KR101706406B1 - Ａｃ 시스템을 지원하기 위한 고전압 ｄｃ 시스템의 인버터 디바이스의 제어 - Google Patents

Ａｃ 시스템을 지원하기 위한 고전압 ｄｃ 시스템의 인버터 디바이스의 제어 Download PDF

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Abstract

본 발명은 인버터 디바이스를 제어하는 방법, 제어 디바이스 뿐만 아니라, 인버터 디바이스, 및 직류 송전 시스템에 관한 것이다. 이 직류 송전 시스템 (10) 은 AC 전력 시스템 (14) 의 AC 전압 버스 (13) 에의 접속을 위해 제공되며, 제어 디바이스 (24) 및 DC 전력과 AC 전력 간을 변환하는 인버터 디바이스 (18) 를 구비한다. 제어 디바이스 (24) 는 AC 전압 버스 (13) 에서 전압의 측정값
Figure 112012004452967-pct00162
을 수신하고, 인버터 디바이스 (18) 가 일정한 AC 전압을 그 버스 상에 제공하도록 제어한다.

Description

ＡＣ 시스템을 지원하기 위한 고전압 ＤＣ 시스템의 인버터 디바이스의 제어{CONTROLLING AN INVERTER DEVICE OF A HIGH VOLTAGE DC SYSTEM FOR SUPPORTING AN AC SYSTEM}
본 발명은 일반적으로 송전 시스템에 관한 것이다. 좀더 자세하게는, 본 발명은, 인버터 디바이스와 같은, AC 전력 시스템의 AC 전압 버스에 접속된 인버터 디바이스를 제어하는 방법 및 제어 디바이스 뿐만 아니라 직류 송전 시스템에 관한 것이다.
약한 AC 네트워크에 접속된 HVDC (High Voltage Direct Current) 컨버터와 관련된 현상은, 광범위하게 연구되어 왔다. 예컨대, 1992년 6월, CIGRE 워킹그룹 14.07, 보고서 68, Part I: AC/DC interaction phenomena', "Guide for planning DC links terminating at AC locations having Low Short-Circuit capacities" 및 IEEE std 1204-1997, "IEEE guide for planning DC links terminating at AC locations having Low Short-Circuit capacities" 를 참조한다.
이들 현상은 HVDC 시스템의 설계에 서로 다른 암시를 준다. 다음의 이슈가 특히 관심사항들이다.
- 전압/전력 불안정성에 대한 위험
- 높은 순간 과전압
- 낮은 주파수 공명
- 긴 재시동 시간
- 계산 실패에 대한 위험
모든 이들 요인들은 시스템 성능에 영향을 미치며, 그들의 영향을 경감하기 위하여, 정적 또는 동기 보상기 (compensators) 와 같은 추가의 장비를 설치하는 것이 필요할 수도 있으며, 이것은 모든 설치된 장비의 전체 비용을 증가시킨다.
AC 시스템의 강도의 측정은 단락비 (SCR) 에 의해 주어진다. 이는 정류 버스에서의 AC 네트워크의 단락 용량과 공칭 DC 전력 레벨 사이의 비율로서 정의된다. AC 시스템은, SCR 이 3 보다 낮으면, 통상 약한 것으로 간주된다.
전압/전력 안정성은, 라인 정류 컨버터 (line commutated converters) 를 가진 HVDC 컨버터가 약한 AC 시스템에 접속되는 경우에, 기본적인 이슈이다. 불안정한 상황에서 기본 메카니즘은, 허용가능한 시스템 전압을 유지하기 위하여 컨버터에 의해 요구되는 무효 전력을 제공하는 그 접속된 전력 시스템의 불능 (in ability) 이다.
라인 정류 인버터의 종래의 설계는 일정한 소호각 (γ) 을 가진 동작을 가정한다. 이 설계는 최소 무효 전력 소비와 감소된 무효 전력 분로 보상량으로 컨버터의 동작을 가능하게 한다. 다르게는, 또한 일정한 DC 전압 또는 일정한 점호각 (α) 과 같은, 다른 동작 특성들을 발견할 수 있다. 그러나, 모든 이들 동작 조건들은 그 접속된 AC 시스템의 강도 관점에서 유사한 제한하는 조건들을 암시한다.
컨버터와 그 접속된 AC 시스템 사이의 상호작용을 경감하기 위하여, CCC 컨버터 (Capacitor Cummutated Converter) 를 이용하는 컨버터가 개발되었다. 이 CCC 컨버터는 컨버터 밸브와 컨버터 변압기 사이에 배치된 직렬 커패시터가 제공된 전형적인 사이리스터 기반 컨버터 (thyristor based converter) 이다. 이들 컨버터에 이용되는 직렬 커패시터는 종종 정류 커패시터라 한다. 예컨대, 이러한 유형의 컨버터는, 1995년 6월, 스톡홀름, IEEE PES PowerTech conference, pp. 44-51, "Capacitor Commutated Converters for HVDC" 에서, T. Jonsson 및 P.E.
Figure 112012004452967-pct00001
에 의해 언급되었다.
Jonsson 및
Figure 112012004452967-pct00002
에 의한 논문에 따르면, CCC 컨버터는, 특히 CCC 컨버터가 약한 AC 시스템에 접속되는 경우에, 종래의 HVDC 컨버터에 비해, 향상된 성능을 갖는다. 연구는, 이들 유형의 컨버터를 SCR = 1 을 가지는 정도로 약한 AC 시스템에 접속가능할 수 있다는 것을 입증하고 있다. 여기서, 직렬 커패시터로부터의 보조없는, 라인 정류 컨버터 및 컨버터들을 가진 종래의 HVDC 시스템은
Figure 112012004452967-pct00003
에 제한된다는 것에 유의해야 한다.
그러나, 종래 유형 또는 CCC 유형의 컨버터 양자의 동작에서, 이들이 접속되는 AC 시스템이 약한 경우에, 여전히, 향상이 요구되고 있다.
본 발명의 목적은, 컨버터가 약한 AC 시스템에 접속될 경우에, AC 와 DC 사이에서 변환하도록 동작하는 컨버터의 향상된 제어를 제공하는 것이다.
이 목적은, 본 발명의 제 1 양태에 따르면, AC 전력 시스템의 AC 전압 버스에 접속된 인버터 디바이스를 제어하고, DC 전력과 AC 전력 사이에서 변환하는 방법을 통하여 달성되며, 이 방법은,
AC 전압 버스에서 전압의 측정값을 수신하는 단계; 및
그 수신된 측정값에 기초하여, 버스상에 일정한 AC 전압을 제공하도록, 인버터 디바이스를 제어하는 단계를 포함한다.
이 목적은, 본 발명의 제 2 양태에 따르면, AC 전력 시스템의 전압 버스에 접속된 인버터 디바이스를 제어하는 제어 디바이스에 의해 달성되며, 이 제어 디바이스는,
AC 전압 버스에서 전압의 측정값을 수신하고,
버스 상에 일정한 AC 전압을 제공하기 위하여 인버터 디바이스를 제어하도록 구성된다.
이 목적은, 본 발명의 제 3 양태에 따르면, AC 전력 시스템의 AC 전압 버스에 대한 접속용이고, DC 전력과 AC 전력 사이에서 변환하도록 구성되는 인버터 디바이스에 의해 달성되며, 이 인버터 디바이스는,
전압 변환부, 및
AC 전압 버스에서 전압의 측정값을 수신하고, 버스 상에 일정한 AC 전압을 제공하기 위하여 그 전압 변환부를 제어하도록 구성되는 제어 유닛을 구비한다.
또한, 이 목적은, 본 발명의 제 4 양태에 따르면, AC 전력 시스템의 AC 전압 버스에 대한 접속용이고, DC 전력과 AC 전력 사이에서 변환하도록 구성된 인버터 디바이스 및 제어 디바이스를 구비하는 직류 송전 시스템에 의해 달성되며, 이 제어 디바이스는,
AC 전압 버스에서 전압의 측정값을 수신하고,
버스 상에 일정한 AC 전압을 제공하기 위하여 인버터 디바이스를 제어하도록 구성된다.
본 발명은 다수의 이점들을 갖는다. 약한 AC 시스템과 결합될 수 있다. 본 발명의 원리에 따라, 전압원 컨버터를 에뮬레이트함으로써, AC 시스템에 무효 전력을 발생하거나, 그로부터 무효 전력을 흡수할 수 있어, 그 조합된 AC 와 DC 시스템의 과도적인 기계적 및 전압 안정성을 증대시킬 수 있다.
이하, 본 발명을 첨부 도면을 참조하여 설명한다.
도 1 은 정류기 컨버터와 인버터 컨버터의 Udc/Idc 특징을 도식적으로 나타낸 것이다.
도 2 는 HVDC 송전 링크의 동작을 설명하는 정류기 컨버터와 인버터 컨버터의 Udc/Idc 특징을 나타낸 것이다.
도 3 은 3상 전압원에 3상 변압기를 통해 직렬 커패시터가 접속된 HVDC 컨버터의 정류 회로를 도식적으로 나타낸 것이다.
도 4 는 전형적인 컨버터와 CCC 컨버터에 대한 Udc/Idc 특징의 비교를 나타낸 것이다.
도 5a 는 단락비 2를 가진 전형적인 HVDC 시스템에 대한 MPC 곡선을 나타낸 것이다.
도 5b 는 단락비 2를 또한 가진 CCC HVDC 시스템에 대한 MPC 곡선을 나타낸 것이다.
도 6 은 본 발명에 따른 HVDC 시스템을 도식적으로 나타낸 것이다.
도 7 은 본 발명에 따른 인버터 컨버터용의 제어 디바이스의 블록 구성도를 나타낸 것이다.
도 8 은 본 발명에 따른 다수의 방법 단계들의 흐름도를 나타낸 것이다.
도 9 는 점호각 제어를 제공하는 본 발명에 따른 제어 디바이스의 변형예에서의 일부 유닛들의 블록 구성도를 나타낸 것이다.
도 10 은 정류 마진의 결정을 제공하는 다수의 유닛들의 블록 구성도를 나타낸 것이다.
도 11 은 드룹 (droop) 제어 유닛의 블록 구성도를 나타낸 것이다.
도 12 는 전압 제어 완화 유닛 (voltage control relaxing unit) 의 블록 구성도를 나타낸 것이다.
도 13 은 이탈 동작 검출 유닛 (deviating operation detecting unit) 을 도식적으로 나타낸 것이다.
도 14 는 전형적인 컨버터, CCC 컨버터, 및 본 발명의 원리에 따라 제어되는 CCC 컨버터에 대한 Udc/Idc 특징들의 비교를 나타낸 것이다.
도 15 는 일정한 정류 마진 제어를 가진 CCC 인버터 컨버터 및 본 발명에 따른 일정한 AC 전압 제어를 가진 CCC 컨버터에 대한 MPC 곡선을 나타낸 것이다.
이하, 본 발명에 따른 디바이스, 방법 및 시스템의 바람직한 실시형태의 상세한 설명을 제공한다. 그러나, 먼저, 종래의 제어 전략에 관련한 일부 배경 정보를 제공한다.
DC 라인 상에서 전력의 흐름을 제어하기 위해 사용되는 종래의 제어 시스템은, 2개의 컨버터 스테이션에 대한 Udc/Idc 특징 (컨버터를 통과하는 직류 (
Figure 112012004452967-pct00004
) 와 컨버터 양단의 직류 전압 (
Figure 112012004452967-pct00005
) 사이의 관계를 나타내는 특징) 으로 시각화될 수 있다. 이것은 도 1 에 도식적으로 도시되어 있고, 이 도면은 (제 1 사분면에서) 정류기 및 (해칭선이 있는 제 4 사분면에서) 인버터의 특징을 나타낸다.
기본적으로, 정류기의 Udc/Idc 특징은 다음 정류기 관계식 :
Figure 112012004452967-pct00006
으로 기재될 수 있다.
여기서,
Figure 112012004452967-pct00007
는 무부하 직류 전압이며,
Figure 112012004452967-pct00008
는 공칭 컨버터 변압기 탭 위치 및 공칭 AC 전압에서 무부하 직류 전압이며, α 는 컨버터 밸브 점호각이고,
Figure 112012004452967-pct00009
는 정격 직류 및 정격 무부하 직류 전압에서의 상대적인 유도성 전압 강하이고,
Figure 112012004452967-pct00010
는 정격 동작에서의 저항성 전압 강하이고,
Figure 112012004452967-pct00011
는 정격 직류이고,
Figure 112012004452967-pct00012
는 직류이다.
일정한 최소 α 에 의한 동작은 값 :
Figure 112012004452967-pct00013
에서 시작하는 Udc/Idc 특징을 의미한다.
이는 증가하는
Figure 112012004452967-pct00014
에 대해 음의 기울기를 제공한다.
인자
Figure 112012004452967-pct00015
는 인버터 변압기 임피던스에 직접 관련되는 상수이다는 것에 유의해야 한다. 최대
Figure 112012004452967-pct00016
는, α가 그 최소값 (통상적으로 5°)에 있을 경우에 얻어진다.
일정한
Figure 112012004452967-pct00017
및 가변 α 에 의한 동작은, Udc/Idc 다이어그램에서 수직선을 의미한다. 이는 정류기가 DC 측 상의 전압을 충족시키기 위하여 α를 변화시킴으로써 직류를 제어하는 정류기 동작의 정상 모드이다.
인버터 측에 대한 Udc/Idc 특징은,
Figure 112012004452967-pct00018
으로서 유사한 관계식으로 기재된다.
컨버터에 대한 전체 Udc/Idc 특징은 도 1 에서와 같이 표현될 수 있다. 정류기 영역이 제 1 사분면에 있다고 가정하면, 식 (3) 의 우측 부분에서의 음의 부호가 Udc/Idc 다이어그램의 제 4 사분면에서 나타난다.
이 다이어그램에서는, 기호
Figure 112012004452967-pct00019
를 최소 동작
Figure 112012004452967-pct00020
값을 나타내기 위하여 사용한다.
송전 시스템에서는, 정류기 컨버터가 라인에 접속된 캐소드를 갖지만, 인버터 컨버터의 경우에는 라인에 접속된 애노드를 갖는다.
Figure 112012004452967-pct00021
에 대한 부호 정의가 식 (3) 의 부호 정의를 따른다고 가정하면, 즉, 이 표현식이 양인 경우에 양이다고 가정하면, 이것은 또한 인버터 동작 영역이 제 1 사분면에 있다는 것을 의미한다.
도 1 에서 수직선의 수평 위치는 전류 오더 (current order), 즉 전류 제어 시스템에서의 설정점 (set point) 에 의해 정의된다. 인버터에서의 전류 오더를, 정류기의 전류 오더 (통상 전류 마진 오더라 하며
Figure 112012004452967-pct00022
라 표기함) 보다 약간 낮게 하고, 인버터에서의
Figure 112012004452967-pct00023
를 정류기에서의
Figure 112012004452967-pct00024
보다 약간 더 작게 하면, 고전압 직류 (HVDC) 송전 링크의 동작을 나타내는 도 2 에 따른 Udc/Idc 특징이 얻어진다.
정류기 (R) 와 인버터 (I) 의 조합 특징을 나타낸 (또한, 해칭선에 의해 인버터의 특징을 나타내는) 도 2 로부터 알 수 있는 바와 같이, 동작 포인트 (PoO) 는 정류기 특징과 새로운 인버터 특징 사이를 교차하는 포인트로서 얻어진다.
일반적으로, 정류기는 그 제어각 α를 변화시켜 (피드백 제어에서) 직류를 제어한다. 정류기 네트워크에서 AC 전압 감소가 일어나면, 인버터 전류 제어 시스템은 그 감소된 직류에 작용하여
Figure 112012004452967-pct00025
을 증가시키며, 이에 의해 인버터단에서의
Figure 112012004452967-pct00026
가 감소된다. 따라서, 인버터는 전류 제어를 인계받아, 인버터에서의 전류 기준 (reference) 과 동일한 직류에 의해 안정한 동작을 복구하며, 그 전류 기준은 정류기 전류 오더 보다 일반적으로 0.1 pu 낮다
Figure 112012004452967-pct00027
. 여기서, pu 는 유닛 당 (per uint) 을 나타내며, 정규화된 전류를 나타낸다.
이 커패시터 정류 HVDC 에서는, 제어 원리가 대부분의 양태에서, 직렬 정류 커패시터 없이 종래 컨버터에서 사용되는 제어와 유사하다.
CCC 컨버터용 정류 회로가 도 3 에 도식적으로 도시되어 있다. 여기에는, 3개의 AC 소스 (ua, ub, uc) 가 있으며, 각각이 변압기의 대응하는 권선 (T1A, T1B 및 T1C) 에 접속되어 있다. 그 후, 각 권선은 정류 커패시터 (CA1, CA2 및 CA3) 와 직렬로 접속되어 있으며, 그 후, 각 정류 커패시는 다수의 컨버터 밸브로 구성된 전압 변환부에 접속되어 있다. 여기에는, 2개의 DC 극 사이에 직렬로 접속된 제 1 및 제 4 밸브 (V1 및 V4) 가 있으며, 여기서 제 1 정류 커패시터 (CA1) 는 이들 2개의 밸브 (V1 과 V4) 사이의 접합점에 접속되어 있다. 또한, 동일한 2개의 DC 극들 사이에 직렬로 접속된 제 3 및 제 6 밸브 (V3 및 V6) 가 있으며, 여기서 제 2 정류 커패시터 (CA2) 는 이들 2개의 밸브 (V3와 V6) 사이의 접합점에 접속되어 있다. 마지막으로, 2개의 DC 극들 사이에 직렬로 접속된 제 5 및 제 2 밸브 (V5 및 V2) 가 있으며, 이때 제 3 정류 커패시터 (CA3) 가 그 2개의 밸브 (V5와 V2) 사이의 접합점에 접속되어 있다. 밸브들은 사이리스터 쌍의 형태 (V1, V4, V3, V6 및 V5, V2) 로 실현될 수 있으며, 그 사이리스터들은 위상각 기반의 점호 신호 (firing signals) 또는 점호각 (firing angles) 을 이용하여 점호된다. 이들 사이리스터들은 또한 6-펄스 밸브 브리지를 구성한다.
일반적으로, 이 점호각은 정류 전압의 제로 크로싱 (zero crossing) 과 밸브의 점호 순간 (firing instant) 사이의 위상각 (phase angle) 으로서 정의된다. 정류 커패시터를 가진 컨버터에서는, 도 3 에 도시된 바와 같이, 정류 전압은 AC 버스 전압과, 그 커패시터 전압에 관련된 전압 성분으로 이루어진다. 일반적인 점호각 정의의 적용은 밸브에 대한 정류 전압의 지식을 필요로 한다.
커패시터 정류 컨버터에 대한 제어 원리는 커패시터 전압의 직접적인 측정에 의존하지 않는다. 커패시터 양단의 전압은 그 측정된 전압과 직류에 기초한 주회로 수식을 이용하여 예측된다. 따라서, 점호각은 AC 버스 전압과 점호 순간 사이의 위상각으로서 정의된다.
종래의 HVDC 송전 시스템과 유사하게, 커패시터 정류 HVDC 송전에 사용되는 이 종래의 제어 방식은 전류를 항상 제어하는 하나의 스테이션 및 DC 전압을 제어하는 다른 스테이션을 가지고 있다. 따라서, 기본 제어 기능은 전류 제어 및 전압 제어이다. 또한, 각 컨버터 변압기의 탭-절환기 (tap-changers) 가 전류 제어 및 전압 제어 각각에서 스테이션의 공칭 점호각과 DC 전압을 유지하는데 이용된다.
전류 제어기는 주어진 기준값, 전류 오더로, DC 전류
Figure 112012004452967-pct00028
를 제어하고 있다. 각 스테이션에서, 정류기와 인버터는, 전류 제어기를 포함하지만, 전류 제어기들 중 단지 하나만이 한번에 활성되어야 한다. 전류 제어가 정류기에 의해 처리되면, 인버터는 그 전류 오더에서 전류 마진
Figure 112012004452967-pct00029
만큼 감산함으로써, 전압 제어를 취하도록 강제된다. 그 후, 인버터는 DC 전압을 결정할 것이다.
정류 커패시터가 없는 전형적인 컨버터와 유사하게, 인버터에 대한 대안의 동작 방식은, 최소 정류 마진값
Figure 112012004452967-pct00030
에서 동작을 일으키는 α-오더를 얻는 것이다. 이 인버터 컨버터의 동작 특징을 일반적으로 최소 정류 마진 제어에서의 동작이라 하며, 여기서 점호각은 α-max 제한 (limit) 에 의해 결정된다. 그 후, DC 전압의 제어가 컨버터 변압기 탭-절환기 제어를 이용하여 획득된다.
인버터에 대한 다른 동작 방식은 일정한 DC 전압 제어에 의한 피드백 제어 기능을 이용하는 것이다. 이러한 방법으로, DC 전압은 주어진 기준값으로 제어된다. 전압 제어 기능은 인버터 전류 제어기로부터 최대 점호각 α 를 제어하는 α-오더를 제공한다. 이 경우, 정상 상태 동작에서, 인버터 전류 제어기는 일반적으로 전류 마진 만큼 그것의 최대 제한으로 강제되고, 이에 의해 전압 제어기가 강제 상태에 있게 한다.
전형적인 컨버터에서, 밸브 브리지 및 컨버터 변압기의 무효 전력 소비는 송전 전력 기준으로 대략 0.45 - 0.55 pu 정도이다. 이 무효 전력은 통상 분로 보상에 의해 제공된다.
일반적인 CCC 컨버터에서, 이 요구되는 분로는 전형적인 HVDC 컨버터에 대해 요구되는 것의 대략 1/4 내지 1/2 이다. 이 요구는 컨버터 변압기에서, 컨버터에서의 무효 전력 소모와, 정류 커패시터에 의해 발생되는 무효 전력을 고려하며, 이들은 리액턴스와, 기본 전류 (fundmental current) 의 제곱의 곱으로서 계산된다.
이미 언급한 바와 같이, 전형적인 인버터로서 동작하는 경우, 컨버터는 최소 정류 마진
Figure 112012004452967-pct00031
값에서 동작될 수도 있다. 이 정류 마진은 컨버터가 감소된 무효 전력 소비와 감소된 정류 실패의 위험으로 동작할 수도 있도록 선택된다. 그러나, 이 일정한 정류 마진은 도 2 에 나타낸 바와 같이 음의 임피던스 특징을 유발한다. 그러나, 인버터가 일정한 점호각 α 를 유지하도록 제어되면, 정류기와 무관하게 좀더 안정한 성능을 제공하는, 약간 양의 임피던스 특징이 얻어진다. 전형적인 컨버터의 경우, 그러나, 증가하는 직류의 레벨에서 일정한 점호각을 유지하는 것이 불가능하다. 그러한 상태에서, 보호 점호 제어 (protective firing control) 가 활성화되어, 정류 실패를 방지하기 위한 최소 정류 마진인
Figure 112012004452967-pct00032
값에서 동작이 일어난다.
그러나, CCC 컨버터의 정류 마진은 직류의 증가에서 증가한다. AC 시스템 임피던스의 인버터 임피던스 특징에 대한 효과를 고려하면, 약한 AC 시스템은 음의 임피던스 기여를 발생시킨다. 일정한 정류 마진 제어를 갖는 전형적인 컨버터의 경우, 이는 전형적인 컨버터와 CCC 컨버터에 대한 Udc/Idc 특징의 비교를 나타내는 도 4 에 나타낸 바와 같은 더욱더 음의 Udc/Idc 특징을 발생시킨다. 일정한 정류 마진 제어의 경우에 대한 대응하는 Udc/Idc 특징은, 해칭선으로 나타낸 거의 평탄한 Udc/Idc-기울기 (slope) 로서 도 4 에 나타낸 바와 같이 AC 시스템 임피던스에 대한 작은 감도를 발생시킨다. 이는 향상된 안정성을 제공한다.
AC 시스템에 접속된 인버터의 안정성은 최대 전력 곡선 (MPC) 를 이용하여 분석될 수 있다. 이 MPC 는 인버터에 대해, 최소 정류 마진 제어에서 동작하는 무한 소스 (infinite source) 및 단락 회로 임피던스로서 모델링되는 AC 시스템으로의 유효 전력 전송을 나타낸다.
MPC 는 직류
Figure 112012004452967-pct00033
를 공칭 동작 포인트로부터 동적으로 변경할 경우에 시스템 응답을 설명한다. 초기 동적 응답만이 모델링되는데, 이는 AC 시스템 전압 제어로부터의 액션이 포함되지 않는다는 것을 의미한다.
도 5 에서, 단락비가 2 (SCR = 2) 인 시스템에 대한, MPC 곡선이 주어져 있다. 여기서, 도 5a 는 전형적인 HVDC 를 나타내며, 도 5b 는 CCC HVDC 를 나타낸다.
CCC 를 이용하는 경우, 직류에서의 증가는 정류 커패시터로부터 정류 전압 기여를 발생시키고, 이는 동작 점호각 범위를 확장하여 무효 전력 소비의 감소를 발생시킨다. 이는 충분한 정류 마진을 유지하기 위하여 직류 증가가 점호각의 감소를 요구함으로써, 무효 전력 소비를 증가시키는 전형적인 HVDC 의 거동과는 반대이다. CCC 전력 특징의 결과는, MPC 에서, 피크 전력 전송의 포인트에 대한 마진이 충분히 향상되어, 더 나은 안정성을 발생시킨다는 것이다.
전형적인 컨버터의 MPC 는 안정성 제한이 SCR = 2 에서, 1 pu 전류에 도달되는 것을 나타낸다. CCC 에 대한 대응하는 임계 안정성 포인트는 SCR = 1 바로 아래인 것으로 발견되었다. 그 결과, CCC 를 사용하여, 실제로 전형적인 HVDC 에 대해 가능한 것 보다 약한 AC 시스템 조건에 대해 더욱 안정한 인버터 동작이 얻어질 수 있다.
도 6 은 본 발명의 일 변형예 (variation) 에 따라, 일단이 제 1 변압기 (T1) 을 통해 제 1 AC 시스템 (12) 에 접속되고, 제 2 단이 제 2 변압기 (T2) 를 통해 제 2 AC 시스템 (14) 에 접속된 HVDC 시스템 (10) 인 직류 송전 시스템을 도식적으로 나타낸다.
HVDC 시스템 (10) 은 HVDC 시스템의 일단에서 제 1 정류 커패시터 (CA) 를 통해 제 1 변압기 (T1) 에 접속된 제 1 컨버터 (16), 여기서는 정류기 컨버터를 갖는다. 이 제 1 변압기 (T1) 는 제 1 AC 시스템 (12) 의 AC 전압 버스 (11) 에 접속된다. 또, HVDC 시스템 (10) 의 제 2 단에서, 제 2 정류 커패시터 (CB) 를 통해 제 2 변압기 (T2) 에 접속된 제 2 컨버터 (18), 여기서는 인버터 컨버터가 있다. 제 2 변압기 (T2) 는 제 2 AC 시스템 (14) 의 AC 전압 버스 (13) 에 더 접속된다. 또, 여기서, 제 2 컨버터 (18) 는 본 발명에 따른 인버터 디바이스이다. 이들 2개의 컨버터 (16 및 18) 는 DC 전력 송전 라인 (20), 즉 HVDC 송전 링크를 통해 서로 차례로 접속된다. HVDC 송전 링크는 여러가지 방법으로 제공될 수 있다. 2개의 AC 시스템 간에 백-투-백 (back-to-back) 송전을 위해 제공되는 경우에는, 평활 리액터만을 포함할 수도 있다. 긴 거리에 걸쳐 송전을 원하는 경우, 고가 (overhead) 송전 라인과 평활 리액터의 조합 (HVDC 송전 라인) 또는 지중 케이블과 평활 리액터의 조합 (HVDC 송전 라인) 을 통해 링크가 제공될 수 있다. 마지막으로, 도 6 에는, 제 1 컨버터 (16) 를 제어하는 제 1 제어 유닛 (22) 및 제 2 컨버터 (18) 를 제어하는 제 2 제어 유닛 (24) 이 있다. 제 2 제어 유닛 (24) 와 관련하여, 또한, VARC (Voltage and Angle Reference Calculation) 제어 소자 (26) 가 있다. 대안으로서, 이 소자는 완전히 생략될 수 있다. 이 소자 (26) 는 전형적인 제어에 사용되며, 제 2 컨버터 (18) 에서 DC 전압, 소호각 γ 와 점호각 α 을 조정하는 제 2 제어 유닛 (24) 에 대한 입력 기준을 제공한다. 본 발명에서, 소자 (26) 가 여전히 사용되지만, 기준은 새로운 제어 경로가 컨버터 (26) 의 동작을 위한 주 제어 기능으로서 제공되도록 오프셋된다. 이것이 이 소자 (26) 를 점선 박스 (dashed box) 로 나타낸 이유이다. 또, 제 2 제어 유닛 (24) 은 본 발명에 따른 제어 디바이스를 형성한다.
본 발명에 따른 인버터 디바이스인 제 2 컨버터 (18) 는 전압 제어부를 포함하는, 이 전압 제어부는 도 3 에 나타낸 바와 같은 사이리스터와 같은 턴온 타입의 스위칭 소자를 이용하여 밸브 브리지를 통하여 제공될 수 있다.
제 1 및 제 2 컨버터 (16 및 18) 은 여기서 CCC 컨버터이다. 전형적인 컨버터, 즉, 종래의 라인-정류 컨버터가 대신에 사용되는 경우, 정류 커패시터 (CA 및 CB) 는 생략된다.
이하, HVDC 송전 링크에 사용되는 통상의 제어 원리를 설명한다.
이미 언급한 바와 같이, 일반적으로 HVDC 송전 링크의 전류 제어는 정류기, 즉, 제 1 컨버터 (16) 에 의해 처리되는 것이다.
전형적인 인버터 컨버터는 일반적으로 전압 제어를 수행한다. 이와 관련하여, 안전한 정류를 위해 최소 허용 소호각 γ 에서 일반적으로 동작한다. CCC 인버터의 경우, 커패시터로부터의 정류 전압 기여를 고려하는 것을 제외하고는, 유사한 원리가 이용된다. 이 기여는 동작 점호각 범위를 확장한다. 이 경우, 최소 허용
Figure 112012004452967-pct00034
에서, 즉, 최소 허용 소호각에서의 CCC 컨버터 동작에 대해 표시된다. 정류 마진 또는 소호각
Figure 112012004452967-pct00035
는 밸브 전류 제로 (오버랩의 단부) 와 밸브 전류 제로 크로싱 사이의 각도에 대응한다.
전형적인 또는 CCC 인버터 컨버터 양자의 경우, 정상 동작 DC 전압 제어는 정류 마진에 대한 기준값을 결정하는 인버터 변압기 부하 탭-절환기에 의해 수행된다.
인버터의 대안의 동작 특징은, 정류기에서 전류 제어 시스템의 향상된 작은 신호 안정성을 갖는 일정한 점호각 α 를 유지하면서 동작하는 것이다.
언급한 인버터의 동작에 대한 다른 대안의 동작은 DC 전압을 제어하는 것이다. 정류 기준은 제어기로 입력되는 DC 전압을 가지는 느린 피드백 제어 시스템에 기초하여 결정된다. 이 경우, 전압 제어기 시스템은 100 - 200 ms 범위에서 응답시간을 갖는다.
본 발명은 HVDC 시스템 (10) 의 인버터 컨버터, 즉 도 6 에서 제 2 컨버터 (18) 의 동작을 위한 새로운 제어 전략을 제공하는 것에 관한 것이다. 이 제어 전략은, 본 발명에 따르면, 전압 소스 컨버터를 에뮬레이트하고 컨버터 버스 AC 전압을 제어하는 인버터를 동작시키는 것이다. 이는 본 발명의 제어 전략이 도 6 에서의 제 2 AC 시스템에 대한 접속에서, 즉, 버스 (13) 에서, AC 전압을 제어하는 것에 관한 것이라는 것을 의미한다.
본 발명에 따른 인버터에 대한 제어 방식은 다음의 제어 루프를 포함한다.
- 일정한 AC 전압을 가진 인버터 동작을 제공하는 메인 제어 루프. 제어 디바이스는 필터 버스에서 측정한 전압, 즉 제 2 AC 시스템의 인터페이스에서의 전압을 이용한다;
- 일시적으로, DC 전류 제어 기능이 선택될 수 있다 (일반적으로 정류기는 DC 전류를 제어하지만, 접속된 AC 네트워크에서의 장애와 같은 과도전류 (transients) 동안, 인버터에서의 DC 전류 제어 기능은 고장으로부터 HVDC 송전 링크를 복구하도록 선택될 수 있다);
- 계산된 정류 마진이 최소 기준 보다 낮은 경우, 정류 실패를 피하기 위하여, 인버터 컨버터의 과도전류 동작 (transient operation) 이 또한 일정한 정류 마진으로 이루어질 수 있다;
- AC 시스템에 내부 위상 고정 루프 (phase-lock-loop) 오실레이터를 동기화하는데 이용되는 PLL 제어; 및
- 직렬 커패시터 양단의 AC 전압 계산.
본 발명에 따른 제어 방식은, 제 2 정류 커패시터가 정류 전압에 전압 기여를 제공하여, 확장된 점호각 동작 범위를 허용하는 것을 고려하면, 특히 CCC 컨버터에 적합하다. 제 2 정류 커패시터를 적절하게 크기를 조정하는 경우, 컨버터로 하여금, 그 접속된 제 2 AC 시스템에 무효 전력을 발생하거나, 그로부터 무효 전력을 흡수하는 것이 가능하므로, AC 전압을 정류 버스에서 제어하는 것이 가능하며, 따라서, 제 2 AC 시스템에 대한 무효 전력 의 추가 및 제거 양자가 가능한 전압 소스 컨버터를 에뮬레이트하는 제어가 가능하다.
먼저, 도 6 의 제 2 제어 유닛 (24) 에서, 즉, 본 발명의 제어 디바이스에서 다양한 제어 소자들의 블록 구성도를 나타내는 도 7 을 참조하여 제어 시스템의 기능성을 논의한다.
도 7 에는, DC 전력 라인의 측정된 DC 전압
Figure 112012004452967-pct00036
를 수신하는 전압 의존 전류 오더 리미터 (voltage dependent current order limiter (VDCOL)) 유닛 (28) 이 있다. 이 VDCOL 유닛 (28) 은 다음으로 제 1 조합 유닛 (30) 에 접속되며, 이 제 1 조합 유닛 (30) 은 또한 측정된 DC 유닛 전류 Idc 와 전류 마진
Figure 112012004452967-pct00037
을 수신한다. 제 1 조합 유닛 (30) 은 2개의 출력 제한 단자와 출력 단자가 제공된 DC 전류 제어기 증폭기 (CCA; 32) 의 신호 입력에 차례로 접속된다. 출력 제한 단자는, 여기서, 최소 출력 제한 단자 (min lim) 및 최대 출력 제한 단자 (max lim) 이다. CCA 유닛 (32) 의 출력 단자는 제 2 컨버터, 더 정확하게 말하자면, 제 2 컨버터의 컨버터 밸브에 대한 제어 신호 α 또는 점호각을 제공하는 CFC (Converter Firing Control) 유닛 (34) 에 접속된다.
또한, AC 버스 전압 측정값
Figure 112012004452967-pct00038
을 수신하는 PI 제어 소자 (40) 및 네트워크 조건 데이터 IO 를 수신하는 이득 제어 소자 (38) 를 포함하는 (점선 박스로 나타낸) AC 전압 제어기 (36) 가 있다. AC 전압 제어기 (36) 는 여기서 최소 선택 블록의 형태로 제 2 조합 유닛 (42) 의 제 1 입력 단자에 접속된다.
동적으로, AC 전압 제어기 (36) 의 PI 제어 소자 (40) 는 적분 제어 브랜치 (branch) 와 병렬인 비례 브랜치를 갖는다.
이득 제어 소자 (38) 는, 매우 약한 시스템에 접속되는 경우에, 정확한 전압 안정성 지원을 획득하는데 중요할 수도 있다. 약한 접속 AC 시스템에서, 연결 (tied) 제어 방식이 컨버터의 점호각에 대해 요구되므로, 제어되는 AC 전압을 유지하는데 신속한 응답을 달성하는 것이 가능하다.
제어 브랜치에서 사용되는 이득은, 여기서 또한 AC 버스 (13) 의 네트워크 조건 IO 에 기초하여, AC 전압 제어기 (36) 의 이득 제어 소자 (38) 에 의해 제어될 수 있으며, 여기서 이득은 그 시스템이 약한 경우에는 단단히 연결되고, 그 시스템이 강하면 완화된다. 네트워크 조건은, 여기서 AC 시스템으로부터 감독 신호 (supervising signals) 를 통해, 또는 AC 네트워크의 강도를 측정하는 적응 제어 기술 (adaptive control technique) 을 통해 획득될 수 있다.
도면에서, 또한 (점선 박스로 나타낸) α-max 제어기 (44) (최대 점호각 제어기) 가 있으며, 이 제어기는
Figure 112012004452967-pct00039
, HVDC 송전 라인 상의 DC 전류
Figure 112012004452967-pct00040
및 정류 마진 기준
Figure 112012004452967-pct00041
의 형태로 입력 데이터를 수신하는 제 1 α-max 계산 소자 (46) 를 포함한다. 또, α-max 제어기는 전압
Figure 112012004452967-pct00042
와 DC 전류 측정값
Figure 112012004452967-pct00043
를 수신하는 제 2 α-max 계산 소자 (48) 를 포함한다. 제 1 및 제 2 α-max 계산 소자 (46 및 48) 는 모두 제 1 합산 유닛 (50) 에 접속되며, 이어서 제 1 합산 유닛은 제 2 조합 유닛 (42) 의 제 2 입력 단자에 접속된다. 마지막으로, 제 2 조합 유닛 (42) 은 출력을 가지며, 그 출력은 CCA 유닛 (32) 의 최대 출력 제한 단자 (max lim) 에 접속된다. 또, α-max 제어기 (44) 는 정류 마진 결정 소자를 구비하며, 이것은 예컨대, α-max 계산 소자 중 하나의 일부로서 제공될 수도 있다.
인버터의 기본 제어 기능은 AC 전압 제어 및 직류 제어용의 폐루프 시스템이며, 다음을 포함한다.
- AC 전압 제어
- DC 전류 제어 증폭기 (CCA) 및
- 컨버터 점호 제어 (CFC)
이 루프의 내에는, 전류 오더 리미터가 있으며, 이는 전압 의존 전류 오더 리미터 (VDCOL; 28) 를 포함한다.
컨버터 점호 제어 유닛 (CFC; 34) 은 제 2 컨버터에 인가되는 제어 펄스 α 를 생성한다. 이 유닛은 최소 및 최대 점호각 제한을 결정하는 기능 및 정류 제어의 일정한 마진을 결정하는 기능을 포함한다.
CFC 유닛 (34) 은 피드백 루프에 의해 정류 전압에 동기화된 위상 고정 루프 오실레이터를 포함한다. 제어기 (34) 는, 제어기로부터의 점호 오더에 대응하는 제어 펄스를 생성하는 정류 전압의 제로 크로싱을 검출할 경우에, 전압 파형에서 빠른 위상-시프트와 방해로부터의 영향을 경감하도록 최적화된다.
CFC 유닛 (34) 에 포함될 수도 있는 다른 기능은 정류 마진 제어에서의 인버터 제어이다. 인버터 동작시, 점호각 α 는 안전한 정류를 위한 최소 허용 소호각 γ 에 대응하는 최대 α-값을 초과하지 않아야 한다. 이 안전한 정류 마진값
Figure 112012004452967-pct00044
는 오버랩의 단부로부터 정류 전압 반감기의 단부까지의 정류 전압 아래의 나머지 전압/시간 영역으로서 정의된다. 요구되는 전압/시간 영역은 컨버터 변압기 정류 리액턴스에 직접 관련된다.
CCA 유닛 (32) 은 직류에 대한 기준값을 수신한다. 전류 오더가 전류 응답 신호 및 출력 신호와 비교되며, 점호각 오더
Figure 112012004452967-pct00045
가 점호 제어 시스템 (CFC) 으로 전달된다.
CCA 유닛 (32) 은 제 1 조합 유닛 (30) 으로부터 신호를 수신하고, 그 조합 유닛은 합산하는 접합점을 형성하며, 여기서 전류 오더와 전류 응답 사이의 차이가 형성된다. 이 합산하는 접합점에서, 전류 마진 오더
Figure 112012004452967-pct00046
가 인버터 동작에 추가된다.
종래의 정상 모드는 정류기가 DC 전류를 제어하는 것이지만, 인버터는 정류기로부터 DC 전류 제어를 인계받을 수 있으며, 이는 전류 마진
Figure 112012004452967-pct00047
을 갖는 감소된 전류 오더에서 달성된다. 이 경우, DC 전류의 제어가 α 를 변화시킴으로써 이루어지고, 이것은 CCA 유닛 (32) 에서의 신호가 제한값 이내임을 의미한다.
동적으로, CCA 유닛 (32) 은 적분 브랜치와 병렬인 비례 브랜치를 가질 수도 있다. CCA 유닛에서의 적분기는 최대 및 최소 내부 제한을 갖는다. 최대 제한은 컨버터의 동작의 모드 및 조건에 의존한다. 최대 제한 신호의 발생은 CCA 유닛 (32) 에 대한 외부 기능에 의해 발생하며, 여기서는, AC 전압 제어기 (36) 및/또는 α-max 제어기 (44) 에 의해 발생한다. 이 신호는 본 발명의 제 1 실시형태에서 후술되는 최대 점호각으로서 사용될 AC 전압 제어기 (36) 및 α-max 제어기 (44) 에 의해 공급된 신호들의 최저값을 갖는 신호를 선택하는 제 2 제 2 조합 유닛 (42) 로부터 획득된다.
AC 전압 제어기 (36) 는 본 발명에 따른 동작을 위한 중심 소자이다. 정상 동작하에서, 인버터 컨버터 (18) 는, 정류기 컨버터 (16) 에 의해 제어되는 유효 전력을 도입하면서, 필터 버스 (13) 에서 AC 전압을 제어할 것이다.
컨버터가 컨버터 정격 (rating) 에 비해 강한 AC 시스템에 접속되는 경우, 제어를 완화시키는 것이 필요할 수도 있으며, 그렇치 않으면, 제어 불안정성이 관찰될 수 있다. 이는 강한 AC 시스템에 접속될 경우에 컨버터가 동일한 동적 보상을 수행할 수 없다는 사실에 기인한다. 동일한 동적 보상을 수행하기 위해서는, 상당히 더 높은 컨버터의 정격을 요구한다. 비록 컨버터가 강한 AC 시스템에 접속되는 경우에, 그 AC 전압의 연결 제어 (tied control) 를 가질 수 없더라도, 이는 원칙적으로 문제가 안된다. 접속된 AC 시스템은 본질적으로 안정적이며, 전압 지원 없이, 그리고 전압 붕괴 위험이 없이, 컨버터로부터 유효 전력을 수신할 수 있다.
제어 이득의 조정은 접속된 AC 네트워크로부터 획득된 감독 신호 IO (네트워크 조건)에 의해, 또는 네트워크의 강도를 측정하는 적응 제어 기술에 의해 이루어질 수 있다.
AC 전압을 제어함으로써, 컨버터는 전압 지원을 제공할 수 있으며, (적절한 발진 주파수로 동조된 부가적인 제어 루프의 보조에 의해) 전압 붕괴, 과도 안정성 향상, 필요하다면, 전력 발진 감쇠 (power oscillations damping) 를 방지할 수 있다.
도 4 에 나타낸 Udc/Idc 특징은, 인버터가 일정한 정류 마진으로 동작하고 있는 경우에 음의 기울기 부분 특징을 나타낸다. 작은 신호 안정성을 향상하기 위하여, 양의 기울기가 CCA 유닛 (32) 에서의 적분기의 전류 의존 최대 제한에 의해 획득될 수 있다. (정상 동작시, 인버터에서의 전류 마진 오더
Figure 112012004452967-pct00048
가 CCA 유닛의 적분기를 이 제한에 강제한다는 것에 유의해야 한다.) α-max 제어기 (44) 로부터의 출력은 소정의 정류 마진 기준
Figure 112012004452967-pct00049
, 및
Figure 112012004452967-pct00050
과
Figure 112012004452967-pct00051
측정값으로부터 획득된 동작 조건들에 대해 계산된 점호각이다. 제어 시스템은 100 - 150 ms 의 범위의 응답 시간을 갖는다.
α-max 제어기 (44) 의 제 1 α-max 계산 소자 (46) 에서, 정류 마진
Figure 112012004452967-pct00052
에 기초하여, 제 1 제어 기여
Figure 112012004452967-pct00053
가 결정된다. 이러한 제 1 제어 기여
Figure 112012004452967-pct00054
는 2개의 부분으로 구성될 수도 있다. 제 1 부분
Figure 112012004452967-pct00055
는 표현식:
Figure 112012004452967-pct00056
으로부터 획득된다.
소정의
Figure 112012004452967-pct00057
에 대해, 제 1 부분은
Figure 112012004452967-pct00058
으로서 획득된다.
제 1 제어 기여의 제 2 부분은 증가된 양의 기울기를 획득하는데 사용될 수도 있다. 상수
Figure 112012004452967-pct00059
과, 전류 오더와 전류 응답 사이의 차이의 곱으로서 계산된다.
Figure 112012004452967-pct00060
CCC 컨버터에서, 인버터로서 동작하는 경우, 최소 사이리스터 회복 시간, 정류 마진이 또한 충족되어야 한다. 사이리스터 회복 시간은 사이리스터 턴오프, 역전압 생성 순간, 그리고 밸브 전압 제로 크로싱 사이의 시간으로서 정의된다. 제어 개념이 정류 전압 또는 밸브 전압의 어떠한 직류 측정값도 가지지 않는 것에 기초한다는 것을 고려하면, 정류 마진은 주 회로로부터 식을 풀어서, 예측되어야 한다. α-max 제어기 (44) 로부터의 제 2 기여는 제 2 α-max 계산 소자 (48) 에서 계산되는 최소 정류 마진에 대응하는 점호각이다. 이러한 제 2 제어 기여는 추후 설명한다 (식 10 참조).
여기서, 제 1 및 제 2 제어 기여는 함께 정류 마진 기반 제어 인자
Figure 112012004452967-pct00061
를 제공한다.
정상 동작 조건 하에서, 인버터 컨버터가 AC 전압 제어기를 통해 동작된다고 가정하면, α-max 제어기 (44) 는
Figure 112012004452967-pct00062
를 설정함으로써 오프셋되며, 여기서, γ 는 AC 전압 제어기로부터 구한 동작 정류 마진이다.
VDCOL 유닛 (28) 은 감소하는 직류 전압의 함수로서 전류 오더를 감소시킨다. 이는, 시스템의 안정성의 이유로, 임계 상황에서, 그리고 장애 후 향상된 복구를 위해 포함된다.
본 발명의 기본 제어 기능은, 무효 전력을 발생하거나 흡수하기 위하여, 그리고 AC 전압 버스 상에서 AC 전압을 제어하기 위하여 그 측정된 AC 전압에 기초하여 점호각을 변경하는 것이다. 본 발명의 제 1 실시형태에서, 이는 최대 점호각 지연
Figure 112012004452967-pct00063
을 증가시키거나 또는 감소시키기 위하여, 즉, CCA 유닛 (32) 의 가변 최대 제한을 제공하기 위하여 컨버터 제어를 통해 행해진다.
이상의 설명으로부터 알 수 있는 바와 같이, 본 발명의 제어 디바이스는 전압 측정값
Figure 112012004452967-pct00064
, 즉 AC 전압 버스 (13) 에서의 전압 측정값을 수신하고, 버스 상에 일정한 AC 전압을 제공하도록 인버터 디바이스 (18) 를 제어한다.
또한, 이는 AC 전압 제어기 (36) 의 PI 제어 소자 (40) 가 측정된 AC 전압
Figure 112012004452967-pct00065
에 의존하는 제어 인자
Figure 112012004452967-pct00066
의 적어도 일부분을 결정한다는 것을 의미한다. 이 AC 전압 기반 제어 인자 (AC voltage based control factor) 로부터, CCA 유닛 (32) 의 동작 범위, 즉 출력 신호가 나타나는 범위를 변경하는데 이용되는 가변 최대 점호각 지연
Figure 112012004452967-pct00067
가 얻어진다. 따라서, 이 최대 점호각 지연
Figure 112012004452967-pct00068
은 가변적이며 AC 전압에 의존한다.
따라서, 이것은 CCA 유닛 (32) 에 의해 제공되는 점호각 오더에 영향을 미치며, 이는 결과적으로 점호각의 대응하는 변화를 제공한다.
이러한 방식으로, 컨버터 밸브는 AC 전압 버스에 무효 전력을 발생시키거나, 그로부터 무효 전력을 흡수하기 위하여 제어된다.
제어 디바이스의 동작은 도 8의 흐름도에 도시된 아래의 방법 단계들로 요약될 수 있다.
제어 디바이스는 AC 전압 제어기 (36) 에서 전압 측정값
Figure 112012004452967-pct00069
, 즉 AC 전압 버스 (13) 에서의 전압의 측정값을 수신하고 (단계 50), 여기서, 측정된 AC 전압
Figure 112012004452967-pct00070
에 의존하는 제어 인자
Figure 112012004452967-pct00071
가 결정된다 (단계 52). 이러한 AC 전압 의존 제어 인자
Figure 112012004452967-pct00072
는 상술한 바와 같이, 측정된 AC 전압을 비례 제어 브랜치, 및 비례 제어 브랜치에 병렬인 적분 제어 브랜치에 적용하는 것을 통해 획득될 수 있다. 여기서, 또한, AC 전압 버스의 네트워크 조건에 기초하여 전압 브랜치에 사용되는 이득을 조절하는 것이 가능하다. 그 후, 제어 인자
Figure 112012004452967-pct00073
는 가변 최대 점호각 지연
Figure 112012004452967-pct00074
을 획득하기 위해 사용된다.
또한, 정류 마진 기반 제어 인자
Figure 112012004452967-pct00075
가 정류 마진 각도
Figure 112012004452967-pct00076
에 기초하여 α-max 제어기 (44) 에 의해 결정된다 (단계 56). 이러한 정류 마진 각도
Figure 112012004452967-pct00077
는 정류 실패의 위험없이 밸브들 사이의 전류의 정류를 보장하는 미리 선택된 최소값이다. 여기서, 정류 마진 기반 제어 인자
Figure 112012004452967-pct00078
는 상기 언급한 제 1 및 제 2 제어 기여
Figure 112012004452967-pct00079
및
Figure 112012004452967-pct00080
로 이루어질 수도 있으며, 여기서 제 1 제어 기여는 상기 언급한 제 1 및 제 2 부분들을 포함할 수도 있다. AC 전압 의존 제어 인자
Figure 112012004452967-pct00081
및 정류 마진 기반 제어 인자
Figure 112012004452967-pct00082
에 기초하여, 그 후, 가변 최대 점호각
Figure 112012004452967-pct00083
이 제 2 조합 유닛 (42) 에 의해 결정된다. 양자의 제어인자들이 사용되는 경우, 이들은 가변 최대 점호 지연
Figure 112012004452967-pct00084
을 획득하기 위해 조합될 수도 있다 (단계 58). 본 발명의 제 1 실시형태에서, 이 조합은 최대 점호 지연을 제공하고, 이 경우 최저값을 갖는 인자, 즉, 가장 낮은 최대 점호 지연을 제공하는 인자를 선택하기 위해 2개의 인자들 중 하나를 선택하는 것을 통해 수행된다. 그 후, 가변 최대 점호각 지연
Figure 112012004452967-pct00085
는 CCA 유닛 (32) 의 동작 범위, 즉, 출력 신호가 나타나는 범위를 변경하기 위해 사용되어서, 고정되지 않는다. 따라서, 최대 점호각 지연
Figure 112012004452967-pct00086
는 가변적이며, AC 전압에 의존하며, 이것은 CCA 유닛 (32) 에 의해 제공되는 점호각 오더에 영향을 미친다. 이것은 CCA 유닛 (32) 이 점호각 오더
Figure 112012004452967-pct00087
를 결정하고 (단계 60), 점호각 α 의 대응하는 변형을 차례로 제공하는 CFC 유닛 (34) 에 그것을 제공하고 (단계 62), 컨버터 밸브를 제어하기 위하여 이러한 각도를 이용한다 (단계 64) 는 것을 의미한다.
본 발명에 따르면, 점호각 오더는 또한, 직류 제어에 기초하여 결정될 수 있으며, 여기서 점호각 오더의 크기는 결정된 정류 마진에 의해 제한된다.
본 발명을 설명하는 다른 방식은 다음과 같다.
종래의 제어 방식에서, 컨버터들이 일정한 소호각 (일정한 γ,
Figure 112012004452967-pct00088
) 으로 동작하고 있다고 가정하면, 점호 순간 (firing instant) 을 예측함으로써 인버터 컨버터에 대한 점호각을 결정한다.
일정한
Figure 112012004452967-pct00089
에 대응하는 점호각을 결정하기 위하여 (정류 마진이 사이리스터 회복 시간 조건 이상이어야 한다는 것에 유의), α 및
Figure 112012004452967-pct00090
에 대한 다음 시스템 식을 이용하여 풀어야 한다.
Figure 112012004452967-pct00091
이것은 비선형 방정식의 세트이며, 그 해답은 수치적으로 얻어질 수 있다. 그러나, 점호각을 예측하기 위하여 다음 식을 이용하는 경우에 양호한 정확도가 직접적으로 얻어질 수 있다.
Figure 112012004452967-pct00092
계수
Figure 112012004452967-pct00093
는 정류 마진
Figure 112012004452967-pct00094
의 기수값 (base value) 에서 결정된다. 정류 마진의 최소값이 기수값에 대해 이용된다. 본 발명의 일 변형예에서,
Figure 112012004452967-pct00095
이다.
여기서, 표현식
Figure 112012004452967-pct00096
는 상술한 α-max 제어기의 제 1 α-max 계산 소자에 의한 제 1 제어 기여의 제 1 부분 (식 5) 에 대응하지만, 표현식
Figure 112012004452967-pct00097
은 제 2 α-max 계산 소자 (48) 에 의해 제공되는 제 2 제어 기여에 대응한다.
본 발명의 제 2 실시형태에서, 제어기의 제어 루프는 기본적으로, 주 제어 변수로서 컨버터 필터 버스에서 측정된 AC 전압을 갖는 통상의 PI 조정기이다. 그 후, 인버터의 점호각은
Figure 112012004452967-pct00098
으로부터 결정되고, 여기서,
Figure 112012004452967-pct00099
이고, 이것은 제 1 실시형태에서 제 2 α-max 계산 소자로부터의 제 2 기여에 또한 대응한다. 여기서,
Figure 112012004452967-pct00100
는 실제 소호값이며, 그 결정은 이후 설명될 것이다.
도 9 는 제 2 조합 유닛 (42) 과 함께 AC 전압 제어기의 PI 제어 소자 (40) 및 이득 제어 소자 (38) 의 일 변형예를 나타낸 것이다. 여기서, PI 제어 소자 (40) 는 제 4 조합 소자 (66) 를 포함하며, 이는 측정된 전압
Figure 112012004452967-pct00101
을 수신하고, 그것을 전압 기준
Figure 112012004452967-pct00102
과 비교하고, 그 차이를 제 1 승산 유닛 (68) 에 공급한다. 전압 기준
Figure 112012004452967-pct00103
은 오퍼레이터 (operator) 에 의해 설정될 수도 있다. 그러나, 기준의 값은 AC 전압을 제어하는 컨버터 능력에 의해 영향을 받을 수도 있다. 또한, 이득 제어 소자 (38) 는 이러한 차이 신호를 조정하기 위해 제 1 승산 유닛 (68) 에 접속된다.
또, 제 1 승산 유닛 (68) 은 제 1 적분 유닛 (72) 뿐만 아니라, 비례 제어 소자 (P) 와 승산하기 위한 제 2 승산 유닛 (70) 에 접속된다. 이들 2개의 후자 유닛 (70 및 72) 의 출력은, 병렬 비례 및 적분 제어 브랜치를 제공하기 위하여 제 1 합산 유닛 (74) 에 접속된다. 제 1 합산 유닛 (74) 의 출력은 제 5 조합 유닛 (76) 에 접속되며, 이 제 5 조합 유닛 (76) 은 α-max 제어기로부터의 제 2 기여
Figure 112012004452967-pct00104
및 각도 값 π 또는 180°를 수신하고, 식 (9) 에 따라서 연산을 수행한다. 이러한 연산의 결과는 소호각의 최저값으로 설정될 때, 식 (9) 에 따른 연산의 결과와 식 (8) 에 따른 연산의 결과를 조합하는 제 6 조합 유닛 (77) 에 공급된다. 여기서, 제 2 조합 유닛 (42) 은 제 5 및 제 6 조합 유닛으로 구성된다. 이러한 실시형태에서, 최저값은 제 6 조합 유닛 (77) 에 의해 선택된다. 식 (8) 에 기초하는 함수가 최소 정류 마진, 예를 들어, 22도 와 관련되는 점호각을 예측한다고 가정하면, 이것은 정류 마진이 최소 정류 마진을 초과할 경우에 정상 AC 전압 제어기 동작이 달성된다는 것을 의미한다.
정류 마진 또는 소호각
Figure 112012004452967-pct00105
을 계산하기 위하여, 식 (10) 으로부터 유도된 표현식이 사용된다. 이 계산은 점호각이 알려져 있고, 계산된 소호각
Figure 112012004452967-pct00106
이 결정될 변수이다는 것을 고려하여 이루어진다. 이러한 소호각
Figure 112012004452967-pct00107
의 결정에서, 다음 식이 이용된다.
Figure 112012004452967-pct00108
솔루션을 구하기 위하여, 상호작용 절차가 제안된다. 도 10 은 α-max 결정 유닛의 일부로서 제공될 수도 있는 정류 마진 결정 소자 (79) 의 블록 구성도를 도시한다.
여기서, 소호각 기준값
Figure 112012004452967-pct00109
및 소호각 차이 신호
Figure 112012004452967-pct00110
를 수신하는 제 2 합산 유닛 (78) 이 있다. 이들의 합은 계산된 소호각
Figure 112012004452967-pct00111
으로 제공되며, 제 1 및 제 2 프로세싱 유닛 (80 및 82) 으로 입력 신호로서 또한 제공된다. 제 1 프로세싱 유닛 (80) 에서,
Figure 112012004452967-pct00112
의 값은 식 (10) 에 따라 결정되며, 제 2 프로세싱 유닛 (82) 에서는 값
Figure 112012004452967-pct00113
의 값을 제외하고 식 (11) 의 표현식이 결정된다. 그 후, 2개의 프로세싱 유닛 (80 및 82) 은 합산을 수행하는 제 3 합산 유닛 (84) 에 접속되며, 식 (11) 의 표현식에 따른 합인 결과적인 합이 제 2 합산 유닛 (78) 에 제공되는 소호각 차이 신호
Figure 112012004452967-pct00114
를 획득하기 위해 합을 적분하는 제 2 적분 유닛 (86) 에 제공된다.
여기서, 제 2 적분 유닛 (86) 은, 기여
Figure 112012004452967-pct00115
를 기준값
Figure 112012004452967-pct00116
에 가산할 때, 변수
Figure 112012004452967-pct00117
에 대한 정상 상태 오차를 감소시키며, 이 기준값은 예컨대 22°로 설정될 수도 있다. 접속된 AC 시스템의 AC 전압을 제어하기 위하여, HVDC 컨버터는 또한 무효 전력의 최대 생성 및 최대 흡수의 내부 정격 능력 (internal rating capability) 을 또한 이용할 수도 있다.
최대 무효 전력 생성 능력은 최소 소호각에서의 동작에 의해 결정될 수도 있다. 빈번한 정류 실패의 위험을 피하기 위하여, 이러한 파라미터는 18 도 이상으로 설정될 수도 있다. 값은 접속된 시스템 네트워크의 특징에 의존하여 선택된다.
컨버터의 최대 무효 전력 흡수 능력은 송전 전력 및 시스템 AC 전압 레벨의 함수이다. 제한 인자들은 너무 높은 각도들 및 밸브들 양단의 전압의 레벨에서 동작할 때 컨버터 밸브 스트레스 (stress) 이다.
인버터들로서 작용하고 제 2 AC 시스템에 접속된 여러 컨버터들이 존재하는 것이 가능하다. 이 경우, 이들은 동일한 제어 방식을 가질 수도 있다. 따라서, 이들 인버터들은 동일한 AC 버스 전압을 제어하고 있을 수도 있다.
컨버터들 사이의 제어 불안정성을 방지하기 위하여, 제어에서의 드룹 (droop) 이 도입될 수도 있다. 드룹은 AC 전압 제어기에서 기준값
Figure 112012004452967-pct00118
에 대해 작용한다. 이러한 유형의 드룹 제어의 일 구현예는 소호각
Figure 112012004452967-pct00119
의 실제값, 가용 최대 및 최소 소호각 값
Figure 112012004452967-pct00120
및
Figure 112012004452967-pct00121
각각, 및 이득
Figure 112012004452967-pct00122
을 이용할 수 있다. 일반적으로,
Figure 112012004452967-pct00123
은 20 단위 (unit) 로 설정된다. 다음 표현식이 사용될 수도 있다.
Figure 112012004452967-pct00124
식 (12) 에 따라 드룹 제어를 수행하는 하나의 하드웨어 솔루션을 개요하는 블록 구성도가 도 11 에 도식적으로 도시되어 있다. 따라서, 도 11 은 드룹 제어 유닛 (87) 을 도시한다.
여기에서, 최대 소호각
Figure 112012004452967-pct00125
및 최소 소호각
Figure 112012004452967-pct00126
(일부의 경우에서 22°) 를 수신하는 2개의 입력을 가진 제 4 합산 유닛 (88) 이 있다. 이러한 합산 유닛과 병렬로, 동일한 2개의 신호를 수신하는 제 7 조합 유닛 (90) 이 있다. 제 4 합산 유닛 (88) 은 2개의 각도들의 합을 형성하며, 제 7 조합 유닛 (90) 은 2개의 각도들의 차이를 형성한다. 제 4 합산 유닛 (88) 의 출력은 제 1 제산 (dividing) 유닛 (92) 의 입력에 접속되며, 제 7 조합 유닛 (90) 의 출력이 제 2 제산 유닛 (94) 의 입력에 접속된다. 이들 2개의 제산 유닛 (92 및 94) 은 합과 차이를 각각 2로 제산한다. 또한, 제 1 제산 유닛 (92) 은 실제 소호각
Figure 112012004452967-pct00127
을 또한 수신하고 이들 둘을 조합하는 제 8 조합 유닛 (96) 에 접속된다. 이러한 경우에서, 조합은 실제 소호각
Figure 112012004452967-pct00128
으로부터 제 1 제산 유닛 (92) 에 의해 제공되는 기여를 감산함으로써 수행될 수 있다. 제 8 조합 유닛 (96) 은 그 결과를 제 3 제산 유닛 (98) 에 제공하고, 이 제 3 제산 유닛 (98) 은 또한 제 2 제산 유닛 (94) 에 의해 이루어진 제산의 결과를 수신한다. 제 3 제산 유닛 (98) 은 제 8 조합 유닛 (96) 으로부터 수신된 조합 결과를 제 2 제산 유닛 (94) 에 의해 수행된 제산의 결과로 나누고, 이 후자의 제산의 결과를 제 4 제산 유닛 (100) 에 공급하고, 이 제 4 제산 유닛은 수신하는 값을 이득
Figure 112012004452967-pct00129
으로 제산한다. 이러한 마지막 제산의 결과는 제 5 합산 유닛 (102) 으로 제공되고, 제 5 합산 유닛은 제산의 결과를 전압 기준값
Figure 112012004452967-pct00130
에 가산하고, 이러한 연산의 결과를 조정된 전압 기준
Figure 112012004452967-pct00131
으로서 제공한다.
따라서, 도 11 에서의 유닛들이 식 (12) 에 나타낸 기능을 수행하는 것을 알 수 있다. 이러한 방식으로, 드룹 제어 유닛 (87) 은 여기서, 드룹 이득, 및 최대 및 최소 정류 마진에 기초하여, 전압 기준을 조정하는 것을 통해 AC 전압 의존 제어 인자를 적응시킨다.
컨버터는 AC 네트워크의 어떤 비정상 조건 하에서 동작되는 것이 가능하다. AC 버스 전압을 제어하기 위하여, 최대 정상 무효 전력 흡수 능력을 제외하고 컨버터의 동작을 필요로 할 것이다. 이러한 조건을 방지하기 위하여, 제어기에, 실제 소호각
Figure 112012004452967-pct00132
과 최대 허용 각도
Figure 112012004452967-pct00133
를 비교하는 추가적인 루프가 도입된다. 실제 소호각이 최대값을 초과하면, AC 전압 제어기에 대한 AC 전압 기준이 완화되어 오퍼레이터에 의해 설정된 다른 값들에서의 동작을 허용한다. 이러한 조건하에서, 기준값은 오퍼레이터에 의해 설정된 값 보다 높은 값으로 드리프트된다.
이러한 기능의 구현은 전압 제어 완화 유닛 (103) 을 나타낸 도 12 에 제공된 블록도에 따라 이루어질 수도 있다.
도 12 에서, 실제 소호각
Figure 112012004452967-pct00134
및 최대 허용 각도
Figure 112012004452967-pct00135
를 수신하는 제 9 조합 유닛 (104) 이 있다. 그 후, 제 9 조합 유닛 (104) 은 그 둘 사이의 차이를 결정한다. 이러한 차이는 실제 허용 소호각과 최대 허용 소호각 사이의 차이의 적분을 수행하는 제 3 적분 유닛 (106) 에 제공된다. 그 후, 적분된 차이는 제 3 적분 유닛 (106) 으로부터 제 6 합산 유닛 (108) 으로 제공되고, 여기서 적분된 차이가 조정된 전압 기준
Figure 112012004452967-pct00136
에 가산되고, 그 결과, 제한된 전압 기준
Figure 112012004452967-pct00137
이 얻어진다. 이러한 기능은, 대안으로서, 원래의 비조정 (non-adjusted) 전압 기준
Figure 112012004452967-pct00138
과 관련하여 구현될 수 있다.
AC 전압 기준이 통상적으로 1.05 pu 일 수도 있는 최대 정상 동작 조건을 초과하면, 컨버터는 정상 설계 값 외부에서 동작할 것이다. 이것을 방지하기 위하여, AC 전압 제어 인자를 동작 조건 임계값과 비교하는 이탈 (deviating) 동작 검출 유닛이 제공될 수도 있다. 도 13 은 이러한 이탈 동작 검출 유닛 (109) 을 도식적으로 도시한다. 이탈 동작 검출 유닛 (109) 은 여기서 기준 전압
Figure 112012004452967-pct00139
에 의해 예시되는 AC 전압 의존 제어 인자를 나타내는 값을 수신하고, 그것을 여기서 일 예로서, 1.05 pu 로 설정되는 동작 전압 임계값과 비교한다. 이러한 임계값이 초과되면, 이탈 동작 검출 유닛 (109) 은 전력 감소 오더 PRO 를 제 1 제어 유닛으로 전송하여, 전압이 1.05 pu 에 도달할 때까지, 전력 라인 (20) 상의 전류를 감소시킨다. 비정상 상태가 발생하면, 이탈 동작 검출 유닛은 이러한 방식으로 자동 전력 감소를 보장할 수도 있다.
모든 제어 기능들이 조합되는 경우, 전체 제어 방식은 작은 신호 안정성의 관점에서 뿐만 아니라, 접속된 AC 그리드의 고장 상태하에서의 성능의 관점에서, 강건하다 (robust). 이것은 높은 SCR
Figure 112012004452967-pct00140
또는 낮은 SCR
Figure 112012004452967-pct00141
을 갖는 접속된 상이한 AC 시스템을 고려하여 검증되었다.
이전에, 전형적인 컨버터는, 일정한 정류 마진, 일정한 γ 값에서 동작하는 경우에, 전형적인 컨버터, CCC 컨버터 및 본 발명의 원리에 따라 제어되는 CCC 컨버터에 대한 Udc/Idc 특징의 비교를 나타내는 도 14 의 곡선 110 으로 나타낸 바와 같이 음의 임피던스 정적 특징을 발생시킨다는 것이 언급되었다. 대안으로서, 제어 시스템의 작은 신호 안정성을 향상시키기 위하여, 약간의 양의 임피던스 특징을 발생시키는 일정한 점호각 α 를 유지함으로써 제어를 변경할 수 있다. CCC 컨버터에 의해, 정류 마진은 직류의 증가시에 증가하며, 따라서 인버터 임피던스 특징이 도 14 에서 알 수 있는 바와 같이, 일정한 정류 마진 동작으로도 향상된다 (곡선 112).
이하, 인버터 CCC 컨버터가 AC 전압을 일정하게 유지하여 동작하고 있으면, 양의 인버터 임피던스 특징이 도 14 에 나타낸 바와 같이 (곡선 114) 얻어진다는 것을 가정한다. DC 전류의 증가에 따라, 정류 커패시터로부터 기여가 또한 증가하여, 밸브에 대한 추가 정류 마진을 제공하는 것이 관찰되어야 한다. 이것은 DC 전류의 증가에 따라 점호각을 증가시켜, 일정한 정류 마진의 유지를 허용한다. 또한, AC 전압이 제 2 제어 유닛, 즉, 본 발명의 제어 유닛에 의해 일정하게 유지되기 때문에, 정류 마진이 감소될 수 있고, 이것은 AC 시스템 임피던스에 민감하지 않게 되는 AC 특징을 발생시킨다.
또한, CCC 를 이용하는 경우에, 직류의 증가가 정류 커패시터로부터의 정류 전압 기여를 발생시키고, 이것은 감소된 무효 전력 소비를 발생시키는 동작 점호각 범위를 확장한다는 것이 이전에 언급되었다. CCC 전력 특징의 결과는 MPC 에서, 피크 전력 전송의 포인트에 대한 마진이 상당히 향상되어, 전형적인 컨버터에 비해 더 양호한 안정성을 발생시킨다는 것이다.
Figure 112012004452967-pct00142
를 가진 시스템에 접속된 인버터 CCC 컨버터에 대한 통상의 MPC 곡선이, 일정한 정류 마진 제어를 가진 CCC 인버터 컨버터 및 본 발명에 따른 일정한 AC 전압 제어를 가진 CCC 컨버터에 대한 MPC 곡선을 나타낸 도 15 에 도시되어 있다 (곡선 116).
이제, CCC 인버터 컨버터가 일정한 AC 전압으로 동작하고 있다고 가정하면, AC 전압이 컨버터에 의해 제어되기 때문에, MPC 곡선이 접속된 AC 시스템에 민감하지 않게 된다. 공칭 동작 포인트로부터 직류
Figure 112012004452967-pct00143
를 동적으로 변경하는 경우의 시스템 응답은 도 15 에 나타낸 바와 같이 직선이다 (곡선 118). 원칙적으로, MPC 는, 곡선이 수동 네트워크의 경우에도 (SCR = 0), 어떠한 접속된 AC 시스템에서, 최대 피크값을 갖지 않기 때문에 안정성 제한이 없다는 것을 나타낸다.
본 발명의 제어 디바이스는 별도의 회로를 이용하여 제공될 수도 있다. 대안으로서, 프로세서상에서 구동될 때에 원하는 제어 기능을 수행하는 컴퓨터 프로그램 코드를 포함하는 수반하는 프로그램 메모리를 가진 프로세서의 형태로 제공될 수도 있다는 것을 또한 인식해야 한다.
또한, 제어 디바이스는 인버터 컨버터의 일부일 수도 있다.
본 발명의 컨버터는 바람직하게는 CCC 컨버터이다. 이러한 유형의 컨버터에서, 컨버터의 전압 변환부와 AC 전압 버스 사이에 직렬로 접속된 적어도 하나의 커패시터가 있어야 한다.
상술한 논의로부터, 본 발명은 다수의 방식으로 변경될 수 있다는 것이 명백하다. 따라서, 본 발명은 아래의 청구범위에 의해서만 제한된다는 것을 인식해야 한다.

Claims (19)

  1. AC 전력 시스템 (14) 의 AC 전압 버스 (13) 에 접속되고, DC 전력과 AC 전력 사이에서 변환하는 커패시터 정류 인버터 디바이스 (18) 를 제어하는 방법으로서,
    상기 인버터 디바이스 (18) 는 6-펄스 밸브 브리지에서 다수의 컨버터 밸브들 (V1, V2, V3, V4, V5, V6) 을 포함하고,
    상기 방법은,
    상기 AC 전압 버스에서 전압의 측정값들
    Figure 112016087969910-pct00198
    을 수신하는 단계 (50),
    일정한 AC 전압을 제공하기 위해 최대 제한 신호
    Figure 112016087969910-pct00199
    를 증가시키거나 감소시키는 AC 전압 의존 제어 인자
    Figure 112016087969910-pct00200
    를 획득하기 위해 (52) 비례 제어 브랜치에서 상기 측정된 AC 전압을 인가하는 단계,
    소정의 정류 마진 (commutation margin) 기준
    Figure 112016087969910-pct00201
    에 대해 계산된 점호각으로서 정류 마진에 기초하여 제어 인자
    Figure 112016087969910-pct00202
    를 결정하는 단계 (56),
    상기 최대 제한 신호
    Figure 112016087969910-pct00203
    로서 정류 마진 기반 제어 인자 및 상기 AC 전압 의존 제어 인자 중 낮은 것의 선택을 통해 상기 AC 전압 의존 제어 인자 및 상기 정류 마진 기반 제어 인자를 조합하는 단계 (58), 및
    직류 제어에 기초하고 최대 제한에 대해 강제되는 점호각 오더를 결정하는 DC 전류 제어기 증폭기 (32) 의 최대 출력 제한 단자 (max lim) 로의 상기 최대 제한 신호의 제공, 및 상기 AC 전압 버스에 대한 무효 전력을 생성하거나 상기 AC 전압 버스로부터 상기 무효 전력을 흡수하기 위해 상기 DC 전류 제어기 증폭기의 출력에서 점호각 오더
    Figure 112016087969910-pct00204
    를 사용한 상기 컨버터 밸브들의 점호각
    Figure 112016087969910-pct00205
    의 제어 (64) 를 통해 상기 수신된 측정값들에 기초하여 상기 버스상에 일정한 AC 전압을 제공하도록 상기 인버터 디바이스를 제어하는 단계를 포함하는, 커패시터 정류 인버터 디바이스를 제어하는 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    드룹 (droop) 이득
    Figure 112012005164283-pct00206
    , 및 최대 및 최소 정류 마진
    Figure 112012005164283-pct00207
    에 기초하여 상기 AC 전압 의존 제어 인자를 조정하는 단계를 더 포함하는, 커패시터 정류 인버터 디바이스를 제어하는 방법.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 AC 전압 의존 제어 인자
    Figure 112012005164283-pct00208
    를 동작 조건 임계값과 비교하고, 상기 임계값이 초과되는 경우에, DC 전력 라인 (20) 의 DC 전류를 감소시키기 위해 상기 DC 전력 라인 (20) 을 통해 상기 인버터에 접속되는 정류기 (16) 에 대한 제어 유닛 (22) 으로 전력 감소 오더 (PRO) 를 전송하는 단계를 더 포함하는, 커패시터 정류 인버터 디바이스를 제어하는 방법.
  4. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 AC 전압 의존 제어 인자는, 상기 점호각의 제어에 사용되는 가변 최대 점호각 지연
    Figure 112015018202384-pct00209
    을 획득하기 위하여 사용되는, 커패시터 정류 인버터 디바이스를 제어하는 방법.
  5. 6-펄스 밸브 브리지에서 다수의 컨버터 밸브들 (V1, V2, V3, V4, V5, V6) 을 포함하고, AC 전력 시스템 (14) 의 AC 전압 버스 (13) 에 접속되는 커패시터 정류 인버터 디바이스 (18) 를 제어하는 제어 디바이스 (24) 로서,
    비례 제어 브랜치를 포함하고, 일정한 AC 전압을 제공하기 위해 최대 제한 신호
    Figure 112016087969910-pct00210
    를 증가시키거나 감소시키는 AC 전압 의존 제어 인자
    Figure 112016087969910-pct00211
    를 획득하기 위해 상기 비례 제어 브랜치에서의 상기 AC 전압 버스에서 측정된 AC 전압들을 인가하도록 구성된 AC 전압 제어기 (36) 로서, 점호각의 제어가 상기 AC 전압 의존 제어 인자 및 정류 마진
    Figure 112016087969910-pct00212
    에 기초하여 이루어지는, 상기 AC 전압 제어기,
    소정의 정류 마진 기준
    Figure 112016087969910-pct00213
    에 대해 계산된 점호각으로서 상기 정류 마진에 기초하여 제어 인자
    Figure 112016087969910-pct00214
    를 결정하도록 구성된
    Figure 112016087969910-pct00215
    제어기 (44),
    상기 최대 제한 신호로서 정류 마진 기반 제어 인자 및 상기 AC 전압 의존 제어 인자 중 낮은 것의 선택을 통해 상기 AC 전압 의존 제어 인자 및 상기 정류 마진 기반 제어 인자를 조합하도록 구성된 조합 유닛 (42), 및
    최대 제한 단자 (max lim) 를 통해 상기 조합 유닛에 접속된 전류 제어기 증폭기 (32) 를 포함하고,
    상기 조합 유닛은, 직류 제어에 기초하고 최대 제한에 대해 강제되는 점호각 오더를 결정하는 DC 전류 제어기 증폭기 (32)의 최대 출력 제한 단자 (max lim) 로 상기 최대 제한 신호를 제공하도록 또한 구성되고,
    상기 DC 전류 제어기 증폭기는, 상기 버스상에 일정한 AC 전압을 제공하기 위해 상기 인버터 디바이스의 상기 컨버터 밸브들의 상기 점호각을 제어하고, 상기 AC 전압 버스에 무효 전력을 생성하거나 상기 AC 전압 버스로부터 상기 무효 전력을 흡수하기 위한 출력으로서 점호각 오더
    Figure 112016087969910-pct00216
    를 제공하도록 구성되는, 커패시터 정류 인버터 디바이스를 제어하는 제어 디바이스.
  6. 제 5 항에 있어서,
    드룹 이득
    Figure 112012005164283-pct00217
    , 및 최대 및 최소 정류 마진
    Figure 112012005164283-pct00218
    에 기초하여 상기 AC 전압 의존 제어 인자를 조정하도록 구성된 드룹 제어 유닛 (87) 을 더 포함하는, 커패시터 정류 인버터 디바이스를 제어하는 제어 디바이스.
  7. 제 5 항에 있어서,
    상기 AC 전압 의존 제어 인자
    Figure 112016087969910-pct00219
    를 동작 조건 임계값과 비교하고, 상기 임계값이 초과되는 경우에, DC 전력 라인 (20) 의 DC 전류를 감소시키기 위해 상기 DC 전력 라인 (20) 을 통해 상기 인버터 디바이스에 접속되는 정류기 (16) 에 대한 제어 유닛 (22) 으로 전력 감소 오더 (PRO) 를 전송하도록 구성된 일탈 동작 검출 유닛 (109) 을 더 포함하는, 커패시터 정류 인버터 디바이스를 제어하는 제어 디바이스.
  8. AC 전력 시스템 (14) 의 AC 전압 버스 (13) 에 대한 접속용이고, DC 전력과 AC 전력 사이에서 변환하도록 구성된 커패시터 정류 인버터 디바이스 (18) 로서,
    전압 변환부, 및
    제 5 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 기재된 제어 디바이스 (24) 를 포함하는, 커패시터 정류 인버터 디바이스.
  9. AC 전력 시스템 (14) 의 AC 전압 버스 (13) 에 대한 접속용이고, DC 전력과 AC 전력 사이에서 변환하도록 구성된 커패시터 정류 인버터 디바이스 (18) 및 제 5 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 기재된 제어 디바이스 (24) 를 포함하는, 직류 송전 시스템 (10).
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