KR101491799B1

KR101491799B1 - Ｒｆ 수신기 및 ｒｆ 수신 방법

Info

Publication number: KR101491799B1
Application number: KR20080015991A
Authority: KR
Inventors: 임형선; 박진수; 이흥배; 김영일; 전상윤; 권익진; 김범만; 박창준
Original assignee: 삼성전자 주식회사
Priority date: 2008-02-21
Filing date: 2008-02-21
Publication date: 2015-02-12
Also published as: US20090215421A1; KR20090090649A; US8391822B2

Abstract

본 발명은 SAW 필터를 제거하여 구현한 RF 수신기를 제안한다.

본 발명의 수신기는, 수신 신호 중 아웃 밴드의 간섭파를 억제시키며 상기 수신 신호를 증폭시키는 저잡음 증폭부; 상기 증폭된 수신 신호를 이산 시간 도메인으로 변환하기 위한 샘플링을 수행하는 샘플링부; 상기 샘플링된 신호를 디지털 신호로 변환가능한 소정의 주파수 대역으로 하향 변환하고, 샘플링 주파수에 따른 에일리어싱 밴드의 주파수에 대한 간섭파를 억제하는 주파수 변환부; 상기 변환된 신호에 대한 에일리어싱을 제거하기 위한 안티 에일리어싱 필터링부; 상기 샘플링부, 상기 주파수 변환부 및 상기 안티 에일리어싱 필터링부에 대한 샘플링 주파수를 제공하는 클럭부; 및 상기 변환된 신호를 디지털 신호로 변환하는 아날로그 디지털 컨버터를 포함하여, 집적도를 높인 RF 수신기를 제공할 수 있다.

SAW 필터, 수신기, 저잡음 증폭기, FIR 필터, 이산 시간 도메인

Description

ＲＦ 수신기 및 ＲＦ 수신 방법{Apparatus and method for receiving RF signal}

본 발명은 RF 수신기에 관한 것으로, 보다 상세하게는 SAW 필터를 제거하여 집적도를 증가시키기 위한 RF 수신기에 관한 것이다.

지금까지의 수신 시스템에서는 아웃-밴드 하이-레벨 신호에 의한 시스템 포화(saturation)과 에일리어싱(aliasing)에 의해 유입되는 인-밴드 노이즈를 발생시키는 간섭파(interferer)를 제거하기 위하여 SAW 필터를 이용하고 있다.

SAW 필터는 표면 탄성파 필터라고도 하는데 압전기판의 기계적 진동을 이용한 통신용 필터로서, 필터자체가 가진 기계 물리적 주파수와 같은 주파수만 통과시키는 대역 통과 필터의 역할을 한다. 이러한 SAW 필터는 일반적인 LC 공진의 원리를 이용한 필터에 비해 통과시키는 대역폭이 굉장히 좁아서, 필요없는 주파수의 신호를 거의 완벽하게 필터링하여 좁은 대역폭으로 원하는 신호의 주파수만 정확하게 골라내는 데에 매우 효과적이다.

그러나, SAW 필터는 기계적인 구조로 이루어진 필터라서 부피를 줄이는데 한계가 있으며, SAW 필터는 수신기를 원-칩화하는 경우 SAW 필터를 함께 원-칩화시키 지 못하고 수신칩의 외부에 위치하게 된다. 또한, SAW 필터는 상대적으로 가격이 비싸서 수신기 전체의 생산 비용을 증가시킨다. 따라서, SAW 필터를 이용한 수신기를 이동통신 단말기에 사용하는 경우에 수신기의 가격상승의 주요 원인이 되고 수신기의 원-칩화가 용이하지 않은 문제점이 있다.

전술한 문제점을 해결하기 위한 본 발명은 SAW 필터를 제거하여 수신기의 제조 비용을 감소시키고 수신기의 원-칩화가 가능한 RF 수신기를 제안한다.

본 발명의 일 양상에 따른 수신기는, 수신 신호 중 아웃 밴드의 간섭파를 억제시키며 상기 수신 신호를 증폭시키는 저잡음 증폭부; 상기 증폭된 수신 신호를 이산 시간 도메인으로 변환하기 위한 샘플링을 수행하는 샘플링부; 상기 샘플링된 신호를 디지털 신호로 변환가능한 소정의 주파수 대역으로 하향 변환하고 샘플링 주파수에 따른 에일리어싱 밴드의 주파수에 대한 간섭파를 억제하는 주파수 변환부; 상기 변환된 신호에 대한 에일리어싱을 제거하기 위한 안티 에일리어싱 필터링부; 상기 샘플링부, 상기 주파수 변환부 및 상기 안티 에일리어싱 필터링부에 대한 샘플링 주파수를 제공하는 클럭부; 및 상기 변환된 신호를 디지털 신호로 변환하는 아날로그 디지털 컨버터를 포함한다.

저잡음 증폭부는 수신된 RF 신호의 아웃 밴드의 간섭파를 니어밴드의 간섭파와 근사하도록 감쇠시킬 수 있다.

주파수 변환부는 적어도 하나의 샘플링 주파수를 이용하여 상기 샘플링된 신호를 순차적으로 다운 샘플링할 수 있다. 또한, 주파수 변환부는 SC-FIR 필터들로 구성될 수 있다. 또한, 본 발명의 일 실시예에 따르면, 주파수 변환부는 수신 신호 중 에일리어싱 밴드의 신호에 대해서는 상기 수신기에서 요구되는 SNR 레벨을 만족하도록 필터링하고, 넌-에일리어싱 밴드의 신호에 대해서는 상기 수신기가 포화되는 포화 레벨을 넘지 않도록 필터링할 수 있다. 주파수 변환부는 2.4GHz의 신 호를 10MHz의 신호로 하향 변환할 수 있다.

안티 에일리어싱 필터링부는 상기 주파수 변환부로부터 수신된 신호 중 인밴드 간섭파 신호를 상기 수신기가 포화되는 포화 레벨을 넘지 않도록 필터링한다.

본 발명의 다른 양상에 따른 RF 수신 방법은 수신 신호 중 아웃 밴드의 간섭파를 억제시키며 상기 수신 신호를 증폭시키는 단계; 상기 증폭된 수신 신호를 이산 시간 도메인으로 변환하기 위한 샘플링을 수행하는 단계; 상기 샘플링된 신호를 디지털 신호로 변환가능한 소정의 주파수 대역으로 하향 변환하고, 샘플링 주파수에 따른 에일리어싱 밴드의 주파수에 대한 간섭파를 억제하는 단계; 상기 변환된 신호에 대한 에일리어싱을 제거하는 단계; 및 상기 변환된 신호를 디지털 신호로 변환하는 단계를 포함한다.

이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 일 실시예를 상세하게 설명한다. 본 발명을 설명함에 있어 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 또한, 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 RF 수신기를 나타내는 도면이다.

도 1의 수신기는 저잡음 증폭부(110), 샘플링부(120), 주파수 변환부(130), 안티 에일리어싱 필터링부(140), 발진부(150), 클럭부(160), 아날로그 디지털 컨버 터(170) 및 디지털 블럭(180)을 포함한다. 도 1에 표시되어 있는 주파수는 블루투스 신호를 수신하는 경우 적용된 샘플링 주파수를 나타내며, 다른 애플리케이션인 경우에는 다른 샘플링 주파수가 이용된다.

저잡음 증폭부(110)는 수신 신호의 잡음 신호를 억제시키며 수신 신호를 증폭시킨다. 저잡음 증폭부(110)는 저잡음 증폭기(LNA; 111, 113) 및 트랜스컨덕턴스 증폭기(TA; 115)를 포함한다. 본 발명의 일 실시예에 따르면, 저잡음 증폭부(110)의 저잡음 증폭기(111, 113)는 수신 신호 중 아웃 밴드의 간섭파를 억제시키면서 수신 신호를 증폭한다.

일반적으로 간섭파는 아웃 밴드의 간섭파와 니어 밴드의 간섭파로 나뉘는데, 니어 밴드의 신호는 희망 신호와 근접하므로 본 발명의 일 실시예에 따르면 니어 밴드의 신호는 감쇠시키지 않는다. LNA(111, 113)는 수신된 신호의 아웃 밴드에 위치하는 간섭파를 니어 밴드에 위치하는 간섭파와 근사하도록 감쇠시킬 수 있다. 도 1에는 저잡음 증폭기(111, 113)가 2개로 구성되어 있는 것으로 도시되어 있지만, 이러한 구성은 일예일 뿐이며, 아웃 밴드의 간섭파를 니어 밴드의 간섭파의 레벨로 억제시키면서 수신 신호를 증폭하는 한 다양하게 변형될 수 있다.

TA(115)는 입력 전압을 출력 전류로 변환한다. TA(115)는 샘플링부(120)가 전류 모드로 동작하기 때문에 부가되는 구성요소이다. 본 발명의 일 실시예에 따른 저잡음 증폭부(110) 중 저잡음 증폭기(111, 113)의 동작에 대해서는 도 2를 참조하여 더욱 상세하게 설명한다.

샘플링부(120)는 증폭된 수신 신호를 이산 시간 도메인으로 변환하기 위한 샘플링을 수행한다. 샘플링부(120)는 샘플링된 신호를 I(In-phase) 성분과 Q(Qudrature-phase) 성분으로 분리하는 IQ 샘플러로 구성될 수 있다.

도 1에서는 샘플링부(120)가 2.4㎓로 신호를 샘플링하는 것으로 도시되어 있으나, 이는 2.4㎓ 부근에 정보가 있는 블루투스 시스템에 적용하기 위한 것이다. 따라서, 샘플링부(120)의 샘플링 주파수는 다른 주파수 대역에 정보가 포함된 신호를 처리할 때에 변경된다. 예를 들어, 화상 통화를 제공하는 3G WCDMA 시스템에는 원하는 정보가 2.14㎓에 존재하므로, 샘플링부(120)는 2.14㎓의 샘플링 주파수를 이용하여 샘플링한다.

주파수 변환부(130)는 샘플링된 신호를 아날로그 디지털 컨버터(170)에서 디지털 신호로 변환가능한 소정의 주파수 대역의 신호로 하향 변환한다. 주파수 변환부(130)는 도 1에 도시된 바와 같이 적어도 하나의 샘플링 주파수를 이용하여 샘플링부(120)에서 출력된 샘플링된 신호를 순차적으로 다운 샘플링할 수 있다. 도 1에서 /4, /4, /3, /5는 다운 샘플링 비율을 나타낸다.

주파수 변환부(130)는 블루투스 신호를 수신하기 위하여 도 1에 도시된 바와 같이 2.4GHz의 신호를 10MHz의 신호로 하향 변환할 수 있다. 그러나, 다른 주파수 대역의 신호를 처리하기 위해서는 샘플링 주파수는 변경될 수 있다.

이를 위해, 본 발명의 일 실시예에 따르면, 주파수 변환부(130)는 SC(Switched Capacitor)로 구성된 FIR(Finite Impulse Response) 필터(이하, SC-FIR 필터라 함)를 이용하여 구성할 수 있다. 도 1에 도시된 주파수 변환부(130)는 각각 /4, /4, /3, /5로 다운 샘플링하는 SC-FIR 필터를 포함한다.

FIR 필터는 입력 클럭과 출력 클럭이 다르며, 이는 다운 샘플링 특성과 연관된다. 도 1에서, 첫 번째 SC-FIR 필터는 2.4㎓의 입력과 600㎒의 출력을 가지고, 두 번째 SC-FIR 필터는 600㎒의 입력과 150㎒의 출력을 가지고, 세 번째 SC-FIR 필터는 150㎒의 입력과 50㎒의 출력을 가지고, 마지막 SC-FIR 필터는 50㎒ 입력과 10㎒의 출력을 가진다.

또한, 본 발명의 일 실시예에 따른 주파수 변환부(130)는 수신 신호의 주파수를 변화시키는 것 뿐 아니라, 샘플링 주파수에 따른 에일리어싱 밴드의 주파수에 대한 간섭파를 억제한다.

본 발명의 일 실시예에 따르면, 주파수 변환부(130)는 에일리어싱 밴드에 대해서는 수신기 시스템 상에서 요구되는 SNR 레벨을 만족하도록 필터링하고, 넌-에일리어싱 밴드에 대해서는 수신기가 포화되는 하는 포화 레벨을 넘지 않도록 필터링한다. 여기에서, 에일리어싱 밴드는 주파수 변환에 의해 희망 신호 대역에 영향을 주는 밴드이고, 넌-에일리어싱 밴드는 주파수 변환에 의해서 희망 신호 대역에 영향을 주지 않는 밴드이다. 요구되는 SNR 레벨은 복원이 가능한 신호와 노이즈의 비율을 나타내는 조건을 의미하며, 수신기에서 요구되는 SNR은 블루투스, 와이맥스, WCDMA와 같은 통신 애플리케이션에 따라 정해진다.

에일리어싱 밴드에서는 희망 신호가 존재하므로 희망 신호를 복원 가능하게 보존해야 한다. 즉, 에일리어싱 밴드에 존재하는 간섭파나 노이즈가 일정 이상 되어 희망 신호를 구분하지 못하면 안된다. 따라서, 에일리어싱 밴드에서는 요구되는 SNR 레벨을 만족해야 하는 것이고, 넌-에일리어싱 밴드에서는 희망신호가 없으 므로, 시스템이 포화되어 비선형성 성분이 발생하지 않도록 유지되면 되기 때문이다.

SC-FIR 필터는 샘플링 주파수와 샘플링 주파수의 고조파에 해당하는 주파수 대역 즉, 에일리어싱 밴드에서 높은 감쇠극을 가지는 특성을 가지므로, 인-밴드의 에일리어싱에 의해 인-밴드로 유입되는 노이즈를 제거할 수 있다. 도 1을 참조하면, 에일리어싱 밴드 신호에 대한 조건과 넌-에일리어싱 밴드 신호에 대한 조건은 주파수 변환부(130)의 각 샘플링 주파수에 따른 필터 단마다 만족되어야 할 것이다.

안티 에일리어싱 필터링부(140)는 변환된 신호에 대한 에일리어싱을 제거한다. 본 발명의 일 실시예에 따르면, 안티 에일리어싱 필터링부(140)는 주파수 변환부(130)로부터 수신된 신호 중 인밴드 간섭파 신호에 대하여 수신기가 포화되는 포화 레벨을 넘지 않도록 필터링한다. 안티 에일리어싱 필터링부(140)는 여러 가지 형태의 필터 예를 들어, 채널 선택 필터(Channel Selection Filter)를 이용하여 구성할 수 있다.

발진부(150)는 클럭부(160)에 클럭을 발생시키기 위한 주파수를 공급한다. 클럭부(160)는 샘플링부(120), 주파수 변환부(130) 및 안티 에일리어싱 필터링부(140)에 대한 샘플링 주파수를 제공한다.

아날로그 디지털 컨버터(170, 이하 ADC)는 변환된 신호를 디지털 신호로 변환하여 디지털 블럭(180)에 제공한다. 도 1에서 ADC(170)는 10㎒로 변환된 신호를 디지털 신호로 변환하는 것으로 도시되어 있지만, 다른 주파수 신호를 처리하도록 구성될 수 있다.

디지털 블럭(180)은 변환된 디지털 신호를 처리하여 원하는 정보를 얻도록 처리한다. 디지털 블럭(180)은 I 성분과 Q 성분의 디지털 신호를 입력받아 처리할 수 있다.

도 2a 및 2b는 본 발명의 일 실시예에 따른 저잡음 증폭기의 주파수 응답 특성을 나타내기 위한 도면이다.

도 2a 및 2b는 수신 신호가 블루투스 신호이고, 얻고자 하는 희망 신호(wanted signal)가 포함되는 주파수 대역 즉 인 밴드가 2.4㎓ 내지 2.5㎓인 경우의 간섭파를 나타내고 있다. 여기에서 니어 밴드는 인 밴드를 제외한 2㎓ 내지 3㎓의 범위이고, 아웃 밴드는 2㎓ 이하, 및 3㎓ 이상의 범위이다.

도 2a는 증폭기능만을 가지는 저잡음 증폭기를 이용하였을 때 발생되는 문제점을 나타내기 위한 도면이다. 도 2a에 도시된 아웃 밴드의 간섭파는 일반적으로 희망 신호보다 크게 수신 시스템에 영향을 준다.

도 2a에서 LNA1과 LNA2는 각각 10㏈m의 이득을 가지는 저잡음 증폭기를 나타낸다. 도 2a에 도시된 바와 같이 수신 신호를 LNA의 이득으로 단순히 증폭하면, 아웃 밴드 간섭파의 파워 레벨은 10㏈m까지 증가하게 된다. 그러나, 10㏈m은 일반적인 LNA에서 왜곡 없이 희망 신호를 증폭할 수 있는 전력 수준을 벗어나게 된다. 따라서, 3GHz 이상이나 2GHz 이하 즉, 아웃 밴드의 10dBm의 간섭파를 감소시킬 필요가 있다.

도 2b는 본 발명의 일 실시예에 따른 저잡음 증폭기(111, 113)의 동작을 나 타내는 도면이다. 저잡음 증폭기(111, 113)는 단순히 수신 신호를 증폭하는 것이 아니라 희망 신호를 증폭할 수 있는 파워 레벨을 벗어나게 되는 것을 방지하기 위하여, 3GHz 이상이나 2GHz 이하의 간섭파를 억제한다.

도 2b에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따르면, 3GHz 이상이나 2GHz 이하의 10dBm의 간섭파가 -7dBm으로 감소되었음을 나타내고 있다. 즉, 본 발명의 일 실시예에 따르면, 아웃 밴드의 신호를 니어 밴드의 간섭파 수준으로 감쇠시킨다. 따라서, 본 발명의 일 실시예에 따르면, 아웃 밴드의 신호를 니어 밴드의 간섭파 수준으로 감쇠시키는 저잡음 증폭기(111, 113)를 이용하여 SAW 필터 없이도 아웃 밴드의 간섭파를 적절하게 억제할 수 있다.

도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 시스템의 주파수 변환부의 필터 요구조건을 나타내는 도면이다.

도 3은 주파수 변환부(130)가 만족해야 하는 필터 요구조건을 나타낸다. 주파수 변환부(130)에 의해 신호들은 주파수 변환(frequency translation)이 일어난다.

블루투스 시스템에서 희망 신호는 DC~1㎒까지 존재한다. 물론, 다른 애플리케이션에서의 희망 신호가 존재하는 대역은 다르다. 도 1에 도시된 바와 같이, 수신 신호를 2.4㎓ 샘플링하면, DC~1㎒까지의 신호 뿐 아니라 2.4㎓~2.401㎓의 신호도 희망 신호가 존재하는 대역이 된다. 다음에, 600㎒로 샘플링하면, 600㎒~601㎒, 1.2㎓~1.201㎓, 1.8㎓~1.801㎓의 신호가 희망 신호가 존재하는 대역이 된다. 즉, 샘플링을 통해 위와 같은 대역에 위치한 신호들이 주파수 변환에 의하여 희망 신호가 존재하는 대역에 오게 된다. 주파수 변환부(130)의 마지막 단계에서와 같이 10㎒ 샘플링을 하면 10㎒의 고조파에 희망 신호가 될 수 있는 부분이 존재하게 된다.

다만, 샘플링에 의해 주파수 변환이 발생되어 희망 신호 대역에 떨어지는 대부분의 신호는 희망 신호가 아니라 노이즈이다. 또한, 희망 신호는 오직 2.4㎓~2.401㎓에 위치된, 샘플링부에서 DC~1㎒에 도착한 신호임을 유의한다.

본 발명의 일 실시예에 따르면, 주파수 변환부(130)는 변환된 주파수 신호가 희망 신호와 같은 대역에 존재하게 되면, 수신 시스템 상에서 SNR 조건을 만족하도록 필터링을 수행하고, 희망 신호와 다른 대역에 존재하게 되면, 수신 시스템을 포화시키지 않도록 필터링을 수행한다.

도 1의 수신기에서 이용되는 ADC에는 10㎒ 샘플링에 의해 샘플링된 신호가 전달되는 경우에는, 본 발명의 일실시예에 따르면, 주파수 변환부(130)의 필터는 10㎒를 기준으로 64㏈의 감쇠 레벨을 만족해야 하고, 그 외의 주파수 영역은 34㏈의 감쇠 레벨을 만족하면 된다.

도 3b의 주파수 응답은 주파수 변환부(130)에 포함된 필터를 모두 통과하여 10㎒까지 샘플링이 되었을 때의 응답을 나타낸다. 10㎒의 샘플링이므로, 그 고조파에 해당하는 주파수에서의 신호는 인 밴드로 떨어질 수 있고, 따라서 고조파에 해당하는 주파수 즉, 10㎒, 20㎒ 및 30㎒ 등에서는 감쇠 레벨이 높아야 됨을 나타낸다.

에일리어싱 밴드의 필터 조건을 신호 SNR을 기준으로 다음과 같은 조건에 의 해 결정될 수 있다.

[수학식 1]

신호 SNR = 신호 레벨 - (간섭파 레벨 - 감쇠 레벨) - Margin

즉, 감쇠 레벨 = 간섭파 레벨 - 신호 레벨 + 마진(Margin) + 신호 SNR

= -27㏈m - (-70㏈m) + 6㏈ + 15㏈ = 64㏈

넌-에일리어싱 대역의 필터 조건은 시스템 포화를 기준으로 다음과 같은 조건에 의해 결정될 수 있다.

[수학식 2]

ADC 풀 스케일(Full scale) = (간섭파 레벨 - 감쇠 레벨) + 최대 이득 + Margin

즉, 감쇠 레벨 = 간섭파 레벨 + 최대 이득 + Margin - ADC 풀 스케일

= -27㏈m + 55㏈ + 6㏈ - 0㏈m = 34㏈

수학식 2에서, ADC Full scale은 ADC가 동작하는 최대 전압 스윙 레벨을 의미한다.

도 4a 및 4b는 본 발명의 일 실시예에 따른 시스템의 게인 플랜과 ADC 다이나믹 레인지를 나타내는 도면이다.

도 4a에서는 시스템을 구성하는 각 구성요소의 게인을 나타내고 있고, 도 4b에서는 입력 전력 레벨에 따라 변경되는 수신 시스템의 출력 전력 레벨을 나타내고 있다.

도 4a에 도시된 바와 같이, -80㏈m ~ -20㏈m의 신호가 수신 시스템에 입력된 다고 가정한다. 파워 레벨에 따라 증폭부, 즉, LNA 블록은 20㏈의 게인 또는 0㏈m의 게인을 가진다. 고 전력의 게인으로 시스템이 포화되지 않도록, 가장 낮은 전력 레벨인 -80㏈m의 입력에 대해서는 20㏈의 게인을 가지는 LNA를 이용하여 LNA의 출력은 -60㏈m이 되도록 게인을 조정할 수 있다.

도 4a에서 믹서(Mixer)로 표기된 샘플링부(120)에서는 8㏈의 게인이 있고, 주파수 변환부(130)에서는 7㏈ 또는 27㏈의 게인이 있게 된다. 참고로 도 4a에서 VGA(Variale Gain Amplifier)는 원래 게인이 없는 주파수 변환부(130)에서 게인을 내는 블록을 나타낸다.

따라서, -80㏈m ~ -20㏈m의 입력 신호는 출력 단에서는 -25㏈m ~ -5㏈m의 범위의 신호가 된다.

도 5a 및 5b는 본 발명의 일 실시예에 따른 주파수 증폭부에 포함되는 SC-FIR 필터의 간략한 구조와 주파수 응답을 나타내는 도면이다.

도 5a는 본 발명의 일 실시예에 따른 SC-FIR 필터의 간략한 구조를 나타내고 있다. 구체적으로는, 도 5a의 구조는 도 1의 FIR 필터의 /4에 해당하는 첫 번째와 두 번째 필터를 단순화하여 표현한 것이다.

도 5a를 참조하면, A1~A8은 2.4㎓의 샘플링 클럭에서 동작하며, C1 및 C2는 600㎒의 샘플링 클럭에서 동작한다. 이와 같이, SC-FIC 필터는 입력 클럭과 출력 클럭이 다르며, 이것이 다운 샘플링과 연관된다. B1, B2는 A1~A4를 통해 입력되는 데이터와 A5~A8을 통해 입력되는 데이터를 구분하기 위한 스위치이다.

도 5a의 구조에서 순차적으로, 입력으로 들어온 2.4㎓의 샘플링 데이터는 각 스위치 A1~A8까지의 스위치가 열리면, 각각 해당하는 스위치 밑의 커패시터에 저장된다. A1~A4의 스위치에 의해 커패시터에 데이터가 저장되는 동안 B2는 오프되고, B1은 온되어 A5~A8에 이미 쌓인 데이터가 C1 스위치에 의해 전달된다. 이때, A5~A8에 저장되어 있던 정보는 평균된다. 이를 무빙 에버리지(moving average)라 한다.

A5~A8의 스위치가 열릴 때, B2의 스위치가 열리면, A1~A4에 저장되었던 정보가 B2를 통해 C1으로 이동하여, 600㎒에 의해 다운 샘플링되어 다음 필터로 데이터를 전달하게 된다. 이 때, A1~A4에 저장되어 있던 정보는 평균된다. 이런 평균 효과에 의해 도 5b에 도시된 바와 같은 극점(pole)이 발생되며, 이를 필터 효과로 이용한다

즉, 위의 /4의 필터의 경우에 2.4㎓의 샘플링 데이터를 600㎒로 다운 샘플링하면 600㎒, 1.2㎓, 1.8㎓, 2.4㎓에서 극점이 발생한다. 즉, 출력에서 600㎒로 샘플링되므로, 600㎒, 1.2㎓, 1.8㎓, 2.4㎓ 근처의 신호가 희망 신호의 영역으로 주파수 변환이 발생하는데, 이를 위의 필터 효과로서 제거할 수 있다.

도 5b의 주파수 응답은 극점에서의 FIR 필터의 감쇠 현상을 개략적으로 나타낸 것으로, 정확한 값은 회로에 사용된 트랜지스터의 게이트 사이즈 또는 커패시터의 값에 의해 변경되므로 표시하지 않았다.

도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 안티 에일리어싱 필터의 주파수 응답을 나타내는 도면이다.

도 1의 수신기에서 이용되는 ADC(170)에는 10㎒ 샘플링에 의해 샘플링된 신 호가 전달되는 경우의 10㎒ 밖의 신호에 대하여 도 5a 및 도 5b를 참조하여 설명하였다. 10㎒ 안쪽의 신호는 샘플링에 영향을 받지 않는다. 통상적으로 보통의 애플리케이션에서는 10㎒ 안쪽의 간섭파를 인-밴드 간섭파(in-band interferer)라고 부른다.

블루투스 시스템에서는 인-밴드 간섭파는 3㎒ 이상, 2㎒, 1㎒의 스펙이 있다. 희망 신호가 DC~1㎒인 경우에는, 인-밴드 간섭파가 희망 신호에 영향을 미치지 않는다. 따라서, 인-밴드 간섭파의 경우에 수신 시스템을 포화시키지 않는 정도로 안티 에일리어싱 필터가 구성될 수 있다.

따라서, 이와 같은 인-밴드 간섭파를 고려한 필터 요건은 앞서 설명한 넌-에일리어싱 대역의 필터 요건과 같은 방식으로 결정될 수 있다.

즉, 수학식 2에서 이용된 <감쇠 레벨 = 간섭파 레벨 + 최대 이득 + 마진 - ADC 풀 스케일> 이라는 수학식을 이용하여 필터 요건이 결정될 수 있다.

(1) 3㎒ 이상의 경우

감쇠 레벨 = -20㏈m + 55㏈ + 6㏈ - 0㏈m =41㏈

(2) 2㎒인 경우

감쇠 레벨 = -30㏈m + 55㏈ + 6㏈ - 0㏈m =31㏈

(3) 1㎒인 경우

감쇠 레벨 = -60㏈m + 55㏈ + 6㏈ - 0㏈m =1㏈

본 발명의 일 실시예에 따르면, 아웃-밴드의 하이-레벨 신호에 의해 발생하는 시스템 포화의 문제는 높은-Q의 이득 성능을 가지는 저잡음 증폭기를 이용하여 해결하고, 에일리어싱에 의해 인-밴드로 유입되는 노이즈는 높은 감쇠극을 가지는 FIR 필터들을 이용하여 제거할 수 있다. 따라서, SAW 필터 없이도 노이즈를 저감하며 원하는 신호만을 수신할 수 있는 수신기를 제공할 수 있다.

또한, 본 발명의 일 실시예에 따른 RF 수신기는 이산 시간 영역에서 수신 신호가 처리되어, SDR(software defined radio) 시스템에 좀 더 접근된 시스템을 제공하여, 샘플링 레이트를 변화시킴으로써 많은 통신 애플리케이션에 해당하는 신호를 검출할 수 있도록 응용될 수 있다.

이상의 설명은 본 발명의 일 실시예에 불과할 뿐, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자는 본 발명의 본질적 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 변형된 형태로 구현할 수 있을 것이다. 따라서, 본 발명의 범위는 전술한 실시예에 한정되지 않고 특허 청구범위에 기재된 내용과 동등한 범위 내에 있는 다양한 실시 형태가 포함되도록 해석되어야 할 것이다.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 RF 수신기를 나타내는 도면이고,

도 2a 및 2b는 본 발명의 일 실시예에 따른 저잡음 증폭기의 주파수 응답 특성을 나타내는 도면이고,

도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 주파수 변환부에 포함되는 필터 요구조건을 나타내는 도면이고,

도 4a 및 4b는 본 발명의 일 실시예에 따른 시스템의 게인 플랜과 ADC 다이나믹 레인지를 나타내는 도면이고,

도 5a 및 5b는 본 발명의 일 실시예에 따른 주파수 변환부에 포함되는 SC-FIR 필터의 간략한 구조와 주파수 응답을 나타내는 도면이고,

도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 안티-에일리어싱 필터의 주파수 응답을 나타내는 도면이다.

Claims

수신 신호 중 아웃 밴드의 간섭파를 억제시키며 상기 수신 신호를 증폭시키는 적어도 하나의 저잡음 증폭기를 포함하는 저잡음 증폭부;

상기 증폭된 수신 신호를 이산 시간 도메인으로 변환하기 위한 샘플링을 수행하는 샘플링부;

상기 이산 시간 도메인 신호를 디지털 신호로 변환가능한 소정의 주파수 대역으로 하향 변환하고, 샘플링 주파수에 따른 에일리어싱 밴드의 주파수에 대한 간섭파를 억제하는 주파수 변환부;

상기 하향 변환된 신호에 대한 에일리어싱을 제거하기 위한 안티 에일리어싱 필터링부;

상기 샘플링부, 상기 주파수 변환부 및 상기 안티 에일리어싱 필터링부에 대한 샘플링 주파수를 제공하는 클럭부; 및

상기 하향 변환된 신호를 디지털 신호로 변환하는 아날로그 디지털 컨버터를 포함하는 RF 수신기.
제1항에 있어서,

상기 저잡음 증폭부는 수신된 RF 신호의 아웃 밴드의 간섭파의 레벨을 니어밴드의 간섭파의 레벨과 근사하도록 감쇠시키는 것을 특징으로 하는 RF 수신기.
제1항에 있어서,

상기 주파수 변환부는 적어도 하나의 샘플링 주파수를 이용하여 상기 샘플링된 신호를 순차적으로 다운 샘플링하는 것을 특징으로 하는 RF 수신기.
제1항에 있어서,

상기 주파수 변환부는 SC-FIR 필터로 구성되는 것을 특징으로 하는 RF 수신기.
제1항에 있어서,

상기 주파수 변환부는 상기 수신 신호 중 에일리어싱 밴드의 신호에 대해서는 상기 수신기에서 요구되는 SNR 레벨을 만족하도록 필터링하고, 넌-에일리어싱 밴드의 신호에 대해서는 상기 수신기가 포화되는 포화 레벨을 넘지 않도록 필터링하는 것을 특징으로 하는 RF 수신기.
제1항에 있어서,

상기 주파수 변환부는 2.4GHz의 신호를 10MHz의 신호로 하향 변환하는 것을 특징으로 하는 RF 수신기.
제1항에 있어서,

상기 안티 에일리어싱 필터링부는 상기 주파수 변환부로부터 수신된 신호 중 인밴드 간섭파 신호를 상기 수신기가 포화되는 포화 레벨을 넘지 않도록 필터링하는 것을 특징으로 하는 RF 수신기.
적어도 하나의 저잡음 증폭기를 이용하여 수신 신호 중 아웃 밴드의 간섭파를 억제시키며 상기 수신 신호를 증폭시키는 단계;

상기 증폭된 수신 신호를 이산 시간 도메인으로 변환하기 위한 샘플링을 수행하는 단계;

상기 이산 시간 도메인 신호를 디지털 신호로 변환가능한 소정의 주파수 대역으로 하향 변환하고, 샘플링 주파수에 따른 에일리어싱 밴드의 주파수에 대한 간섭파를 억제하는 단계;

상기 하향 변환된 신호에 대한 에일리어싱을 제거하는 단계; 및

상기 하향 변환된 신호를 디지털 신호로 변환하는 단계를 포함하는 RF 수신 방법.
제8항에 있어서,

상기 수신 신호를 증폭시키는 단계에서, 수신된 RF 신호의 아웃 밴드의 간섭파의 레벨을 니어밴드의 간섭파의 레벨과 근사하도록 감쇠시키는 것을 특징으로 하는 RF 수신 방법.
제8항에 있어서,

상기 샘플링 주파수에 따른 에일리어싱 밴드의 주파수에 대한 간섭파를 억제 하는 단계에서, 상기 수신 신호 중 에일리어싱 밴드의 신호에 대해서는 수신기에서 요구되는 SNR 레벨을 만족하도록 필터링하고, 넌-에일리어싱 밴드의 신호에 대해서는 상기 수신기가 포화되는 포화 레벨을 넘지 않도록 필터링하는 것을 특징으로 하는 RF 수신 방법.