KR101494397B1 - 초광대역 신호의 간섭 회피 방법 및 초광대역 단말기 - Google Patents

Abstract

초광대역 신호의 간섭 회피를 위하여 데이터 신호를 소정의 주파수만큼 제1 방향으로 쉬프트한다. 노치 필터를 이용하여 상기 쉬프트된 데이터 신호를 필터링한다. 상기 필터링된 데이터 신호는 상기 소정의 주파수만큼 상기 제1 방향의 역방향인 제2 방향으로 쉬프트된다.

Description

초광대역 신호의 간섭 회피 방법 및 초광대역 단말기{METHOD FOR DETECTION AND AVOIDANCE OF ULTRA WIDEBANDSIGNAL AND ULTRA WIDEBAND DEVICE FOR OPERATING THE METHOD}

본 발명은 초광대역(Ultra Wide Band, UWB) 신호의 간섭 회피(detection and avoidance, DAA) 방법 및 초광대역 단말기에 관한 것이다.

최근 한정된 주파수 자원의 효과적인 사용을 위해 기존의 이동통신, 위성통신, 방송 등과 같은 협대역 및 광대역 시스템과 상호 간섭 없이 주파수를 공유할 수 있는 초광대역(UWB) 무선 기술에 대한 관심이 높아지고 있다. UWB 기술은 기존의 무선 시스템과 비교하여 매우 넓은 대역폭에 걸쳐 상대적으로 매우 낮은 스펙트럼 전력 밀도가 분포함으로서 허가없이 사용할 수 있는 새로운 무선 기술로 급부상하고 있다.

최근 2002년 2월 미국 FCC(Federal Communication Community)에서 UWB 시스템을 3.1 GHz 이상 10.6 GHz 미만 주파수 대역에서 제한된 용도로 사용할 수 있도록 허가한 이후 IEEE 산하 802.15.3 working group에서는 무선 개인 통신 방식으로 UWB 시스템을 사용하기 위한 표준화 작업이 진행 중이며 전 세계적으로 그에 대한 연구가 활발히 진행 중에 있다.

UWB 통신 기술은 RF 반송파 대신에 1 nsec 이하의 폭이 좁은 펄스를 이용하여 정보를 전송하는 기술로 펄스의 성질에 의해 광대역에 걸쳐 기저대역 잡음과 같이 낮은 전력 스펙트럼이 존재하므로 현재 사용하고 있는 타 무선 통신 시스템에 간섭을 주지 않고 송신이 가능하고 대역폭 또한 광대역으로 취할 수 있기 때문에 전송속도에 있어서도 기존 시스템에 비해 유리하다.

또한 UWB는 매우 짧은 펄스를 사용하기 때문에 직접파와 반사파의 경로 도달거리가 차이가 나도 두 신호를 구별할 수 있는, 즉 다중 경로에 강한 장점을 지니며 짧은 펄스에 의한 분해능을 이용하여 cm 단위의 정밀도를 구현가능하고 광대역 특성에 의한 장애물 투과 특성이 우수하여 지반 침투 레이더(GPR) 등과 위치추적 시스템 등에도 응용이 가능하다.

UWB 시스템은 현재 크게 두 가지로 분류되어 지는데 하나는 다중 대역(multi band)-UWB 방식으로서 OFDM 변복조 방식을 사용하는 시스템이 있고, 나머지 하나는 single band UWB 방식으로 이것은 DS-CDMA(M-BOX) 방식을 채택하고 있다.

UWB는 넓은 대역폭으로 인해 다른 무선 통신망의 서비스 대역과 충돌할 소지가 많다. 이에, 각국의 정부에서는 UWB 신호가 기존의 채널들을 간섭하지 않도록 방출 전력(power)의 한계를 규정하고 있다. 즉, 특정 무선 통신망의 서비스 대역과 간섭이 발생하는 UWB의 해당 대역에 대해서는 신호의 세기를 기준치 이하로 유지할 것을 전제로 UWB 통신 서비스를 허가하고 있다.

MB-OFDM UWB 표준은 간섭 회피를 위하여 128 개의 톤들 중 최대 15 개의 톤 들의 데이터 신호들을 0(null)으로 하도록 규정하고 있다. 그러나 최대 15개의 톤들을 널(null) 톤으로 변경하는 경우 수신기에서 데이터를 정확하게 복원하는데 어려움이 따른다. 또한 최대 15개의 톤들을 널(null) 톤으로 변경한다 하더라도 데이터 신호에 포함된 노이즈 성분으로 인하여 다른 무선 통신망의 서비스 대역에서의 신호 전력을 원하는 레벨(예컨대, 20dB) 이하로 낮추는데 한계가 있다.

따라서 본 발명의 목적은 다른 무선 통신망의 서비스 대역에서의 신호 전력을 감소시킬 수 있는 초광대역 신호의 간섭 회피 방법 및 초광대역 단말기를 제공하는데 있다.

상술한 바와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 특징에 의하면, 초광대역 신호의 간섭 회피 방법은: 데이터 신호를 소정의 주파수만큼 제1 방향으로 쉬프트하는 단계와, 노치 필터를 이용하여 상기 쉬프트된 데이터 신호를 필터링하는 단계, 그리고 상기 필터링된 데이터 신호를 상기 소정의 주파수만큼 상기 제1 방향의 역방향인 제2 방향으로 쉬프트하는 단계를 포함한다.

이 실시예에 있어서, 상기 제1 방향으로 쉬프트하는 단계는, 상기 데이터 신호를 -π/2 쉬프트하는 단계를 포함한다.

이 실시예에 있어서, 상기 제1 방향의 역방향인 제2 방향으로 쉬프트하는 단계는, 상기 데이터 신호를 π/2 쉬프트하는 단계를 포함한다.

이 실시예에 있어서, 상기 노치 필터는 와이맥스(Wi-Max) 신호와 간섭이 발생하는 대역의 신호를 억제한다.

본 발명의 다른 특징에 의하면, 초광대역 신호의 간섭 회피 방법은: 전송될 데이터 신호를 복수의 톤들에 대응하는 부호화 신호들로 인코딩하는 단계, 상기 복수의 톤들 중 일부의 톤들을 널(null) 톤으로 변경하는 단계, 역고속 푸리에 변환을 수행하는 단계, 상기 역고속 푸리에 변환된 데이터 신호에 대한 로우 패스 필터링을 수행하는 단계, 상기 로우 패스 필터링된 데이터 신호 중 상기 널 톤에 대응하는 데이터 신호의 세기를 감소시키기 위한 필터링을 수행하는 단계, 그리고 상기 필터링된 데이터 신호를 아날로그 신호로 변환해서 전송하는 단계를 포함한다.

이 실시예에 있어서, 상기 데이터 신호의 세기를 감소시키기 위한 상기 필터링 단계는, 상기 로우 패스 필터링된 데이터 신호를 소정의 주파수만큼 제1 방향으로 쉬프트하는 단계와, 노치 필터를 이용하여 상기 쉬프트된 데이터 신호를 필터링하는 단계, 그리고 상기 필터링된 데이터 신호를 상기 소정의 주파수만큼 상기 제1 방향의 역방향인 제2 방향으로 쉬프트하는 단계를 포함한다.

이 실시예에 있어서, 상기 제1 방향으로 쉬프트하는 단계는, 상기 데이터 신호를 -π/2 쉬프트하는 단계를 포함한다.

이 실시예에 있어서, 상기 제1 방향으로 쉬프트하는 단계는, 상기 데이터 신호를 지수 함수 신호 exp(-jπn/2)와 곱하는 단계를 포함한다. 상기 N은 상기 복수의 톤들의 수이다.

이 실시예에 있어서, 상기 제1 방향의 역방향인 제2 방향으로 쉬프트하는 단 계는, 상기 데이터 신호를 π/2 쉬프트하는 단계를 포함한다.

이 실시예에 있어서, 상기 제2 방향으로 쉬프트하는 단계는, 상기 데이터 신호를 지수 함수 신호 exp(-jπn/2)와 곱하는 단계를 포함한다. 상기 N은 상기 복수의 톤들의 수이다.

이 실시예에 있어서, 상기 일부의 톤들을 널 톤으로 변경하는 단계는, 와이맥스(Wi-Max) 신호와 간섭이 발생하는 톤들을 널 톤으로 변경하는 단계를 포함한다.

이 실시예에 있어서, 상기 노치 필터는 상기 널 톤으로 변경된 데이터 신호를 억제한다.

본 발명의 다른 특징에 의하면, 초광대역 단말기는: 데이터 신호를 소정의 주파수만큼 제1 방향으로 쉬프트하는 제1 쉬프터와, 상기 쉬프트된 데이터 신호를 필터링하는 노치 필터, 그리고 상기 필터링된 데이터 신호를 상기 소정의 주파수만큼 상기 제1 방향의 역방향인 제2 방향으로 쉬프트하는 제2 쉬프터를 포함한다.

이 실시예에 있어서, 상기 제1 쉬프터는, 상기 데이터 신호를 -π/2 쉬프트한다.

상기 제1 쉬프터는, 상기 데이터 신호를 지수 함수 신호 exp(-jπn/2)와 곱하되, 상기 N은 상기 복수의 톤들의 수이다.

이 실시예에 있어서, 상기 제2 쉬프터는, 상기 데이터 신호를 π/2 쉬프트한다.

이 실시예에 있어서, 상기 제2 쉬프터는, 상기 데이터 신호를 지수 함수 신 호 exp(-jπn/2)와 곱하되, 상기 N은 상기 복수의 톤들의 수이다.

이 실시예에 있어서, 상기 노치 필터는 와이맥스(Wi-Max) 신호와 간섭이 발생하는 주파수 대역의 신호를 억제한다.

본 발명의 또다른 특징에 따른 초광대역 단말기는: 전송될 데이터 신호를 복수의 톤들에 대응하는 부호화 신호들로 인코딩하는 인코더와, 상기 복수의 톤들 중 일부의 톤들을 널(null) 톤으로 변경하는 톤 널링부와, 역고속 푸리에 변환을 수행하는 역고속 푸리에 변환기와, 상기 역고속 푸리에 변환된 데이터 신호에 대한 필터링을 하는 로우 패스 필터와, 상기 로우 패스 필터링된 데이터 신호 중 상기 널 톤에 대응하는 데이터 신호의 세기를 감소시키기 위한 필터 회로, 그리고 상기 필터링된 데이터 신호를 전송하는 RF 회로를 포함한다.

이와 같은 초광대역 신호의 간섭 회피 방법에 의하면, 다른 무선 통신망의 서비스 대역에서 초광대역 신호의 전력이 충분히 감소된다. 또한, 본 발명의 초광대역 신호의 간섭 회피를 위해서 단말기는 간단한 쉬프터 및 노치 필터 만을 추가로 구비하면 되므로 경제적이고 효율적인 회로 설계가 가능하다.

본 발명의 바람직한 실시예를 첨부된 도면들을 참조하여 상세히 설명한다.

도 1은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 초광대역 단말기의 구성을 보여주는 블록도이다.

도 1을 참조하면, 초광대역 단말기(100)는 인코더, 톤 널링(ton nulling) 부(120), 역고속 푸리에 변환기((inverted fast Fourier transformer, IFFT)(110), 로우 패스 필터(low pass filter, LPF)(140), 필터 회로(150), 디지털-아날로그 변환기(digital analog converter, DAC)(160), RF(radio frequency) 필터(170) 그리고 안테나(180)를 포함한다. 본 명세서에서는 초광대역 단말기(100)의 간섭 회피와 관련된 구성들만을 도 1에 도시하고 설명하나, 초광대역 단말기(100)는 도 1에 도시된 구성들 외에 다양한 회로 들을 더 포함할 수 있다.

인코더(110)는 전송될 데이터 신호를 복수의 톤들에 대응하는 인코딩 신호들로 부호화한다. MB-OFDM 초광대역 표준에 의하면 한 프레임의 데이터 신호들이 차지하는 주파수 대역은 528MHz이고, 한 프레임은 128 개의 톤(tone)들을 포함한다. 즉 하나의 톤의 주파수 대역은 4.125MHz이다. 예컨대, Wi-MAX의 서비스 대역은 3.26GHz~3.28GHz 이므로, MB-OFDM 초광대역과 20MHz 정도 중첩된다. 20MHz는 MB-OFDM 초광대역에서 5 개의 톤들에 해당한다.

톤 널링부(120)는 인코더(110)로부터 출력되는 128 개의 톤들에 대응하는 인코딩 신호 중 Wi-MAX의 서비스 대역과 중첩되는 5 개의 톤들을 널 톤(null tone)으로 변경한다. 다시 말하면, 톤 널링부(120)는 5 개의 톤들에 대응하는 인코딩 신호를 '0'으로 변경한다.

IFFT(130)는 톤 널링부(120)로부터 출력되는 신호에 대한 역고속 푸리에 변환을 수행한다. IFFT(130)로부터 출력되는 신호는 2π 주기마다 반복된다. 로우 패스 필터(140)는 디지털-아날로그 변환기(160)에서 샘플링에 의한 중첩(aliasing)을 방지하기 위해 입력 신호의 대역보다 2배의 주파수로 샘플링을 한다. 로우 패 스 필터(140)는, IFFT(130)로부터 출력되는 신호를 주파수 영역(frequency domain)에서 볼 때 -π/2~ π/2 사이의 신호 만을 출력한다. 로우 패스 필터(140)로부터 출력되는 신호를 x(n)이라 한다.

필터 회로(150)는 로우 패스 필터(140)로부터 출력되는 128 개의 톤들에 대응하는 신호(x(n)) 중 널 톤에 대응하는 신호들의 세기를 감쇠한다. 필터 회로(150)로부터 출력되는 신호(x'(n))는 디지털-아날로그 변환기(160)에 의해서 아날로그 신호로 변경된다. RF 필터(170)는 디지털-아날로그 변환기(160)로부터 출력되는 아날로그 신호를 RF 신호로 변환해서 안테나(180)를 통해 전송한다.

도 2는 도 1에 도시된 필터 회로(150)의 구체적인 구성을 보여주는 도면이다.

도 2를 참조하면, 필터 회로(150)는 제1 및 제2 쉬프터들(210, 230)과 노치 필터(240)를 포함한다.

제1 쉬프터(210)는 로우 패스 필터(140)로부터 출력되는 신호(x(n))를 주파수 영역에서 볼 때 -π/2만큼 쉬프트 시킨다. 노치 필터(220)는 특정의 주파수에서 급격한 감쇠 특성을 가지고 있는 필터이다. 이 실시예에서 노치 필터(220)는 제1 쉬프터(210)로부터 출력되는 신호 중 널 톤에 대응하는 신호들의 세기를 감쇠한다. 제2 쉬프터(230)는 노치 필터(220)로부터 출력되는 신호를 주파수 영역에서 볼 때 π/2만큼 쉬프트 시킨다.

도 2에 도시된 필터 회로(150)는 로우 패스 필터(140)로부터 출력되는 신호(x(n))를 -π/2 쉬프트시켜서 널 톤에 대응하는 신호를 감쇠하고 다시 π/2 쉬프 트시킨다. 결과적으로, 제2 쉬프터(230)로부터 출력되는 신호(x'(n))는 로우 패스 필터(140)로부터 출력되는 신호(x(n))에서 널 톤에 대응하는 신호를 감쇠한 것과 동일한다.

도 3a는 도 1에 도시된 톤 널링부에 의해서 5 개의 톤들을 널 톤으로 변경했을 때 로우 패스 필터로부터 출력되는 신호의 세기를 보여준다. 도 3b는 도 3a에 도시된 윈도우(W1)를 확대한 도면이다.

도 3a 및 도 3b를 참조하면, 도 1에 도시된 톤 널링부(120)에 의해서 5 개의 톤들을 널 톤으로 변경했을 때 로우 패스 필터(150)로부터 출력되는 신호(x(n))는 많은 노이즈 성분들을 포함한다. 또한, Wi-MAX의 서비스 대역과 중첩되는 주파수 대역 3.26GHz~3.28GHz에서 신호(x(n))의 세기가 20dB이하로 충분히 낮아지지 않았음을 알 수 있다.

도 4a는 도 1에 도시된 톤 널링부에 의해서 15 개의 톤들을 널 톤으로 변경했을 때 로우 패스 필터로부터 출력되는 신호의 세기를 보여준다. 도 4b는 도 4a에 도시된 윈도우(W2)를 확대한 도면이다.

MB-OFDM UWB 표준은 간섭 회피를 위하여 128 개의 톤들 중 최대 15 개의 톤들을 널 톤으로 변경하는 것을 허용하고 있다. 도 4a 및 도 4b를 참조하면, 도 1에 도시된 톤 널링부(120)에 의해서 15 개의 톤들을 널 톤으로 변경한다 하더라도 로우 패스 필터(150)로부터 출력되는 신호(x(n))의 세기는 Wi-MAX의 서비스 대역과 중첩되는 주파수 대역 3.26GHz~3.28GHz에서 20dB이하로 충분히 낮아지지 않았음을 알 수 있다. 본 발명의 필터 회로(150)는 톤 널링부(120)에 의해서 널 톤으로 변 경된 톤들에 대응하는 신호의 세기를 충분히 낮추기 위한 필터링을 수행한다.

도 5는 도 1에 도시된 로우 패스 필터(140)로부터 출력되는 신호를 개념적으로 보여주는 도면이다. 도 5를 참조하면, 로우 패스 필터(140)로부터 출력되는 신호(x(n))는 주파수 영역에서 -π/2 ~π/2 내 포함된다.

도 6은 도 2에 도시된 노치 필터의 신호 통과 파형을 보여주고 있다. 도 6에 도시된 바와 같이, 노치 필터(220)는 중심점(0)을 기준으로 양쪽에 V형 파형을 갖는다. 따라서 로우 패스 필터(140)로부터 출력되는 신호(x(n))에 노치 필터(220)를 그대로 적용할 경우 널 톤 뿐만 아니라 원하지 않는 주파수 대역의 신호까지 감쇠될 수 있다.

도 7a 내지 도 7c는 도 2에 도시된 필터 회로의 동작을 개념적으로 보여주는 도면이다.

먼저 도 2 및 도 7a를 참조하면, 제1 쉬프터(210)는 로우 패스 필터(140)로부터 출력되는 신호(x(n))를 -π/2 만큼 쉬프트한다.

도 7b에 도시된 바와 같이, 제1 쉬프터(210)로부터 출력되는 신호가 노치 필터(220)를 통과하면 널 톤에 대응하는 신호들이 감쇠된다.

도 7c를 참조하면, 제2 쉬프터(230)는 노치 필터(220)로부터 출력되는 신호를 π/2 만큼 쉬프트한다. 그 결과, 제2 쉬프터(230)는 로우 패스 필터(140)로부터 출력되는 신호(x(n))에서 널 톤에 대응하는 신호들이 감쇠된 신호(x'(n))를 출력한다.

수학식 1은 로우 패스 필터(140)로부터 출력되는 신호(x(n))을 주파수 영역 의 신호(x(k))로 나타낸 것이다.

수학식 1에서 k는 주파수 영역에서의 인덱스이고, n은 시간 영역(time domain)에서의 인덱스이다.

한 프레임의 톤의 개수 N=128일 때 주파수 영역에서 신호(x(n))의 주기는 2π이므로, π/2는 N/4로 나타낼 수 있다. 그러므로, 제1 및 제2 쉬프터들(210, 230)에서 -π/2 및 π/2만큼 쉬프트하는 것은 수학식 2와 같이 시간 영역의 신호(x(n))에 exp(-jπn/2)를 곱해주는 것과 같다.

또한 exp(-jπn/2)=cos(πn/2) -j·sin(πn/2)이므로, 제1 및 제2 쉬프터들(210, 230)은 매우 간단한 연산을 수행하며, 회로 구현 또한 간단하게 이루어질 수 있다.

도 8a는 도 1에 도시된 톤 널링부에 의해서 5 개의 톤들을 널 톤으로 변경했을 때 필터 회로(150)로부터 출력되는 신호의 세기를 보여준다. 도 8b는 도 8a에 도시된 윈도우(W3)를 확대한 도면이다.

도 8a 및 도 8b를 참조하면, 본 발명에 의하면 톤 널링부(120)에 의해서 5 개의 톤들 만이 널 톤으로 변경되었음에도 필터 회로(150)를 통과한 신호(x'(n))의 세기가 Wi-MAX의 서비스 대역과 중첩되는 주파수 대역 3.26GHz~3.28GHz에서 충분히 감쇠 되었음을 알 수 있다.

도 1은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 초광대역 단말기의 구성을 보여주는 블록도이다.

도 2는 도 1에 도시된 필터 회로(150)의 구체적인 구성을 보여주는 도면이다.

도 3a 및 도 3b는 도 1에 도시된 톤 널링부에 의해서 5 개의 톤들을 널 톤으로 변경했을 때 로우 패스 필터로부터 출력되는 신호의 세기를 보여준다.

도 4a 및 도 4b는 도 1에 도시된 톤 널링부에 의해서 15 개의 톤들을 널 톤으로 변경했을 때 로우 패스 필터로부터 출력되는 신호의 세기를 보여준다.

도 5는 도 1에 도시된 로우 패스 필터로부터 출력되는 신호를 개념적으로 보여주는 도면이다.

도 6은 도 2에 도시된 노치 필터의 신호 통과 파형을 보여주고 있다.

도 7a 내지 도 7c는 도 2에 도시된 필터 회로의 동작을 개념적으로 보여주는 도면이다.

도 8a는 도 1에 도시된 톤 널링부에 의해서 5 개의 톤들을 널 톤으로 변경했을 때 필터 회로로부터 출력되는 신호의 세기를 보여준다.

Claims (19)

1. 초광대역 신호의 간섭 회피 방법에 있어서:

   전송될 데이터 신호를 복수의 톤들에 대응하는 부호화 신호들로 인코딩하는 단계;

   상기 복수의 톤들 중 일부의 톤들을 널(null) 톤으로 변경하는 단계;

   상기 널 톤을 포함하는 복수의 톤들에 대한 역고속 푸리에 변환을 수행하는 단계;

   상기 역고속 푸리에 변환된 데이터 신호들에 대한 로우 패스 필터링을 수행하는 단계;

   상기 로우 패스 필터링된 데이터 신호 중 상기 널 톤에 대응하는 데이터 신호의 세기를 감소시키기 위한 필터링을 수행하는 단계; 그리고

   상기 필터링된 데이터 신호를 아날로그 신호로 변환해서 전송하는 단계를 포함하되,

   상기 데이터 신호의 세기를 감소시키기 위한 필터링을 수행하는 단계는,

   상기 로우 패스 필터링된 데이터 신호를 소정의 주파수만큼 제1 방향으로 쉬프트하는 단계와;

   상기 쉬프트된 데이터 신호를 노치 필터를 이용하여 필터링하는 단계; 그리고

   상기 노치 필터에 의해 필터링된 데이터 신호를 상기 소정의 주파수만큼 상기 제1 방향의 역방향인 제2 방향으로 쉬프트하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 초광대역 신호의 간섭 회피 방법.
2. 제 1 항에 있어서,

   상기 제1 방향으로 쉬프트하는 단계는,

   상기 데이터 신호를 -π/2 쉬프트하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 초광대역 신호의 간섭 회피 방법.
3. 제 1 항에 있어서,

   상기 제2 방향으로 쉬프트하는 단계는,

   상기 데이터 신호를 π/2 쉬프트하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 초광대역 신호의 간섭 회피 방법.
4. 제 1 항에 있어서,

   상기 노치 필터는 와이맥스(Wi-Max) 신호와 간섭이 발생하는 대역의 신호를 억제하는 것을 특징으로 하는 초광대역 신호의 간섭 회피 방법.
5. 삭제
6. 삭제
7. 삭제
8. 삭제
9. 삭제
10. 삭제
11. 삭제
12. 삭제
13. 초광대역 단말기에 있어서:

    전송될 데이터 신호를 복수의 톤들에 대응하는 부호화 신호들로 인코딩하는 인코더와;

    상기 복수의 톤들 중 일부의 톤들을 널(null) 톤으로 변경하는 톤 널링부와;

    상기 톤 널링부의 출력 신호에 대한 역고속 푸리에 변환을 수행하는 역고속 푸리에 변환기와;

    상기 역고속 푸리에 변환된 데이터 신호에 대한 필터링을 하는 로우 패스 필터와;

    상기 로우 패스 필터링된 데이터 신호 중 상기 널 톤에 대응하는 데이터 신호의 세기를 감소시키기 위한 필터 회로; 그리고

    상기 필터 회로에 의해 필터링된 데이터 신호를 전송하는 RF 회로를 포함하되,

    상기 필터 회로는,

    상기 로우 패스 필터에 의해 필터링된 데이터 신호를 소정의 주파수만큼 제1 방향으로 쉬프트하는 제1 쉬프터와;

    상기 쉬프트된 데이터 신호를 필터링하는 노치 필터; 그리고

    상기 노치 필터에 의해 필터링된 데이터 신호를 상기 소정의 주파수만큼 상기 제1 방향의 역방향인 제2 방향으로 쉬프트하는 제2 쉬프터를 포함하는 것을 특징으로 하는 초광대역 단말기.
14. 제 13 항에 있어서,

    상기 제1 쉬프터는,

    상기 데이터 신호를 -π/2 쉬프트하는 것을 특징으로 하는 초광대역 단말기.
15. 제 13 항에 있어서,

    상기 제1 쉬프터는,

    상기 데이터 신호를 지수 함수 신호 exp(-jπn/2)와 곱하되,

    상기 n은 상기 복수의 톤들의 수인 것을 특징으로 하는 초광대역 단말기.
16. 제 13 항에 있어서,

    상기 제2 쉬프터는,

    상기 데이터 신호를 π/2 쉬프트하는 것을 특징으로 하는 초광대역 단말기.
17. 제 13 항에 있어서,

    상기 제2 쉬프터는,

    상기 데이터 신호를 지수 함수 신호 exp(-jπn/2)와 곱하되,

    상기 n은 상기 복수의 톤들의 수인 것을 특징으로 하는 초광대역 단말기.
18. 제 13 항에 있어서,

    상기 노치 필터는 와이맥스(Wi-Max) 신호와 간섭이 발생하는 주파수 대역의 신호를 억제하는 것을 특징으로 하는 초광대역 단말기.
19. 삭제

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