KR101389639B1

KR101389639B1 - 스위칭 전력 변환기를 위한 온-타임 보상

Info

Publication number: KR101389639B1
Application number: KR1020130028035A
Authority: KR
Inventors: 존 윌리암 케스터슨; 리앙 얀
Original assignee: 아이와트 인크.
Priority date: 2012-03-15
Filing date: 2013-03-15
Publication date: 2014-04-29
Also published as: US8564270B2; KR20130105537A; US20130242629A1

Abstract

데드 타임의 효과를 보상하는 개선된 불연속 전류 모드(DCM) 스위칭 전력 변환기가 개시된다. 스위칭 전력 변환기의 데드 타임은 스위칭 사이클 동안 측정되고 스위칭 전력 변환기의 스위치를 위한 베이스라인 온-타임은 결정된다. 데드 타임 및 베이스라인 온-타임은 스위칭 전력 변환기의 이후 스위칭 사이클 동안의 스위치의 희망 온-타임을 계산하기 위해 이용된다. 희망 온-타임 구간은 희망 전압 레벨로 출력 전압을 조절한다. 희망 온-타임 구간은 또한 입력 전압에 비례하여 스위칭 전력 변환기에 대한 평균 입력 전류를 유지하고, 이는 스위칭 전력 변환기의 역률을 개선시킨다.

Description

스위칭 전력 변환기를 위한 온-타임 보상{ON-TIME COMPENSATION FOR SWITCHING POWER CONVERTERS}

본 발명은 2012년 3월 15일에 출원된 미국 가출원 제61/611,473호를 우선권 주장하며, 그 내용은 여기에 참조로 완전히(in their entirety) 포함된다.

본 개시(present disclosure)는 스위칭 전력 변환기(switching power converter)와 관련되고, 보다 구체적으로는 스위칭 전력 변환기를 위한 개선된 온-타임 보상(improved on-time compensation)에 관한 것이다.

스위칭 전력 변환기는 조절된 출력 전압(regulated output voltage)의 레벨을 조정하도록 스위치를 주기적으로(cyclically) 켜고 끔으로써 입력 전압으로부터 조절된 출력 전압을 생성하기 위해 많은 서로 다른 전자(electronic device)에 이용될 수 있다. 일부 스위칭 전력 변환기는 불연속 전류 모드(DCM, discontinuous current mode)에서 동작한다. DCM에서, 스위치는 전류가 스위칭 전력 변환기의 인덕터로 흐르는 것을 허용하도록 켜진다. 그리고는(then), 스위치는 전류가 인덕터에서 나와서 부하로 흐르는 것을 허용하도록 꺼지고, 이는 인덕터를 리셋(reset)한다. 데드 타임(dead time)은 스위치의 스위칭 주파수(switching frequency)를 제한(limit)하는 리셋 타임(reset time) 후에 삽입(insert)된다. 만약 스위치의 윗단(top side)에 전압 링잉(voltage ringing)이 있는 경우, 데드 타임의 길이(length)는 스위칭이 링잉의 밸리(valley)에서 발생(occur)하는 것을 허용하도록 수정(modify)될 수 있다.

데드 타임을 삽입하는 것은 스위치 자체에서 손실되는 상당한(an amount of) 전력을 줄이(reduce)는 것에 유용(useful)하지만, 스위칭 전력 변환기의 역률(power factor)을 줄이는 부정적인 부작용(negative side effect)을 가진다. 스위칭 전력 변환기의 역률은, 스위칭 전력 변환기로 AC 전력을 공급(supply)하는 유틸리티 전송 선로(utility transmission line)와 같은, 전력 전달 시스템(power delivery system)에 영향(impact)을 준다. 만약 변환기(converter)의 역률이 낮은 경우, 유틸리티 컴퍼니(utility company)는 요구되는 전력(required power)을 부하로 전달(deliver)하기 위해 더 많은 전력을 허비(waste)해야 한다. 역률을 극대화(maximize)하기 위해, 스위칭 전력 변환기에 대한 평균 입력 전류(average input current)는 입력 전압에 비례(proportional)해야 한다. 고정된 온-타임(fixed on-time)은 있으나 데드 타임은 없는 스위칭 전력 변환기에서, 평균 입력 전류는 입력 전압에 자연히(naturally) 비례하고 좋은(good) 역률은 달성(achieve)될 수 있다. 그러나, 데드 타임이 있는 스위칭 전력 변환기에서, 데드 타임의 길이는 평균 입력 전류의 레벨에 영향을 주고 입력 전압에 비례하는 것에서 벗어나도록(deviate) 평균 입력 전류를 유발(cause)한다. 결과적으로, 스위칭 전력 변환기의 역률은 데드 타임에 의해 줄어든다.

일실시예에 따른 개선된 DCM 스위칭 전력 변환기는 온-타임 구간(on-time duration)을 연산(compute)할 때 데드 타임 구간(dead time duration)의 효과(effect)를 보상(compensate)한다. 스위칭 전력 변환기의 데드 타임 구간은 스위칭 사이클(switching cycle) 동안 측정(measure)되고 스위칭 전력 변환기의 스위치를 위한 베이스라인 온-타임 구간(baseline on-time duration)은 결정(determine)된다. 데드 타임 구간 및 베이스라인 온-타임 구간은 이후(subsequent) 스위칭 사이클을 위한 스위치의 희망 온-타임 구간(desired on-time duration)을 계산(calculate)하기 위해 이용된다. 희망 온-타임 구간은 희망 전압 레벨(desired voltage level)로 출력 전압을 조절(regulate)한다. 희망 온-타임 구간은 또한 실질적으로(substantially) 입력 전압에 비례(proportion)하여 스위칭 전력 변환기로 평균 입력 전류를 유지(maintain)시키고, 이는 스위칭 전력 변환기를 저항성 부하(resistive load)로 나타나게 하고 스위칭 전력 변환기의 역률을 개선시킨다.

일실시예에 따르면, 스위칭 전력 변환기는 스위칭 전력 변환기의 입력 전압 및 출력 전압 사이에 연결(couple)되는 자성 컴포넌트(magnetic component)를 포함(comprise)한다. 스위치는 자성 컴포넌트를 통과하는 전류를 제어하도록 자성 컴포넌트에 연결된다. 자성 컴포넌트 내로 흐르는(flow) 전류는 스위치가 켜질 때 증가하고 스위치가 꺼질 때 정전류 레벨(constant current level)로 감소한다. 컨트롤러(controller)는 스위치를 켜거나 끄기 위해 제어 신호를 생성하도록 구성(configure)되고, 스위치는 제1 상태(first state)에 있는 제어 신호에 응답(responsive to)하여 켜지고 제2 상태에 있는 제어 신호에 응답하여 꺼진다. 컨트롤러는 스위칭 전력 변환기의 제1 스위칭 사이클(first switching cycle)의 데드 타임 구간(dead time duration)을 결정하도록 더(further) 구성되고, 데드 타임 구간은 자성 컴포넌트 내로 흐르는 전류가 정전류 레벨인 동안(during)의 타임 구간(duration of time)이다. 컨트롤러는 제1 스위칭 사이클 내의 데드 타임 구간에 기반(base)하여 스위칭 전력 변환기의 제2 스위칭 사이클을 위한 스위치의 희망 온-타임 구간을 결정하도록 더 구성되고, 제2 스위칭 사이클은 제1 스위칭 사이클 이후에 있다. 컨트롤러는, 제2 스위칭 사이클 구간에서 희망 온-타임 구간에 따라(according to) 스위치를 켜는 타임 구간 동안 제1 상태로 제어 신호를 생성하도록 추가적으로(additionally) 구성된다.

일실시예에 따르면, 컨트롤러는 스위치의 베이스라인 온-타임 구간을 결정하도록 더 구성된다. 베이스라인 온-타임 구간은 데드 타임 구간이 영(zero)인 경우에 희망 전압 레벨로 출력 전압을 조절하는 스위치의 온-타임 구간을 나타(represent)낼 수 있다. 그리고는, 컨트롤러는 스위치의 베이스라인 온-타임 구간을 결정하고 제1 스위칭 사이클 내의 베이스라인 온-타임 구간 및 데드 타임 구간에 기반하여 희망 온-타임 구간을 결정한다. 희망 온-타임 구간은 베이스라인 온-타임 구간을 수반(involve)하는 제곱근 계산(square root calculation)을 가지는 수학 함수(mathematical function) 또는 제곱근 계산을 가지지 않는 간단한 함수(simplified function)로 연산될 수 있다. 희망 온-타임 구간은 또한 희망 온-타임 구간을 연산하기 위해 필요한(need) 전기 회로망(circuitry)을 줄이도록 제곱근 계산의 부분 선형 근사(linear piecewise approximation)로 연산될 수 있다.

일실시예에 따르면, 스위칭 전력 변환기 내의 동작 방법은 스위치의 제1 스위칭 사이클의 데드 타임 구간을 결정하는 단계를 포함하고, 데드 타임 구간은 자성 컴포넌트 내로 흐르는 전류가 실질적 정전류 레벨인 동안의 타임 구간이다. 방법은 또한 제1 스위칭 사이클 내의 데드 타임 구간에 기반하여 제2 스위칭 사이클을 위한 스위치의 희망 온-타임 구간을 결정하는 단계를 포함하고, 제2 스위칭 사이클은 제1 스위칭 사이클 이후에 있다. 방법은, 제2 스위칭 사이클 구간에서 희망 온-타임 구간에 따라 스위치를 켜는 타임 구간 동안 제1 상태로 제어 신호를 생성하는 단계를 더 포함한다.

일실시예에 따르면, 스위칭 전력 변환기를 위한 컨트롤러는 스위치를 켜거나 끄기 위해 제어 신호를 생성하도록 구성되는 스위치 제어 회로(switch control circuit)를 포함하고, 스위치는 제1 상태에 있는 제어 신호에 응답하여 켜지고 제2 상태에 있는 제어 신호에 응답하여 꺼진다. 컨트롤러는 스위치의 제1 스위칭 사이클의 데드 타임 구간을 결정하도록 구성되고, 데드 타임 구간은 자성 컴포넌트 내로 흐르는 전류가 실질적 정전류 레벨인 동안의 타임 구간이다. 컨트롤러는 제1 스위칭 사이클 내의 데드 타임 구간에 기반(base)하여 제2 스위칭 사이클을 위해 스위치의 희망 온-타임 구간(desired on-time duration)을 결정하도록 구성되고, 제2 스위칭 사이클은 제1 스위칭 사이클 이후(subsequent)에 있다. 또한, 스위치 제어 회로는 제2 스위칭 사이클 구간에서 희망 온-타임 구간에 따라 스위치를 켜는 타임 구간 동안 제1 상태 내의 제어 신호를 생성하도록 구성된다.

명세서(specification) 내에 도시되는 특징과 이점은 모두 포함(inclusive)되는 것이 아니며, 특히 많은 추가적인 특징 및 이점들은 도면 및 명세서를 고려했을 때 본 발명이 속하는 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명할 것이다. 게다가, 명세서에 쓰인 언어는 주로 읽기 쉽고 설명용 목적에 의해 선택된 것이며, 본 발명 소재(inventive subject matter)를 기술(delineate)하거나 제한(circumscribe)하기 위해 선택된 것은 아니다.

본 개시의 실시예의 사상(teaching)은 첨부되는 도면(accompanying drawings)과 함께 다음의 상세한 설명을 고려함으로써 쉽게 이해될 수 있다.
도 1은 일실시예에 따른 스위칭 전력 변환기를 도시한다.
도 2a는 일실시예에 따른 스위칭 전력 변환기의 입력 전압 및 출력 전압에 대한 파형(waveform)을 도시한다.
도 2b는 일실시예에 따르고 시간 경과에 따른(over time) 전력 변환기의 스위치 Q1의 온-타임을 도시한다.
도 2c는 일실시예에 따른 스위칭 전력 변환기에 대한 동작 파형(operational waveform)을 도시한다.
도 3은 일실시예에 따른 보다 상세한 스위칭 전력 변환기의 전력 컨트롤러를 도시한다.
도 4는 일실시예에 따른

을 평가(evaluate)하는 부분 선형 근사(piecewise linear approximation)를 도시한다.
도 5는 일실시예에 따른 보다 상세한 전력 컨트롤러의 부스트 제어 블록(boost control block)를 도시한다.
도 6은 일실시예에 따른 전력 컨트롤러 내의 동작 방법을 도시한다.
도 7a는 온-타임이 보상되지 않은 때의 스위칭 전력 변환기에 대한 평균 입력 전류의 파형을 도시한다.
도 7b는 일실시예에 따른 온-타임이 보상될 때의 스위칭 전력 변환기에 대한 평균 입력 전류의 파형을 도시한다.

도면(FIG.) 및 하기의 설명은 도면만으로(by way of illustration only) 본 개시의 바람직한 실시예와 관련될 수 있다. 하기의 논의(discussion)로부터, 여기서 개시되는 방법 및 구조(structures)의 대체 가능한 실시예(alternative embodiment)들은 본 발명의 원리(principle)에서 벗어나지 않고 적용될 수 있는 실행 가능한(viable) 대체(alternatives)로써 쉽게 인식될 수 있다.

참조(reference)는 본 발명의 여러 실시예에 대해 구체적으로 이루어 질 것이고, 예를 들어 수반되는 수치로 도시될 수 있다. 어디서든지(wherever) 실행 가능한(practicable) 유사(similar) 또는 비슷한(like) 조회번호(reference number)는 도면에 이용될 수 있으며 유사 및 비슷한 기능을 표시할(indicate) 수 있다. 도면은 설명 목적만(purposes of illustration only)을 위해 본 개시의 실시예를 묘사(depict)할 수 있다. 본 발명이 속하는 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 하기 설명으로부터 쉽게 인식할 수 있고, 여기서 도시되는 방법 및 구조의 대체 가능한 실시예는 여기서 도시되는 개시의 원리에서 벗어나지 않고 적용될 수 있다.

여기서 개시되는 실시예는 데드 타임의 효과를 보상하는 개선된 DCM 스위칭 전력 변환기와 관련있다. 스위칭 전력 변환기의 데드 타임 구간은 스위칭 사이클 동안 측정되고 스위칭 전력 변환기의 스위치를 위한 베스트라인 온-타임 구간은 결정된다. 데드 타임 및 베스트라인 온-타임 구간은 이후 스위칭 사이클을 위한 스위치의 희망 온-타임 구간을 계산하기 위해 이용된다. 희망 온-타임 구간은 희망 전압 레벨로 출력 전압을 조절한다. 희망 온-타임 구간은 또한 실질적으로(substantially) 입력 전압에 비례(proportion)하여 스위칭 전력 변환기로 평균 입력 전류를 유지(maintain)시키고, 이는 스위칭 전력 변환기의 역률을 개선시킨다.

도 1은 일실시예에 따른 예시적인(exemplary) 스위칭 전력 변환기(100)를 도시한다. 도시된 것처럼, 스위칭 전력 변환기(100)은 AC-DC 부스트 컨버터(AC to DC boost converter)이나, 온-타임 보상과 함께 스위칭 전력 변환기의 다른 토폴로지(topology)도 여기서 도시된 사상에 부합(accordance with)되도록 도시될 수 있다. 예를 들어, 일실시예에 따르면 스위칭 전력 변환기(100)는 부스트 컨버터 대신 플라이백 컨버터(flyback converter)일 수 있다. 프런트 엔드(front end)에서, 스위칭 전력 변환기(100)은 교류(AC, alternating current) 입력 전압 VAC를 수신하는 브리지 정류기(bridge rectifier) BR1을 포함한다. 브리지 정류기 BR1은 AC 입력 전압 VAC를 정류(rectify)하고 정류되었으나 조절되지 않은 입력 전압(112)을 생성한다. 정류된 입력 전압(112)는 인덕터 L1의 입력단(input side)으로 적용(apply)된다. 다른 실시예에 따르면, 인덕터 L1은 트랜스포머(transformer)와 같은 자성 에너지 저장 컴포넌트(magnetic energy storage component)의 다른 유형(type)일 수 있다.

전력 컨트롤러(102)는 전력 컨트롤러(102)부터의 제어 신호(110)을 통해 스위치 Q1의 온 또는 오프 상태를 제어함을 통하여 출력 조절을 유지한다. 일실시예에 따르면, 전력 컨트롤러(102)은 주문형 집적회로(ASIC, application-specific integrated circuit)이고 여기서 도시된 온-타임 보상 기법(on-time compensation technique)에 부합하는 제어 신호(110)을 생성한다.

제어 신호(110)는 스위치 Q1의 제어 터미널(control terminal)을 구동한다. 도 1에서 도시된 일실시예에 따르면, 스위치 Q1는 바이폴라 접합 트랜지스터(BJT, bipolar junction transistor)이므로, 제어 터미널은 스위치 Q1의 베이스(B, base) 터미널이다. 스위치 Q1의 콜렉터(C, collector)는 인덕터 L1과 직렬로(in series)로 연결(connect)된다. 스위치 Q1의 이미터(E, emitter)는 접지와 연결된다. 다른 실시예에 따르면, 스위치 Q1은 제어하는 방법(controlled manner)으로 회로(circuit)를 열거나 닫을 수(opening or closing) 있는 어떤 다른 장치(any other device) 또는 MOSFET와 같은 트랜지스터(transistor)의 다른 유형일 수 있다. 컨트롤러(102)는 BJT 스위치 Q1의 베이스 전류의 진폭(amplitude)뿐만 아니라 온 및 오프 상태(ON and OFF states) 및 BJT 전력 스위치 Q1의 듀티 사이클(duty cycle)을 제어하도록 펄스 폭 변조(PWM, pulse-width-modulation)를 적용할 수 있다.

스위치 Q1이 켜지고 꺼짐에 따라, 스위치 Q1는 부하로 전력을 제공하는 조절된 출력 전압(114)을 생성한다(나타나지 않음). 구체적으로(specifically), 스위치 Q1이 켜질 때, 전류 경로(current path)는 인덕터 L1 내의 전류(132)가 증가하도록 유발하는 트랜지스터 Q1를 통해 만들어지고(create), 이는 인덕터 L1 내에 에너지를 저장한다. 스위치 Q1이 꺼질 때, 인덕터 L1 내의 에너지는 커패시터(capacitor) C1을 충전(charge)하도록 인덕터 L1로부터 다이오드(diode) D1을 통과하여 흐르는 전류(132)처럼 감소한다. 따라서, 스위치 Q1의 스위칭 동작(switching action)은 인덕터 L1을 통과하는 전류(132)를 제어하고 조절된 출력 전압(114)을 생성한다. 스위칭 전력 변환기(100)가 부스트 컨버터이기 때문에, 조절된 출력 전압(114)은 정류된 입력 전압(112)보다 더 높은 전압 레벨을 가진다.

저항(resistor) R1 및 R2는 트랙(track)하는 전압 입력 감지 신호(voltage input sensing signal)(120)를 생성하도록 정류된 입력 전압(112)을 작게(down) 나눈다(divide). 저항 R3 및 R4는 조절된 출력 전압(114)을 트랙하는 출력 전압 감지 신호(122)를 생성하도록 조절된 출력 전압(144)을 작게 나눈다. 스위치 Q1의 콜렉터에서의 전압은 콜렉터 전압(116)으로 여기서 나타낸다. 콜렉터 전압(116)은 콜렉터 전압(116) 레벨을 트랙하는 콜렉터 전압 감지 신호(124)를 통해 전력 컨트롤러(102)로 제공된다. 일부 실시예에서는, 인덕터 L1의 출력에 연결되는 대신, 콜렉터 전압 감지 신호(124)는 인덕터 L1를 가로질러(across) 서로 다른 전압을 감지하도록 인덕터 L1의 2차 권선(secondary winding)에 연결된다. 입력 전압 감지 신호(120), 출력 전압 감지 신호(122) 및 콜렉터 전압 감지 신호(124)는 트랜지스터 Q1의 온-타임을 제어하도록 전력 컨트롤러(102)에 의해 이용되며, 이는 보다 상세하게 도시될 것이다.

도 2a는 일실시예에 따른 스위칭 전력 변환기(100)의 입력 전압(112) 및 출력 전압(114)에 대한 파형을 도시한다. 수평축(horizontal axis)는 시간을 나타내고, 수직축(vertical axis)은 전압 레벨을 나타낸다. 나타난 것처럼, 조절된 입력 전압(112)는 주기적 신호(periodic signal)이다. 조절된 입력 전압(112)는 입력 전압(112)의 각 사이클은 약(approximately) 8-10ms만큼 길기에(such that) AC 입력 전압 VAC의 주파수의 두 배인, 예를 들어, 100-120Hz 사이의 주파수에서 동작한다. 조절된 입력 전압(112)의 평균 전압 레벨(averaged voltage level)은 조절된 출력 전압(114)의 평균 전압 레벨보다 낮다. 예를 들어, 조절된 출력 전압(114)의 평균 레벨은 입력 전압(112)의 피크보다 30 볼트(volt) 높을(above) 수 있다.

도 2b는 일실시예에 따르고 시간 경과에 따른 스위칭 전력 변환기(100)의 스위치 Q1의 온-타임 구간을 도시한다. 수평축은 시간을 나타내고 수직축은 스위치 Q1의 온-타임 구간을 나타낸다(즉(i.e.), 스위치 Q1이 켜진 동안의 타임 구간). 스위치 Q1의 온-타임 구간은 또한 스위칭 전력 변환기(100)의 역률을 증가시키는 동안 출력 전압(114)의 조절을 유지하기 위해 시간 경과에 따라 증가하고 감소한다. 일실시예에 따르면, 전력 컨트롤러(102)는 입력 전압(112)의 레벨, 출력 전압(114)의 레벨, 스위치 Q1의 베이스라인 온-타임 구간 및 스위칭 전력 변환기(100)의 데드 타임 구간과 같은 요인(factor)을 기반하여 스위치 Q1의 온-타임 구간을 설정한다.

도 2c에 따르면, 일실시예에 따른 스위칭 전력 변환기(100)에 대한 동작 파형이 도시되어 있다. 콜렉터 전압(116)은 도면의 상단(top)에 나타나 있고, 스위치 Q1을 위한 스위치 제어 신호(110)는 도면의 중단(middle)에 나타나 있으며, 브리지 정류기 BR1로부터 인덕터 L1로 흐르는 전류(132)는 도면의 하단(bottom)에 나타나 있다.

시간 A로부터 시간 D까지 포괄(extend)하는 타임 구간은 스위칭 전력 변환기(100)의 한 스위칭 사이클을 나타낸다. 시간 D로부터 시간 F 이후까지 포괄(extending from time D past time F)하는 타임 구간은 다른 스위칭 사이클을 나타낸다. 도 2c에 나타난 시간 A로부터 시간 F까지의 총 길이(total length)는 도 2a에 나타난 시간의 일부(fraction)만을 나타낸다. 예를 들어, 도 2c는 시간의 0.1ms에서의(over 0.1 ms of time) 스위칭 전력 변환기(100)의 동작만을 나타낼 수 있는 반면, 도 2a 및 도 2b 내의 x 축(x axis)은 총 시간의 16ms(a total of 16 ms of time)을 나타낸다. 따라서, 입력 전압(114)의 각 라인 사이클(each line cycle) 내에 많은 스위칭 사이클이 존재한다.

시간 A에서, 스위칭 제어 신호(110)는 높게(HIGH) 올라가고 스위치 Q1을 켠다. 스위치 Q1는 본질적으로(essentially) 단락(shorted)되고, 따라서 콜렉터 전압(116)은 영 볼트(zero volts)이다. 시간 A 및 B 사이에서, 인덕터 L1로 흐르는 전류(132)는 스위치 Q1을 통과하는 전류 경로(current path)로 인해 증가한다.

시간 B에서, 스위치 제어 신호(110)는 낮게(LOW) 내려가고 스위치 Q를 끈다. 인덕터 L1 내의 에너지는 다이오드 D1를 통과하여 빠지고(bleed away) 인덕터 L1로 흐르는 전류(132)는 시간 C에서 일정 영 전류 레벨(constant zero current level)에 도달할 때까지 감소하기 시작한다. 인덕터로 흐르는 전류(132)가 영 전류 레벨에 도달할 때, 인덕터는 인덕터의 에너지의 대부분을 손실하였기 때문에 "리셋"된 것으로 여겨진다. 시간 B 및 시간 C 사이의 시기(period)은 따라서 "인덕터 리셋 시기"로 언급된다. 인덕터 리셋 시기 동안, 콜렉터 전압(116)은 정류된 입력 전압(112)의 전압 레벨(that of the rectified input voltage)보다 더 높은 전압 레벨을 가질 수 있다.

시간 C에서, 다이오드 D1는 컨덕팅(conducting)하는 것을 멈추고 인덕터 L1로부터 전류(132)를 추출(draw)하지 않는다. 인덕터 L1 내의 전류(132)는 본질적으로 영이고 전류(132)가 인덕터 L1의 내 또는 밖으로 흐르도록 존재(exist)하는 전류 경로가 없으므로 시간 C 및 D 사이에서는 일정하다. 인덕터 L1로 흐르는 전류(132)의 부족(lack) 때문에 C 및 D 사이 시간의 시기는 "데드 타임"으로 여기서 언급된다. 추가적으로, 일단 다이오드 D1가 시간 C에서 컨덕팅하는 것을 멈추면, 이는 콜렉터 전압(116) 내에 링잉을 생성하고 레저네이트(resonate)하도록 인덕터 L1을 유발한다. 스위칭 전력 변환기(100) 내의 다양한 감쇠(damping) 및 손실 계수(loss factor)로 인해, 콜렉터 전압(116)은 시간 C 및 시간 D 사이의 감쇠하는 정현파 신호(decaying sinusoidal signal)이다.

시간 D에서, 스위치 Q1은 다른 스위칭 사이클을 시작하기 위해 다시 켜진다. 시간 D, E 및 F에서 스위칭 전력 변환기(100)의 동작은 시간 A, B 및 C에 대해 도시된 것과 실질적으로(substantially) 유사하다. 일실시예에 따르면, 전력 컨트롤러(102)는 시기 C 및 D사이의 데드 타임 구간을 측정할 수 있고 그리고는 시간 D 및 E 동안 스위치 Q1의 온-타임 구간을 조정하도록 측정된 데드 타임 구간을 이용할 수 있다. 이전(previous) 스위칭 사이클 내의 데드 타임에 기반하여 이후 스위칭 사이클 내의 스위치 온-타임 구간의 길이를 조정함으로써, 인덕터 L1에 대한 평균 입력 전류(132)는 정류된 입력 전압(116)에 비례해 유지될 수 있고, 이는 스위칭 전력 변환기(100)의 역률을 증가시킨다.

도 3은 일실시예에 따른 보다 상세한 스위칭 전력 변환기(100)의 전력 컨트롤러(102)를 도시한다. 전력 컨트롤러(102)는 부스트 제어 블록(302), 온-타임 계산 블록(304), 스위치 제어 블록(306) 및 데드 타임 측정 블록(308)을 포함하는 몇 메인 회로 블록(main circuit block)을 포함한다. 전력 컨트롤러(102)는 또한 몇 아날로그 디지털 변환기(ADC, analog to digital converter)(310, 312)를 포함한다. ADC(310)는 하나 이상의 디지털 입력 전압 신호(Vin_DIG)(220)로 입력 전압 감지 신호(Vin 감지)(120)를 변환한다. 디지털 입력 전압 신호(220)의 값은 입력 전압 감지 신호(120)의 레벨에 대응(correspond)하고, 간접적으로(indirectly) 입력 전압(112)의 레벨을 표시한다. ADC(312)는 하나 이상의 디지털 출력 전압 신호(Vout_DIG)(322)로 아날로그 출력 감지 신호(Vout 감지)를 변환한다. 디지털 출력 전압 신호(322)의 값은 전압 감지 신호(122)의 레벨에 대응하고 간접적으로 출력 전압(114)의 레벨을 표시한다. 그리고는 남은 회로 블록(remaining circuit block)은 좋은 역률을 유지하면서 스위칭 전력 변환기(110)의 출력 전압(114)을 조절하기 위해 스위치 제어 신호(110)를 생성하도록 디지털 전기 회로망을 이용해서 이러한 디지털 신호(320, 322)를 처리(process)한다. 일실시예에 따르면, 전력 컨트롤러(102)의 일부(portion)는 아날로그 전기 회로망 또는 디지털 전기 회로망 대신 마이크로컨트롤러(microcontroller)에서 수행(running)되는 소프트웨어(software)의 형태(form)로 대신 구현(implement)될 수 있다.

부스트 제어 블록(302)은 디지털 입력 전압 신호(320) 및 디지털 출력 전압 신호(322)를 수신하고 하나 이상의 베이스라인 온-타임 신호(324)를 생성한다. 베이스라인 온-타임 신호(324)는 스위치 Q1을 위해 설정된 베이스라인 온-타임 구간을 나타내는 디지털 값(digital value)을 포함한다. 일실시예에 따르면, 베이스라인 온-타임 구간은 (1) 인덕터는 각 스위칭 사이클에서 완전히 리셋(fully reset)되고 (2) 영 데드 타임(zero dead time)이 존재한다라는 가정(assumption) 하에 조절된 출력 전압(114)의 희망 전압 레벨을 야기(result in)하게 될 스위치 Q1의 온-타임 구간이다. 베이스라인 온-타임 구간은 조절된 출력 전압(114) 내의 전압 부스트의 희망 레벨(desired level of voltage boost)을 획득(obtain)하도록 조절될 수 있다. 베이스라인 온-타임 구간은 또한 스위칭 전력 변환기(100)의 부하 내의 어떤 변화를 설명(account)하도록 동적으로(dynamically) 변화(change)할 수 있다.

부스트 제어 블록(302)은 디지털 입력 전압 신호(320) 및 디지털 출력 전압 신호(322)로부터 베이스라인 온-타임 구간을 주기적으로(periodically) 결정한다. 일실시예에 따르면, 부스트 제어 블록(202)은 스위치 Q1의 매 스위칭 사이클(즉, 매 0.1ms)이 아닌(as opposed to every switching cycle) 정류된 입력 전압(114)의 매 라인 사이클(즉, 매 8.3ms) 내 한번씩 베이스라인 온-타임 구간을 연산한다. 일실시예에 따르면, 부스트 제어 블록(202)은, 예를 들어, 매 스위칭 사이클의 배수(every multiples of switching cycles) 또는 매 스위칭 사이클과 같은 서로 다른 주기적 간격(periodic interval)에서 베이스라인 온-타임 구간을 연산할 수 있다. 부스트 제어 블록(302)은 도 5를 참고로 하여 하기에서 보다 상세하게 설명될 것이다.

데드 타임 측정 블록(308)은 콜렉터 전압 감지 신호(124)를 수신하고 하나 이상의 데드 타임 구간 신호(226)를 생성한다. 데드 타임 구간 신호(226)는 스위칭 사이클 동안 데드 타임의 구간(duration)을 나타내는 디지털 값을 포함한다. 일실시예에 따르면, 데드 타임의 구간은 이후 스위칭 사이클 동안 데드 타임이 보상될 수 있도록 스위치 Q1의 각 스위칭 사이클 동안 재연산(re-compute)된다.

데드 타임 측정 블록(308)은 어느 다수의 서로 다른 방법으로도(in any of a number of different ways) 데드 타임의 구간을 결정할 수 있다. 일실시예에 따르면, 데드 타임의 시작(start)은 스레시홀드 전압(threshold voltage)을 가로지르는(crossing) 콜렉터 전압 감지 신호(124)의 하강 에지(falling edge)에 의해 표시(indicated by)될 수 있다. 또 다른 실시예에 따르면 콜렉터 전압 감지 신호(124)가 인덕터 L1을 가로지르는 서로 다른 전압을 나타내는 부분에서, 데드 타임의 시작은 콜렉터 전압 감지 신호(124)가 영 볼트로 강하(drop)하기 시작하기 바로 전 시점에서 측정된다. 일실시예에 따르면, 데드 타임의 끝(end)은 스위치 Q1을 켜도록 어서트(assert)되는 제어 신호(110)에 의해 표시된다.

온-타임 계산 블록(304) 베이스라인 온-타임 신호(324), 데드 타임 구간 신호(226), 디지털 입력 전압 신호(320) 및 디지털 출력 전압 신호(322)를 수신하고 스위치 Q1의 온-타임 구간을 제어하기 위해 희망 온-타임 신호(328)를 생성한다. 온-타임 신호(328)는 스위칭 사이클 동안 스위치 Q1의 희망 온-타임 구간을 나타낸다. 온-타임 계산 블록(304)은 데드 타임 구간의 효과를 보상하기 위해 베이스라인 온-타임 구간을 조절함으로써 희망 온-타임 구간을 계산한다. 일실시예에 따르면, 온-타임 계산 블록(304)은 다음의 함수(function)로 온-타임 구간을 계산한다.

여기서,

은, 온-타임 계산 블록(304)에 의해 결정되는 것처럼, 트랜지스터 Q1의 희망 온-타임 구간을 나타낸다.

은, 부스트 제어 블록(302)에 의해 결정되는 것처럼, 베이스라인 온-타임 구간을 나타낸다.

은, 데드 타임 측정 블록(308)에 의해 결정되는 것처럼, 데드 타임 구간을 나타낸다.

은 출력 전압 신호(322)의 값에 의해 표시되는 것처럼 순간 출력 전압(instantaneous output voltage)을 나타낸다.

은 입력 전압 신호(320)의 값에 의해 표시되는 것처럼 순간 입력 전압 레벨(instantaneous input voltage level)을 나타낸다.

수학식 1은, 따라서, 베이스라인 온-타임 구간, 데드 타임 구간, 입력 전압 및 출력 전압의 함수로(as a function of) 스위치 Q1의 희망 온-타임 구간을 연산한다. 희망 온-타임 구간은 베이스라인 온-타임 구간이 증가함에 따라 증가하고, 데드 타임 구간이 증가함에 따라 증가하고, 출력 전압이 증가함에 따라 증가하며, 입력 전압이 증가함에 따라 감소한다. 희망 온-타임 구간은 데드 타임으로 인해 베이스라인 온-타임 구간보다 일반적으로(typically) 더 길다. 추가적으로, 희망 온-타임 구간은 정류된 입력 전압(112)에 비교적(relatively) 비례하도록 인덕터 L1에 대한 입력 전류(132)를 유발한다. 결과적으로, 스위칭 전력 변환기(100)의 역률은 증가한다.

일실시예에 따르면, 데드 타임 구간은 각 스위칭 사이클 동안 측정된다. 일단 데드 타임 구간이 결정되면, 그리고는 희망 온-타임 구간은 스위치 Q1의 온-타임 구간이 이후 스위칭 사이클(즉, 다음 즉시 스위칭 사이클(next immediate switching cycle) 또는 뒤의 스위칭 사이클) 동안의 희망 온-타임 구간에 부합해서 설정될 수 있도록 연산된다. 예를 들어, 도 2c를 다시 언급하면, 한 스위칭 사이클은 시간 A로부터 시간 D까지 포괄한다. 다른 스위칭 사이클은 시간 D에서 시작하고 시간 F 이후까지 포괄한다. 제1 스위칭 사이클 동안, 시간 C 및 시간 D 사이의 데드 타임 구간은 측정될 수 있다. 일단 이러한 데드 타임 구간을 안(know) 후에는, 데드 타임 구간은 시간 D 및 시간 E 사이의 스위치 Q1의 온-타임 구간을 설정하기 위해 희망 온-타임 구간을 연산하도록 다음 스위칭 사이클 동안에 이용된다.

수학식 1은 다음의 관계(relationship)로부터 얻을(derived from) 수 있다. 도 2c에서 도시된 것처럼 DCM 모드에서 동작하는 스위칭 전력 변환기(100)를 고려하면, d1은 온-타임 듀티 사이클이고, d2는 인덕터 리셋 듀티 사이클이고, d3은 데드 타임 듀티 사이클이고, m1은 온-타임 동안의 인덕터 전류(132)의 기울기(slope)이고, m2는 리셋 타임 동안의 인덕터 L1 전류(132)의 기울기이며, Ts는 스위칭 주기(switching period)이다. DCM 부스트 동작에서, 다음 관계는 사실(true)이다.

은 인덕터 L1의 인덕턴스(inductance)이다. 이러한 관계로부터, 다음과 같이 결정할 수 있다.

은 한 스위칭 사이클에서의 평균 인덕터 전류이다.

은 한 스위칭 사이클 동안의 피크 인덕터 전류이다.

로 풀면,

또는

로 풀면,

추가적으로, 다음의 관계는 전력 보존(power conservation)로 인해 존재한다.

은 인덕터 L1의 입력 전류이다. 따라서,

을 위한 위의 공식(formula)은 다음과 같이 다시 쓸 수 있다.

따라서

및

이고,

은 부하 저항(load resistance)을 나타내고

은 부하로 공급되는 전류를 나타낸다. 그러므로,

이제

및

이다.

은 스위칭 사이클 동안의 온-타임의 구간이고,

은 스위칭 사이클 동안의 인덕터 리셋 타임의 구간이다. 그러므로 평균 입력 전류는 다음과 같다.

입력 컨덕턴스(conductance)는

이다.

및

을 대입(Substitute)하면 다음과 같다.

이를 요구되는 온 타임(on time)로 풀면 다음과 같다.

전력 컨트롤러(102)에서, Vo, Vin 및 데드 타임(t3)은 측정될 수 있다. 다음의 대입(substitution) 또한 만들어 질 수 있다.

이러한 관계는, 만약

에 대한 수학식(equation)이

이 0으로 설정해서 풀면, 결과는

이고, 이는 어떤 보상 없이 희망 출력 전압(114)을 얻기 위해 필요한 베이스라인 온-타임(ton_orig)이기 때문에, 사실이다.

을 이용해서 이러한 대입을 만들면, 공식은 다음과 같이 된다.

간단히 정리(simplification)하면, 결과는 수학식 1과 같다.

일실시예에 따르면, 온-타임 계산 블록은 희망 온-타임 구간을 계산하기 위해 수학식 1을 이용하지 않을 수 있다. 대신에, 수학식 1의 간단한 버전(simplified version)은 희망 온-타임 구간을 계산하기 위해 온-타임 계산 블록(304)에 의해 이용된다. 함수는 다음과 같다.

수학식 2는 수학식 1을 재배열(re-arranging)하고 수학식에서 몇 항(term)을 제거(remove)하기 위해 희망 온-타임 구간 및 베이스라인 온-타임 구간이 서로 유사하다는 가정을 만듦으로써 수학식 1로부터 얻는다. 수학식 2의 이용은 데드 타임 구간이 온-타임 구간보다 상당히(significantly) 적은(less) 환경(situation)에서 가장 적절(appropriate)하다. 수학식 2는 수학식 1만큼 정확하지(accurate) 않지만, 수학식 2는 베이스라인 온-타임 구간, 데드 타임 구간, 입력 전압 및 출력 전압을 수반하는 제곱근 계산을 요구하지 않기 때문에 수학식 1보다 전기 회로망에서 구현되기 쉽다. 대신에, 수학식 2는 희망 온-타임을 계산하기 위해 덧셈(addition), 뺄셈(subtraction) 및 두 개의 나눗셈(division) 연산(operations)만을 필요로 한다.

다른 실시예에 따르면, 수학식 1은 희망 온-타임을 계산하도록 온-타임 계산 블록(304)에 의해 이용되는 다음의 수학식으로 재배열될 수 있다.

여기서,

이다.

도 4에서 나타난 것과 같이 함수

은 부분 선형 근사를 이용해 평가된다. 도 4는 일실시예에 따른

을 평가하는 부분 선형 근사를 도시한다. x 축은 k 값을 나타낸다. y 축은

을 나타낸다. 부분 선형 근사는

연산을 위해 6개의 서로 다른 선형 함수(405-1, 405-2, 405-3, 405-4, 405-5, 405-6)를 활용(makes use of)한다. 각 선형 함수(405)는 k 값을 기반하여 선택된다. 예를 들어, 함수(405-1)는 k 값이 8과 11 사이에 있을 경우에

을 연산하기 위해 선택될 수 있다. 다른 예를 들어, 함수(405-6)은 k 값이 0과 0.5 사이에 있을 경우에

을 연산하기 위해 선택될 수 있다.

수학식 3은 제곱근 계산을 명쾌히(explicitly) 수행하는 대신 제곱근 계산의 부분 선형 근사로 제곱근 계산을 근사(approximate)하기 때문에 수학식 1보다 전기 회로망에서 구현하기에 더 간단하다. 수학식 3은 수학식으로부터 항을 제거하기 위한 가정에 의존하지 않기 때문에, 특히 데드 타임이 상당한 환경에서, 수학식 3은 또한 수학식 2보다 더 정확하다.

도 3을 다시 참조하면, 스위치 제어 블록(306)은 온-타임 신호(328)를 수신하고 스위치 Q1을 켜고 끄기 위해 스위치 제어 신호(110)를 생성한다. 스위치 제어 블록(306)은 희망 온-타임 구간의 값에 부합하는 온 상태에 있는 제어 신호(110)로 타임 구간을 설정한다. 제어 신호(110)가 온 상태에 있을 때(즉, 높은 전압 레벨(high voltage level)을 가질 때), 제어 신호는 스위치 Q1을 켠다. 제어 신호(110)가 오프 상태(OFF state)에 있을 때(즉, 낮은 전압 레벨(low voltage level)을 가질 때), 제어 신호는 스위치 Q1을 끈다. 일실시예에 따르면, 스위치 제어 블록(306)은 스위치 Q1을 켜는 전압 펄스(voltage pulse)로 희망 온-타임 구간 값을 변환시키는 타이머(timer)를 포함한다. 더 높은(higher) 희망 온-타임 구간 값은 더 긴(longer) 펄스를 야기하고, 더 짧은(shorter) 희망 온-타임 구간 값은 더 짧은 펄스를 야기한다.

도 5는 일실시예에 따른 보다 상세한 전력 컨트롤러(102)의 부스트 제어 블록(302)를 도시한다. 부스트 제어 블록(302)은 디지털 입력 전압 신호(320)을 수신하고 디지털 입력 전압 신호(320)의 피크값(peak value)를 나타내는 하나 이상의 피크 검출 신호(peak detection signal)(552)를 출력하는 피크 검출기(505)를 포함한다. 오프셋(offset)(556)은 서머 회로(summer circuit)(510)에 의해 피크 검출 신호(552)의 값에 추가된다. 오프셋(556)의 사이즈는 입력 전압(112)에 비례하는(relative to) 출력 전압(114) 내의 전압 부스트(voltage boost)의 양(amount)을 결정한다. 다시 말해, 오프셋(556)이 높을수록, 출력 전압(114)의 전압 레벨도 더 높아진다. 서머 회로(510)의 출력은 입력 전압(112)에 의해 조절된 오프셋(offset adjusted input voltage)을 나타내는 하나 이상의 기준 전압 신호(reference voltage signal)(558)이다

저역 필터(LPF, low pass filter)(510)은 디지털 출력 전압 신호(320)로부터 고주파수 리플(high-frequency ripple)을 제거하고 디지털 출력 전압 신호(320)의 평균값을 나타내는 하나 이상의 평균 전압 신호(554)를 생성한다. 평균 전압 신호(554)의 값은 하나 이상의 부스트 오류 신호(560)를 생성하도록 감산기 회로(subtractor circuit)(515)에 의해 기준 전압 신호(558)의 값으로부터 빼(subtract)진다. 평균 전압 신호(554)는 출력 전압(114)이 증가하여야 하는지에 대한 피드백(feedback)을 제공하기 위해 폐루프(closed-loop)에서 본질적으로 이용된다. 따라서, 부스트 오류 신호(560)의 값은 출력 전압(114)이 증가 또는 감소될 필요가 있는지, 있다면 얼마나 증가 또는 감소해야 하는지를 표시한다.

부스트 오류 신호(560)는 베이스라인 온-타임 신호(324)를 생성하는 오차증폭기(error amplifier)(502)로 제공된다. 베이스라인 온-타임 신호(324)의 값은 스위치 Q1의 베이스라인 온-타임 구간을 나타낸다. 오차증폭기(502)는 비례 부분(proportional portion)(520) 및 적분기 부분(integrator portion)(525)을 포함하는 P-I 함수(비례-적분 함수, proportional-integral function)를 구현한다. 비례 부분(520)은 상수(constant value)로 부스트 오류값을 스케일(scale)한다. 적분기 부분(525)은 시간 경과에 따라 부스트 오류값을 적분(integrate)하고 상수로 적분한 값을 스케일한다. 서머 회로(530)는 베이스라인 온-타임 신호(324)를 생성하기 위해 비례 부분(520) 및 적분기 부분(525)의 출력을 합한다(add).

도 6은 일실시예에 따른 전력 컨트롤러(102) 내의 동작 방법을 도시한다. 단계(602)에서, 전력 컨트롤러(102)는 스위치 Q1을 위한 베이스라인 온-타임 구간을 결정한다. 단계(604)에서, 전력 컨트롤러(102)는 스위칭 사이클의 데드 타임 구간을 결정한다. 데드 타임 동안, 인덕터를 통과하는 전류(132)는 실질적으로 플랫(flat)하고 0(zero)에 동일할 수 있다. 단계(606)에서, 전력 컨트롤러(102)는 베이스라인 온-타임 구간 및 데드 타임 구간을 기반하여 이후 스위칭 사이클을 위한 스위치 Q1의 희망 온-타임 구간을 결정한다. 이후 스위칭 사이클은 데드 타임 구간이 결정되는 동안의 초기의(initial) 스위칭 사이클을 따르는(follow) 다음 즉시 스위칭 사이클이 될 수 있다. 그 대신에(alternatively), 이후 스위칭 사이클은 시간상으로 늦고(later in time) 초기의 스위칭 사이클을 즉시 따르지 않는 스위칭 사이클이 될 수 있다. 단계(608)에서, 전력 컨트롤러(102)는 희망 온-타임 구간에 따라 스위치 Q1을 켜도록 온 상태로 제어 신호(110)를 생성한다. 전력 컨트롤러(102)는 희망 온-타임 구간에 기반하여 이후 스위칭 사이클 동안 제어 신호(110)의 온 상태의 구간을 유지하고, 이는 역률을 개선시키는 시간의 제어된 길이를 위해 켜지(switch on)도록 스위치 Q1을 유발한다.

일실시예에 따르면, 스위칭 사이클 내의 측정된 데드 타임 구간이 다음 즉시 스위칭 사이클 내의 온-타임 구간을 결정하기 위해 이용되는 때, 단계(606) 및 단계(608)는 실질적으로 동시에(simultaneously) 수행(perform)될 수 있다. 제어 신호(110)는 따라서 희망 온-타임이 계산될 때에 온 상태에 놓여지고 그리고는 일단 희망 온-타임이 결정되면 희망 온-타임에 부합하여 온 상태에서 꺼내어(taken out of)진다. 다시 말해, 도 2c를 참조하면, 스위치는 시간 D에서 켜질 수 있고, 희망 온-타임은 시간 D 및 E 사이에서 계산될 수 있으며, 그리고는 스위치 Q1은 희망 온-시간을 알고 나면 시간 E에서 꺼질 수 있다.

단계(610)에서, 전력 컨트롤러(102)는 베이스라인 온-타임 구간이 리프래쉬(refresh)되야 할지 결정한다. 언급한 바와 같이, 희망 온-타임 구간을 결정하기 위해 많은 서로 다른 스위칭 사이클 동안 베이스라인 온-타임 구간은 주기적 간격에서 오직 결정되고 그리고 이용될 수 있다. 만약 베이스라인 온-타임 구간이 리프래쉬될 필요가 없는 경우, 단계(604) 내지 단계(608)이 반복(repeat)된다. 만약 베이스라인 온-타임 구간이 리프래쉬될 필요가 있는 경우, 프로세스(process)는 새로운 베이스라인 온-타임 구간을 결정하기 위해 단계(602)로 돌아간다.

도 7a는 온-타임 구간이 데드 타임의 효과를 바로잡기(correct) 위해 보상되지 않은 때의 스위칭 전력 변환기(100)에 대한 평균 입력 전류의 파형을 도시한다. 도 7a의 왼쪽단(left side)은 브리지 정류기 BR1에 대한 입력 전류의 그래프(graph)이다. 수평축은 시간을 나타내고, 수직축은 입력 전류의 레벨을 나타낸다. 데드 타임 보상이 가능(enabled)하지 않으므로, 입력 전류는 정현파(sinusoidal)가 아니지만, 대신 조금 왜곡(distorted)된다. 입력 전류가 AC 입력 전압 VAC에 비례하지 않기 때문에 이러한 왜곡은 스위칭 전력 변환기(100)의 역률을 줄인다. 도 7a의 오른쪽단은 도 7a의 왼쪽단으로부터의 입력 전류의 퓨리에 변환(Fourier transform)이다. 수평축은 입력 전류의 고조파(harmonics)를 나타내고 수직축은 고조파의 크기를 나타낸다. 나타난 것처럼, 입력 전류 내의 왜곡은 전자파 장해(EMI, electromagnetic interference)를 증가시키는 이상한(odd) 고조파(즉, k=3, 5에서)의 상당한 레벨을 야기한다.

도 7b는 일실시예에 따른 온-타임 구간이 데드 타임 구간의 효과를 바로잡기 위해 보상될 때의 스위칭 전력 변환기(100)에 대한 평균 입력 전압의 파형을 도시한다. 도 7b의 왼쪽단은 브리지 정류기 BR1에 대한 입력 전류의 그래프이다. 수평축은 시간을 나타내고, 수직축은 입력 전류의 레벨을 나타낸다. 데드 타임 보상이 가능함으로, 입력 전류는 거의 완전히 정형파이고 AC 입력 전압 VAC에 비례하며, 이는 스위칭 전력 변환기(100)의 역률을 증가시킨다. 도 7b의 오른쪽단은 도 7b의 왼쪽단으로부터의 입력 전류의 퓨리에 변환이다. 수평축은 입력 전류의 고조파를 나타내고 수직축은 고조파의 크기를 나타낸다. 왜곡이 줄기 때문에, 이상한 고조파는 도 7b에서 보다 많이 더 낮고 이는 EMI를 감소시킨다.

본 개시를 읽음으로써, 본 발명이 속하는 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 여기서 개시된 원리를 통해서 스위칭 전력 변환기의 온-타임 보상의 추가적 대체 설계(additional alternative embodiment)를 계속 인식할 것이다. 따라서, 특정 실시예 및 응용(application)이 설명되고 도시되었지만, 개시된 실시예들은 여기서 개시되는 구체적인 구성 및 컴포넌트로 제한되지 않는다. 본 발명이 속하는 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명한 다양한 수정, 변화 및 차이는 여기서 개시되는 범위(scope) 및 정신(spirit)에서 벗어나지 않으면서 여기서 개시되는 방법 및 장치의 배치(arrangement), 동작(operation) 및 세부사항 내에서 이루어질 수 있다.

Claims

스위칭 전력 변환기에 있어서,
상기 스위칭 전력 변환기의 입력 전압 및 출력 전압 사이에 연결되는 자성 컴포넌트;
상기 자성 컴포넌트를 통과하는 전류를 제어하도록 상기 자성 컴포넌트에 연결되는 스위치 - 상기 전류는 상기 스위치가 켜질 때 증가하고 상기 스위치가 꺼질 때 실질적 정전류 레벨(substantially constant current level)로 감소함 -; 및
상기 스위치를 켜거나 끄기 위해 제어 신호를 생성하도록 구성되는 컨트롤러 - 상기 스위치는 제1 상태에 있는 상기 제어 신호에 응답하여 켜지고 제2 상태에 있는 상기 제어 신호에 응답하여 꺼짐 -
를 포함하고,
상기 컨트롤러는 상기 스위칭 전력 변환기의 제1 스위칭 사이클의 데드 타임 구간을 결정하도록 구성되고, 상기 데드 타임 구간은 상기 자성 컴포넌트 내로 흐르는 전류가 상기 실질적 정전류 레벨인 동안의 타임 구간이며,
상기 컨트롤러는 상기 제1 스위칭 사이클 내의 상기 데드 타임 구간에 기반하여 상기 스위칭 전력 변환기의 제2 스위칭 사이클을 위한 상기 스위치의 희망 온-타임 구간을 결정하도록 구성되고, 상기 제2 스위칭 사이클은 상기 제1 스위칭 사이클 이후에 있으며,
상기 컨트롤러는 상기 제2 스위칭 사이클 구간에서 상기 희망 온-타임 구간에 따라 상기 스위치를 켜는 타임 구간 동안 상기 제1 상태로 상기 제어 신호를 생성하도록 구성되는,
스위칭 전력 변환기.
제1항에 있어서,
상기 컨트롤러는 상기 스위치의 베이스라인 온-타임 구간을 결정하고 상기 제1 스위칭 사이클 내의 상기 베이스라인 온-타임 구간 및 상기 데드 타임 구간에 기반하여 상기 희망 온-타임 구간을 결정하도록 더 구성되는,
스위칭 전력 변환기.
제2항에 있어서,
상기 베이스라인 온-타임 구간은 상기 데드 타임 구간이 영인 경우에 희망 전압 레벨로 상기 출력 전압을 조절하는 상기 스위치의 온-타임 구간인,
스위칭 전력 변환기.
제2항에 있어서,
상기 희망 온-타임 구간은 상기 베이스라인 온-타임 구간보다 구간에서(in duration) 더 긴,
스위칭 전력 변환기.
제2항에 있어서,
상기 컨트롤러는 상기 제1 스위칭 사이클 동안의 상기 베이스라인 온-타임 구간 및 상기 데드 타임 구간의 함수로 상기 희망 온-타임 구간을 계산함으로써 상기 희망 온-타임 구간을 결정하는,
스위칭 전력 변환기.
제5항에 있어서,
상기 컨트롤러는 상기 입력 전압의 레벨을 표시하는 입력 전압값(input voltage value) 및 상기 출력 전압의 레벨을 표시하는 출력 전압값의 함수로 상기 희망 온-타임 구간을 더 계산하는,
스위칭 전력 변환기.
제6항에 있어서,
상기 컨트롤러는 상기 베이스라인 온-타임 구간을 수반하는 제곱근 계산을 하지 않고 상기 희망 온-타임 구간을 더 계산하는,
스위칭 전력 변환기.
제6항에 있어서,
상기 컨트롤러는 상기 베이스라인 온-타임 구간을 수반하는 제곱근 계산의 부분 선형 근사(linear piecewise approximation)로 상기 희망 온-타임 구간을 더 계산하는,
스위칭 전력 변환기.
제2항에 있어서,
상기 컨트롤러는 상기 입력 전압의 레벨을 표시하는 입력 피드백 신호(input feedback signal) 및 상기 출력 전압의 레벨을 표시하는 출력 피드백 신호를 기반하여 상기 베이스라인 온-타임 구간을 결정하도록 더 구성되는,
스위칭 전력 변환기.
제9항에 있어서,
상기 컨트롤러는 상기 입력 피드백 신호의 피크 전압 레벨(peak voltage level)을 표시하는 하나 이상의 피크 검출 신호를 생성하고, 상기 출력 피드백 신호의 평균 전압 레벨을 표시하는 하나 이상의 평균 출력 신호(averaged output signal)를 생성하며, 상기 피크 검출 신호 및 상기 평균 출력 신호를 기반하여 상기 베이스라인 온-타임 구간을 결정하도록 더 구성되는,
스위칭 전력 변환기.
제10항에 있어서,
상기 컨트롤러는 하나 이상의 기준 전압 신호를 생성하기 위해 상기 출력 전압 내의 부스트의 희망 레벨(desired level of boost)을 나타내는(representative) 오프셋으로 상기 피크 검출 신호를 조정하도록 더 구성되고, 상기 기준 전압 신호를 기반하여 상기 베이스라인 온-타임 구간을 결정하는,
스위칭 전력 변환기.
스위칭 전력 변환기의 입력 전압 및 출력 전압 사이에 연결되는 자성 컴포넌트, 상기 자성 컴포넌트를 통과하는 전류를 제어하도록 상기 자성 컴포넌트에 연결되는 스위치 - 상기 전류는 상기 스위치가 켜질 때 증가하고 상기 스위치가 꺼질 때 실질적 정전류 레벨로 감소함 - 및 상기 스위치를 켜거나 끄기 위해 제어 신호를 생성하도록 구성되는 컨트롤러 - 상기 스위치는 제1 상태에 있는 제어 신호에 응답하여 켜지고 제2 상태에 있는 상기 제어 신호에 응답하여 꺼짐 -를 포함하는 스위칭 전력 변환기 내의 동작 방법에 있어서,
상기 스위칭 전력 변환기의 제1 스위칭 사이클의 데드 타임 구간을 결정하는 단계 - 상기 데드 타임 구간은 상기 자성 컴포넌트 내로 흐르는 전류가 상기 실질적 정전류 레벨인 동안의 타임 구간임 -;
상기 제1 스위칭 사이클 내의 상기 데드 타임 구간에 기반하여 상기 스위칭 전력 변환기의 제2 스위칭 사이클을 위한 상기 스위치의 희망 온-타임 구간을 결정하는 단계 - 상기 제2 스위칭 사이클은 상기 제1 스위칭 사이클 이후에 있음 -; 및
상기 제2 스위칭 사이클 구간에서 상기 희망 온-타임 구간에 따라 상기 스위치를 켜는 타임 구간 동안 상기 제1 상태로 상기 제어 신호를 생성하는 단계
를 포함하는,
방법.
제12항에 있어서,
상기 스위치의 베이스라인 온-타임 구간을 결정하는 단계
를 더 포함하고,
상기 희망 온-타임 구간은 상기 제1 스위칭 사이클 내의 상기 베이스라인 온-타임 구간 및 상기 데드 타임 구간에 기반하여 결정되는,
방법.
제13항에 있어서,
상기 베이스라인 온-타임 구간은 상기 데드 타임 구간이 영인 경우에 희망 전압 레벨로 상기 출력 전압을 조절하는 상기 스위치의 온-타임 구간인,
방법.
제13항에 있어서,
상기 희망 온-타임 구간은 상기 베이스라인 온-타임 구간보다 구간에서 더 긴,
방법.
제13항에 있어서,
상기 희망 온-타임 구간을 결정하는 단계는 상기 제1 스위칭 사이클 동안의 상기 베이스라인 온-타임 구간 및 상기 데드 타임 구간의 함수로 상기 희망 온-타임 구간을 계산하는 단계
를 포함하는,
방법.
제16항에 있어서,
상기 희망 온-타임 구간은 상기 입력 전압의 레벨을 표시하는 입력 전압값 및 상기 출력 전압의 레벨을 표시하는 출력 전압값의 함수로 더 계산되는,
방법.
제17항에 있어서,
상기 희망 온-타임 구간은 상기 베이스라인 온-타임 구간을 수반하는 제곱근 계산을 하지 않고 계산되는,
방법.
제17항에 있어서,
상기 희망 온-타임 구간은 상기 베이스라인 온-타임 구간을 수반하는 제곱근 계산의 부분 선형 근사(linear piecewise approximation)로 계산되는,
방법.
제13항에 있어서,
상기 베이스라인 온-타임 구간은 상기 입력 전압의 레벨을 표시하는 입력 피드백 신호 및 상기 출력 전압의 레벨을 표시하는 출력 피드백 신호를 기반하여 결정되는,
방법.
제20항에 있어서,
상기 입력 피드백 신호의 피크 전압 레벨을 표시하는 하나 이상의 피크 검출 신호를 생성하는 단계; 및
상기 출력 피드백 신호의 평균 전압 레벨을 표시하는 하나 이상의 평균 출력 신호를 생성하는 단계
를 더 포함하고,
상기 베이스라인 온-타임 구간은 상기 피크 검출 신호 및 상기 평균 출력 신호를 기반하여 결정되는,
방법.
제21항에 있어서,
하나 이상의 기준 전압 신호를 생성하기 위해 상기 출력 전압 내의 부스트의 희망 레벨을 나타내는 오프셋으로 상기 피크 검출 신호를 조정하는 단계
를 더 포함하고,
상기 베이스라인 온-타임 구간은 상기 기준 전압 신호를 기반하여 더 결정되는,
방법.
스위칭 전력 변환기를 위한 컨트롤러에 있어서, 상기 스위칭 전력 변환기는 상기 스위칭 전력 변환기의 입력 전압 및 출력 전압 사이에 연결되는 자성 컴포넌트 및 상기 자성 컴포넌트를 통과하는 전류를 제어하도록 상기 자성 컴포넌트에 연결되는 스위치를 포함하고, 상기 전류는 상기 스위치가 켜질 때 증가하고 상기 스위치가 꺼질 때 실질적 정전류 레벨로 감소하며, 상기 컨트롤러는,
상기 스위치를 켜거나 끄기 위해 제어 신호를 생성하도록 구성되는 스위치 제어 회로 - 상기 스위치는 제1 상태에 있는 상기 제어 신호에 응답하여 켜지고 제2 상태에 있는 상기 제어 신호에 응답하여 꺼짐 -
를 포함하고,
상기 컨트롤러는 상기 스위칭 전력 변환기의 제1 스위칭 사이클의 데드 타임 구간을 결정하도록 구성되고, 상기 데드 타임 구간은 상기 자성 컴포넌트 내로 흐르는 전류가 상기 실질적 정전류 레벨인 동안의 타임 구간이며,
상기 컨트롤러는 상기 제1 스위칭 사이클 내의 상기 데드 타임 구간에 기반(base)하여 상기 스위칭 전력 변환기의 제2 스위칭 사이클을 위해 상기 스위치의 희망 온-타임 구간을 결정하도록 구성되고, 상기 제2 스위칭 사이클은 상기 제1 스위칭 사이클 이후에 있으며,
상기 스위치 제어 회로는 상기 제2 스위칭 사이클 구간에서 상기 희망 온-타임 구간에 따라 상기 스위치를 켜는 타임 구간 동안 상기 제1 상태 내의 상기 제어 신호를 생성하도록 구성되는,
컨트롤러.