이다.
- 도 1 은 본 발명에 따른 물리적 파라미터 측정 방법의 구현을 위한 전자 저항성 센서 회로의 제 1 실시형태의 단순화된 도면을 도시한다.
- 도 2 는 본 발명에 따른 물리적 파라미터 측정 방법의 구현을 위한 전자 저항성 센서 회로의 제 2 실시형태의 단순화된 도면을 도시한다.
- 도 3 은 본 발명에 따른 전자 회로의 프로그램가능 이득 기준 전압 발생기를 갖는 디지털-대-아날로그 변환기 (DAC) 의 실시형태를 도시한다.
다음의 설명에서, 전자 저항성 센서 회로의 여러 컴포넌트들이 이러한 기술적 분야에서 잘 알려져 있기 때문에, 그들은 모두가 상세하게 설명되지는 않을 것이다. 하나 이상의 디지털 측정 신호들을 출력하는 전자 회로에 의해 물리적 파라미터를 측정하는 방법에 주로 강조를 둔다.
도 1 은 적어도 하나의 방향에서의 가속도 또는 각속도, 또는 심지어 압력 또는 힘과 같은 물리적 파라미터 측정을 위한 전자 저항성 센서 회로 (2) 의 제 1 실시형태의 단순화된 다이어그램을 도시한다. 저항성 센서 (2) 는 직렬로 연결되는 2 개의 저항들 (R1 및 R2) 을 갖는 저항 분할기로 이루어진다. 아래에 설명된 바와 같이, 각 저항 (R1 및 R2) 은 저항값이 저항성 MEMS 센서의 고정된 구조에서의 이동 질량 (M) 의 운동에 따라 변하는 스트레인 게이지이다. 이동 질량 (M) 은 저항들 (R1, R2) 의 연결 노드에 배치되고, 측정되는 가속도 또는 각속도의 함수로서 이동한다.
저항들 (R1, R2) 의 연결 노드는 저항성 MEMS 센서 (2) 에 연결된 전자 인터페이스의 부분을 형성하는 증폭기-비교기 (3) 의 제 1 입력에 연결된다. 증폭기-비교기의 제 1 입력은 바람직하게는 포지티브 입력인 반면, 바람직하게는 네거티브 입력인 제 2 입력은 소정의 공통 모드 전압 (Vcm) 인 기준 전압을 수신한다. 이러한 공통 모드 전압은 바람직하게는 전자 회로 (1) 의 조정된 공급 전압 (VREG) 의 절반에 대응하는 값, 즉 VREG/2 로 설정된다. 바람직하게는 증폭기-비교기 출력에서의 비교 신호인 신호를 로직 유닛 (4) 에 제공하기 위해 저항들의 연결 노드에서의 전압 (Vmm) 과 공통 모드 전압 (Vcm) 사이의 비교가 행해진다.
로직 유닛 (4) 은 저장 수단을 포함하며, 이 저장 수단에 특히 여러 구성 파라미터들, 및 주로 이하에 설명되는 발명의 방법의 측정 알고리즘이 저장된다. 상이한 알고리즘들이 로직 유닛 (4) 의 로직 부분을 변화시킴으로써 물리적 파라미터 측정 방법을 수행하도록 선택될 수도 있다. 바람직하게는, 이하에 설명되는 바와 같이 자기-적응형 알고리즘을 사용하는 것이 선택된다. 로직 유닛 (4) 은 또한 종래의 클록 신호에 의해 클로킹되는 프로세서 (도시하지 않음) 를 포함한다. 그 프로세서는 물리적 파라미터, 특히 가속도 또는 각속도를 측정하는 방법의 모든 필요한 단계들의 실행을 제어하는 것을 가능하게 한다.
증폭기-비교기 (3) 에 의해 제공된 비교 전압 (comp_out) 의 함수로서, 적어도 2 개의 레지스터들 내의 이진 측정 워드들의 형태의 디지털 신호들을 저장하기 위해 로직 유닛 (4) 에서 프로세싱이 수행된다. 증폭기-비교기 출력 신호는 디지털 측정 신호들을 생성하기 위해 로직 유닛 (4) 에서 하나 이상의 스텝들의 증분 또는 감분을 동작시키는 디지털 신호로서 고려될 수 있다. 2 개의 레지스터들 내에 저장된 디지털 신호들은 이하에 설명되는 바와 같이 각각의 측정 사이클에서 저항성 센서 (2) 의 소정의 포지티브 분극 및 소정의 네거티브 분극에 후속하여 획득된다. 제 1 레지스터는 포지티브 분극에 후속하여 디지털 신호들을 저장하는 반면, 제 2 레지스터는 네거티브 분극에 후속하여 디지털 신호를 저장한다. 2 개의 레지스터들의 디지털 신호들의 결합이 소정의 수의 측정 사이클들 후에 측정 변환의 종단에서 적어도 하나의 디지털 출력 신호 (OUT) 를 제공하기 위해 상기 로직 유닛 (4) 에서 수행될 수도 있다.
로직 유닛 (4) 의 2 개의 레지스터들 내에 저장된 각각의 디지털 측정 신호 또는 이진 워드 (DACbus) 는 디지털-대-아날로그 변환기 (DAC) (5) 로 각 측정 사이클 페이즈에서 연속적으로 제공된다. 이러한 디지털-대-아날로그 변환기 (5) 는 각각의 이진 워드 (DACbus) 를 스위칭 유닛을 통해 저항성 센서 (2) 로 피드백으로 제공될 측정 또는 출력 전압 (Vdac) 으로 변환하는 것을 가능하게 한다. 측정 또는 출력 전압 (Vdacp) 은 저항성 센서 (2) 의 포지티브 분극에 후속하여 제공되고, 측정 또는 출력 전압 (Vdacn) 은 네거티브 분극에 후속하여 공급된다.
이러한 스위칭 유닛은, 각각이 각각의 제어 신호에 의해 게이트를 거쳐 제어되는 종래의 MOS 트랜지스터들로 형성될 수도 있는 4 개의 스위치들 (11, 12, 13, 14) 을 포함한다. 제 1 스위치 (11) 는 분극 전압 소스 (Vpol) 와 제 1 저항 (R1) 의 자유단 사이에 배치된다. 제 2 스위치 (12) 는 디지털-대-아날로그 변환기 (5) 의 출력과 제 1 저항 (R1) 의 자유단 사이에 배치된다. 제 3 스위치 (13) 는 분극 전압 소스 (Vpol) 와 제 2 저항 (R2) 의 자유단 사이에 배치된다. 마지막으로, 제 4 스위치 (14) 는 디지털-대-아날로그 변환기 (5) 의 출력과 제 2 저항 (R2) 의 자유단 사이에 배치된다.
이하에 더욱 상세히 설명되는 바와 같이, 물리적 파라미터 측정 방법은 하나의 측정 사이클에 대해 저항성 센서 (2) 의 제 2 분극 페이즈가 후속하는 저항성 센서 (2) 의 제 1 분극 페이즈를 포함한다. 단지 2 개의 페이즈들만이 저항성 센서 (2) 로의 측정 사이클 마다 필요하다. 이것은 2 개의 추가적인 커패시터 방전 페이즈들이 부가되어야 해서 측정 사이클 당 총 4 개의 페이즈들을 행하는 용량성 센서 회로를 사용하는 측정 방법에 비해 측정을 제공하는데 필요한 시간을 감소시킨다. 제 1 분극 페이즈는 포지티브 분극으로서 정의된 페이즈인 반면, 제 2 분극 페이즈는 네거티브 분극으로서 정의된 페이즈이다. 물론, 각 측정 사이클에 대해, 포지티브 분극 페이즈 이전에 네거티브 분극 페이즈로 시작하는 것을 생각하는 것도 가능하다.
제 1 포지티브 분극 페이즈에서, 제 2 스위치 (12) 및 제 3 스위치 (13) 는 폐쇄 상태에 있도록 제 1 제어 신호 (Pp) 에 의해 각각 제어되는 반면, 제 1 스위치 (11) 및 제 4 스위치 (14) 는 개방 상태에 있다. 따라서, 제 1 저항 (R1) 의 자유단은 포지티브 분극 (Vdacp) 으로부터 출력 전압 (Vdac) 을 제공하는 디지털-대-아날로그 변환기 (5) 의 출력에 연결되고, 제 2 저항 (R2) 의 자유단은 분극 전압 소스 (Vpol) 에 연결된다.
제 2 네거티브 분극 페이즈에서, 제 1 스위치 (11) 및 제 2 스위치 (14) 는 폐쇄 상태에 있도록 제 2 제어 신호 (Pn) 에 의해 각각 제어되는 반면, 제 2 스위치 (12) 및 제 3 스위치 (13) 는 개방 상태에 있다. 따라서, 제 2 저항 (R2) 의 자유단은 네거티브 분극 (Vdacn) 으로부터 출력 전압 (Vdac) 을 제공하는 디지털-대-아날로그 변환기 (5) 의 출력에 연결되고, 제 1 저항 (R1) 의 자유단은 분극 전압 소스 (Vpol) 에 연결된다.
제 1 포지티브 분극 페이즈 (Pp) 에서, 포지티브 분극 (Vdacp) 에 후속하는 변환기 출력 전압은 제 1 저항 (R1) 의 자유단에 인가된다. 이러한 출력 전압 (Vdacp) 은 Vcm + α·VREG + dacp·dac_step 과 동일하고, 여기서 Vcm 의 값은 조정된 전압 (VREG) 의 절반이고, α 는 전압 적응 팩터이며, dcap 는 로직 유닛 (4) 의 제 1 레지스터의 이진 워드 (DACbus) 로부터 도출되고, dac_step 은 볼트/코드로 표현된 스텝 값이다. 제 2 저항 (R2) 의 자유단에 인가된 전압은 분극 전압 (Vpol) 이며, 이것은 VREG/2±α·VREG 와 동일할 수도 있다. 따라서, 저항들 (R1 및 R2) 의 연결 노드에서의 그리고 증폭기-비교기 (3) 의 제 1 입력으로 제공되는 전압 (Vmm) 은 Vpol·(R1/(R1+R2)) + Vdacp·(R2/(R1+R2)) 와 동일하다.
전압 (Vmm) 이 Vcm 보다 큰 경우, 증폭기-비교기 (3) 의 출력 신호 (comp_out) 는 예를 들어 조정된 전압 (VREG) 에 가까운 "1" 상태에 있다. 제 1 레지스터의 이진 워드 (dcap) 는 소정 수의 스텝들에 의해 감소될 수 있다. 그러나, 전압 (Vmm) 이 Vcm 보다 작은 경우, 증폭기-비교기 (3) 의 출력 신호 (comp_out) 는 "0" 상태에 있다. 그러한 경우에, 제 1 레지스터의 이진 워드 (dcap) 는 소정 수의 스텝들에 의해 증가될 수도 있다.
제 2 네거티브 분극 페이즈 (Pn) 에서, 네거티브 분극 (Vdacn) 에 후속하는 변환기 출력 전압은 제 2 저항 (R2) 의 자유단에 인가된다. 이러한 출력 전압 (Vdacn) 은 Vcm + α·VREG + dacn·dac_step 과 동일하고, 여기서 Vcm 의 값은 조정된 전압 (VREG) 의 절반이고, α 는 전압 적응 팩터이며, dcan 은 로직 유닛 (4) 의 제 2 레지스터의 이진 워드 (DACbus) 로부터 도출되고, dac_step 은 볼트/코드로 표현된 스텝 값이다. 제 1 저항 (R1) 의 자유단에 인가된 전압은 분극 전압 (Vpol) 이며, 이것은 VREG/2±α·VREG 와 동일할 수도 있다. 따라서, 저항들 (R1 및 R2) 의 연결 노드에서의 그리고 증폭기-비교기 (3) 의 제 1 입력으로 제공되는 전압 (Vmm) 은 Vpol·(R2/(R1+R2)) + Vdacn·(R1/(R1+R2)) 와 동일하다.
전압 (Vmm) 이 Vcm 보다 큰 경우, 증폭기-비교기 (3) 의 출력 신호 (comp_out) 는 예를 들어 조정된 전압 (VREG) 에 가까운 "1" 상태에 있다. 제 2 레지스터의 이진 워드 (dacn) 는 소정 수의 스텝들에 의해 감소될 수도 있다. 그러나, 전압 (Vmm) 이 Vcm 보다 작은 경우, 증폭기-비교기 (3) 의 출력 신호 (comp_out) 는 "0" 상태에 있다. 그러한 경우에, 제 2 레지스터의 이진 워드 (dacn) 는 소정 수의 스텝들에 의해 증가될 수도 있다.
상술된 바와 같이, 용량성 센서 회로로의 측정 방법에 비해 측정을 제공하는데 필요한 시간을 감소시키기 위해 저항성 센서 (2) 로의 측정 사이클당 단지 2 개의 페이즈들만이 필요하다. 본 발명에 따른 물리적 파라미터 측정 방법의 경우, 각 페이즈는 2 ㎲ 의 정도로 지속 기간을 갖고, 따라서 측정 사이클 당 4 ㎲ 의 정도로 지속 기간을 갖는다. 대략 40 측정 사이클들이 하나의 측정 변환에 대해 요구되며, 그것은 따라서 160 ㎲ 의 정도로 지속 기간을 갖는다. 변환의 종단에서, 전압 (Vmm) 은 전압 (Vcm) 과 근접하거나 동일할 것이다.
포지티브 분극 및 네거티브 분극 페이즈들의 교번으로 인해, 전자 회로 (1) 의 오프셋의 그리고 저주파 노이즈의 더 양호한 제거를 획득하는 것이 가능하다는 것이 또한 주목되어야 한다. 또, 각각의 연속적인 변환은 바람직하게는 로직 유닛 (4) 이 선행하는 변환으로부터 제 2 레지스터의 이진 워드 및 제 1 레지스터의 이진 워드를 제공하는 것으로 시작된다.
상술된 바와 같이, 저항성 MEMS 센서 (2) 는 저항 분할기 (R1 및 R2) 또는 저항 브리지로 이루어지며, 그의 연결 노드는 질량 (M) 에 기계적으로 연결된다. 제 1 저항 (R1) 의 제 1 자유단 및 제 2 저항 (R2) 의 제 2 자유단은 저항성 센서 (2) 의 고정 구조에서 기게적으로 연결된다. 제 1 및 제 2 저항들 (R1, R2) 은 따라서 나노미터 치수들의 금속 와이어들의 형태의 스트레인 게이지들이다. 이들 금속 와이어들은 바람직하게는 동일한 직선 상의 고정된 구조에 배치된다. 2 개의 저항들 (R1, R2) 은 정지 시에 동일한 저항 값을 갖지만, 가속도 또는 각속도의 측정 동안, 즉 하나의 저항이 당겨지고 다른 저항이 압축될 때, 및 그 역이 성립할 때 역비례하여 변화하는 저항 값을 가질 수도 있다.
비제한적인 예로써, 각 저항의 금속 와이어는 250 nm 의 정도의 직경 및 각 저항 (R1, R2) 이 3 kOhms 의 정도로 정지시의 저항 값을 가질 수 있도록 하는 길이를 가질 수도 있다. 가속의 1 g 에 대해 3 오옴의 저항 변화는 저항성 센서 (2) 의 이러한 구성으로 관찰될 수도 있다. 나노미터 치수들의 금속 와이어들로 제작된 이들 저항들로, 각 저항을 통해 흐르는 전류가 100 ㎂ 미만이 되도록 감소, 즉 제어되어야 한다. 그러한 조건들에서, 분극 전압 소스로부터 제공된 분극 전압 (Vpol) 은 상대적으로 낮아야 한다. 이러한 분극 전압 (Vpol) 은 VREG/2±α·VREG 와 동일 할 수도 있고, 여기서 VREG 는 전자 회로 (1) 의 조정된 공급 전압이고 α 는 전압 적응 팩터이다. 조정된 전압은 1.65 V 에서 설정될 수도 있다. 분극 전압 (Vpol) 은 조정된 전압에 연결된 다른 저항 분할기를 사용하거나 임의의 다른 비율척도형 구조를 사용하여 획득될 수도 있다.
상술된 저항성 센서 (2) 를 갖는 전자 회로 (1) 를 사용하는 물리적 파라미터 측정 방법의 경우, 상기 저항성 센서는 단일 방향에서 하나의 측정을 위해 단일의 저항 분할기를 포함한다. 그러나, 3 개의 저항 분배기들을 갖는 2 또는 3 개의 측정 축들 (X, Y 및 Z) 에 대해 하나의 저항성 센서 (2) 를 제공하는 것을 생각하는 것도 가능하고, 여기서 바람직하게는 저항들의 각 쌍의 연결 노드들은 동일한 질량 (M) 에 그리고 증폭기-비교기 (3) 의 동일한 제 1 입력에 연결된다.
3 개의 축들 (X, Y 및 Z) 에 대한 측정의 경우, 스위칭 유닛은 저항성 센서 (2) 의 각 저항 분할기의 포지티브 분극 및 네거티브 분극을 위한 제 1 및 제 2 의 각각의 제어 신호들에 의해 각각 제어되는 4 개의 스위치들의 3 배를 포함해야 한다. 6 개의 레지스들이 또한 저항성 센서 (2) 의 포지티브 분극 및 네거티브 분극에 후속하여 각 축에 대한 디지털 신호들을 저장하기 위해 로직 유닛 (4) 에 제공되어야 한다.
그 측정 방법의 경우, 하나의 측정 사이클은 각 저항 분할기의 연속적인 네거티브 분극이 후속하는 각 저항 분할기의 연속적인 포지티브 분극을 요구하며, 측정들은 3 개의 축들에 대해 인터레이싱된다. 그러나, 저항성 센서 (2) 의 이러한 타입으로의 측정의 경우, 제 2 축 (Y) 및 마지막으로 제 3 축 (Z) 에 대한 측정 변환을 시작하기 전에 제 1 축 (X) 에 대해 전체 측정 변환을 수행하는 것이 바람직하다. 이것은 저항성 센서 (2) 의 경우에는 필요하지 않는 커패시터 방전 페이즈가 항상 제공되어야 하는 용량성 센서를 갖는 전자 회로를 사용하는 측정 방법과 상이하다. 상술된 바와 같이, 160 ㎲ 의 3 배 정도의 지속 기간이 저항성 센서 (2) 의 3 개의 측정 축들을 갖는 하나의 완전한 측정 변환에 대해 요구된다.
EP 특허 출원 제 2 618 163 A1 호에 또한 기술된 바와 같이, 자기-적응형 알고리즘은 특히 물리적 파라미터 측정 방법을 위한 전자 회로 (1) 의 로직 유닛 (4) 내에서 구현될 수도 있다. 이를 달성하기 위해, 로직 유닛 (4) 은 프로세서에 연결된 적어도 하나의 결정 카운터, 및 하나의 측정 축에 대해 적어도 2 개의 레지스터들 또는 3 개의 측정 축들에 대해 6 개의 레지스터들을 포함할 수도 있다. 단일의 측정 축의 경우, 제 1 레지스터는 저항성 센서 (2) 의 소정의 포지티브 분극으로부터 제 1 디지털 측정 신호를 수신하는 반면, 제 2 레지스터는 저항성 센서 (2) 의 소정의 네거티브 분극으로부터 제 2 디지털 측정 신호를 수신한다.
각 측정 사이클 동안, 대응하는 레지스터 내에 저장된 각 축에 대한 제 1 디지털 신호 및 제 2 디지털 신호는 결정된 프로그램된 스텝에 따른 소정의 수치값 만큼 증분 또는 감분된다. 이것을 달성하기 위해, 로직 유닛 (4) 은 증폭기-비교기로부터의 출력 신호 (comp_out), 및 스텝 값을 제공하는 엘리먼트로부터의 수치 값을 수신하는 곱셈 엘리먼트를 포함한다. 증폭기-비교기 (3) 의 출력이 하이 상태 "1" 인 경우, 이것은 전압 (Vmm) 이 증가하고 있다는 것을 의미한다. 이들 조건들에서, 곱셈 엘리먼트는 대응하는 레지스터 (dacp, dacn) 에 저장된 선행의 디지털 신호로부터 수치 스텝 값을 감산하기 위해 -1 을 수치 스텝 값에 곱한다. 그러나, 증폭기-비교기 (3) 의 출력이 로우 상태 "0" 인 경우, 이것은 전압 (Vmm) 이 감소하고 있는 것을 의미한다. 이들 조건들에서는, 곱셈기 엘리먼트는 대응하는 레지스터에 저장된 선행의 디지털 신호에 수치 스텝 값을 가산하기 위해 +1 을 수치 스텝 값에 곱한다.
각각의 변환의 시작에서, 포지티브 분극 및 네거티브 분극으로부터 야기된 초기 디지털 신호는 선행의 측정 변환으로부터 대응하는 레지스터에 저장된 디지털 신호에 대응한다. 그러나, 전자 회로 (1) 가 작동되는 경우, 출력 전압 (Vdac) 은 바람직하게는 조정된 전압의 절반, 즉 Vreg/2 에 있고, 로직 유닛 (4) 의 제 1 또는 제 2 초기 이진 워드에 기초한다. 제 1 측정 사이클들의 경우, 로직 유닛 (4) 은 증폭기-비교기 (3) 의 츨력 레벨의 함수로서 각 측정 사이클에서 대응하는 레지스터의 디지털 신호에 작은 또는 제 1 스텝 값이 가산되거나 감산되도록 스텝 값 공급 엘리먼트를 동작시키도록 구성된다. 이러한 작은 디지털 스텝 값은 이롭게도 고려되는 잡음에 따라 1 또는 2 가 되도록 선택될 수도 있다.
각 측정 변환의 시작에서 제로로 리셋된 후에, 결정 카운터는 각 측정 사이클에서 증폭기-비교기 (3) 로부터의 출력 신호의 상태에 따라 카운트 또는 카운트 다운한다. 변환의 각각의 연속적인 제 1 측정 사이클에서 카운터의 연속적인 증가 또는 연속적인 감소만이 존재하는 경우, 로직 유닛 (4) 은 각 스텝의 수치 값을 더 큰 스텝 값 또는 제 2 스텝 값으로 적응시키는 엘리먼트를 동작시킨다. 이러한 적응은 예를 들어 8, 16, 32 또는 연속적인 측정 사이클들의 다른 수 이후에 연속적으로 카운트된 "1" 들 또는 "0" 들의 수가 미리결정된 임계값을 초과하자 마자 발생한다. 예를 들어, 8 개의 연속적인 측정 사이클들 후에, 카운터의 연속적인 증가 또는 연속적인 감소만이 존재하는 경우, 대응하는 레지스터의 선행의 디지털 신호에 가산되거나 감산될 각 스텝의 값은 증가된다. 이러한 큰 또는 제 2 스텝 값은 바람직하게는 8 과 동일한 값에서 프로그램되지만, 또한 각 10-비트 이진 워드에 대해 0 부터 1023 까지의 스케일 상에서 16, 32, 64, 또는 다른 큰 값과 같은 다른 값으로 설정될 수도 있다. 이러한 큰 스텝 값은 또한 변화가능할 수도 있고, 특히 2 의 값 위에서 또는 하나의 변화에서 다른 변환으로 점진적으로 변화가능할 수도 있다. 각 이진 워드는 전자 저항성 센서 회로 (2) 의 의도된 적용에 따라 10 보다 큰 비트들 또는 더 적은 비트들일 수도 있다.
일단 스텝 값이 큰 값으로 적응된 경우, 이러한 큰 스텝 값은 각 연속적인 측정 사이클에서 제 1 또는 제 2 레지스터의 선행의 디지털 신호에 가산되거나 감산된다. 카운터 부호에서의 변화가 큰 스텝 값을 갖는 이들 연속적인 측정 사이클들에서 검출되자 마자, 스텝 값은 다시 측정 변환의 종단까지 로직 유닛 (4) 에 의해 작은 값으로 적응된다. 이것은 3 개의 축들에 대한 측정에 대해 연속적인 2 개의 레지스터들 또는 6 개의 레지스터들에 대해 행해진다. 따라서, 가산되거나 감산되는 스텝 값은 하나의 변환에서 다음의 변환으로, 또는 동일한 측정 변환 내에서, 가속도와 같은 물리적 파라미터에서의 큰 변화를 고려하도록 자기-적응된다.
동일한 변환 내에서 큰 가속도 변화가 존재하는 경우, 상기 변환의 최종 측정 사이클들의 부분에서 스텝 값을 적응시키는 것이 필요할 수도 있다. 이것은 작은 값으로의 재적응이 변환에서 발생할 수 없고 각 디지털 신호의 최종 값만이 후속하는 변환에 대해 고려된다는 것을 의미한다.
16, 32, 40, 또는 64 개의 연속적인 측정 사이클들이 제공될 수 있는 각 측정 변환에 대해, 일단 로직 유닛 (4) 이 작은 값으로 스텝 값을 재적응시키면 대응하는 레지스터 내에 저장된 모든 연속적인 디지털 신호들의 평균을 계산하는 것이 가능하다. 어떠한 스텝 값 적응도 전체 측정 변환 동안 발생하지 않은 경우, 하나의 변환에서 후속하는 변환까지 어떠한 큰 변화들이 존재하지 않으면, 최근의 또는 모든 연속적인 저장된 디지털 신호들의 대부분의 평균이 계산될 수 있다. 적어도 8, 10 또는 12 개의 샘플들이 원칙적으로 작은 스텝들에서의 연속적인 측정 사이클들에서 평균을 계산할 필요가 있을 수도 있다.
연속적인 디지털 신호들의 평균은 레지스터들에 연결된 평균 계산 엘리먼트를 통해 계산된다. 변환의 종단에서의 수개의 연속적인 디지털 신호들은 또한 평균 계산 엘리먼트에 저장될 수 있다. 이러한 평균은 어떠한 갑작스런 변화가 최종 측정 변환 페이즈에서 발생하지 않는 경우에만 계산된다. 갑작스런 변화의 경우에, 스텝 값은 다시 더 큰 스텝 값으로 적응되고, 큰 스텝 값을 갖는 각 측정 사이클에서의 연속적인 증가 또는 연속적인 감소가 변환의 종단까지 발생할 수도 있다. 이들 조건들에서, 하나 이상의 축들 및 각 분극에 대한 최근의 디지털 신호가 새로운 측정 변환을 시작하기 위해 메모리에 보유된다.
로직 유닛 (4) 은 측정 변환의 종단에서 적어도 하나의 디지털 출력 신호 (OUT) 를 제공하는 것을 가능하게 한다. 이와 관련하여, 하나의 축 또는 수개의 축들의 2 개의 대응하는 레지스터들의 결합 또는 가산 또는 감산이 수행된다. 그것은 제 1 레지스터 (dacp) 의 이진 워드 및 제 2 레지스터 (dacn) 의 이진 워드를 취하기 위해 그리고 연산 (dacp-dacn) 을 수행하여 디지털 출력 신호 (OUT) 을 제공하기 위해 제공될 수도 있다. 이러한 조합된 디지털 출력 신호 (OUT) 에 있어서, 임의의 전압 오프셋이 제거되었다.
각 변환의 종단에서, 각 레지스터의 최근의 디지털 신호 또는 측정 사이클들의 적어도 최종 부분에서의 여러 디지털 신호들의 저장된 평균이 새로운 변환을 위해 사용된다는 것을 주의해야 한다. 이것은 이롭게도 선행의 오프셋을 저장하는 동안 이전의 변환들 내의 선행의 값 변동들의 평균이 취해질 수 있다는 것을 의미한다. 이들 조건들에서, 측정될 물리적 파라미터에서 상당한 변화가 존재하지 않는 경우에 큰 스텝 값으로의 적응은 더 이상 후속하는 변환의 측정 사이클들에 대해 반드시 요구되지는 않는다. 작은 스텝 값을 가산하거나 감산하는 측정 사이클ㄹ들은 이롭게도 잡음의 효과들을 감소시키는 것을 가능하게 한다.
도 2 는 적어도 하나의 방향에서의 가속도 또는 각속도, 또는 압력 또는 힘과 같은 물리적 파라미터 측정을 위해 저항성 센서 (2) 를 갖는 전자 회로 (1) 의 제 2 실시형태의 단순화된 다이어그램을 도시한다. 이러한 제 2 실시형태가 도 1 을 참조하여 기술된 것들과 동일한 엘리먼트들을 포함다면, 단순화를 위해, 제 1 실시형태에 대한 차이들만이 기술될 것이다.
하나의 축에 대한 측정을 위해 단일의 저항 분할기를 갖는 저항성 센서 (2) 가 이러한 제 2 실시형태에 대해 제공된다. 그러나, 이전에 기술된 바와 같이, 3 개의 축들에 대한 측정을 위해 3 개의 저항 분할기들을 갖는 저항성 센서 (2) 를 갖는 것을 생각하는 것이 가능하다.
이러한 제 2 실시형태의 주요 차이는 디지털-대-아날로그 변환기 (5) (Vdac) 의 출력 전압이 바람직하게는 네거티브 입력인, 증폭기-비교기 (3) 의 제 2 입력에 직접 제공된다는 것이다. 증폭기-비교기 (3) 의 제 1 입력은 이동 질량 (M) 에 그리고 저항 분할기의 2 개의 저항들 (R1 및 R2) 의 연결 노드에 연결된 상태로 유지된다.
스위칭 유닛은 여전히 각각의 제어 신호에 의해 각각 게이트에 걸쳐 제어되는 종래의 MOS 트랜지스터들로 형성될 수도 있는 4 개의 스위치들 (11, 12, 13, 14) 를 포함한다. 제 1 스위치 (11) 는 분극 전압 소스 (Vpol) 와 제 1 저항 (R1) 의 자유단 사이에 배치된다. 그러나, 제 2 스위치 (12) 는 예를 들어 어스 단자인 로우 전압 단자와 제 1 저항 (R1) 의 자유단 사이에 배치된다. 제 3 스위치 (13) 는 분극 전압 소스 (Vpol) 와 제 2 저항 (R2) 의 자유단 사이에 배치된다. 마지막으로, 제 4 스위치 (14) 는 예를 들어 어스 단자인 로우 전압 단자와 제 2 저항 (R2) 의 자유단 사이에 배치된다.
출력 전압 (Vdac) 이 증폭기-비교기 (3) 의 제 2 입력에 직접 제공되기 때문에, 로직 유닛 (4) 에서의 포지티브 분극 및 네거티브 분극에 후속하는 디지털 신호들의 적응에서 약간의 차이가 존재한다. 전압 (Vmm) 이 전압 (Vdac) 보다 더 큰 경우, 증폭기-비교기 (3) 의 출력 신호 (comp_out) 는 예를 들어 조정된 전압 (VREG) 에 가까운 "1" 상태에 있다. 제 1 레지스터의 이진 워드 (dacp) 또는 제 2 레지스터의 이진 워드 (dacn) 은 소정 수의 스텝들에 의해 증가될 수도 있다. 그러나, 전압 (Vmm) 이 전압 (Vcm) 보다 더 작은 경우, 증폭기-비교기 (3) 의 출력 신호 (comp_out) 는 "0" 상태에 있다. 그러한 경우에, 제 1 레지스터의 이진 워드 (dacp) 또는 제 2 레지스터의 이진 워드 (dacn) 은 소정 수의 스텝들에 의해 감소될 수도 있다. 측정 변환의 종단에서, 전압 (Vmm) 은 전압 (Vdac) 에 대응할 것이다.
전자 회로 (1) 의 이러한 제 2 실시형태의 경우, 동일한 자기-적응형 알고리즘이 로직 유닛 (4) 에서 물리적 파라미터 측정 방법에 대해 사용될 수 있다는 것이 주의되어야 한다.
도 3 은 전자 회로 (1) 제 1 및 제 2 실시형태들에 대한 프로그램가능 이득 기준 전압 발생기 (6) 에 연결된 디지털-대-아날로그 변환기 (DAC) (5) 를 도시한다. 로직 유닛 (4) 은 또한 디지털-대-아날로그 변환기 (5) 에 저항성 MEMS 센서 (2) 에 관련한 오프셋 전압을 위한 이진 조정 워드 (OFFSET) (10 비트) 을 제공한다. 프로그램가능 이득 기준 전압 발생기 (6) 에 연결된 이러한 디지털-대-아날로그 변환기 (5) 는 또한 EP 특허 출원 제 2 618 163 A1 호의 단락들 (48 및 49) 에 상세히 기술되어 있다.
프로그램가능 이득 기준 전압 발생기 (6) 는 공통 모드 전압 (Vcm) 및 분극 전압 (Vpol) 을 제공하기 위해, 조정된 전압 (VREG) 와 어스인 낮은 전압 (VSS) 사이에 직렬로 배치된 저항 분할기들 (RH, RB) 을 포함한다. 이들 저항 분할기들은 프로그램가능 이득 기준 전압 발생기 (6)로부터 제공되는 여러 전압 레벨들을 조정하기 위해 특히 이진 워드 (TRIM) 에 의해 프로그램가능하다.
프로그램가능 이득 기준 전압 발생기 (6) 로 부터의 참조 전압 (VDACin) 은 디지털-대-아날로그 변환기 (5) 의 제 1 저항 분할기 (15) 의 제 1 단부에 제공된다. 이러한 제 1 저항 분할기 (15) 는 로직 유닛 (4) 의 제 1 레지스터 또는 제 2 레지스터로부터의 이진 워드 (DACbus) 에 의해 프로그램될 수 있다. 제 1 저항 분할기 (15) 의 제 2 단부는 변환기 (5) 의 증폭기 (45) 의 제 1 입력에 연결된다. 증폭기 (45) 의 제 1 입력은 네거티브 입력일 수도 있다.
프로그램가능 이득 기준 전압 발생기 (6) 로부터의 조정 저압 (VOFFin) 은 디지털-대-아날로그 변환기 (5) 의 제 2 저항 분할기 (25) 의 제 1 단부에 제공된다. 이러한 제 2 저항 분할기 (25) 는 로직 유닛 (4) 으로부터의 이진 조정 워드 (OFFSET) 에 의해 프로그램될 수 있다. 제 2 저항 분할기 (25) 의 제 2 단부는 또한 변환기 (5) 의 증폭기 (45) 의 제 1 입력에 연결된다.
변환기 (5) 의 증폭기 (45) 의 제 2 입력은 프로그램가능 이득 기준 전압 발생기 (6) 의 공통 모드 전압 (Vcm) 에 대응하는 기준 전압을 수신한다. 증폭기 (45) 의 이러한 제 2 입력은 포지티브 입력일 수도 있다. 프로그램가능 저항 (35) 은 또한 증폭기 (45) 의 제 1 입력과 출력 전압 (Vdac) 을 제공하는 증폭기 출력 사이에 연결된다.
제공된 설명으로부터, 물리적 파라미터 측정 방법 및 그것의 구현을 위한 전자 저항성 센서 회로의 다수의 변형들이 청구범뒤에 의해 정의된 발명의 범위로부터 일탈하지 않고 본 기술에서 통상의 지식을 가진자에 의해 고안될 수 있다. 각각의 측정 변환에 대한 연속적인 측정 사이클들의 수 뿐아니라, 물리적 파라미터 측정 동작들 동안 각 사이클의 지속기간 또는, 다른 것에 대한 각 페이즈의 지속기간을 변경하는 것을 생각하는 것이 가능하다. 측정 사이클에서의 큰 스텝 값은 동일한 변환 내에서 점진적으로 증거되거나 감소되거나, 또는 하나의 변환에서 후속하는 변환으로 변경될 수 있다. 포지티브 및 네거티브 분극들의 순서는 각 측정 사이클에서 변경될 수 있다. 저항성 센서의 각 저항은 저항 분할기의 2 개의 저항들을 매치시키는 개개의 저항들의 세트일 수도 있다.

Claims (14)

  1. 저항성 센서 (2) 를 갖는 전자 회로 (1) 에 의해 물리적 파라미터를 측정하는 방법으로서,
    상기 저항성 센서 (2) 는 직렬로 탑재된 적어도 2 개의 저항들 (R1, R2) 을 갖는 저항 분할기를 포함하고,
    상기 2 개의 저항들의 연결 노드는 상기 센서의 고정된 구조에 탄성적으로 보유되는 이동 질량 (M) 에, 그리고 증폭기-비교기 (3) 의 제 1 입력에 연결되며,
    상기 증폭기-비교기의 제 2 입력은 기준 전압 (Vcm) 을 수신하고,
    상기 증폭기-비교기의 하나의 출력은 상기 증폭기-비교기에 의해 제공되는 정보를 디지털 프로세싱하고 적어도 하나의 디지털 출력 신호 (OUT) 를 제공하는 로직 유닛 (4) 에 연결되며,
    디지털-대-아날로그 변환기 (5) 는 스위칭 유닛 (11, 12, 13, 14) 을 통해 상기 제 1 저항 (R1) 의 자유단에 또는 상기 제 2 저항 (R2) 의 자유단에 측정 전압 (Vdac) 을 제공할 수 있고,
    상기 측정 전압은 적어도 하나의 측정 신호를 정의하는, 상기 로직 유닛 (4) 의 이진 워드 (DACbus) 의 변환에 기초하여 정의되며,
    상기 측정 방법은,
    상기 방법이 하나의 측정 변환에 대해 수개의 연속적인 측정 사이클들을 포함하고,
    각각의 연속적인 측정 사이클은,
    a) 상기 스위칭 유닛을 통해, 선행의 사이클로부터의 또는 상기 로직 유닛 (4) 에 의해 제공된 초기 이진 워드로부터의 제 1 디지털 측정 신호에 기초하여, 분극 전압 (Vpol) 에 의해 상기 제 2 저항 (R2) 의 자유단을, 그리고 상기 디지털-대-아날로그 변환기 (5) 에 의해 제공된 측정 전압 (Vdac) 에 의해 상기 제 1 저항 (R1) 의 자유단을 분극화하는 단계,
    b) 상기 스위칭 유닛을 통해, 선행의 사이클로부터의 또는 상기 로직 유닛 (4) 에 의해 제공된 초기 이진 워드로부터의 제 2 디지털 측정 신호에 기초하여, 분극 전압 (Vpol) 에 의해 제 1 저항 (R1) 의 자유단을, 그리고 상기 디지털-대-아날로그 변환기 (5) 에 의해 제공된 측정 전압 (Vdac) 에 의해 상기 제 2 저항기의 자유단을 분극화하는 단계를 포함하고,
    상기 제 1 디지털 신호는 상기 저항성 센서의 제 1 분극에 의존하고,
    상기 제 2 디지털 신호는 상기 저항성 센서의 제 2 분극에 의존하는 것을 특징으로 하는 물리적 파라미터를 측정하는 방법.
  2. 저항성 센서 (2) 를 갖는 전자 회로 (1) 에 의해 물리적 파라미터를 측정하는 방법으로서,
    상기 저항성 센서 (2) 는 직렬로 탑재된 적어도 2 개의 저항들 (R1, R2) 을 갖는 저항 분할기를 포함하고,
    상기 2 개의 저항들의 연결 노드는 상기 센서의 고정된 구조에 탄성적으로 보유되는 이동 질량 (M) 에, 그리고 증폭기-비교기 (3) 의 제 1 입력에 연결되며,
    상기 증폭기-비교기의 하나의 출력은 상기 증폭기-비교기에 의해 제공되는 정보를 디지털 프로세싱을 하고 적어도 하나의 디지털 출력 신호 (OUT) 를 제공하는 로직 유닛 (4) 에 연결되며,
    디지털-대-아날로그 변환기 (5) 는 상기 증폭기-비교기 (3) 의 제 2 입력에 측정 전압 (Vdac) 을 제공하기 위해 상기 로직 유닛 (4) 에 연결되고,
    상기 측정 전압 (Vdac) 은 선행의 측정 사이클 또는 초기 이진 워드의 디지털 측정 신호를 정의하는, 상기 로직 유닛 (4) 의 이진 워드 (DACbus) 에 기초하여 정의되며,
    상기 측정 방법은,
    상기 방법이 하나의 측정 변환에 대해 수개의 연속적인 측정 사이클들을 포함하고,
    각각의 연속적인 측정 사이클은,
    a) 스위칭 유닛 (11, 12, 13, 14) 을 통해, 상기 저항성 센서의 제 1 분극을 정의하고 상기 로직 유닛 내의 제 1 디지털 측정 신호를 제공하기 위해 분극 전압 (Vpol) 에 의해 상기 제 2 저항 (R2) 의 자유단 및 로우 전압 (Vss) 에 의해 상기 제 1 저항 (R1) 의 자유단을 분극화하는 단계,
    b) 상기 스위칭 유닛 (11, 12, 13, 14) 을 통해, 상기 저항성 센서의 제 2 분극을 정의하고 상기 로직 유닛 내의 제 2 디지털 측정 신호를 제공하기 위해 분극 전압 (Vpol) 에 의해 상기 제 1 저항 (R1) 의 자유단 및 상기 로우 전압 (Vss) 에 의해 상기 제 2 저항 (R2) 의 자유단을 분극화하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 물리적 파라미터를 측정하는 방법.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 로직 유닛 (4) 은 포지티브 분극으로서 정의된 제 1 분극에 후속하는 상기 제 1 디지털 측정 신호를 저장하는 제 1 레지스터, 및 네거티브 분극으로서 정의된 제 2 분극에 후속하는 상기 제 2 디지털 측정 신호를 저장하는 제 2 레지스터를 포함하고,
    각각의 측정 변환은 선행하는 변환으로부터 상기 제 1 레지스터 및 상기 제 2 레지스터에 저장된 각 디지털 신호의 최종 수치값에 기초하여 또는 상기 변환기 (5) 에 의한 변환 후에 상기 전자 회로 (1) 의 조정된 공급 전압의 절반에 대응하는 초기 이진 워드에 기초하여 시작되는 것을 특징으로 하는 물리적 파라미터를 측정하는 방법.
  4. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 저항성 센서 (2) 는 각각 직렬로 탑재된 적어도 2 개의 저항들 (R1, R2) 로 이루어지고, 3 개의 방향들에서 또는 3 개의 축들 (X, Y, Z) 에서 물리적 파라미터를 측정하도록 배열된 3 개의 저항 분할기들을 포함하고,
    각 분압기의 상기 2 개의 저항들은 공통 이동 질량 (M) 에 그리고 상기 증폭기-비교기 (3) 의 동일한 제 1 입력에 연결된 공통 연결 노드를 가지며,
    상기 방법은 상기 3 개의 축들 (X, Y, Z) 중 하나의 축에 대응하는 제 1 디지털 신호로 각 축 (X, Y, Z) 에 대해 단계 a) 를 제 1 의 3 개의 페이즈들 동안 연속적으로 반복하는 것, 및 상기 3 개의 축들 (X, Y, Z) 중 하나의 축에 대응하는 제 2 디지털 신호로 각 축 (X, Y, Z) 에 대해 단계 b) 를, 마지막 3 개의 페이즈들 동안 연속적으로 반복하는 것으로 이루어지는, 특정 사이클 당 6 개의 연속적인 페이즈들을 포함하는 것을 특징으로 하는 물리적 파라미터를 측정하는 방법.
  5. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 저항성 센서 (2) 는 각각 직렬로 탑재된 적어도 2 개의 저항들 (R1, R2) 로 이루어지고, 3 개의 방향들에서 또는 3 개의 축들 (X, Y, Z) 에서 물리적 파라미터를 측정하도록 배열된 3 개의 저항 분할기들을 포함하고,
    각 분압기의 상기 2 개의 저항들은 공통 이동 질량 (M) 에 그리고 상기 증폭기-비교기 (3) 의 동일한 제 1 입력에 연결된 공통 연결 노드를 가지며,
    상기 방법은 하나의 완전한 측정 변환을 표현하기 위해 3 개의 측정 축들에 대한 3 개의 연속적인 측정 변환들을 포함하며,
    각각의 측정 변환은 상기 로직 유닛 (4) 에 저장된 그리고 각각의 대응하는 측정 축에 대한 제 1 디지털 측정 신호 및 제 2 디지털 측정 신호로의 단계 a) 및 단계 b) 로 연속적으로 구성되는 소정 수의 측정 사이클들을 포함하는 것을 특징으로 하는 물리적 파라미터를 측정하는 방법.
  6. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 방법은 자기-적응형 알고리즘을 사용하고,
    각각의 측정 변환은 측정 사이클들로 시작되며,
    각각의 축에 대한 상기 제 1 및 제 2 디지털 신호들은 각각의 측정 사이클에서 상기 증폭기-비교기 (3) 의 출력 신호의 상태의 함수로서 1 또는 2 와 동일한 제 1 스텝 값의 가산 또는 감산에 의해, 상기 로직 유닛 (4) 에서 적응되고,
    상기 로직 유닛 (4) 의 결정 카운터는, 연속적으로 카운트되거나 카운트 다운된 상기 증폭기-비교기 (3) 의 동일한 출력 상태들의 수가 미리 결정된 임계값을 초과하는 경우, 2 보다 높은 제 2 의 결정된 스텝 값의 가산 또는 감산에 의해 각 축의 상기 제 1 및 제 2 디지털 신호들을 적응시키기 위해, 각각의 측정 사이클에서 상기 증폭기-비교기 (3) 의 연속적인 출력 상태들을 카운트하거나 카운트 다운하며,
    상기 제 2 스텝 값에서의 상기 측정 사이클들에서 상기 결정 카운터의 카운트 또는 카운트다운에서의 부호의 변화의 검출이, 상기 측정 변환의 종단까지, 부호가 변화하는 경우에 상기 제 2 스텝 값을 상기 제 1 스텝 값으로 재적응시키도록 상기 로직 유닛 (4) 에서 확인되는 것을 특징으로 하는 물리적 파라미터를 측정하는 방법.
  7. 제 6 항에 있어서,
    각각의 측정 변환에서 16, 32, 40 또는 64 개의 측정 사이클들이 수행되고,
    상기 제 1 스텝 값은 1 과 동일하며,
    상기 제 2 스텝 값은 8 이상인 것을 특징으로 하는 물리적 파라미터를 측정하는 방법.
  8. 제 1 항에 기재된 측정 방법의 구현을 위한 저항성 센서 (2) 를 갖는 전자 회로 (1) 로서,
    상기 저항성 센서 (2) 는 직렬로 탑재된 적어도 제 1 저항 (R1) 및 제 2 저항 (R2) 을 갖는 저항 분할기를 포함하고,
    상기 2 개의 저항들의 연결 노드는 상기 센서의 고정된 구조에 탄성적으로 보유되는 이동 질량 (M) 에, 그리고 증폭기-비교기 (3) 의 제 1 입력에 연결되며,
    상기 증폭기-비교기의 제 2 입력은 기준 전압 (Vcm) 을 수신하고,
    상기 증폭기-비교기의 하나의 출력은 상기 증폭기-비교기에 의해 제공되는 정보를 디지털 프로세싱하고 적어도 하나의 디지털 출력 신호 (OUT) 를 제공하는 로직 유닛 (4) 에 연결되며,
    상기 전자 회로는, 상기 스위칭 유닛 (11, 12, 13, 14) 을 통해, 상기 제 1 저항 (R1) 의 자유단에 측정 전압 (Vdac) 을 제공할 수 있는 반면, 상기 제 2 저항 (R2) 의 자유단은 분극 전압 (Vpol) 에 의해 분극되거나, 상기 제 2 저항 (R2) 의 자유단에 측정 전압 (Vdac) 을 제공할 수 있는 반면, 상기 제 1 저항 (R1) 의 자유단은 분극 전압 (Vpol) 에 의해 분극되는 디지털-대-아날로그 변환기 (5) 를 더 포함하고,
    상기 측정 전압은 적어도 하나의 측정 신호를 정의하는, 상기 로직 유닛 (4) 의 이진 워드 (DACbus) 의 변환에 기초하여 정의되는, 전자 회로 (1).
  9. 제 2 항에 기재된 측정 방법의 구현을 위한 저항성 센서 (2) 를 갖는 전자 회로 (1) 로서,
    상기 저항성 센서 (2) 는 직렬로 탑재된 적어도 제 1 저항 (R1) 및 제 2 저항 (R2) 을 갖는 저항 분할기를 포함하고,
    상기 2 개의 저항들의 연결 노드는 상기 센서의 고정된 구조에 탄성적으로 보유되는 이동 질량 (M) 에, 그리고 증폭기-비교기 (3) 의 제 1 입력에 연결되며,
    상기 증폭기-비교기의 하나의 출력은 상기 증폭기-비교기에 의해 제공되는 정보를 디지털 프로세싱을 하고 적어도 하나의 디지털 출력 신호 (OUT) 를 제공하는 로직 유닛 (4) 에 연결되며,
    상기 전자 회로는 상기 증폭기-비교기 (3) 의 제 2 입력에 측정 전압 (Vdac) 을 제공하기 위해 상기 로직 유닛 (4) 에 연결된 디지털-대-아날로그 변환기 (5) 를 더 포함하고,
    상기 측정 전압 (Vdac) 은 선행의 측정 사이클 또는 초기 이진 워드의 디지털 측정 신호를 정의하는, 상기 로직 유닛 (4) 의 이진 워드 (DACbus) 에 기초하여 정의되며,
    상기 전자 회로는 상기 제 2 저항 (R2) 의 자유단을 분극 전압 (Vpol) 에 연결하는 반면, 상기 제 1 저항 (R1) 의 자유단은 로우 전압 (Vss) 에 연결되고, 또는 그 역도 성립하는 스위칭 유닛을 더 포함하는, 전자 회로 (1).
  10. 제 8 항 또는 제 9 항에 있어서,
    상기 로직 유닛 (4) 은 상기 제 1 및 제 2 디지털 측정 신호들을 저장하는 2 개의 레지스터들을 포함하는, 전자 회로 (1).
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 저항성 센서 (2) 는 각각 직렬로 탑재된 적어도 제 1 및 제 2 저항들 (R1, R2) 로 이루어지고, 3 개의 방향들에서 또는 3 개의 축들 (X, Y, Z) 에서 물리적 파라미터의 측정을 위해 배열된 3 개의 저항 분할기들을 포함하고,
    각 분압기의 상기 2 개의 저항들은 공통 이동 질량 (M) 에 그리고 상기 증폭기-비교기 (3) 의 동일한 제 1 입력에 연결된 공통 연결 노드를 가지며,
    상기 로직 유닛 (4) 은 각각의 축의 상기 제 1 및 제 2 디지털 측정 신호들을 저장하는 6 개의 레지스터들을 포함하는, 전자 회로 (1).
  12. 제 8 항에 있어서,
    상기 스위칭 유닛은 각각의 제어 신호에 의해 제어되는 4 개의 스위치들 (11, 12, 13, 14) 를 포함하고,
    제 1 스위치 (11) 는 분극 전압 소스 (Vpol) 와 상기 제 1 저항 (R1) 의 자유단 사이에 배치되고,
    제 2 스위치 (12) 는 상기 디지털-대-아날로그 변환기 (5) 의 출력과 상기 제 1 저항 (R1) 의 상기 자유단 사이에 배치되며,
    제 3 스위치 (13) 는 상기 분극 전압 소스 (Vpol) 와 상기 제 2 저항 (R2) 의 자유단 사이에 배치되고,
    제 4 스위치 (14) 는 상기 디지털-대-아날로그 변환기 (5) 의 출력과 상기 제 2 저항 (R2) 의 상기 자유단 사이에 배치되는, 전자 회로 (1).
  13. 제 9 항에 있어서,
    상기 스위칭 유닛은 각각의 제어 신호에 의해 제어되는 4 개의 스위치들 (11, 12, 13, 14) 를 포함하고,
    제 1 스위치 (11) 는 분극 전압 소스 (Vpol) 와 상기 제 1 저항 (R1) 의 자유단 사이에 배치되고,
    제 2 스위치 (12) 는 로우 전압 단자와 상기 제 1 저항 (R1) 의 상기 자유단 사이에 배치되며,
    제 3 스위치 (13) 는 상기 분극 전압 소스 (Vpol) 와 상기 제 2 저항 (R2) 의 자유단 사이에 배치되고,
    제 4 스위치 (14) 는 상기 로우 전압 단자와 상기 제 2 저항 (R2) 의 상기 자유단 사이에 배치되는, 전자 회로 (1).
  14. 제 8 항 또는 제 9 항에 있어서,
    상기 증폭기-비교기 (3) 의 상기 제 1 입력은 포지티브 입력이고,
    상기 증폭기-비교기 (3) 의 상기 제 2 입력은 네거티브 입력인, 전자 회로 (1).
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