CN101594333A

CN101594333A - Mb-ofdm系统的daa工作模式下阻断模拟信号传输带的方法和装置

Info

Publication number: CN101594333A
Application number: CNA2009101421098A
Authority: CN
Inventors: 米格尔·基尔施; 雷吉斯·凯特诺兹; 斯蒂芬·坦勒库卢; 基亚拉·马蒂内利-卡塔内奥
Original assignee: STMicroelectronics SRL
Current assignee: STMicroelectronics SRL; STMicroelectronics NV
Priority date: 2008-05-30
Filing date: 2009-05-25
Publication date: 2009-12-02
Also published as: US20090296784A1; US8396145B2; EP2128992A1

Abstract

本发明提供一种特别用于MB－OFDM系统的侦测与回避(DAA)工作模式下的使模拟信号的传输带阻断的方法和装置。该方法包括抑制(30)每个符号中与待阻断的所述传输带的部分对应的子载波，以及抑制(31)每个符号中剩余的待调制子载波的被选择部分。

Description

MB-OFDM系统的DAA工作模式下阻断模拟信号传输带的方法和装置

技术领域

本发明涉及无线通信系统，尤其涉及给定传输带内的等级衰减，更具体地说，用于UWB通信设备的侦测与回避(DAA)工作模式。

背景技术

本发明的非限制性应用指向，根据以称为MB-OFDM的多频带OFDM(正交频分复用)调制方案为基础的超宽带(UWB)标准工作的设备。这种MB-OFDM设备也称为WiMedia UWB设备，其可以对其它无线系统产生干扰，尤其是对作为固定无线装置的WIMAX装置(微波存取全球互通)产生干扰。这种WIMAX装置例如在中心频率为3.5GHz的20MHz的带宽下工作，而MB-OFDM系统的频带处于3.1GHz与10.6GHz之间。

基于与MB-OFDM标准相似的OFDM和UWB技术的无线个人区域网络会直接干扰靠近这种宽带装置的窄带干扰源。目前，在基于OFDM的UWB标准中还尚未实现特定干扰减轻技术。

正交频分复用(OFDM)是一种数字调制方法，其中信号被分成处于不同频率的若干窄带信道(子载波)。为了避免带内频谱干扰，建议在干扰信号的给定传输带内达到给定的衰减等级。

例如，一种方法在于调制(或调零)位于所述给定传输带内的被传输子载波，从而尽力消除在该给定频带中发现的信号能量。

然而，由于剩余的被传输子载波的旁瓣振幅(这些旁瓣由每个被传输子载波的sin(x)/x形状频谱产生)，在被传输的OFDM符号的给定频带内达到相对高的衰减等级通常是困难的。

具体地说，在MB-OFDM系统和其它无线系统，尤其是和WiMax共存的情况下，相对于OFDM子载波传输功率需要差不多-30dB的阻带(notch)。

另外一种类型的允许在被传输信号的给定频带内获得相对高的衰减等级的方法被公开在2004年阿姆斯特丹市第34届欧洲微波会议上的HirohisaYamaguchi(山口博久)的“Active Interference Cancellation Technique forMB-OFDM Cognitive Radio(用于MB-OFDM认知无线电的有源干扰消除技术)”中。

更明确地说，根据该方法，OFDM符号的子载波s₁和s₂之间的频带通过以下步骤被阻断：1)将s₁与s₂之间的每个子载波调零，2)利用根据OFDM符号传输数据函数计算的系数来调制子载波s₁和s₂，目的在于使频带s₁-s₂中的能量最小化。

然而，实施该方法是相对复杂的。

另一种用于消除待阻断的传输带的部分内的子载波的方法被公开在EP1 802 063中，具体地说，该方法以(或者在频域或者在时域中)利用比数字初始调制信号的频率分解更高的频率分解对该初始调制信号滤波为基础。

发明内容

根据一个实施例，提出一种方法和装置，包括去掉与已被清除的并且与待阻断的传输带的部分对应的这些子载波不同的一些其它的被选择子载波，同时保持剩余的待传输子载波之间的正交性。

根据另一个实施例，提出一种方法和装置，对剩余子载波提供一定的频谱整形适应性，以增加其旁瓣的衰减。

根据一个方面，提出一种使模拟信号的传输带阻断的方法，所述模拟信号包括待传输的连续符号，每个符号包括待调制的子载波，所述方法包括抑制每个符号中与待阻断的所述传输带的部分对应的子载波。

根据该方面的总体特征，所述方法进一步包括抑制每个符号中剩余的待调制子载波的被选择部分。

因此，进一步去除剩余的待传输子载波的被选择部分已经允许消除这些被进一步抑制的子载波的旁瓣，因此允许在传输带的阻带内追加衰减等级。

并且，进一步去除剩余子载波的被选择部分并不改变最终实际被传输的子载波的正交性。

为了避免丢失太多信息，根据一个实施例，抑制每个符号中剩余的待调制子载波的被选择部分包括：在每个符号中每n个剩余子载波保留一个剩余子载波，并且抑制所述符号的所有其它的剩余子载波。本领域技术人员将能够根据应用场合和对信息丢失的限制选择n的值。然而，选择n＜5是有利的。

例如，抑制每个符号中剩余的待调制子载波的被选择部分可包括抑制每个符号中剩余子载波的一半。

抑制剩余子载波的仅仅一半允许以有效的方式减少信息的丢失。

并且，抑制每个符号中剩余子载波的一半可包括抑制每个符号中每隔一个的剩余子载波(n＝2)。

该实施例允许在符号中保持一定的一致性，并且又减少信息的丢失。

具体来说，利用时域扩展以便分别在两个连续的符号中交替抑制偶数和奇数剩余子载波对于传输尤其是有利的。因此，有可能恢复丢失的子载波。

为了获得更深的阻带，根据另一个实施例，进一步在时域中将所述符号与加窗掩码相乘是有利的，所述加窗掩码被配置成保持待传输子载波之间的正交性并且减小待传输子载波的旁瓣功率。

例如，当每n个剩余子载波有一个剩余子载波被保留在每个符号中时，计算所述加窗掩码包括：

·提供具有等于符号的长度的n分之一的长度的时域矩形掩码，

·对所述时域矩形掩码补零，以得到具有等于符号的长度的长度的初始时域掩码，

·对所述初始时域掩码执行时域到频域的转换处理，以用于获得频域结果掩码，

·将所述结果掩码与高斯函数相乘，以用于获得改进后掩码，

·对所述改进后掩码执行频域到时域的转换处理，以用于获得所述加窗掩码。

优选地，所述加窗掩码可以利用矩形掩码和例如高斯函数的辅助函数被计算出。

根据一个实施例，所述信号是根据MB-OFDM调制方案调制出的UWB信号。

根据另一个方面，还提出一种使模拟信号的传输带阻断的装置，所述模拟信号包括待传输的连续符号，每个符号包括待调制的子载波，所述装置包括被配置成抑制每个符号中与待阻断的所述传输带的部分对应的子载波的处理装置，所述处理装置被进一步配置成抑制每个符号中剩余的待调制子载波的被选择部分。

根据一个实施例，所述处理装置被配置成：在每个符号中每n个剩余子载波保留一个剩余子载波，并且抑制所述符号的所有其它的剩余子载波，其中n是小于5的整数。

根据一个实施例，所述处理装置被配置成抑制每个符号中剩余子载波的一半。

根据一个实施例，所述处理装置被配置成抑制每隔一个的剩余子载波。

根据一个实施例，所述处理装置被配置成分别在两个连续符号中交替抑制偶数剩余子载波和奇数剩余子载波。

根据一个实施例，所述装置进一步包括包含存储器和乘法装置的加窗装置，所述存储器包含被配置成保持待传输子载波的正交性并且减小待传输子载波的旁瓣功率的加窗掩码的掩码系数，所述乘法装置被配置成在时域中将所述符号与所述掩码系数相乘。

根据一个实施例，还提出一种包括如上所限定的装置的发射机。

所述发射机例如可以属于MB-OFDM系统。

附图说明

在研究并不以任何方式进行限制的实施例和附图的详细描述时，本发明的其它优点和特征将会出现，其中：

图1为根据现有技术的具有16个受抑制子载波的OFDM符号功率谱密度的实例；

图2图示说明根据本发明实施例的发射机；

图3图示说明根据本发明的方法实施例的流程图；

图4图示但更详细地说明根据本发明实施例的发射机的处理装置；

图5图示说明根据本发明实施例的加窗掩码的计算过程(elaboratingprocess)；

图6和图7图示说明本发明的各种变体；

图8图示说明根据本发明的加窗掩码的实例；以及

图9和图10图示说明根据本发明的方法实施例的结果实例。

具体实施方式

现将与MB-OFDM系统相关联地描述本发明，尽管本发明并不限于该具体的应用。

常规地，MB-OFDM数字基带符号由128个子载波(与数据、导频等对应)组成。通过对128个频域数字基带样本进行IFFT(快速傅立叶反变换)计算和利用37个被调零的样本填充结果，产生被传输数据。整个符号(165个样本)有312.5ns的持续时间。

大部分零样本用于处理多路信道，一些零样本用来给予无线子系统足够的时间，以用于相邻符号之间(在TFI模式下)的最终频带转换。

图1描绘了具有16个受抑制子载波(16个被清除的子载波通常利用被设置为零的系数进行调制)的OFDM符号功率谱密度的实例。由此可见，不管受抑制子载波如何，由每个被传输子载波(即，还未被清除的子载波)的sinc形频谱所产生的副瓣SLBS仅低于-10dB，因此不符合例如MB-OFDM传输方案的上下文所需要的被设置在-30dB上的阻带掩码(notching mask)。

换句话说，来自于被传输邻居子载波的旁瓣的功率降低得太慢，以致不能保证MB-OFDM传输所需要的在待阻断频带内的高功率衰减，例如按照30dB的级别。

如图2所示，根据本发明实施例的发射机TX包括通过数模转换级DAC被连接至模拟射频级的数字基带级。

以常规的方式，传输链包括例如卷积编码器的编码器CC，该编码器CC用于从源编码装置接收数据并将比特流传送给打孔装置PM，该打孔装置PM传送被打孔的比特流。

交织装置ILM被连接至打孔装置的输出端，并且被映射装置MPM所跟随，该映射装置MPM依据所使用的调制的种类，例如BPSK调制或者更通常的QAM调制，根据调制映射方案将比特映射成符号。

由映射装置MPM传送的连续符号是MB-OFDM数字基带符号。每个符号为包含分别与128个相应地待调制子载波有关的128个调制系数的组。

当然，128个样本(调制系数)的组在I分支上被传送，而另一个对应的128个样本的组在Q分支上被传送。

然后，数字调制系数的这些连续频域组在处理装置PRM中被处理，该处理装置PRM适用于消除待阻断传输带的部分内的子载波，以及剩余子载波之中的其它被选择的子载波。

属于数字基带级的这种装置例如可以通过微处理器内的软件实现。另一种可能性在于通过特定的ASIC实现这些装置中的至少一些，例如IFFT或FFT装置。

然后，由处理装置RD传送的时域符号在已被转换成DAC级之后，并且在通过天线ANT发射到空中之前，在常规的射频级RF中被处理。

图3描绘了根据本发明的方法实施例。

更准确地说，在每个符号中，与待阻断的传输带的部分对应的子载波被抑制(步骤30)。期望的待阻断的频带，例如子载波S1与S2之间的所有频率，能够例如通过设置对应的调制系数为零，而被容易地阻断。

为了具有更深的阻带，同时保持剩余子载波的正交性，执行步骤31，该步骤31包括抑制剩余子载波的被选择部分，即符号的在步骤30中未被抑制的子载波。

例如通过设置对应的调制系数为零，也能够执行步骤31所执行的进一步消除剩余子载波的被选择部分。

为了再具有更深的阻带，建议将步骤31之后所获得的符号与加窗掩码WMSK相乘(步骤32)，该加窗掩码WMSK被配置成保持待传输的子载波之间的正交性，并且减小待传输的子载波的旁瓣功率。

因此，时域结果符号在被处理之后，更具体地说在RF级中被传输(步骤33)。

图4描绘了被配置成执行诸如图3所示的处理的处理装置PRM的实例。

更准确地说，处理装置包括由控制装置CTLM控制的抑制块SB，该抑制块SB被配置成在每个符号中首先清除待阻断的传输带的部分内的子载波。如上所述，通过设置与这些子载波相关的对应的调制系数为零，该清除能够容易地被执行。

一旦这些子载波被抑制，抑制块SB经过控制装置CTLM的控制之后还被配置成抑制剩余子载波的另外被选择部分。

再次，通过设置对应的调制系数为零，这些被选择的待进一步抑制的剩余子载波实际上能够被抑制。

之后，结果符号在频域-时域转换处理装置IFFTM中被处理，以执行离散快速傅立叶反变换。

处理装置PRM进一步包括包含存储器MM和乘法装置MLT的加窗装置WM，该存储器MM包含加窗掩码WMSK的掩码系数，该乘法装置MLT被配置成在时域中将由装置IFFTM传送的符号与所述掩码系数相乘。

具体地说，为了在被选择子载波的清除中具有良好的一致性，在每个符号中，每n个剩余子载波保留一个剩余子载波以及抑制所述符号的所有其它的剩余子载波是有利的，其中n例如是小于5的整数。

为了使信息丢失最小化，n可以等于2。换句话说，在这种情况下，步骤31包括抑制每个符号中每隔一个的剩余子载波。

加窗掩码WMSK可以利用矩形掩码TDRM(图5)和高斯函数GF被计算出。

然而，其它的初始函数是可能的。

如图5所示，在具体的实施例中，计算所述时域加窗掩码包括提供具有等于符号的长度L的n分之一的长度的时域矩形掩码TDRM。因此，时域矩形掩码的这种长度与在每个符号中每n个剩余子载波保留一个剩余子载波一致。事实上，具体地说，这将允许保持实际上通过天线发射的子载波之间的正交性。

初始矩形函数或掩码具有等于L/n(L/n个不同于零的样本)的长度的目的在于，获得具有位于每个L/n个样本上的零值的频域下的sinc函数(sinx/x)。

然后，计算加窗掩码包括补零，使时域矩形掩码TDRM达到具有长度等于符号的长度的初始时域掩码，还包括对上述的初始时域掩码执行时域到频域的转换处理，以用于获取频域的结果掩码FDRM。时域到频域的转换处理例如是离散直接快速傅立叶变换FFT。

然后，结果掩码FDRM与高斯函数GF相乘(步骤51)，以用于获取改进后掩码MMSK。这允许减小副瓣的级别。然而，不必是高斯函数，其它的函数，例如三角函数，可以用于减小副瓣的级别。

然后，在步骤52中对所述改进后掩码MMSK执行频域到时域的转换处理，例如IFFT处理，以用于获取所述加窗掩码WMSK。

然后，加窗掩码WMSK的系数被存储在存储器MM中。

当在步骤31中抑制仅仅每隔一个的剩余子载波时，如上所述的和如图6所更详细地描绘的那样，时域矩形掩码TDRM具有等于L/2的长度，其中L是符号的长度。

在MB-OFDM应用中，L等于128。

然而，如前所述，应用时域中的加窗掩码到OFDM符号中的目的在于减小被传输载波的旁瓣的功率，加窗掩码例如可以被设计如下：

·定义64个样本(TDRM)的矩形函数，然后，用64个零补零以达到128个样本的总的窗口长度，并且计算这128个样本窗口的傅立叶变换。

·将所获得的频域函数与

w [n] = e^{- \frac{1}{2} {(α \frac{n - \frac{N}{2}}{N / 2})}^{2}}

相乘，其中0≤n＜128，N＝128，

特别合适(但非排它性的)的α系数是在[15，65]范围内。

结果函数的傅立叶反变换提供时域加窗掩码WMSK。

加窗掩码WMSK1和WMSK2的两个实例被描绘在图8中。

α＝15时，加窗掩码WMSK1被获得，而α＝65时，掩码WMSK2被获得。

α的值越小，提供越深的阻带，但该阻带边缘的功率衰减减小得越慢。

α的值越大，提供越小深度的阻带，但该阻带边缘越尖锐，并且衰减级别被越快地达到。

因为在本实例中，仅仅每隔一个子载波被传输，所以不管加窗如何，正交性都被保持。

相对于常规的OFDM载波的波瓣，被加窗的子载波旁瓣的增加的衰减能在图9中被观察到，其中C0表示OFDM载波频谱，C1表示α＝15时被加窗的载波频谱，C2表示α＝65时被加窗的载波频谱。在图9中也能看到，相比于常规的OFDM子载波，被加窗的子载波仅仅每隔一个子载波是正交的。

进一步，根据加窗掩码的α参数，不同特性的阻带被描绘在图10中。在该图中，C10表示α参数等于15时所获得的阻带，而C20表示α＝65时所获得的阻带。α值越小，导致阻带越深，而α值越大，则提供更尖锐的阻带边缘。

但是，能够获取30dB与大于40dB之间的衰减。

例如，使用该子载波的仅仅一半会导致被传输信息的丢失。这在某些应用中是可接受的。

但是，这种被传输信息的丢失不一定是如下文更加详细地解释的所有传输速度的情况。

较低的传输速度，即从53.3到200Mbs，使用时间扩展和/或频率扩展以便增加信号噪声比(SNR)和频率多样性增益。

两种扩展类型是基于分别在频域和时域下的被传输数据的简单重复。

WiMedia OFDM UWB符号包括128个载波。索引子载波从-64到63，通过将相同的数据符号χ(在载波n，以及在载波-n复共轭χ^*)发送两次执行频率扩展。因此，在频域扩展模式中，仅仅128个载波的一半与不同的数据符号对应。

通过简单地对两个连续的OFDM符号重复两次，执行时域中的扩展。

规则的WiMedia UWB接收机与已知将被重复的数据符号结合在一起，以便增加所接收的信号的SNR和频率多样性。

例如，当传输模式既使用频域扩展又使用时域扩展时，数据符号χ(k，n)能够以下列方式被恢复，其中k是OFDM符号索引，n是子载波索引。

在均衡(为信道失真补偿)之后，将χ(k，n)和χ^*(k，-n)加起来。然后，为OFDM符号k+1重复相同的程序，最后，将从两个符号(因为他们对应于被重复两次的相同的数据符号)中获得的结果加起来。

因此，在被传输OFDM符号的子载波(偶数或奇数)的一半的抑制被执行的情况下，利用时域扩展，丢失的载波能够被恢复以便应用。当传输速度在53.3与200Mbs之间时，对于MB-OFDM传输方案，尤其是这样的情况。

在这样的情况下，通过交替抑制连续OFDM符号中的偶数和奇数载波，能够简单地恢复丢失的载波。由于符号重复，来自于符号k的受抑制子载波能利用被重复的符号k+1被恢复，其中受抑制子载波从偶数(相应地为奇数)变化到奇数(相应地为偶数)。

该具体实施例被描绘在图7中。例如如果符号索引k是偶数，那么偶数的剩余子载波被抑制(步骤311)，而如果k是奇数，那么奇数的剩余子载波被抑制。当然，在步骤311和310中可以用奇数代替偶数。

在没有时间扩展(与200Mbs以上的数据速度对应)的传输模式中，不可能恢复丢失的载波。然而，使用根据本发明的方法仍然是可能的，虽然具有较差的性能，不过，依据于应用场合，该性能仍然是可接受的。

Claims

1、一种使模拟信号的传输带阻断的方法，所述模拟信号包括待传输的连续符号，每个符号包括待调制的子载波，所述方法包括抑制(30)每个符号中与待阻断的所述传输带的部分对应的子载波，其特征在于，所述方法进一步包括抑制(31)每个符号中剩余的待调制子载波的被选择部分。

2、根据权利要求1所述的方法，其中抑制(31)每个符号中剩余的待调制子载波的被选择部分包括：在每个符号中每n个剩余子载波保留一个剩余子载波，并且抑制所述符号的所有其它的剩余子载波，其中n是小于5的整数。

3、根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中抑制(31)每个符号中剩余的待调制子载波的被选择部分包括：抑制每个符号中剩余子载波的一半。

4、根据权利要求3所述的方法，其中抑制(31)每个符号中剩余子载波的一半包括：抑制每个符号中每隔一个的剩余子载波。

5、根据权利要求4所述的方法，其中抑制(31)每个符号中每隔一个的剩余子载波包括：分别在两个连续符号中交替抑制偶数剩余子载波和奇数剩余子载波。

6、根据前述权利要求中任一项所述的方法，进一步包括将时域中的所述符号与加窗掩码WMSK相乘(32)，所述加窗掩码被配置成保持待传输的子载波之间的正交性，并且减小待传输的子载波的旁瓣功率。

7、根据权利要求6所述的方法，其中所述加窗掩码WMSK利用矩形掩码TDRM和例如高斯函数GF的辅助函数被计算出。

8、根据权利要求7并结合权利要求2所述的方法，其中计算所述加窗掩码包括：提供具有等于符号的长度的n分之一的长度的时域矩形掩码TDRM；对所述时域矩形掩码补零(50)，以得到具有等于符号的长度的长度的初始时域掩码；对所述初始时域掩码执行时域到频域的转换处理(50)，以用于获得频域结果掩码FDRM；将所述结果掩码与高斯函数GF相乘(51)，以用于获得改进后掩码MMSK；以及对所述改进后掩码执行频域到时域的转换处理(52)，以用于获得所述加窗掩码WMSK。

9、根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中所述信号是根据MB-OFDM调制方案调制出的UWB信号。

10、一种使模拟信号的传输带阻断的装置，所述模拟信号包括待传输的连续符号，每个符号包括待调制的子载波，所述装置包括被配置成抑制每个符号中与待阻断的所述传输带的部分对应的子载波的处理装置PRM，其特征在于，所述处理装置PRM被进一步配置成抑制每个符号中剩余的待调制子载波的被选择部分。

11、根据权利要求10所述的装置，其中所述处理装置PRM被配置成：在每个符号中每n个剩余子载波保留一个剩余子载波，并且抑制所述符号的所有其它的剩余子载波，其中n是小于5的整数。

12、根据权利要求10和11中任一项所述的装置，其中所述处理装置PRM被配置成抑制每个符号中剩余子载波的一半。

13、根据权利要求12所述的装置，其中所述处理装置PRM被配置成抑制每隔一个的剩余子载波。

14、根据权利要求13所述的装置，其中所述处理装置PRM被配置成分别在两个连续符号中交替抑制偶数剩余子载波和奇数剩余子载波。

15、根据权利要求10至14中任一项所述的装置，进一步包括包含存储器MM和乘法装置MLT的加窗装置WM，所述存储器包含被配置成保持待传输子载波的正交性并且减小待传输子载波的旁瓣功率的加窗掩码WMSK的掩码系数，所述乘法装置被配置成将时域中的所述符号与所述掩码系数相乘。

16、根据权利要求10至15中任一项所述的装置，其中所述信号是根据MB-OFDM调制方案调制出的UWB信号。

17、一种发射机，包括根据权利要求10至16中任一项所述的装置。

18、根据权利要求17所述的发射机，属于MB-OFDM系统。