KR101603566B1 - Semiconductor device drive circuit and semiconductor device drive unit - Google Patents
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Abstract
본 발명은 소형화가 가능한 반도체 디바이스 구동회로의 제공을 목적으로 한다. 반도체 디바이스 구동회로(100)는, 하이사이드 스위칭 소자(5)를 온/오프 구동하는 하이사이드 드라이버(3)와, 로우사이드 스위칭 소자(6)를 온/오프 구동하는 로우 사이드 드라이버(4)와, 하이사이드 스위칭 소자(5)의 온에 연동해서 온되는 제어용 스위칭 소자(14)를 구비하고, 로우 사이드 드라이버(4)의 정전위 입력 단자는, 외부의 제1 전압원(11)의 정전위 VCC과 접속되고, 로우 사이드 드라이버(4)의 부전위 입력 단자는, 외부의 제2 전압원(12)의 음측과 접속되고, 제2 전압원의 양측은 기준 전위 GND와 접속되고, 접속점 VS와, 하이사이드 드라이버(3)의 부전위 입력 단자 사이에는 외부의 부전위용 커패시터(18)가 삽입되고, 하이사이드 스위칭 소자(5)와 제어용 스위칭 소자(14)는, 부전위용 커패시터(18)와 고전압원(8)과 함께 루프를 형성한다.An object of the present invention is to provide a semiconductor device driver circuit capable of miniaturization. The semiconductor device driving circuit 100 includes a high side driver 3 for on / off driving the high side switching element 5, a low side driver 4 for on / off driving the low side switching element 6, And a control switching element 14 that is turned on in conjunction with the ON state of the high side switching element 5. The positive potential input terminal of the low side driver 4 is connected to the positive potential VCC Side input terminal of the low-side driver 4 is connected to the negative side of the external second voltage source 12, both sides of the second voltage source are connected to the reference potential GND, and the connection point VS and the high- A capacitor 18 for an external negative voltage is inserted between the negative input terminals of the driver 3 and the high side switching element 5 and the controlling switching element 14 are connected between the negative voltage capacitor 18 and the high voltage source 8 ) To form a loop.
Description
본 발명은, 반도체 디바이스 구동회로에 관한 것으로서, 특히, 외부의 고전압원에 접속된 외부의 하이사이드(high-side) 스위칭 소자 및 상기 하이사이드 스위칭 소자와 기준전위 사이에 직렬 접속된 외부의 로우사이드(low-side) 스위칭 소자를 온/오프 구동함으로써, 외부의 부하를 구동하는 반도체 디바이스 구동회로에 관한 것이다.
More particularly, the present invention relates to an external high-side switching element connected to an external high-voltage source, and an external low-side switching element connected in series between the high-side switching element and the reference potential. to a semiconductor device driving circuit for driving an external load by turning on / off a low-side switching element.
게이트 임계값이 낮은 MOSFET, IGBT 등의 스위칭 디바이스를 구동하는 경우, 턴오프시에 디바이스 기준전위(소스 전위)에 대해 부전위를 인가할 필요가 있다.When driving a switching device such as a MOSFET or an IGBT having a low gate threshold value, it is necessary to apply a negative potential to the device reference potential (source potential) during turn-off.
스위칭 디바이스를 구동하기 위해, 스위칭 디바이스를 턴온/오프하기 위해, 하이사이드 스위칭 소자와, 로우사이드 스위칭 소자가 사용된다. 각 스위칭 소자의 정전위 입력 단자에는 각 스위칭 소자의 소스를 기준으로 한 정전위가 인가되고, 또한, 각 스위칭 소자의 부전위 입력 단자에는 각 스위칭 소자의 소스를 기준으로 한 부전위가 인가될 필요가 있다.To drive the switching device, a high side switching element and a low side switching element are used to turn on / off the switching device. A positive potential based on the source of each switching element is applied to the positive input terminal of each switching element and a negative potential based on the source of each switching element is applied to the negative input terminal of each switching element .
각 스위칭 소자의 정부의 전위용으로 전압원을 개별적으로 설치한 경우, 회로 규모가 증대하여 바람직하지 않다. 따라서, 로우사이드 스위칭 소자의 정전위용의 전압원에 부트스트랩 회로를 접속하고, 하이사이드 스위칭 소자의 정전위를 생성하는 기술이 알려져 있다.When the voltage sources are individually provided for the potential of the respective switching elements, the circuit scale increases, which is not preferable. Therefore, a technique is known in which a bootstrap circuit is connected to a voltage source for a positive potential of a low-side switching element, and a positive potential of the high-side switching element is generated.
또한, 하이사이드 스위칭 소자의 소스와 부전위 입력 단자 사이에 커패시터를 설치하고, 로우사이드 스위칭 소자의 부전위용의 전압원에 의해 커패시터를 충전하여, 하이사이드 스위칭 소자의 부전위를 생성하는 기술이 알려져 있다(예를 들면, 특허문헌 1 참조). 이 경우, 커패시터의 충방전을 제어하는 제어용 스위칭 소자가 설치된다. 특허문헌 1 기재의 전력변환기에 따르면, 제어용 스위칭 소자의 온은, 로우사이드 스위칭 소자의 온과 연동되어 있어, 로우사이드 스위칭 소자가 온되고 있는 동안에, 커패시터의 충전이 행해진다.
A technique is also known in which a capacitor is provided between a source and a negative input terminal of a high side switching element and a capacitor is charged by a voltage source for a negative side of the low side switching element to generate a negative potential of the high side switching element (See, for example, Patent Document 1). In this case, a control switching element for controlling charge / discharge of the capacitor is provided. According to the power converter described in
상기한 특허문헌 1에 기재된 전력변환기에 있어서, 제어용 스위칭 소자가 오프인 동안에, 소자의 양단에는 부하(MOSFET, IGBT 등의 스위칭 디바이스)의 전원인 고전압이 인가되기 때문에, 제어용 스위칭 소자에는 고내압성이 요구된다. 또한, 커패시터를 충전하는데 충분한 높은 전류 성능이 요구된다. 따라서, 제어용 스위칭 소자의 사이즈가 커져, 회로 전체로서 대형화하는 문제가 있었다.In the power converter described in
본 발명은, 이상과 같은 과제를 해결하기 위해 이루어진 것으로, 종래보다도 소형화가 가능한 반도체 디바이스 구동회로의 제공을 목적으로 한다.
SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above problems, and it is an object of the present invention to provide a semiconductor device driver circuit which can be downsized as compared with the prior art.
본 발명에 관한 반도체 디바이스 구동회로는, 외부의 고전압원에 접속된 외부의 하이사이드 스위칭 소자 및 하이사이드 스위칭 소자와 기준전위 사이에 직렬 접속된 외부의 로우사이드 스위칭 소자를 온/오프 구동함으로써, 외부의 반도체 디바이스를 구동하는 반도체 디바이스 구동회로로서, 하이사이드 스위칭 소자를 온/오프 구동하는 하이사이드 드라이버와, 로우사이드 스위칭 소자를 온/오프 구동하는 로우 사이드 드라이버와, 하이사이드 스위칭 소자의 온에 연동해서 온되는 제어용 스위칭 소자를 구비하고, 로우 사이드 드라이버의 정전위 입력 단자는, 외부의 제1 전압원의 정전위와 접속되고, 제1 전압원의 부전위는 기준전위와 접속되고, 로우 사이드 드라이버의 부전위 입력 단자는, 외부의 제2 전압원의 부전위와 접속되고, 제2 전압원의 정전위는 상기 기준전위와 접속되고, 하이사이드 드라이버의 정전위 입력 단자는, 하이사이드 스위칭 소자와 로우사이드 스위칭 소자의 접속점을 기준으로 한 양 전압을 인가하는 외부의 부트스트랩 회로와 접속되고, 하이사이드 스위칭 소자와 로우사이드 스위칭 소자의 접속점과, 하이사이드 드라이버의 부전위 입력 단자와의 사이에는 외부의 부전위용 커패시터가 삽입되고, 하이사이드 스위칭 소자와 제어용 스위칭 소자는, 부전위용 커패시터와, 고전압원과 함께 루프를 형성하는 것을 특징으로 한다.
The semiconductor device driving circuit according to the present invention drives and controls an external high-side switching element and an external low-side switching element connected in series between a high-side switching element and a reference potential connected to an external high- A semiconductor device driving circuit for driving a semiconductor device of a high-side switching device, comprising: a high-side driver for on / off-driving a high-side switching element; a low-side driver for on / The negative input terminal of the low side driver is connected to the positive potential of the first external voltage source, the negative potential of the first voltage source is connected to the reference potential, and the negative potential of the low side driver The input terminal is connected to the negative potential of the second external voltage source, The potential is connected to the reference potential and the constant potential input terminal of the high side driver is connected to an external bootstrap circuit for applying a positive voltage with reference to the connection point of the high side switching element and the low side switching element, A capacitor for external sub-potential is inserted between the connection point of the switching element and the low-side switching element and the sub-potential input terminal of the high-side driver, and the high-side switching element and the control switching element comprise a capacitor for the sub- Thereby forming a loop together.
본 발명에 관한 반도체 디바이스 구동회로에 따르면, 제어용 스위칭 소자가 온일 때, 제어용 스위칭 소자의 소스, 드레인 사이에는 고전압원에 의해 높은 전압이 인가된다. 즉, 제어용 스위칭 소자는 포화 영역에서 동작하기 때문에, 부전위용 커패시터에 충분한 전류를 흘리는 것이 가능하다. 또한, 제어용 스위칭 소자가 오프일 때, 제어용 스위칭 소자의 양단에는 제2 전압원 정도의 전압밖에 인가되지 않기 때문에, 제어용 스위칭 소자에는, 고내압성이 요구되지 않는다. 따라서, 제어용 스위칭 소자에 대한 고전류 능력 및 고내압성의 요구가 완화된다. 즉, 제어용 스위칭 소자를 보다 소형화하는 것이 가능하다. 제어용 스위칭 소자의 소형화가 가능해짐으로써 반도체 디바이스 구동회로 전체를 1개의 칩에, 보다 용이하게 집적하는 것이 가능해진다.
According to the semiconductor device driver circuit of the present invention, when the control switching element is on, a high voltage is applied between the source and the drain of the control switching element by a high voltage source. That is, since the control switching element operates in the saturation region, it is possible to pass a sufficient current to the capacitor for the sub-field. When the switching element for control is off, only the voltage of about the second voltage source is applied to both ends of the switching element for control, so that the control switching element is not required to have high voltage resistance. Therefore, the demand for high current capability and high voltage resistance for the switching element for control is alleviated. That is, it is possible to further reduce the size of the switching element for control. It becomes possible to reduce the size of the control switching element, thereby making it possible to more easily integrate the entire semiconductor device driver circuit into one chip.
도 1은 실시형태 1에 관한 반도체 디바이스 구동회로의 구성을 도시한 도면이다.
도 2는 실시형태 1에 관한 고압 레벨 시프트 회로의 구성예를 도시한 도면이다.
도 3은 실시형태 1에 관한 전압 클램프회로의 구성예를 도시한 도면이다.
도 4는 실시형태 1에 관한 충전 전류 보정회로의 구성예를 도시한 도면이다.
도 5는 실시형태 1에 관한 반도체 디바이스 구동회로의 동작 시퀀스를 도시한 도면이다.
도 6은 실시형태 1에 관한 제어용 스위칭 소자의 동작 영역을 도시한 도면이다.
도 7은 실시형태 2에 관한 스위치 제어회로의 구성예를 도시한 도면이다.
도 8은 실시형태 2에 관한 반도체 디바이스 구동회로의 동작 시퀀스를 도시한 도면이다.
도 9는 실시형태 3에 관한 반도체 디바이스 구동회로의 구성을 도시한 도면이다.
도 10은 실시형태 3에 관한 전압 클램프회로의 구성예를 도시한 도면이다.
도 11은 실시형태 3에 관한 고압 역레벨 시프트 회로의 구성예를 도시한 도면이다.
도 12는 실시형태 3에 관한 스위치 제어회로의 구성예를 도시한 도면이다.
도 13은 실시형태 3에 관한 반도체 디바이스 구동회로의 동작 시퀀스를 도시한 도면이다.
도 14는 실시형태 4에 관한 반도체 디바이스 구동회로의 구성을 도시한 도면이다.
도 15는 실시형태 4에 관한 저압 레벨 시프트 회로의 구성예를 도시한 도면이다.
도 16은 실시형태 4에 관한 반도체 디바이스 구동회로의 동작 시퀀스를 도시한 도면이다.
도 17은 실시형태 5에 관한 반도체 디바이스 구동회로의 구성을 도시한 도면이다.
도 18은 실시형태 5에 관한 반도체 디바이스 구동회로의 동작 시퀀스를 도시한 도면이다.BRIEF DESCRIPTION OF DRAWINGS FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a semiconductor device driver circuit according to a first embodiment. FIG.
2 is a diagram showing a configuration example of a high-voltage level shift circuit according to the first embodiment.
3 is a diagram showing a configuration example of the voltage clamp circuit according to the first embodiment.
4 is a diagram showing a configuration example of a charge current correction circuit according to the first embodiment.
5 is a diagram showing an operation sequence of the semiconductor device driver circuit according to the first embodiment.
6 is a diagram showing an operation region of the control switching element according to the first embodiment.
7 is a diagram showing a configuration example of a switch control circuit according to the second embodiment.
8 is a diagram showing an operation sequence of the semiconductor device driver circuit according to the second embodiment.
9 is a diagram showing the configuration of the semiconductor device driver circuit according to the third embodiment.
10 is a diagram showing a configuration example of a voltage clamp circuit according to the third embodiment.
11 is a diagram showing a configuration example of a high-voltage reverse-level shift circuit according to the third embodiment.
12 is a diagram showing a configuration example of a switch control circuit according to the third embodiment.
13 is a diagram showing an operation sequence of the semiconductor device driver circuit according to the third embodiment.
14 is a diagram showing a configuration of a semiconductor device driver circuit according to the fourth embodiment.
15 is a diagram showing a configuration example of a low-voltage level shift circuit according to the fourth embodiment.
16 is a diagram showing an operation sequence of the semiconductor device driver circuit according to the fourth embodiment.
17 is a diagram showing a configuration of a semiconductor device driver circuit according to
18 is a diagram showing an operation sequence of the semiconductor device driver circuit according to the fifth embodiment.
<실시형태 1>≪
<구성><Configuration>
도 1에, 본 실시형태에 있어서의 반도체 디바이스 구동장치의 구성을 나타낸다. 본 실시형태에 있어서의 반도체 디바이스 구동장치는, 반도체 디바이스 구동회로(100), 후술하는 부트스트랩 회로(20) 및 부전위용 커패시터(18)를 구비한다. 반도체 디바이스 구동장치는, 부하(7)를 온/오프 구동하는 하이사이드 스위칭 소자(5) 및 로우사이드 스위칭 소자(6)를 더 구비한다. 하이사이드 스위칭 소자(5) 및 로우사이드 스위칭 소자(6)는 예를 들면 n형 MOSFET이다.Fig. 1 shows a configuration of a semiconductor device driving apparatus according to the present embodiment. The semiconductor device driving apparatus according to the present embodiment includes a semiconductor
반도체 디바이스 구동회로(100)는, 외부의 하이사이드 스위칭 소자(5), 로우사이드 스위칭 소자(6)를 각각 온/오프 구동하기 위한 하이사이드 드라이버(3)와 로우 사이드 드라이버(4)를 구비한다. 하이사이드 스위칭 소자(5) 및 로우사이드 스위칭 소자(6)의 온/오프를 행함으로써, 외부의 부하(즉 반도체 디바이스)(7)를 구동한다.The semiconductor
하이사이드 스위칭 소자(5) 및 로우사이드 스위칭 소자(6)는 직렬 접속되어 있고, 로우사이드 스위칭 소자(6)의 소스는 기준 전위 GND에 접속되어 있다. 하이사이드 스위칭 소자(5)의 드레인은 외부의 고전압원(8)의 정전위와 접속되고, 고전압원(8)의 부전위측은 기준 전위 GND에 접속되어 있다. 부하(7)는, 하이사이드 스위칭 소자(5)와 로우사이드 스위칭 소자(6)의 접속점 VS와, 기준 전위 GND 사이에 접속되어 있다.The high
로우 사이드 드라이버(4)의 정전위 입력 단자는, 외부의 제1 전압원(11)의 정전위 VCC과 접속되어 있다. 제1 전압원(11)의 부전위는, 기준 전위 GND와 접속되어 있다.The positive input terminal of the
또한, 로우 사이드 드라이버(4)의 부전위 입력 단자는, 외부의 제2 전압원(12)의 부전위와 접속되고, 제2 전압원(12)의 부전위는 기준 전위 LGND와 접속되어 있다. 또한, 제2 전압원(12)의 정전위는 기준 전위 GND와 접속되어 있다.The negative input terminal of the
하이사이드 드라이버(3)의 정전위 입력 단자는, 접속점 VS를 기준으로 한 양 전압을 인가하는 외부의 부트스트랩 회로(20)와 접속되어 있다.The constant-potential input terminal of the high-
부트스트랩 회로(20)는, 제1 전압원(11)과 접속점 VS 사이에 직렬 접속된 저항 소자(9), 다이오드(10) 및 정전위용 커패시터(17)에 의해 구성된다. 정전위용 커패시터(17)는, 하이사이드 드라이버(3)의 정전위 입력 단자와 접속점 VS 사이에 접속된다. 접속점 VS와, 하이사이드 드라이버(3)의 부전위 입력 단자 사이에는 외부의 부전위용 커패시터(18)가 삽입된다.The
본 실시형태에 있어서의 반도체 디바이스 구동회로(100)는, 제어용 스위칭 소자(14) 및 제어용 스위칭 소자의 온/오프를 제어하는 스위치 제어회로(13)를 더 구비한다. 제어용 스위칭 소자(14)의 소스는 기준 전위 LGND에 접속되고, 드레인은 하이사이드 드라이버(3)의 부전위 입력 단자에 접속되어 있다.The semiconductor
본 실시형태에 있어서의 반도체 디바이스 구동회로(100)는, 입력회로(1)를 더 구비한다. 입력회로(1)에는, 하이사이드 드라이버(3)의 온/오프를 제어하는 하이사이드 신호 HIN과, 로우 사이드 드라이버(4)의 온/오프를 제어하는 로우사이드 신호 LIN이 입력된다.The semiconductor
하이사이드 드라이버(3)의 전단의 고압 레벨 시프트 회로(2) 및 스위치 제어회로(13)에는, 입력회로(1)를 거쳐, 하이사이드 신호 HIN이 입력된다. 또한, 로우 사이드 드라이버(4)에는, 입력회로(1)를 거쳐, 로우사이드 신호 LIN이 입력된다.The high-side
스위치 제어회로(13)에는, 하이사이드 신호 HIN과 동일한 파형의 신호 LSB이 입력회로(1)를 거쳐 입력된다. 또한, 스위치 제어회로(13)에는 스위치용 신호 LSA가 입력되고, 신호 LSB과 스위치용 신호 LSA의 적어도 한쪽이 하이 레벨일 때, 하이 레벨의 신호를 접속점 SOUT에 출력한다.To the
고압 레벨 시프트 회로(2)의 일례를 도 2에 나타낸다. 고압 레벨 시프트 회로(2)는, 입력측의 정부의 전위(정전위 VCC, 기준 전위 LGND)를 기준으로 한 신호의 신호 레벨을, 출력측의 정부의 전위(접속점 VB, LVS)를 기준으로 한 신호 레벨로 변환하는 기능을 갖는 회로이다.An example of the high-voltage
이때, 도 1에 나타낸 것과 같이 부전위용 커패시터(18)의 양단에, 전압 클램프회로(16)를 삽입해도 된다. 전압 클램프회로(16)는, 부전위용 커패시터(18)의 양단의 전압이 소정값을 초과한 경우에는, 부전위용 커패시터(18)의 양단의 전압을 소정값으로 고정하는 기능을 갖는다. 전압 클램프회로(16)의 일례를 도 3에 나타낸다.At this time, as shown in Fig. 1, the
또한, 도 1에 나타낸 것과 같이, 접속점 VB, VS, LVS에 접속하도록 충전 전류 보정회로(15)를 추가해서 설치해도 된다. 충전 전류 보정회로(15)의 일례를 도 4에 나타낸다. 이때, 충전 전류 보정회로(15)의 기능에 대해서는 후술한다.
1, the charge
<동작><Operation>
본 실시형태에 있어서의 반도체 디바이스 구동회로(100)의 동작을 설명한다. 도 5에, 반도체 디바이스 구동회로(100)의 동작 시퀀스를 나타낸다. 도 5는, 각 접속점 및 각 입력 신호의 전위의 시간 변화를 나타낸 것이다.The operation of the semiconductor
우선, 초기 동작에 대해 설명한다. 최초에, 제1, 2의 전압원 11, 12가 시동한다(동작 101, 102). 다음에, 정전위용 커패시터(17)를 초기 충전하기 위해, 연속된 펄스 형상의 로우사이드 신호 LIN이 입력회로(1)에 입력된다(동작 103). 그러면, 로우사이드 스위칭 소자(6)가 온이 되어(동작 104), 제1 전압원(11)에 의해 커패시터 17이 충전된다(동작 105).First, an initial operation will be described. Initially, the first and
또한, 스위치 제어회로(13)에도 연속된 펄스 형상의 스위치용 신호 LSA가 입력되고(동작 106), 제어용 스위칭 소자(14)가 온되고(동작 107), 제2 전압원(12)에 의해 부전위용 커패시터(18)가 초기 충전된다(동작 108).The
이어서, 고전압원(8)이 시동한다(동작 109). 다음에, 부전위용 커패시터(18)를 더 초기 충전하기 위해, 입력회로(1)에 펄스 형상의 하이사이드 신호 HIN이 입력된다(동작 110). 그러면, 하이사이드 스위칭 소자(5)가 온이 되고(동작 111), 그것에 연동해서 제어용 스위칭 소자(14)도 온이 되기 때문에(동작 112), 고전압원(8)과 제2 전압원(12)에 의해 부전위용 커패시터(18)가 충전된다(동작 113). 그리고, 하이사이드 스위칭 소자(5)가 턴오프하면, 부전위용 커패시터(18)의 방전이 행해지고(동작 114), 하이사이드 드라이버(3)의 부전위 입력 단자에는, 접속점 VS를 기준으로 한 부전위가 인가된다.Subsequently, the high voltage source 8 is started (operation 109). Next, to further charge the
다음에, 통상 동작에 대해 설명한다. 입력회로(1)에 하이 레벨의 로우사이드 신호 LIN이 입력되면(동작 115), 로우사이드 스위칭 소자(6)가 온이 된다(동작 116). 로우사이드 스위칭 소자(6)가 온인 동안, 제1 전압원(11)에 의해 정전위용 커패시터(17)가 충전되는 동시에(동작 117), 부전위용 커패시터(18)의 방전에 의해 하이사이드 드라이버(3)의 부전위 입력 단자에는, 접속점 VS를 기준으로 한 부전위가 인가된다.Next, the normal operation will be described. When the high-level low-side signal LIN is input to the input circuit 1 (operation 115), the low-
이때, 로우사이드 스위칭 소자(6)가 오프일 때, 제어용 스위칭 소자(14)는 오프이고, 제어용 스위칭 소자(14)의 소스, 드레인 사이에는 제2 전압원(12) 정도의 전압이 인가되어 있다.At this time, when the low
다음에, 입력회로(1)에 하이 레벨의 하이사이드 신호 HIN이 입력되면(동작 118), 하이사이드 스위칭 소자(5)가 온된다(동작 119). 하이사이드 스위칭 소자(5)가 온되면, 정전위용 커패시터(17)가 방전되고(동작 120), 하이사이드 드라이버(3)의 정전위 입력 단자에, 접속점 VS를 기준으로 한 정전위가 인가된다.Next, when a high-level high-side signal HIN is input to the input circuit 1 (operation 118), the high-
또한, 하이사이드 스위칭 소자(5)의 온에 연동해서 제어용 스위칭 소자(14)도 온이 된다(동작 121). 그러면, 부전위용 커패시터(18), 고전압원(8), 제2 전압원(12)을 포함하는 폐루프가 형성되기 때문에, 고전압원(8)과 제2 전압원(12)에 의해 부전위용 커패시터(18)가 충전된다(동작 122). 또한, 동시에 하이사이드 드라이버(3)의 부전위 입력 단자에, 고전압원(8)과 제2 전압원에 의해 접속점 VS를 기준으로 한 부전위가 인가된다.Further, the
그리고, 하이사이드 스위칭 소자(5)가 턴오프하면(동작 123), 부전위용 커패시터(18)의 방전이 행해져(동작 124), 하이사이드 드라이버(3)의 부전위 입력 단자에는, 접속점 VS를 기준으로 한 부전위가 인가된다.When the high-
이때, 로우 사이드 드라이버(4)의 정전위 입력 단자에는, 제1 전압원(11)으로부터 기준 전위 GND를 기준으로 한 정전위가 상시 인가되고 있다. 또한, 로우 사이드 드라이버(4)의 부전위 입력 단자에는, 제2 전압원(12)으로부터 기준 전위 GND를 기준으로 한 부전위가 항상 인가되고 있다.At this time, a constant potential based on the reference potential GND is always applied from the
다음에, 충전 전류 보정회로(15)에 대해 설명한다. 부트스트랩 회로(20)의 정전위용 커패시터(17)가 방전하여, 하이사이드 스위칭 소자(5)의 정전위 입력 단자에 정전위가 인가되고 있을 때, 하이사이드 드라이버(3)의 정 및 부전위 입력 단자 사이의 전위차가 하이사이드 드라이버(3)를 구동하기 위해 필요한 전압을 초과하면, 정전위용 커패시터(17)의 방전 전류는 부전위용 커패시터(18)의 충전에 이용된다. 이때, 부전위용 커패시터(18)의 양단은, 전류 제한회로(예를 들면, 도 4 중의 트랜지스터)를 거쳐 단락된다. 트랜지스터의 소스 및 드레인 사이를 흐르는 전류는, 게이트에 인가되는 전압에 의해 제한된다. 이에 따라, 부전위용 커패시터(18)의 충전 전류가 증대되기 때문에, 부전위용 커패시터(18)의 충전을 보다 급속하게 행하는 것이 가능해진다. 이때, 도 4의 회로 구성은 일례이며, 상기한 기능을 갖는 회로이면 된다.
Next, the charge
<효과><Effect>
종래에는, 도 1의 회로 구성에 있어서, 로우사이드 스위칭 소자(6)의 온에 연동하여, 제어용 스위칭 소자(14)를 온시키고 있었다. 즉, 제어용 스위칭 소자(14)가 온일 때, 제어용 스위칭 소자(14)의 소스 및 드레인 사이에는 제2 전압원(12)의 정도의 전압밖에 인가되지 않았다. 이때 제어용 스위칭 소자(14)는 도 6의 선형 영역에서 동작한다. 즉, 선형 영역하에서 충분한 전류를 부전위용 커패시터(18)에 흘리기 위해서는, 제어용 스위칭 소자(14)에는 높은 전류 능력이 요구되었다.Conventionally, the
한편, 본 실시형태에서는, 제어용 스위칭 소자(14)가 온일 때, 제어용 스위칭 소자(14)의 소스 및 드레인 사이에는 제2 전압원(12) 및 고전압원(8)에 의해 종래보다도 높은 전압이 인가된다. 즉, 제어용 스위칭 소자(14)는, 도 6에 나타낸 포화 영역에서 동작하기 때문에, 부전위용 커패시터(18)에 충분한 전류를 흘리는 것이 가능하다.On the other hand, in the present embodiment, when the
또한, 종래에는, 제어용 스위칭 소자(14)가 오프일 때, 제어용 스위칭 소자(14)의 소스 및 드레인 사이에는 제2 전압원(12)과 고전압원(8)에 의해 높은 전압이 인가되었기 때문에, 제어용 스위칭 소자(14)에는 고내압성이 요구되었다. 한편, 본 실시형태에서는, 제어용 스위칭 소자(14)가 오프일 때, 제어용 스위칭 소자(14)의 양단에는 제2 전압원(12) 정도의 전압밖에 인가되지 않기 때문에, 제어용 스위칭 소자(14)에는, 종래와 같은 고내압성이 요구되지 않는다.Further, conventionally, when the
따라서, 본 실시형태에 있어서의 반도체 디바이스 구동회로(100)에 있어서는, 종래와 비교하여, 제어용 스위칭 소자(14)에 대한 고전류 능력 및 고내압성의 요구가 완화된다. 따라서, 제어용 스위칭 소자(14)를 보다 소형화하는 것이 가능하다. 제어용 스위칭 소자(14)를 소형화함으로써, 반도체 디바이스 구동회로(100) 전체를 1개의 칩에 보다 용이하게 집적하는 것이 가능해진다.Therefore, in the semiconductor
본 실시형태에 있어서의 반도체 디바이스 구동회로(100)는, 외부의 고전압원(8)에 접속된 외부의 하이사이드 스위칭 소자(5) 및 하이사이드 스위칭 소자(5)와 기준 전위 GND 사이에 직렬 접속된 외부의 로우사이드 스위칭 소자(6)를 온/오프 구동함으로써, 외부의 반도체 디바이스(7)를 구동하는 반도체 디바이스 구동회로(100)로서, 하이사이드 스위칭 소자(5)를 온/오프 구동하는 하이사이드 드라이버(3)와, 로우사이드 스위칭 소자(6)를 온/오프 구동하는 로우 사이드 드라이버(4)와, 하이사이드 스위칭 소자(5)의 온에 연동해서 온되는 제어용 스위칭 소자(14)를 구비하고, 로우 사이드 드라이버(4)의 정전위 입력 단자는, 외부의 제1 전압원(11)의 정전위와 접속되고, 제1 전압원(11)의 부전위는 기준 전위 GND와 접속되고, 로우 사이드 드라이버(4)의 부전위 입력 단자는, 외부의 제2 전압원(12)의 부전위와 접속되고, 제2 전압원(12)의 정전위는 기준 전위 GND와 접속되고, 하이사이드 드라이버(3)의 정전위 입력 단자는, 하이사이드 스위칭 소자(5)와 로우사이드 스위칭 소자(6)의 접속점 VS를 기준으로 한 양 전압을 인가하는 외부의 부트스트랩 회로(20)와 접속되고, 하이사이드 스위칭 소자(5)와 로우사이드 스위칭 소자(6)의 접속점 VS와, 하이사이드 드라이버(3)의 부전위 입력 단자와의 사이에는 외부의 부전위용 커패시터(18)가 삽입되고, 하이사이드 스위칭 소자(5)와 제어용 스위칭 소자(14)는, 부전위용 커패시터(18)와, 고전압원(8)과, 제2 전압원(12)을 포함하는 폐루프를 형성하는 것을 특징으로 한다.The semiconductor device driver circuit 100 according to the present embodiment has a serial connection (not shown) between an external high-side switching element 5 and a high-side switching element 5 connected to an external high- The semiconductor device driving circuit 100 for driving the external semiconductor device 7 by driving the external side low side switching device 6 on / Side driver 3 for driving the high-side switching element 5, a low-side driver 4 for driving the low-side switching element 6 to turn on and off, and a control switching element 14 for turning on the high- , The positive input terminal of the low side driver 4 is connected to the positive potential of the first external voltage source 11, the negative potential of the first voltage source 11 is connected to the reference potential GND, 4) The constant potential of the second voltage source 12 is connected to the reference potential GND and the constant potential input terminal of the high side driver 3 is connected to the high side switching element 5 and an external bootstrap circuit 20 for applying a positive voltage with reference to a connection point VS of the low side switching element 6 and connected to an external bootstrap circuit 20 connected between the high side switching element 5 and the low side switching element 6 A capacitor 18 for an external negative potential is inserted between the connection point VS and the negative input terminal of the high side driver 3 and the high side switching element 5 and the control switching element 14 are connected to the non- (18), a high voltage source (8), and a second voltage source (12).
따라서, 제어용 스위칭 소자(14)가 온일 때, 제어용 스위칭 소자(14)의 소스 및 드레인 사이에는 고전압원(8)에 의해 높은 전압이 인가된다. 즉, 제어용 스위칭 소자(14)는 포화 영역에서 동작하기 때문에, 부전위용 커패시터(18)에 충분한 전류를 흘리는 것이 가능하다. 또한, 제어용 스위칭 소자(14)가 오프일 때, 제어용 스위칭 소자(14)의 양단에는 제2 전압원(12) 정도의 전압밖에 인가되지 않기 때문에, 제어용 스위칭 소자(14)에는, 고내압성이 요구되지 않는다. 따라서, 본 실시형태에 있어서의 반도체 디바이스 구동회로(100)에 있어서는, 종래와 비교하여, 제어용 스위칭 소자(14)에 대한 고전류 능력 및 고내압성의 요구가 완화된다. 즉, 제어용 스위칭 소자(14)를 보다 소형화하는 것이 가능하다. 제어용 스위칭 소자(14)의 소형화가 가능해짐으로써, 반도체 디바이스 구동회로(100) 전체를 1개의 칩에 보다 용이하게 집적하는 것이 가능해진다.Therefore, when the
또한, 본 실시형태에 있어서의 반도체 디바이스 구동회로(100)는, 부전위용 커패시터(18)의 양단에 인가되는 전압이 소정값을 초과하는 것을 방지하는 전압 클램프회로(16)를 더 구비한다. 따라서, 부전위용 커패시터(18)의 과충전을 방지하는 것이 가능하다. 과충전을 방지함으로써, 부전위용 커패시터(18)를 장수명화하는 것이 가능하다.The semiconductor
또한, 본 실시형태에 있어서의 반도체 디바이스 구동회로(100)는 충전 전류 보정회로(15)를 더 구비하고, 부트스트랩 회로(20)는, 하이사이드 드라이버(3)의 정전위 입력 단자와, 하이사이드 스위칭 소자(5)와 로우사이드 스위칭 소자(6)의 접속점 VS 사이에 접속된 정전위용 커패시터(17)를 구비하고, 충전 전류 보정회로(15)는, 하이사이드 드라이버(3)의 정전위 입력 단자와 부전위 입력 단자의 전위차가 소정값을 초과한 경우, 전류량을 제한하는 전류 제한회로를 거쳐, 정전위용 커패시터(17)의 양단을 단락하는 것을 특징으로 한다.The semiconductor
따라서, 정전위용 커패시터(17)의 양단을, 전류 제한회로(예를 들면, 도 3 중의 트랜지스터)를 거쳐 단락함으로써, 정전위용 커패시터(17)의 방전에 의해 부전위용 커패시터(18)를 충전하는 것이 가능하다. 따라서, 충전 전류 보정회로(15)를 추가함으로써, 부전위용 커패시터(18)의 충전 전류를 보다 증대시킬 수 있다. 따라서, 부전위용 커패시터(18)의 충전 시간을 단축하는 것이 가능하다.Therefore, it is possible to short-circuit the both ends of the
또한, 본 실시형태에 있어서의 반도체 디바이스 구동장치는, 반도체 디바이스 구동회로(100)와, 하이사이드 스위칭 소자(5)와, 로우사이드 스위칭 소자(6)와, 부전위용 커패시터(18)와, 부트스트랩 회로(20)를 더 구비한다.The semiconductor device driving apparatus according to the present embodiment includes a semiconductor
따라서, 반도체 디바이스 구동회로(100)에 하이사이드, 로우사이드의 스위칭 소자 등을 추가하여, 파워 모듈을 구성하는 경우에도, 반도체 디바이스 구동회로(100)의 소형화에 의해 모듈 전체를 소형화하는 것이 가능하다.Therefore, even when a high-side or a low-side switching element or the like is added to the semiconductor
또한, 본 실시형태에 있어서의 반도체 디바이스 구동장치에 있어서, 하이사이드 스위칭 소자(5) 및 로우사이드 스위칭 소자(6)는 와이드 밴드갭 반도체를 포함하는 것을 특징으로 한다.In the semiconductor device driving apparatus according to the present embodiment, the high-
따라서, 하이사이드 스위칭 소자(5) 및 로우사이드 스위칭 소자(6)를 SiC이나 GaN 등의 와이드 갭 반도체 재료에 의해 구성함으로써, 고온하에서의 고속의 스위칭이 가능해진다.
Therefore, by configuring the high-
<실시형태 2>≪
본 실시형태에 있어서의 반도체 디바이스 구동회로는, 실시형태 1(도 1)에 있어서의 스위치 제어회로(13)를, 도 7에 나타낸 스위치 제어회로(13A)로 치환한 것이다. 스위치 제어회로(13A) 이외의 구성은 실시형태 1(도 1)과 같기 때문에, 설명을 생략한다.The semiconductor device driver circuit in this embodiment is obtained by replacing the
본 실시형태에 있어서의 스위치 제어회로(13A)는, 실시형태 1에 있어서의 스위치 제어회로(13)에 대해, 펄스 발생부(131)를 더 구비한다. 펄스 발생부(131)는, 하이 레벨의 신호 LSB이 연속해서 계속 입력된 경우, 일정한 시간이 경과할 때까지는 접속점 LSP에 하이 레벨의 신호를 출력하고, 일정 시간 경과후에는 로우 레벨의 신호를 출력한다. 즉, 펄스 발생부(131)는, 제어용 스위칭 소자(14)가 온되고 나서 일정 시간 경과후에, 제어용 스위칭 소자(14)를 오프하는 기능을 갖는다. 이때, 도 7에 나타낸 펄스 발생부(131)의 구성은 일례이며, 전술한 기능을 갖는 구성이면 된다.The
본 실시형태에 있어서의 반도체 디바이스 구동회로의 동작을, 도 8의 시퀀스도를 사용하여 설명한다. 실시형태 1에서는, 제어용 스위칭 소자(14)는, 하이사이드 스위칭 소자(5)의 온/오프에 연동해서 온/오프되었다. 본 실시형태에서는, 도 8의 동작 221로 나타낸 것과 같이, 제어용 스위칭 소자(14)는, 하이사이드 스위칭 소자(5)의 온에 연동해서 온된 후, 일정 시간 후에 오프한다. 그 밖의 동작, 즉 동작 201∼220 및 동작 222∼224는, 실시형태 1의 도 5의 동작 101∼120 및 동작 122∼124와 같기 때문에, 설명을 생략한다.The operation of the semiconductor device driver circuit in this embodiment will be described with reference to the sequence diagram of Fig. In the first embodiment, the
제어용 스위칭 소자(14)가 온되고 나서 오프할 때까지의 시간은, 예를 들면 도 7에 있어서는, 펄스 발생부(131)에 구비된 커패시터의 용량을 변화시킴으로써 조정가능하다. 제어용 스위칭 소자(14)가 온되고 나서 오프할 때까지의 시간은, 부전위용 커패시터(18)의 충전에 필요로 하는 시간을 기준으로 설정하면 된다. 이것은, 부전위용 커패시터(18)의 충전이 완료한 후에는, 제어용 스위칭 소자(14)가 온 상태일 필요가 없기 때문이다.
The time from when the
<효과><Effect>
본 실시형태에 관한 반도체 디바이스 구동회로에 있어서, 제어용 스위칭 소자(14)가 온되고 나서 오프할 때까지의 시간을 조정하는 것이 가능하다.In the semiconductor device driver circuit according to the present embodiment, it is possible to adjust the time until the
따라서, 본 실시형태에서는, 제어용 스위칭 소자(14)가 온되고 있는 시간을 최소한으로 억제할 수 있기 때문에, 소비 전력 삭감의 효과 및 통전에 의한 발열을 억제하는 효과가 기대된다.
Therefore, in the present embodiment, since the time during which the
<실시형태 3>≪
<구성><Configuration>
도 9에, 본 실시형태에 있어서의 반도체 디바이스 구동회로(300)의 회로 구성을 나타낸다. 도 10에 본 실시형태에 있어서의 전압 클램프회로(16A)의 일례를 나타낸다. 또한, 접속점 VS와 접속점 LVS 사이에는, 고압 역레벨 시프트 회로(51)가 삽입되어 있다. 고압 역레벨 시프트 회로(51)의 일례를 도 11에 나타낸다. 또한, 본 실시형태에 있어서의 스위치 제어회로(13B)의 일례를 도 12에 나타낸다. 그 밖의 구성은 실시형태 1(도 1)과 같기 때문에, 설명을 생략한다.
Fig. 9 shows a circuit configuration of the semiconductor
<동작><Operation>
전압 클램프회로(16A)는, 실시형태 1에 있어서의 전압 클램프회로(16)와 마찬가지로, 부전위용 커패시터(18)의 양단의 전압이 소정값을 초과하는 것을 방지하는 회로이다. 본 실시형태에 있어서의 전압 클램프회로(16A)는, 부전위용 커패시터(18)의 양단의 전압(즉, 접속점 VS와 접속점 LVS 사이의 전압)이 소정값을 초과하면, 하이 레벨의 신호 DLVS를 고압 역레벨 시프트 회로(51)에 대해 출력하는 기능을 더 구비한다. 전압 클램프회로(16A)에 설정하는 전압의 소정값을, 부전위용 커패시터(18)가 충전되었을 때의 전압으로 함으로써, 하이 레벨의 신호 DLVS는, 부전위용 커패시터(18)의 충전 완료를 의미하는 신호가 된다.The
고압 역레벨 시프트 회로(51)는, 접속점 LVS와 접속점 VS 사이의 전압을 기준으로 하는 신호의 레벨을, 접속점 LGND와 정전위 VCC 사이의 전압을 기준으로 하는 신호의 레벨로 변환해서 출력하는 기능을 구비한 회로이다. 고압 역레벨 시프트 회로(51)는, 신호 DLVS의 기준 전위를 변환하여, 신호 LSC로서 스위치 제어회로(13B)에 출력한다.The high voltage reverse
본 실시형태에 있어서의 스위치 제어회로(13B)는, 실시형태 1의 스위치 제어회로(13)와 비교하여, 신호 LSC이 더 입력된다. 입력회로(1)로부터 입력되는 신호 LSB이 하이 레벨의 경우이고, 또한 신호 LSC이 하이 레벨이 된 경우, 스위치 제어회로(13B)는, 로우 레벨의 신호를 단자 SOUT로부터 출력한다. 즉, 부전위용 커패시터(18)의 양단의 전압이 소정값에 도달한 것을 의미하는 하이 레벨의 신호 LSC이 입력되면, 스위치 제어회로(13B)는, 제어용 스위칭 소자(14)를 오프한다. 제어용 스위칭 소자(14)가 오프됨으로써, 부전위용 커패시터(18)의 충전이 정지한다. 그 이외의 동작은 실시형태 1과 같기 때문에, 설명을 생략한다.The
도 13의 시퀀스도를 사용하여, 본 실시형태에 있어서의 반도체 디바이스 구동회로(300)의 동작을 설명한다. 도 13의 동작 319에 있어서 하이사이드 스위칭 소자(5)가 온이 되면, 그것에 연동해서 제어용 스위칭 소자(14)도 온이 되어(동작 321), 부전위용 커패시터(18)의 충전이 개시된다(동작 322).The operation of the semiconductor
부전위용 커패시터(18)의 충전이 완료하여, 부전위용 커패시터(18)의 양단의 전압(접속점 VS와 접속점 LVS 사이의 전압)이 소정값을 초과하면(동작 323), 전압 클램프회로로부터 하이 레벨의 신호 DLVS가 출력되기 때문에(동작 324), 스위치 제어회로(13B)에 입력되는 신호 LSC의 레벨이 로우 레벨로부터 하이 레벨로 전환된다. 이에 따라, 스위치 제어회로(13B) 내부의 접속점 LSP의 전위가 하이 레벨로부터 로우 레벨로 변화하기 때문에(동작 325), 출력S OUT의 전위가 로우 레벨이 되어, 제어용 스위칭 소자(14)가 오프된다(동작 326). 제어용 스위칭 소자(14)가 오프함으로써, 부전위용 커패시터(18)의 충전이 정지된다.When the charging of the
하이사이드 스위칭 소자(5)가 턴오프하면, 하이사이드 드라이버(3)의 부전위 입력 단자에는, 부전위용 커패시터(18)가 방전함으로써 접속점 VS를 기준으로 한 부전위가 인가된다(동작 327). 그 밖의 동작, 즉 동작 301∼318 및 동작 320은, 실시형태 1에 있어서의 도 5의 동작 101∼118 및 동작 120과 같기 때문에, 설명을 생략한다.
When the high
<효과><Effect>
본 실시형태에 있어서의 반도체 디바이스 구동회로(300)는, 부전위용 커패시터(18)의 양단의 전압이 소정값에 도달하면, 부전위용 커패시터(18)의 충전을 정지하는 것을 특징으로 한다.The semiconductor
따라서, 부전위용 커패시터(18)의 양단의 전압이 소정값에 도달하면, 자동적으로 제어용 스위칭 소자(14)가 오프되는 동작이 가능해지기 때문에, 실시형태 2에서 서술한 효과 이외에, 서지 전압 발생시에, 재빠르게 과전압을 검지하여, 제어용 스위칭 소자(14)를 오프함으로써 부전위용 커패시터(18)의 과충전을 방지하는 것이 가능하다.
Therefore, when the voltage at both ends of the
<실시형태 4>≪ Fourth Embodiment >
<구성><Configuration>
본 실시형태에 있어서의 반도체 디바이스 구동회로(400)의 회로 구성을 도 14에 나타낸다. 또한, 도 14 중의 저압 레벨 시프트 회로(71)의 일례를 도 15에 나타낸다. 실시형태 1(도 1)에 있어서는, 입력회로(1)에 입력되는 하이사이드 신호 HIN 및 로우사이드 신호 LIN의 기준 전위는, 기준 전위 LGND이었다. 또한, 고압 레벨 시프트 회로(2)의 기준 전위를 접속점 LVS로 하고 있었다. 한편, 본 실시형태에 있어서는, 하이사이드 신호 HIN 및 로우사이드 신호 LIN의 기준 전위를 부하(7)의 기준 전위 GND와 동일하게 한다. 또한, 고압 레벨 시프트 회로(2)의 기준 전위를 접속점 VS로 한다.The circuit configuration of the semiconductor
본 실시형태에 있어서는, 하이사이드 드라이버(3), 로우 사이드 드라이버(4) 및 스위치 제어회로(13)의 전단에 저압 레벨 시프트 회로(71)를 설치한다. 저압 레벨 시프트 회로(71)는, 입출력 사이에서 신호의 기준 전위를 변화시키는 기능을 갖는 회로로서, 도 15에 그 일례를 나타낸다. 저압 레벨 시프트 회로(71)의 입력측의 전원의 양극, 음극은 각각 입력 신호의 기준 전위에 접속된다. 또한, 출력측의 전원의 음극은, 출력 신호의 기준 전위에 접속된다. 예를 들면, 로우 사이드 드라이버(4)의 전단에 설치되는 저압 레벨 시프트 회로(71)의 경우, 입력측의 전원의 양극, 음극은, 정전위 VCC과 기준 전위 GND에 각각 접속되고, 출력측의 전원의 음극은 기준 전위 LGND에 접속된다. 그 밖의 구성은 실시형태 1(도 1)과 같기 때문에, 설명을 생략한다.
In this embodiment, a low-voltage
<동작><Operation>
본 실시형태에 있어서의 반도체 디바이스 구동회로의 동작을 도 16의 시퀀스도를 사용하여 설명한다. 도 16과, 실시형태 1에 있어서의 시퀀스도(도 5)를 비교하면, 하이사이드 신호 HIN, 로우사이드 신호 LIN 및 스위치용 신호 LSA의 기준 전위가, 기준 전위 LGND로부터 기준 전위 GND로 변하고 있다. 또한, 고압 레벨 시프트 회로(2)의 출력측의 접속점 HBVS의 기준 전위가, 접속점 LVS의 전위로부터 접속점 VS의 전위로 변하고 있다. 접속점 HBVS의 전위의 시간 변화는, 하이사이드 신호 HIN 및 접속점 HOUT의 전위의 시간 변화와 동일한 파형이 된다.The operation of the semiconductor device driver circuit in this embodiment will be described with reference to the sequence diagram of Fig. When comparing FIG. 16 and the sequence diagram (FIG. 5) in
도 16에 있어서, 각 접속점의 전위 파형의 변화는 도 5와 같다. 즉 도 16의 동작 401∼424는, 도 5의 동작 101∼124와 같기 때문에, 상세한 동작 설명을 생략한다.
In Fig. 16, the change of the potential waveform at each connection point is shown in Fig. In other words, the
<효과><Effect>
본 실시형태에 있어서의 반도체 디바이스 구동회로(400)는, 하이사이드 드라이버(3), 로우 사이드 드라이버(4) 및 제어용 스위칭 소자(14)의 각각의 전단에 저압 레벨 시프트 회로(71)를 더 구비한다.The semiconductor
따라서, 부하의 기준 전위를 기준 전위로 하는 입력 신호가 입력되는 경우라도, 저압 레벨 시프트 회로(71)에 의해 신호의 기준 전위를 변경하는 것이 가능하기 때문에, 실시형태 1과 마찬가지로, 반도체 디바이스 구동회로(400)를 동작시키는 것이 가능하다. 또한, 저압 레벨 시프트 회로(71)를 배치함으로써, 전원의 안정성이 요구되는 회로(예를 들면, 입력회로(1))의 기준 전위를 기준 전위 LGND로부터 기준 전위 GND로 변경하는 것이 가능해진다. 따라서, 제2 전압원(12)을 간소화하는 것이 가능해진다.
Therefore, even when the input signal having the reference potential of the load is inputted, it is possible to change the reference potential of the signal by the low-voltage
<실시형태 5>≪
<구성><Configuration>
본 실시형태에 있어서의 반도체 디바이스 구동회로(500)의 회로 구성을 도 17에 나타낸다. 실시형태 4의 반도체 디바이스 구동회로(400)에 있어서는, 로우 사이드 드라이버(4)의 부전위 입력 단자에는, 외부의 제2 전압원(12)으로부터 부전위가 인가되고 있었다. 한편, 본 실시형태에서는, 외부의 전압원 12 대신에, 외부 커패시터(81)를 사용한다.The circuit configuration of the semiconductor
하이사이드 드라이버(3)의 부전위 입력 단자, 즉 접속점 LVS와, 기준 전위 LGND(즉 실시형태 4에 있어서의 제2 전압원(12)의 부전위측)의 사이에는, 캐소드가 접속점 LVS에 접속된 고내압의 다이오드(83)와 전류 제한 저항(84)이 직렬로 삽입된다. 또한, 접속점 LVS와 제어용 스위칭 소자(14)의 드레인 사이에는, 애노드가 접속점 LVS와 접속된 다이오드(82)가 삽입된다. 또한, 제어용 스위칭 소자(14)의 소스는 기준 전위 GND와 접속된다. 그 밖의 구성은, 실시형태 4(도 14)와 같기 때문에, 설명을 생략한다.
Between the negative input terminal of the
<동작><Operation>
하이사이드 스위칭 소자(5)가 온인 동안에는, 고전압원(8)에 의해, 부전위용 커패시터(18)의 충전과 하이사이드 드라이버(3)의 부전위 입력 단자에의 부전위 인가가 행해진다.While the high-
하이사이드 스위칭 소자(5)가 오프, 로우사이드 스위칭 소자(6)가 온이 되면, 부전위용 커패시터(18)에 의해 하이사이드 드라이버(3)의 부전위 입력 단자에 부전위 인가가 행해진다. 또한, 로우사이드 스위칭 소자(6)는, 부전위용 커패시터(18), 외부 커패시터(81), 전류 제한 저항(84) 및 다이오드(83)와 함께 루프를 형성한다. 그러면, 부전위용 커패시터(18)의 방전에 의해 외부 커패시터(81)가 충전된다.When the high
다음에, 하이사이드 스위칭 소자(5)가 온, 로우사이드 스위칭 소자(6)가 오프가 되면, 외부 커패시터(81)가 방전함으로써, 로우 사이드 드라이버(4)의 부전위 입력 단자에 부전위 인가가 행해진다.Next, when the high-
본 실시형태에서는, 실시형태 4에 있어서의 제2 전압원(12) 대신에, 외부 커패시터(81)를 사용해서 로우 사이드 드라이버(4)의 부전위 입력 단자에 대해 부전위의 인가를 행한다.In this embodiment, the negative voltage is applied to the negative input terminal of the low-
도 18의 시퀀스도를 사용하여, 반도체 디바이스 구동회로(500)의 동작을 상세히 설명한다. 우선, 초기 동작에 대해 설명한다. 최초에, 제1 전압원(11)이 시동한다(동작 501). 다음에, 정전위용 커패시터(17)를 초기 충전하기 위해, 연속된 펄스 형상의 로우사이드 신호 LIN이 입력회로(1)에 입력된다(동작 502). 그러면, 로우사이드 스위칭 소자(6)가 온이 되어(동작 503), 제1 전압원(11)에 의해 정전위용 커패시터(17)가 충전된다(동작 504).The operation of the semiconductor
또한, 스위치 제어회로(13)에도 연속된 펄스 형상의 스위치용 신호 LSA가 입력되어(동작 505), 제어용 스위칭 소자(14)가 온되지만(동작 506), 부전위용 커패시터(18)는 충전되지 않는다(동작 507).A continuous pulse-like switching signal LSA is also inputted to the switch control circuit 13 (operation 505), the switching
이어서, 고전압원(8)이 시동한다(동작 508). 다음에, 부전위용 커패시터(18)를 초기 충전하기 위해, 입력회로(1)에 펄스 형상의 하이사이드 신호 HIN이 입력된다(동작 509). 그러면, 고압 레벨 시프트 회로(2) 및 저압 레벨 시프트 회로(71)를 거쳐 신호가 하이사이드 드라이버(3)에 입력되기 때문에(동작 510), 하이사이드 스위칭 소자(5)가 온이 된다(동작 511). 하이사이드 스위칭 소자(5)의 온 동작에 연동해서 제어용 스위칭 소자(14)도 온이 되기 때문에(동작 512), 고전압원(8)에 의해 부전위용 커패시터(18)가 충전된다(동작 513). 그리고, 하이사이드 스위칭 소자(5)가 턴오프되면, 부전위용 커패시터(18)의 방전이 행해져(동작 514), 하이사이드 드라이버(3)의 부전위 입력 단자에는, 접속점 VS를 기준으로 한 부전위가 인가된다.Then, the high voltage source 8 is started (operation 508). Next, in order to initially charge the
다음에, 외부 커패시터(81)를 초기 충전하기 위해, 연속된 펄스 형상의 로우사이드 신호 LIN이 입력회로(1)에 입력된다(동작 515). 그러면, 로우사이드 스위칭 소자(6)가 온이 되어(동작 516), 부전위용 커패시터(18)의 방전에 의해 외부 커패시터(81)가 충전된다(동작 517). 또한, 로우사이드 스위칭 소자(6)가 온인 동안에, 정전위용 커패시터(17)가 제1 전압원(11)에 의해 충전된다(동작 518).Next, in order to initially charge the
다음에, 통상 동작에 대해 설명한다. 입력회로(1)에 하이 레벨의 로우사이드 신호 LIN이 입력되면(동작 519), 로우사이드 스위칭 소자(6)가 온이 된다(동작 520). 이때, 하이사이드 스위칭 소자(5) 및 제어용 스위칭 소자(14)는 오프이고, 로우사이드 스위칭 소자(6)는, 부전위용 커패시터(18), 외부 커패시터(81), 전류 제한 저항(84) 및 다이오드(83)와 함께 루프를 형성한다. 따라서, 부전위용 커패시터(18)가 방전함으로써(동작 521), 외부 커패시터(81)가 충전된다(동작 522). 또한, 동시에 로우 사이드 드라이버(4)의 부전위 입력 단자에는, 외부 커패시터(81)의 방전에 의해 부전위가 인가된다.Next, the normal operation will be described. When the high-level low-side signal LIN is input to the input circuit 1 (operation 519), the low-
로우사이드 스위칭 소자(6)가 오프되면, 로우 사이드 드라이버(4)의 부전위 입력 단자에는, 외부 커패시터(81)의 방전에 의해 부전위가 인가된다(동작 523).When the low
다음에, 입력회로(1)에 하이 레벨의 하이사이드 신호 HIN이 입력되면(동작 524), 하이사이드 스위칭 소자(5)가 온된다(동작 525). 하이사이드 스위칭 소자(5)가 온되면, 커패시터 17이 방전되어(동작 526), 하이사이드 드라이버(3)의 정전위 입력 단자에, 접속점 VS를 기준으로 한 정전위가 인가된다.Next, when a high-level high-side signal HIN is input to the input circuit 1 (operation 524), the high-
또한, 하이사이드 스위칭 소자(5)의 온에 연동해서 제어용 스위칭 소자(14)도 온이 된다(동작 527). 그러면, 부전위용 커패시터(18)와 고전압원(8)을 포함하는 루프가 형성되기 때문에, 고전압원(8)에 의해 부전위용 커패시터(18)가 충전된다(동작 528). 또한, 동시에 하이사이드 드라이버(3)의 부전위 입력 단자에, 고전압원(8)에 의해 접속점 VS를 기준으로 한 부전위가 인가된다.Further, the
그리고, 하이사이드 스위칭 소자(5)가 턴오프되면, 부전위용 커패시터(18)의 방전이 행해져(동작 529), 하이사이드 드라이버(3)의 부전위 입력 단자에는, 접속점 VS를 기준으로 한 부전위가 인가된다. 이때, 로우 사이드 드라이버(4)의 정전위 입력 단자에는, 제1 전압원(11)에 의해, 기준 전위 GND를 기준으로 한 정전위가 상시 인가되고 있다.
Then, when the high-
<효과><Effect>
본 실시형태에 있어서의 반도체 디바이스 구동회로(500)는, 하이사이드 드라이버(3)의 부전위 입력 단자와 제2 전압원(12)의 부전위측 사이에 접속된 다이오드(83)를 더 구비하고, 다이오드(83)의 캐소드는 하이사이드 드라이버(3)의 부전위 입력 단자에 접속되어 있고, 제2 전압원(12) 대신에 외부 커패시터(81)가 설치되고, 로우사이드 스위칭 소자(6)는, 부전위용 커패시터(18), 외부 커패시터(81) 및 다이오드(83)와 함께 루프를 형성하는 것을 특징으로 한다.The semiconductor
따라서, 본 실시형태에서는, 로우 사이드 드라이버(4)의 부전위 입력 단자에 부전위를 인가하는 전압원으로서, 외부의 제2 전압원(12) 대신에, 외부 커패시터(81)를 사용한다. 따라서, 전원을 1개 삭감할 수 있기 때문에, 회로의 간소화가 가능하다.Therefore, in the present embodiment, the
이때, 본 발명은, 그 발명의 범위 내에 있어서, 각 실시형태를 자유롭게 조합하거나, 각 실시형태를 적절히, 변형, 생략하는 것이 가능하다.
At this time, the present invention can freely combine the embodiments or can appropriately modify or omit the embodiments within the scope of the invention.
1 입력회로, 2 고압 레벨 시프트 회로, 3 하이사이드 드라이버, 4 로우 사이드 드라이버, 5 하이사이드 스위칭 소자, 6 로우사이드 스위칭 소자, 7 부하, 8 고전압원, 9 저항 소자, 10 다이오드, 11 제1 전압원, 12 제2 전압원, 13, 13A, 13B 스위치 제어회로, 14 제어용 스위칭 소자, 15 충전 전류 보정회로, 16, 16A 전압 클램프회로, 17 정전위용 커패시터, 18 부전위용 커패시터, 20 부트스트랩 회로, 51 고압 역레벨 시프트 회로, 71 저압 레벨 시프트 회로, 81 외부 커패시터, 82, 83 다이오드, 84 전류 제한 저항, 100, 300, 400, 500 반도체 디바이스 구동회로.1 high-voltage level shift circuit, 3 high-side driver, 4 low-side driver, 5 high-side switching element, 6 low-side switching element, 7 load, 8 high-voltage source, 9 resistive element, 10 diode, 11
Claims (9)
상기 하이사이드 스위칭 소자를 온/오프 구동하는 하이사이드 드라이버와,
상기 로우사이드 스위칭 소자를 온/오프 구동하는 로우 사이드 드라이버와,
상기 하이사이드 스위칭 소자의 온에 연동해서 온되는 제어용 스위칭 소자를 구비하고,
상기 로우 사이드 드라이버의 정전위 입력 단자는, 외부의 제1 전압원의 정전위와 접속되고, 상기 제1 전압원의 부전위는 상기 기준 전위와 접속되고,
상기 로우 사이드 드라이버의 부전위 입력 단자는, 외부의 제2 전압원의 부전위와 접속되고, 상기 제2 전압원의 정전위는 상기 기준 전위와 접속되고,
상기 하이사이드 드라이버의 정전위 입력 단자는, 상기 하이사이드 스위칭 소자와 상기 로우사이드 스위칭 소자와의 접속점을 기준으로 한 양 전압을 인가하는 외부의 부트스트랩 회로와 접속되고,
상기 하이사이드 스위칭 소자와 상기 로우사이드 스위칭 소자의 접속점과, 상기 하이사이드 드라이버의 부전위 입력 단자와의 사이에는 외부의 부전위용 커패시터가 삽입되고,
상기 하이사이드 스위칭 소자와 상기 제어용 스위칭 소자는, 상기 부전위용 커패시터와, 상기 고전압원과 함께 루프를 형성하는 것을 특징으로 하는, 반도체 디바이스 구동회로.
An external high-side switching element connected to an external high-voltage source, and an external low-side switching element connected in series between the high-side switching element and a reference potential, As such,
A high-side driver for driving the high-side switching element on / off,
A low side driver for on / off driving the low side switching element,
And a control switching element which is turned on in conjunction with the ON state of the high side switching element,
Wherein a positive potential input terminal of the low side driver is connected to a positive potential of an external first voltage source, a negative potential of the first voltage source is connected to the reference potential,
A negative potential input terminal of the low side driver is connected to a negative potential of an external second voltage source, a positive potential of the second voltage source is connected to the reference potential,
The constant-potential input terminal of the high-side driver is connected to an external bootstrap circuit for applying a positive voltage with respect to a connection point of the high-side switching element and the low-side switching element,
A capacitor for an external negative potential is inserted between a connection point of the high side switching element and the low side switching element and a negative potential input terminal of the high side driver,
Wherein the high-side switching element and the control switching element form a loop together with the capacitor for the sub-potential and the high-voltage source.
상기 부전위용 커패시터의 양단에 인가되는 전압이 소정값을 초과하는 것을 방지하는 전압 클램프회로를 더 구비한 반도체 디바이스 구동회로.
The method according to claim 1,
And a voltage clamp circuit for preventing a voltage applied to both ends of the capacitor for the sub-potential from exceeding a predetermined value.
상기 부트스트랩 회로는, 상기 하이사이드 드라이버의 정전위 입력 단자와, 상기 하이사이드 스위칭 소자와 상기 로우사이드 스위칭 소자의 접속점과의 사이에 접속된 정전위용 커패시터를 구비하고,
충전 전류 보정회로를 더 구비하고,
상기 충전 전류 보정회로는,
상기 하이사이드 드라이버의 정전위 입력 단자와 부전위 입력 단자의 전위차가 소정값을 초과한 경우, 전류량을 제한하는 전류 제한회로를 거쳐, 상기 정전위용 커패시터의 양단을 단락시키는 것을 특징으로 하는 반도체 디바이스 구동회로.
The method according to claim 1,
Wherein the bootstrap circuit includes a constant potential input terminal of the high side driver and a constant potential capacitor connected between a connection point of the high side switching element and the low side switching element,
Further comprising a charge current correction circuit,
Wherein the charge current correction circuit comprises:
And shorting both ends of the capacitor for constant potential through a current limiting circuit that limits the amount of current when the potential difference between the positive input terminal and the negative input terminal of the high side driver exceeds a predetermined value, in.
상기 제어용 스위칭 소자가 온되고 나서 오프할 때까지의 시간을 조정하는 것이 가능한 반도체 디바이스 구동회로.
The method according to claim 1,
And the time from when the control switching element is turned on to when it is turned off can be adjusted.
상기 부전위용 커패시터의 양단의 전압이 소정값에 도달하면, 해당 부전위용 커패시터의 충전을 정지하는 것을 특징으로 하는 반도체 디바이스 구동회로.
The method according to claim 1,
And stops charging the capacitor for the sub-potential when the voltage across the sub-capacitor reaches a predetermined value.
상기 하이사이드 드라이버, 상기 로우 사이드 드라이버 및 상기 제어용 스위칭 소자의 각각의 전단에 저압 레벨 시프트 회로를 더 구비한 반도체 디바이스 구동회로.
The method according to claim 1,
Further comprising a low-voltage level shift circuit in front of each of the high-side driver, the low-side driver, and the control switching element.
상기 하이 사이드 드라이버의 부전위 입력 단자와 상기 제2 전압원의 부전위측 사이에 접속된 다이오드를 더 구비하고,
상기 다이오드의 캐소드는 상기 하이사이드 드라이버의 부전위 입력 단자에 접속되어 있고,
상기 제2 전압원 대신에 외부 커패시터가 설치되고,
상기 로우사이드 스위칭 소자는, 상기 부전위용 커패시터, 상기 외부 커패시터 및 상기 다이오드와 함께 루프를 형성하는 것을 특징으로 하는 반도체 디바이스 구동회로.
The method according to claim 6,
Further comprising a diode connected between a negative potential input terminal of the high side driver and a negative potential side of the second voltage source,
A cathode of the diode is connected to a negative potential input terminal of the high side driver,
An external capacitor is provided instead of the second voltage source,
Wherein the low side switching element forms a loop together with the negative side capacitor, the external capacitor and the diode.
상기 하이사이드 스위칭 소자와,
상기 로우사이드 스위칭 소자와,
상기 부전위용 커패시터와,
상기 부트스트랩 회로를 더 구비한 반도체 디바이스 구동장치.
A semiconductor device comprising: the semiconductor device driver circuit according to any one of claims 1 to 7;
A high-side switching element,
The low side switching element,
A capacitor for the sub-
And said bootstrap circuit.
상기 하이사이드 스위칭 소자 및 상기 로우사이드 스위칭 소자는 와이드 밴드갭 반도체를 포함하는 것을 특징으로 하는 반도체 디바이스 구동장치.9. The method of claim 8,
Wherein the high-side switching element and the low-side switching element comprise a wide bandgap semiconductor.
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