KR101363468B1 - 스위칭 제어기 - Google Patents

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KR101363468B1
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썬파워, 인코포레이티드
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Abstract

구동 신호를 제공하기 위한 회로(10)가 제공된다. 그 회로는 라이브 입력부(16) 및 중성 입력부(16), 구동 신호를 제공하기 위한 출력부(12A, 126), 마스터 로직 게이트를 포함한다. 제1 출력부(126)는 마스터 로직 게이트 출력부(18b)에 연결된다. 직류 신호는 마스터 로직 게이트(18A)의 입력부에 연결되어서 마스터 로직 게이트의 출력이 그 입력의 상태가 변화할 때 변화한다. 분로(Q2)는 그 라이브 입력부에 연결되고 중성 입력 전압에 대하여 양에서부터 음으로 그리고 반대로 변화하는 라이브 입력 전압에 응하여 그 회로의 안과 밖으로 스위치될 수 있다. 또한 그 분로는 그 직류 신호가 그 마스터 로직 게이트의 입력부를 바이패스하기 위한 단락 회로를 제공하도록 구성된다.

Description

스위칭 제어기{Switching controller}
본 발명은 하나 이상의 구동 신호들(drive signals)을 제공하기 위한 회로에 관한 것이다. 특히, 그 회로는 트랜지스터들(transistors)과 같은 하나 이상의 스위치들(switches)에게 구동 신호를 제공하기 위한 스위칭 제어기(switching controller)일 수도 있다. 그 스위칭 제어기는, 예를 들면, 교류 신호를 조정하는(regulating) 스위칭 조정기(switching regulator)에 적용될 수도 있다. 예로서, 연결된 전기제품들로 또는 전기적 그리드(electrical grid)로의 공급에 앞서 조정하는 것을 필요로 할 수도 있는 교류 신호를 만들어내는 가정용 복합 열 및 전력(domestic combined heat and power;dchp) 발전기(generator)에 의해 만들어진 교류 신호의 경우를 들 수 있다.
교류 신호를 기준으로 하여 구동되는 스위칭 회로가 사용되는 많은 상황들이 있다. 전형적으로, 이용되는 스위치들은 트랜지스터들로서, 그 트랜지스터들의 베이스들(bases)/게이트들(gates)에게 구동 신호를 제공함으로써 스위치되는 트랜지스터들이다. 그 스위칭 회로는 그 자체로 그 교류 신호에 대해 동작할 수도 있다. 예를 들면, 스위칭 조정기는 교류 신호를 조정하고 여기에서 양 및 음의 반사이클들의 조정(regulation)은 개별적으로 수행될 수도 있어서, 그 교류 신호가 양에서 부터 음으로, 그리고 역으로 진행함에 따라 스위칭이 이루어져야 한다.
본 발명에 관한 정황(context)을 제공하기 위해, 본 발명에 관한 의도된 응용(application)이 기술될 것이다. 이 응용은 가정 환경에서 뜨거운 물과 중앙 난방을 제공하는 dchp 설비들에 있다. 우리의 국제 특허 출원 번호 PCT/GB03/001200은 스털링 엔진(Stirling engine)을 포함하는 이러한 dchp 설비를 기술한다. 이 dchp 설비들은, 가구의 중앙 난방 및 뜨거운 물에 대한 요구를 충족시키는 것에 부가하여, 또한 에너지효율적 방식으로 전기를 발생시키도록 사용될 수 있기 때문에, 그들은 유익한 면이 있다. 그렇게 생성된 전기는 그 가구 내에서 사용될 수 있거나 또는 그것은 그 가구에 전기공급하는 전기적 그리드로 되팔 수도 있다.
그 dchp 설비에 의해 발생된 전기는 본관 전기적 그리드(mains electrical grid) 상으로의 공급에 적합하도록 엄격하게 조정되어야 한다. 게다가, 또한 그 dchp 설비에 연결된 가전제품들의 수요들을 만족시키기 위해 통상적으로 조정이 요구된다. 그 조정은 주파수, 전압 또는 전류를 제어할 수도 있고 만약 제어하지 않으면 어떤 다른 곳에서 사용될 교류 파형에서 허용할 수 없는 변동들(fluctuations)을 유발할 수도 있는 전압 및 전류 과도현상들 및 정상 상태 편차들(steady state variations)을 제어하는 것을 포함할 수도 있다.
도 1은 직류(DC) 파형을 조정하기 위해 사용될 수도 있는 잘 알려진 벅(Buck) 조정기를 보여준다. 그 조정기는, 원하는 평균 출력 전압을 제공하기 위해, 펄스 폭 변조 방식에 따라 정상적으로, 스위치되는 트랜지스터를 포함한다. 그 인덕터(inductor) 및 커패시터(capacitor)는 펄스된 출력을 매끄럽게 하여 서(smooth) 그 출력에서 제공되는 직류 전압 신호 상에 최소의 파동(ripple)만을 남긴다. 또한 그 조정기는, 그 트랜지스터가 오프(off)로 스위치될 때 그 인덕터가 전류 흐름을 유지하려고 하면서 그 인턱터에 의해 생성되는 큰 역방향 전압들로부터 그 트랜지스터를 보호하기 위하여 클램핑 다이오드(clamping diode, 이는 또한 "플라이백 다이오드"(flyback diode)로서도 알려져 있다)로서 작동하도록 제공되는 다이오드를 포함한다.
한 쌍의 벅 조정기들은 교류 공급량에 대한 조정기를 제공하도록 결합될 수도 있다. 도 2는 EP-A-0,631,372에 개시된 이러한 조정기를 나타내고 있다. 그 조정기는 교류 입력을 변환하여서 디머 스위치(dimmer switch)로부터 동작되는 광들의 전력을 공급하기 위한 가변 전압 직류 출력을 제공한다. 연관된 다이오드들을 가진 한 쌍의 트랜지스터들이, 도 2에서 A로 표시된 바와 같이, 그 교류 입력의 양의 반사이클(positive half-cycle)을 변조하는 하나의 트랜지스터 및 그 교류 입력의 음의 반사이클(negative half-cycle)을 변조하는 다른 트랜지스터를 이용하여 제공된다. 이들 트랜지스터들의 동작은 구동 신호들을 사용하여서 요구되는 변조를 만들어내도록 제어된다. 한 쌍의 클램핑 다이오드들은, 도 2에서 B로 표시된 바와 같이, 각 반사이클에 대해 하나가 제공되고 적절히 바이어스되며, 그들은 연관된 트랜지스터들에 의해 그 적절한 반사이클들에 대하여 그 회로의 안과 밖으로 스위치된다. 따라서, 양 및 음의 반사이클들 양자 모두는 펄스 폭 변조되고, 그 결과적인 출력은 그 인덕터들 및 커패시터들에 의해 매끄럽게 된다.
이 배경기술과 대비하여, 제1 관점에서 볼 때, 본 발명은 구동 신호(drive signal)를 제공하기 위한 회로에 있어서, 상기 회로는 교류 신호를 수신하기 위한 라이브 입력부(live input) 및 중성 입력부(neutral input), 제1 구동 신호를 제공하기 위한 제1 출력부, 입력부 및 상기 제1 출력부가 연결되어 있는 출력부를 가지는 마스터 로직 게이트(master logic gate), 상기 마스터 로직 게이트의 입력부에 연결된 직류 신호를 수신하기 위한 신호 입력부로서, 상기 마스터 로직 게이트의 출력부는 상기 신호 입력부에 연결된 상기 입력부의 입력 상태가 변화할 때 변화하는, 신호 입력부, 및 상기 라이브 입력부에 연결된 제1 분로(shunt)로서, 상기 중성 입력부에서의 전압에 대하여 양에서부터 음으로 그리고 반대로 변화하는 상기 라이브 입력부에서의 전압에 응하여 상기 회로의 안과 밖으로 스위치될 수 있도록 구성된, 제1 분로를 포함하고, 상기 제1 분로는 상기 직류 신호가 상기 마스터 로직 게이트의 입력부를 바이패스(bypass)하기 위한 단락 회로를 제공하도록 구성되어서, 상기 마스터 로직 게이트의 출력부 출력 상태는 상기 라이브 입력부의 입력 상태에 의존함을 특징으로 하는 회로에 있다.
이 구성은 상기 제1 구동 신호의 엄격한 제어를 허용하는 단순한 회로를 편리하게 제공한다. "제1 출력부", "제1 구동 신호" 및 "제1 분로"와 같은 용어들이 사용되지만, 단지 이들 특색들(features) 각각 하나만 있을 수도 있고 그래서 "제1"이라는 용어는 반드시 추가적인 특색들을 암시하는 것으로 해석되어서는 안될 것이다. 사실, 현재 바람직한 일 실시예는 두 개의 출력부들에 제공되는 두 개의 구동 신호들을 제공하고, 3개의 분로들을 이용할 수도 있다. 게다가, "마스터" 로직 게이트는 편리한 라벨(label)로서 사용되고 반드시 추가적인 로직 게이트들 또는 추가적인 로직 게이트들 중에서 임의의 계층(hierarchy)을 암시하지는 않는다.
부가적으로, 교류 신호가 극성(polarity)을 변화하는 정확한 순간에 분로가 스위치되는 것을 의미하는 것으로 상기 내용이 해석되어서는 안 될 것이다: 아래에서 더 상세하게 기술되는 바와 같이, 0 주위의 오프셋들(offsets)이 사용되어서 0 교차들(zero crossings) 바로 전에 또는 바로 후에 스위칭이 달성되도록 할 수도 있다.
상기 제1 분로는 (예를 들면, 직접적인 전기적 연결에 의해) 상기 라이브 입력부의 입력 상태에 직접 응답할 수도 있다. 예를 들면, 상기 제1 분로는 상기 중성 입력부에 연결될 수도 있다: 물론, 0 볼트(volts)를 통과하여 지나는 교류 신호에 의해 유발되는 상기 중성 입력부에서의 변화에 대한 직접적인 응답은 상기 라이브 입력부에서의 변화에 대응할 것이다.
선택적으로, 상기 회로는, 상기 라이브 입력부에서의 전압에 대하여 양에서부터 음으로 그리고 반대로 진행하는 상기 중성 입력부에서의 전압에 응하여 스위치가능하도록 상기 중성 입력부에 연결된 제2 분로를 더 포함할 수도 있고, 이때 상기 제2 분로는 상기 라이브 입력부에서부터 그라운드(ground)로의 신호에 대한 단락 회로를 제공하도록 구성되어서 그에 의하여 상기 제1 분로를 바이패스하고 상기 라이브 입력부에서의 전압에 대하여 상기 중성 입력부에서의 전압이 음일 때 상기 라이브 입력부를 그라운드로 클램프(clamp)한다. 따라서, 그 라이브 입력은 상기 회로의 동작에 영향을 끼치지 않는다.
부가적으로, 상기 회로는, 하이(high)에서 로우(low)로 그리고 반대로 진행하는 마스터 로직 게이트 출력부의 출력 상태에 응하여 스위치가능하도록 상기 마스터 로직 게이트 출력부에 연결된 제3 분로를 더 포함할 수도 있고, 이때 상기 제3 분로는 상기 중성 입력부로부터 그라운드로의 신호에 대한 단락 회로를 제공하도록 구성되어서 그에 의하여 상기 제2 분로를 바이패스하고 상기 중성 입력부에서의 전압에 대하여 상기 라이브 입력부에서의 전압이 양일 때 상기 중성 입력부를 그라운드로 클램프한다. 상기 제2 및 제3 분로들은 바꾸어질 수도 있는데, 즉, 상기 제2 분로는 상기 라이브 입력부를 그라운드로 클램프하기 위해 사용될 수도 있다. 그때, 제3 분로는 상기 중성 입력부를 그라운드로 클램프하기 위해 사용될 수도 있다.
바람직하게는, 상기 회로는 제2 구동 신호를 제공하기 위한 제2 출력부를 더 포함하고 이때 선택적으로 상기 제2 출력부는 상기 마스터 로직 게이트 출력부에 연결된다. 유리하게, 하나의 구동 신호가 그와 다른 구동 신호가 오프될 때 온(on)되어야 할 경우에서, 상기 제2 출력부는 상기 제1 출력부에 관하여 상기 제2 출력부에서의 로직 상태(logic state)를 반전하도록(invert) 구성된 하나 이상의 로직 게이트들을 경유하여 상기 마스터 로직 게이트 출력부에 이어질 수도 있다. 물론, 추가적인 출력부들이 로직 게이트들을 사용하여 필요한 만큼 제공되고, 발생될 수도 있다.
상기 회로는 인덕터를 포함하는 회로에 구동 신호들을 제공하기 위해 사용될 수도 있다. 이 경우에, 상기 회로가 상기 인덕터로부터 신호를 수신하기 위한 코일 입력부(coil input)를 포함하는 것은 유리한 점이 있을 수도 있고, 이때 상기 라이브 입력부에서의 전압이 상기 중성 입력부에서의 전압에 관하여 양이고 상기 코일 입력부가 로우일 때만 상기 제1 구동 신호가 상기 제1 출력부에 제공되도록 상기 회로가 구성된다. 이는 특히, 트랜지스터들에 의해 스위치가능하게 되지만 만약 그렇지 않으면 그 방전하는 인덕터에 의해 생성되는 역 전압들(reverse voltages)에 의해 손상될 수도 있는 분로에서 그 트랜지스터들이 사용되는 데에 있어서, 유용하다.
이러한 구성은, 다른 입력부가 상기 코일 입력부에 연결되고 출력부가 상기 제1 출력부를 제공하는 NOR 게이트의 하나의 입력부에 상기 마스터 로직 게이트 출력부를 연결함에 의해 구현될 수도 있다. 상기 회로가 제2 구동 신호를 제공하기 위한 제2 출력부를 더 포함하는 경우에서, 상기 중성 입력부에서의 전압이 상기 라이브 입력부에서의 전압에 대하여 음이고 상기 코일 입력부가 로우일 때에만 상기 제2 구동 신호가 상기 제2 출력부에 제공되도록 상기 회로가 구성될 수도 있다. 그 코일 입력은 상기 인덕터를 가로지르는 전압을, 직접적으로 또는 간접적으로, 가리키도록 구성될 수도 있다. 예를 들면, 상기 인덕터에 대한 직접 연결, 또는 상기 인덕터가 방전하는 상기 회로의 다른 부분으로의 연결이 있을 수도 있다.
제2 관점에서 볼 때, 본 발명은 교류 신호를 조정하기 위한 스위칭 조정기(switching regulator)에 있어서, 상기 조정기는, 교류 입력 신호를 수신하기 위한 입력 단자들, 출력 신호를 제공하기 위한 출력 단자들, 상기 출력 단자들에서 나타나는 상기 출력 신호를 매끄럽게 하도록 구성된 인덕터(inductor) 및 커패시터(capacitor), 상기 교류 입력 신호에 관하여 각각 양 및 음의 반사이클들(half-cycles)을 조정하도록 구성된 양(positive)의 반사이클 부분 및 음(negative)의 반사이클 부분을 포함하고, 상기 양 및 음의 반사이클 부분들의 각각은 변조용 트랜지스터(modulating transistor)로서, 상기 교류 입력 신호의 각각의 반사이클을 변조하도록 동작가능하고 상기 변조용 트랜지스터 각각의 반사이클 동안 상기 변조용 트랜지스터를 통한 전류 흐름을 허용하도록 그리고 다른 반사이클 동안 상기 변조용 트랜지스터를 통한 전류 흐름을 방해하도록 구성된 연관 변조기 다이오드(associated modulator diode)를 가지는 변조용 트랜지스터, 및 클램핑 다이오드(clamping diode)로서, 역방향-바이어스(reverse-bias) 전압들로부터 상기 변조용 트랜지스터를 보호하도록 구성되고 상기 변조용 트랜지스터 각각의 반사이클 동안 상기 조정기로 상기 클램핑 다이오드를 연결하도록 그리고 다른 반사이클 동안 상기 조정기로부터 상기 클램핑 다이오드를 단절하도록 동작가능한 연관 클램프 스위치(associated clamp switch)를 가지는 클램핑 다이오드를 포함하는 스위칭 조정기에 있다. 상기 조정기는 상기에서 기술된 것과 같은 회로를 포함하는 제1 스위칭 제어기로서, 상기 회로는 상기 변조용 트랜지스터들에게 상기 제1 및 제2 구동 신호들을 제공하도록 동작가능하여서 상기 변조용 트랜지스터들을 스위치하게 하는, 제1 스위칭 제어기, 및 상기에서 기술된 것과 같은 회로를 포함하는 제2의 별도의 스위칭 제어기로서, 상기 회로는 상기 클램프 스위치들에게 상기 제1 및 제2 구동 신호들을 제공하도록 동작가능하여서 상기 클램프 스위치들을 스위치하게 하는, 제2 스위칭 제어기를 더 포함한다.
제3 관점에서 볼 때, 본 발명은 교류 입력 신호를 조정하도록 동작하는 스위칭 조정기에 제1 구동 신호를 제공하는 방법에 있어서, 상기 방법은 상기 교류 입력 신호의 양 또는 음의 반 사이클 중 하나의 사이클 동안 하이인 제1 구동 신호를 제공하는 단계, 양 또는 음의 반 사이클들 중 다른 하나의 사이클 동안 로우인 제1 구동 신호를 제공하는 단계, 상기 교류 입력 신호를 모니터링(monitoring)하고, 상기 교류 입력 신호가 0 볼트를 교차하였고 제1 문턱값(threshold value)을 지났기만 하면, 상기 제1 구동 신호를 하이에서 로우로 또는 반대로 스위치하게 하는 단계, 및 교류 조정기의 스위치가 상기 교류 입력 신호의 하나의 반사이클에서만 동작할 수 있게 상기 교류 조정기의 스위치에게 상기 제1 구동 신호를 제공하는 단계를 포함함을 특징으로 하는 방법에 있다. 상기 제1 문턱값은 0 볼트일 수도 있고, 그것은, 예를 들면 상기 교류 입력 신호 상의 기대되는 잡음보다 더 큰 양만큼, 0 볼트로부터 오프셋(offset)될 수도 있다.
본 발명에 관한 다른 관점들에 따른 본 발명의 바람직하지만 선택적인 특색들은 덧붙여진 청구항들에서 제시된다.
따라서, 본 발명에 관한 다른 관점들에 따른 본 발명은, 교류 입력 신호의 양의 반사이클에서부터 음의 반사이클로의 전환 동안 조정기에게 제공될 수도 있는 구동 신호들에 관한 신중한 관리를 허용한다. 특히, 구동 신호들 양자 모두가 동시에 하이가 아니게 하도록, 예를 들면 두 개의 트랜지스터들 양쪽 모두 동시에 온으로 스위치되는 것 - 이는 만약 관리하지 않으면 교류 신호가 0 볼트를 통과하여 지날 때 그 교류 신호가 변동함에 따라 일어날 수도 있다 - 을 방지하도록 하는 관리를 본 발명은 허용한다.
본 발명이 더욱 쉽사리 이해될 수도 있도록 하기 위해, 이제 바람직한 실시예들이, 수반하는 도면들을 참조하여, 단지 예를 드는 것에 의해, 기술될 것이고, 그 수반하는 도면들에 있어서,
도 1은 알려진 벅 조정기(Buck regulator)의 회로 다이어그램(circuit diagram)이고;
도 2는 본질적으로 두 개의 벅 조정기들을 결합한 알려진 교류 조정기의 회로 다이어그램이고;
도 3은 제1 및 제2 게이트 구동 신호들(gate drive signals)을 공급하기 위한 구동 회로(driver circuit)의 회로 다이어그램이고;
도 4는 교류 입력 신호를 수신하고 교류 출력 신호를 만들어내도록 동작가능한 조정기의 블록 다이어그램이고;
도 5는 본 발명에 따른 교류 조정기의 부분에 관한 회로 다이어그램이고;
도 6은 도 5의 회로를 포함하고 그리고 또한 연관된 스위칭 제어기들을 보여주는, 본 발명에 따른 교류 조정기의 회로 다이어그램이고;
도 7은 클램프 스위칭 제어기의 회로 다이어그램이고;
도 8은 변조기 스위칭 제어기의 회로 다이어그램이고;
도 9는 한 쌍의 변조용 트랜지스터들을 제어하는 도 6의 스위칭 제어기들 중 하나의 전력 공급량을 위한 회로 다이어그램이고;
도 10은 클램핑 다이오드들과 연관된 한 쌍의 트랜지스터들을 제어하는 도 6의 스위칭 제어기들 중 하나의 전력 공급량을 위한 회로 다이어그램이고;
도 11은 양에서부터 음으로 변화하는 스위칭시 그리고 다시 역으로의 스위칭시 사용되는 고르지 않은(uneven) 교류 입력 신호 및 오프셋들을 보여주는 그래프이고;
도 12a는 본 발명의 일 실시예에 따른 교류 신호를 조정하는 방법의 블록 다이어그램이고; 그리고
도 12b는 도 12a의 방법의 구현에 관한 도식적 다이어그램이다.
도 3은 출력 단자들(12a, 12b)에 한 쌍의 게이트 구동 신호들(gate drive signals)을 제공하기 위한 구동 회로(driver circuit, 10)를 제시한다. 이들 게이트 구동 신호들은 라이브 입력부(14) 및 중성 입력부(16)에 수신되는 교류 입력 신호를 기준으로 하여 만들어진다. 그 게이트 구동 신호들이 하이 또는 로우 상태들 중 하나를 가질 수도 있도록 로직(logic)이 제공된다. 더욱이, 단자(12a)에서의 출력이 하이일 때, 단자(12b)에서의 출력이 로우이고, 그 반대도 되도록 그 구동 회로(10)는 구성된다. 단자들(12a, 12b)에서의 출력들이 양쪽 모두 하이가 되지 않도록 그 교류 입력 신호가 양에서부터 음으로 그리고 다시 반대로 변화할 때 단자들(12a, 12b)에서의 출력들의 상태들은 하이에서 로우로 또는 그 역으로 스위치한다. 정확히 그 스위칭이 이루어질 때에 관한 추가적인 상세들은 다음의 절들 중 하나에서 제공된다.
도 3에서 볼 수 있는 바와 같이, 그 구동 회로의 로직 부분은 한 쌍의 NOT 게이트들(18a, 18b)을 포함할 수도 있다. 이 예에서, NOT 게이트(18a)는 마스터 로직 게이트(master logic gate)이다. 커패시터(22)를 포함하는 분로(20)는 그 구동 회로의 반응성(responsiveness)을 향상시키기 위해 그 NOT 게이트들(18a, 18b) 주위로 확장될 수도 있다. NOT 게이트(18a)의 출력은 단자(12a)에서의 출력을 제공하고, 또한 그것이 단자(12b) 상의 출력을 제공하기 위해 반전되는(inverted) NOT 게이트(18b)로 전해진다. 그러므로, 단자들(12a, 12b)에서 나타나는 출력들은, 주로 그 마스터 로직 게이트인 NOT 게이트(18a)의 출력에 의해 제어되는 것으로서, 하이 및 로우의 조합이다.
또한 그 회로(10)는, 모두가 그라운드(24)로 분로들을 제공하도록 구성된, 3개의 트랜지스터들(Q1, Q2, Q3)을 포함할 수도 있다. 트랜지스터(Q3)는 NOT 게이트(18a)의 입력부로 전류가 흐를지 여부를 결정하기 위해 온과 오프 사이에서 스위치될 수도 있고 이것은 그 게이트 구동 신호들의 상태들을 결정한다. 트랜지스터(Q1)는 그 교류 입력 신호가 음일 때 그라운드(24)로 그 라이브 단자(14)를 클램프(clamp)하기 위해 제공될 수도 있다. 유사하게, Q2는 그 교류 입력 신호가 양일 때 그라운드(24)로 그 중성 단자(16)를 클램프하기 위해 제공될 수도 있다.
이 대표적인 구동 회로(10)의 동작은 다음과 같다. 시작점으로서 그 라이브 단자(14)는 양의 반사이클의 상승 국면에 대해 양이고 그 중성 단자(16)는 그 음의 반사이클의 하강 국면에 대해 음임을 가정한다. 그러면, 그 양의 라이브 단자(14)는 Q3로의 전류 흐름을 보게 되어서 그것은 전도하고 있다. 따라서, 직류 전력 공 급(26)으로부터의 전류는 트랜지스터(Q3)를 거쳐서 NOT 게이트(18a)로 흐르기보다는 오히려 그라운드(24)로 흐른다. 그러므로, NOT 게이트(18a)로의 입력은 로우이고 그것의 출력은 하이이다. 이 출력은 출력 단자(12a)에서 보여져서 12a에서의 출력은 하이가 된다. NOT 게이트(18a)로부터의 그 하이 출력은 NOT 게이트(18b)로의 입력이 되어서, NOT 게이트(18b)는 단자(12b)에서 보여지는 로우 출력을 만들어낸다.
피드백 루프(28)는 NOT 게이트(18a)로부터 그 하이 출력을 트랜지스터(Q2)의 베이스(base)로 전하여서, 트랜지스터(Q2)는 전도하고 있다. 따라서 Q2는 그 중성 단자(15)를 그라운드(24)로 클램프하는 분로를 제공한다. 또한 그 중성 단자(16)는 이리하여 트랜지스터(Q2)를 지나는 분로의 관점에서 볼 때 오프인 트랜지스터(Q1)에 연결된다. 물론, 오프되어 있는 트랜지스터(Q1)는 그 라이브 단자(14)로부터의 전류가 그라운드(24)로 직접 흐르기보다는 오히려 트랜지스터(Q3)로 흐른다는 것을 보증한다.
그 교류 입력 신호의 극성이 변화할 때, 그 라이브 단자(14)는 0으로 진행되고 그때에 중성 단자(16)에 관하여는 음으로 진행된다. 그러므로, 트랜지스터(Q3)로의 전류 흐름이 끊어지고 그것은 오프로 된다. Q3가 오프인 경우, 그 직류 공급(26)으로부터의 전류는 NOT 게이트(18a)로 흐른다. 하이 입력에 관하여, NOT 게이트(18a)는 단자(12a)에서 보여지는 로우 출력을 만들어낸다. NOT 게이트(18a)로부터의 로우 출력은 NOT 게이트(18b)에 의해 반전되어서 단자(12b)에서 하이 출력이 된다. NOT 게이트(18a)로부터의 로우 출력은 피드백 루프(28)을 경유하여 트랜 지스터(Q2)의 베이스에서 보여져서, 트랜지스터(Q2)는 오프로 스위치한다. 그 중성 단자(16)는 더 이상 그라운드(24)로 클램프되지 않고 점점 양으로 되는 경우에 관하여, 전류는 트랜지스터(Q1)로 흘러서 그것을 온으로 한다. Q1이 전도하고 있는 경우에 관하여, 그 라이브 단자(14)는 그라운드(24)로 클램프된다.
그 교류 입력 신호의 극성이 다시 변화할 때, 그 중성 입력(16)은 0으로 떨어지고 그러하여 중성 단자(16)가 양의 단자(14)에 관하여 음이 될 때 트랜지스터(Q1)는 오프로 스위치하고 다이오드(D1)는 트랜지스터들(Q1, Q2)을 보호한다. 따라서, 라이브 단자(14)는 더 이상 그라운드(24)로 클램프되지 않는다. 그 라이브 단자(14)가 양이 될 때, Q3는 온으로 스위치하여서 NOT 게이트(18a)로의 입력은 로우가 되고, 출력 단자들(12a, 12b)에서 보여지는 상태들은 반대로 된다. NOT 게이트(18a)로부터의 하이 출력은 온이 되는 트랜지스터(Q2)로 피드(feed)되어서 그 중성 단자(16)를 그라운드(24)로 클램프한다.
그 클램핑 사이클들은 또 하나의 방향에서 보여질 수도 있다. 라이브 단자(14)가 그 중성 단자(16)에 관하여 양일 때 (즉, 그 교류 입력 신호의 양의 반사이클 동안), 그때는 그 중성 입력(16)은 트랜지스터(Q2)를 경유하여 기준(0V) 레벨로서 그라운드(24)로 클램프된다. 유사하게, 그 중성 입력(14)이 그 라이브 입력(16)에 관하여 음일 때 (음의 반사이클), 그 라이브 입력(14)은 트랜지스터(Q1)를 경유하여 그 기준 레벨로서 그라운드(24)로 클램프된다. 그 기준 레벨 스위칭을 0 볼트에 관하여 약 1 볼트 내의 범위로 제한함으로써 그리고 이 전환을 출력 단자들(12a, 12b)에 나타나는 구동 신호들의 천이들(transitions)과 조화시킴으로써, 이 구동자(driver)는 역으로의 극성 연결에 기인한 손상으로부터 자신을 보호하고 또한 그 구동 장치들(예를 들면 트랜지스터들)을 보호한다.
이제 상기에서 기술된 구동 회로(10)에 관한 대표적인 응용이 기술될 것이다. 이 응용에서, 그 출력 단자들(12a, 12b)에 나타나는 게이트 구동 신호들이 교류 조정기에서 동작하는 각각의 쌍들의 트랜지스터들을 구동시키기 위해 사용되는 두 개의 스위칭 제어기들을 위해서 그 구동 회로(10)가 사용된다. 또한 다음의 기술 내용은 특정 응용에 적합하도록 그 구동 회로(10)에 대해 이루어질 수도 있는 변형들을 제시한다.
조정기 어셈블리( Regulator assembly )
도 4는, 블록 형태로, 본 발명을 구현하기에 적합한 부분들을 포함하는 조정기 어셈블리(101)를 보여준다.
96에서 볼 수 있는 바와 같이, 교류 조정기(100)로 통하는 라이브(live) 및 중성(neutral) 선들(104, 106) 상에 교류 입력 신호가 수신된다. 그 교류 입력 신호는 유동적(floating)일 수도 있는데, 즉 그것은 반드시 그라운드(ground)를 기준으로 하지 않을 수도 있다. 그 교류 조정기(100)는 그 교류 입력 신호의 실제 조정을 수행하고 도 3에 보여지는 그 조정기 어셈블리(101)의 다른 부분들의 제어 하에 동작된다.
다음의 기술로부터 더 명확하게 될 것과 같이, 그 교류 조정기(100)는 4개의 트랜지스터들을 포함한다: 그 4개의 트랜지스터들은, 그 교류 신호를 변조하기 위해 스위칭하고 그것에 의해 그 교류 입력 신호를 조정하는 두 개와, 그리고 클램프 다이오드들(clamp diodes)이 그 변조용 트랜지스터들을 보호하기에 효과적이 되도록 허용하기 위해 스위치하는 두 개이다. 그 클램프 트랜지스터들은, 클램프 전력 공급 유닛(power supply unit;PSU, 142)에 의해 전력공급되는 클램프 스위칭 제어기(126)에 의해 제어됨으로서 동작하고, 그 클램프 전력 공급 유닛(142)은 차례로 그 교류 입력 신호로부터 그것의 전력을 얻어낸다.
유사하게, 그 변조용 트랜지스터들은 그 교류 입력 신호로부터 전력을 얻어내는 변조기 PSU(modulator PSU, 124)에 의해 전력공급되는 연관된 변조기 스위칭 제어기(modulator switching controller, 124)를 가진다.
그 변조기 스위칭 제어기(124)는 하나의 또는 그와 다른 변조용 트랜지스터가 동작하는 것을 허용하기 위해 한 쌍의 변조용 트랜지스터들 사이에서의 동작을 단지 스위치한다. 각 변조용 트랜지스터의 실제 스위칭은 펄스 폭 변조(pulse width modulation;PWM) 방식에 따라 제어된다. 따라서, PWM 모듈(PWM module, 90)은 하나의 또는 그와 다른 변조용 트랜지스터가 동작하는 것을 허용할 (또는 어떠한 변조용 트랜지스터가 동작하는 것도 허용하지 않을) 변조기 스위칭 제어기(124)로부터 신호를 수신한다. 또한 그 PWM 모듈(90)은 전압 비교기(92) 및 전류 비교기(94)로부터 신호들을 수신한다.
그 전압 비교기(92)는 그 교류 입력 신호를 기준으로 삼고 그 교류 출력 신호의 전압을 제어하기 위해 그 교류 입력 신호의 변조를 달성하도록 동작한다. 그 전류 비교기(94)도 그 교류 입력 신호를 기준으로 삼지만, 또한 그 조정기 어셈블리(101)에 연결된 하나 또는 그 이상의 부하들(loads)을 통하여 흐르는 전류를 가 리키는 신호(99)를 수신한다. 그 전류 비교기(94)는 그 부하에 제공되는 전류를 제어하기 위해 그 교류 입력 신호의 변조를 달성하도록 동작한다.
그 조정기 어셈블리(101)는 두 가지 모드들(modes) 중 하나로 동작할 수도 있다: 그 전압 비교기(92)의 관리 하에 있는 전압 제어 모드, 또는 그 전류 비교기(94)의 관리 하에 있는 전류 제어 모드. 어느 모드가 사용되는지를 결정하기 위해서 그 부하가 얻어내는 전류가 모니터(monitor)될 수도 있다. 정상적인 전류들이 요구되는 데에서, 그 전압 제어 모드가 사용될 수도 있는데, 즉 그 전압 비교기(92)가 그 PWM 모듈(90)을 제어하고 그 PWM 모듈(90)은 차례로 그 교류 조정기(100)를 제어한다. 그러나, 과대한 전류들이 요구되는 데에서는, 그 전류 제어 모드가 (최소한 짧은 기간들 동안) 사용될 수도 있는데, 즉 그 전류 비교기(94)가 그 PWM 모듈(90)을 제어하고 그 PWM 모듈(90)은 차례로 그 교류 조정기(100)를 제어한다. 이것은 다음의 절에서 더 상세하게 기술된다.
어느 사건(event)에 있어서, 그 조정기 어셈블리(101)에 연결된 하나 또는 그 이상의 부하들을 통해 흐르는 전류를 가리키는 신호(99)를 또한 수신하는 전류 오버로드 탐지기(current overload detector, 97)에 의해 제공되는 한도(limit)가 있을 수도 있다. 만일 그 전류가 너무 크게 된다면, 또는 과대한 전류가 너무 오랫동안 지속된다면, 이것은 단락 회로로서 해석될 수도 있고 그 전류 오버로드 탐지기는 그 교류 조정기(100)의 동작을 중지하도록 동작할 수도 있다. 이것은 그 PWM 모듈(90)을 제어하는 전류 오버로드 탐지기(97)에 의해 이루어질 수도 있다.
상기에서 기술된 그 조정기 어셈블리(101)는 그리드에 또는 연결된 전기제품 들에 dchp 발전기와 같은 발전기를 연결하기 위해 사용될 수도 있다. 예를 들면, dchp 설비의 교류기(alternator)에 의해 만들어지는 신호가 전기적 그리드로의 주입 및/또는 그 연결된 전기제품들에 대한 공급에 적합하다는 것을 보증하기 위해 그 조정기 어셈블리(101)는 그 dchp 설비의 교류기(alternator) 및 그 전기적 그리드 및 또한 로컬의 전기제품들 사이에서 전교(bridge)를 형성할 수도 있다.
전압 제어 및 전류 제어
상기에서 언급한 바와 같이, 본 발명에 대한 예상되는 응용은 자신의 교류기로부터 교류 신호를 만들어내는 dchp 설비에서의 스털링 엔진에 있다. 이러한 저관성 발전기(low-inertia generators)를 위한 특별한 필요요건은, 부하 수요에 상관없이, 그 발전기 단자들을 가로지르는 적합한 임피던스(impedance)를 제공하는 것이다. 그 교류기가 너무 높거나 또는 너무 낮은 임피던스를 감지하면, 이것은 과전압(over-voltage)으로, 파형 뒤틀림(waveform distortion)으로, 그리고 개방 또는 단락 회로 상태와 같은 극단적인 경우들로, 그 발전기에 대한 물리적 손상으로 귀결될 수도 있다.
그 교류기가 전기 본관(electrical mains)에 직접 연결될 때 그 교류기는 알맞게 고정된 임피던스가 제공되는 것이 보장된다. 게다가, 규제 요건들에 따라 맞추어지는 회로들을 모니터링(monitoring)함에 의하여, 그 교류기는, 손상을 일으키는 장애들 및 과도현상들로부터 보호된다. 그러나, 그리드 전력 정전(blackout)의 경우에서처럼, 그 전기적 본관으로부터 단절된 때 연결된 전기제품들에게 전기 에너지를 제공하기 위해 이러한 dchp 설비가 사용될 때 그 교류기를 위한 어떠한 고 유한 보호도 없다. 이 상태들 하에서, 그 교류기의 전기적 출력을 가로질러 연결되는 연결된 전기제품들에 대응하는 부하는 0으로부터 그 교류기의 전체 정격 출력(full rated output)까지 변할 수도 있다. 사실, 전기제품들이 최초로 그 dchp 설비에 연결될 때, 이 부하들은 "돌입"(inrush) 전류들을, 그 교류기에 의해 정상적으로 제공되는 그들을 크게 초과하여, 요구할 수도 있다.
이러한 저 관성 발전기가 모든 부하 수요 상태들 하에서 안정된 임피던스를 제공받는다는 것, 그리고 이것은 그 전압 및 전류 제어의 동작 모드들을 사용하여 구현된다는 것을 보증하는 것은 이점이 있다. 또한, 그 전류 제어의 동작 모드는 아래에서 기술될 바와 같이 최초의 연결에서 전기제품의 돌입 전류를 조절시키기 위한 메커니즘(mechanism)을 제공한다.
이 실시예에서, 그 교류 입력 신호는 공칭 전압(nominal voltage) 및 최대 전류를 가질 것이다. 예를 들면, 그 교류 입력 신호는 4.3A의 최대 전류와 함께 230V rms 신호를 만들어내도록 동작하는 dchp 설비에서의 그 교류기에 의해 만들어질 수도 있다.
그 연결된 부하들에 의해 얻어지는 전류는 그것이 그 4.3A 한도를 초과하는지 안하는지를 결정하기 위해 모니터링될 수도 있다. 4.3A 또는 그 이하인 전류가 얻어지면, 그 교류 출력 신호의 파형이 230V rms의 진폭을 가진 이상적인 사인파를 따르도록 엄격하게 제어되도록 그 조정기는 전압 제어 모드로 동작할 수도 있다. 이 모드에서는, 과대한 전류는 덤프 저항기(dump resistor)에 덤프(dump)되어 그 교류기는 일정한 임피던스를 관찰할 수도 있다.
그러나, 많은 상황들에서 4.3A 이상의 전류가 요구될 수도 있다. 예를 들면, 토스터(toaster)가 그 조정기에 연결된다면, 그것은 처음 온(on)으로 스위치될 때 큰 전류를 요구할 것이다. 그 차가운 가열 요소들은 처음에 24A만큼 많은 전류를 얻어낼 수도 있다. 이 큰 전류 요구는 그 교류 조정기(100) 내 커패시터가 방전할 때의 전압 강하만큼으로서 감지될 수도 있고 (그래서 얻어지는 전류를 가리킨다), 그래서 그 조정기 어셈블리(101)는 전류 제어 모드로 변화할 수도 있다.
전류 제어 모드에서는, 일정한 전류가 4.3A 최대치로 그 교류기로부터 얻어진다. 이 전력은 그 교류 조정기(100) 내 인덕터에 공급된다. 그 인덕터로부터 유래된 교류 출력 신호는 그 전류가 4.3A보다 높게 상승하는 것을 보증하기 위해 230V rms보다 낮게 강하되도록 허용된 전압을 가져서 그 이용가능한 전력을 사용하여 그 수요를 충족시킬 수도 있다. 따라서, 그 전류 비교기(94)가 그 교류기로부터 얻어지는 전류를 최대값으로 제어하도록 동작하고 더 높은 전류들이 그 연결된 부하들로 전달되도록 허용하는 동안 그 전압이 변하는 것이 허용된다.
많은 상황들과 관련하여, 그 가열 요소들이 따뜻해지고 있는 동안, 그 토스터는 단지 짧은 시간 구간 동안 큰 전류를 얻어낼 것이다. 뜨거워질 때, 그 토스터는, 충분히 그 조정기의 통상적인 동작 범위 내에서, 전형적으로 2.4A만을 요구할 것이다. 따라서, 현재 수요가 4.3A의 최대값보다 낮게 떨어지면 동작은 전압 제어 모드로 반대로 전환할 수도 있다.
사실, 두 개의 다른 문턱값들(thresholds)이 난조(hunting)(즉, 그 문턱값을 반복적으로 교차하는 것을 유발하는 그 신호 내 잡음으로부터 기인하는 반복되는 스위칭)를 방지하는 이력현상(hysteresis)을 제공하기 위해 사용될 수도 있다. 전압 제어 모드로 동작할 때, 과대한 전류 수요를 가리키고 그래서 전류 제어 모드로 스위치를 유발하기에 충분히 큰 전압 강하를 가리키기 위해 220V rms로의 강하가 사용될 수도 있다. 전류 제어 모드로 동작할 때, 전류 수요가 다시 한 번 정상임을 가리키고 전압 제어 모드로 그 스위치를 유발하기 위해 225V rms로의 상승이 사용될 수도 있다. 따라서, 그 전압이 그 220V rms 문턱값을 지나서 강하할 때, 그 신호 내 잡음 변동들(fluctuations)이 너무 적어서 그 225V rms 문턱값을 교차하지 않을 것이므로 의도하지 않게 너무 이르게 제어가 전압 모드로 되돌려져서 전환되지는 않을 것이다. 5V 차이는 기대되는 잡음 편차들보다 더 크기 때문에 문턱값들 사이에서 5V 차이가 선택된다. 유사하게, 전압 제어로 동작을 변화하기 위한 그 225V rms 문턱값을 지나는 전압의 증가는 제어가 전류 모드로 되돌려져서 전환되기 전에 다음의 220V rms로의 큰 강하를 요구하고, 다시 이 강하는 너무 커서 그 신호 내 잡음에 의해 교락될(bridged) 수 없다.
교류 조정기
본 발명이 사용될 수도 있는 교류 조정기(100)가 도 5에 제시된다. 그 교류 조정기(100)는 그 교류 소스(ac source)로의 연결을 위한 한 쌍의 입력 단자들(102)을 포함한다. 이 실시예에서, 그 입력 단자들(102)은 dchp 설비에서 동작하는 스털링 엔진의 교류기의 출력을 수신한다. 그 교류 조정기(100)는 각각 라이브 및 중성 선들(104, 106) 사이에서 입력으로서 공칭 240V 교류 신호를 수신한다. 그 교류 조정기(100)는 한 쌍의 출력 단자들(108)에 원하는 교류 출력 신호를 제공한 다. 이 실시예에서, 그 dchp 설비로부터의 교류 입력은 조정되고 다음에 그 출력 단자들(108)로부터 그 dchp 설비로부터 전력을 얻어내는 다수의 연결된 가전제품들로 분배된다. 그에 더하여, 그 조정기(100)는 전기 본관 공급량으로의 공급을 위해 그 조정된 교류 신호를 제공할 수도 있다.
본질적으로, 그 교류 조정기(100)는 두 개의 벅 조정기들의 결합을 포함한다. 따라서, 그 교류 조정기(100)는, 그 교류 입력 신호를 펄스 폭 변조하도록 동작하여 원하는 신호를 그 교류 출력 신호로서 제공하기 위한 한 쌍의 변조용 트랜지스터들(110a, 110b)을 포함한다. 적합한 PWM 방식들 및 그들의 구현이 그 관련 기술분야에서 잘 알려져 있다. 이 명세서 내 다른 곳에서 기술되는 바와 같이, 그 PWM은 그 교류 출력 신호의 전압 또는 전류를 제어하도록 수행될 수도 있다.
그 트랜지스터들 중 하나(110a)는 그 교류 입력 신호의 양의 반사이클 동안 변조하고 그와 다른 트랜지스터(110b)는 음의 반사이클 동안 변조한다. 동작에 관한 이 방법을 허용하기 위해, 그 트랜지스터들(110a, 110b)은 직렬로 배열되고 각 트랜지스터(110a, 110b)는 변조기 다이오드(112a, 112b)가 제공되는 연관된 분로(shunt)를 가진다. 그 두 변조기 다이오드들(112a, 112b)는 반대로 바이어스되어서 변조용 트랜지스터(110b)는 그 교류 입력 신호의 양의 반사이클 동안 바이패스(bypass)되고 변조용 트랜지스터(110a)는 음의 반사이클 동안 바이패스된다.
또한 한 쌍의 클램핑 다이오드들(114a, 114b)이 반대로 바이어스되어 제공되어서 다이오드(114a)는 양의 반사이클 동안 클램핑 다이오드로서 작동할 수도 있고 다이오드(114b)는 음의 반사이클 동안 클램핑 다이오드로서 작동할 수도 있다. 스 위치된 분로들(116a, 116b)이 각 클램핑 다이오드(114a, 114b)가 그것이 작동할 것이 요구되지 않는 반사이클 동안 바이패스되는 것을 허용하기 위해 제공된다. 스위치들은 한 쌍의 트랜지스터들(118a, 118b) - 이하에서는 그들을 상기 기술된 변조용 트랜지스터들(110a, 110b)로부터 구별하기 위해 클램프 트랜지스터들(118a, 118b)로서 언급된다 - 로써 제공된다.
인덕터(120) 및 커패시터(122)가 그 변조용 트랜지스터들(110a, 110b)에 의해 제공되는 신호를 매끄럽게 하기 위해 제공되고, 그에 의하여 그 출력 단자들(108)에서 요구되는 출력 신호를 제공한다.
그 조정기(100)는 다음과 같이 동작될 수도 있다.
그 교류 입력 신호의 양의 반사이클 동안, 전류가 그 라이브 선(104)으로부터 흐르고 변조기 다이오드(112a)에 의해 차단되어서 그 전류는 그것이 그 펄스 폭 변조 방식에 따라 게이트제어되는(gated) 변조용 트랜지스터(110a)를 통하여 흘러야 한다. 그때 전류는 (오프로 스위치되는) 변조용 트랜지스터(110b)를 변조기 다이오드(112b)를 거치는 분로를 따라 바이패스한다. 그리고 나서 나타나는 전류는 그 출력 단자들(108)에서 보여지는 전류 흐름을 매끄럽게 하도록 동작하는 인덕터(120) 및 커패시터(122)로 흐른다. 클램핑 다이오드(114a)는 그 인덕터(120)가 전류 흐름을 유지하려고 할 때의 역 전압들로부터 그 변조용 트랜지스터(110a)를 보호한다. 이것은, 클램프 트랜지스터(118a)가 클램핑 다이오드(114b)를 바이패스하기 위해 온으로 스위치되고, 클램핑 트랜지스터(118b)가 오프로 스위치되기 때문이다. 이것은 유일한 전류 경로는 그 분로(116a)를 경유하여 클램프 트랜지스 터(118a)를 통하여 게다가 클램핑 다이오드(114a)를 통하여 제공되는 그 중성 선(106)으로부터 그 라이브 선(104)까지임을 보증한다.
그 교류 입력 신호의 음의 반사이클 동안, 전류 흐름은 변조용 트랜지스터(110b)를 경유하여 그 중성 선(106)으로부터 그 라이브 선(104)까지에서 이루어진다. 변조기 다이오드(112b)는 전류 흐름을 차단하여서 전류는 그것이 그 펄스 폭 변조 방식에 따라 게이트제어되는 변조용 트랜지스터(110b)를 통과하여야 한다. 전류는 (오프로 스위치되는) 변조용 트랜지스터(110a)를 변조기 다이오드(112a)를 지나는 분로를 따라 바이패스한다. 다시, 그 인덕터(120) 및 그 커패시터(122)는 그 출력 단자들(108)에서 보여지는 전류 흐름을 매끄럽게 하도록 동작한다. 이 때에, 그 다른 클램핑 다이오드(114b)는 그 인덕터(120)가 전류 흐름을 유지하려고 할 때 그 변조용 트랜지스터(110b)를 보호한다. 이것은, 클램프 트랜지스터(118b)가 클램핑 다이오드(114a)를 바이패스하기 위해 온으로 스위치되고, 클램프 트랜지스터(118a)가 오프로 스위치되기 때문이다. 이것은 유일한 전류 경로는 그 분로(116b)를 경유하여 클램프 트랜지스터(118b)를 통하여 게다가 클램핑 다이오드(114b)를 통하여 제공되는 그 라이브 선(104)으로부터 중성 선(106)까지임을 보증한다.
스위칭 제어기들
도 6은 도 5의 조정기를 제시하지만, 또한 그 변조용 트랜지스터들(110a, 110b)과 연관된 변조기 스위칭 제어기(124) 및 그 클램프 트랜지스터들(118a, 118b)과 연관된 클램프 스위칭 제어기(126)를 제시한다.
그 스위칭 제어기들(124, 126)은 연관된 전력 공급 유닛들(power supply units;PSU's, 132, 142) - 도 6에서 분리하여 도시하지 않았음 - 로부터 공급될 수도 있는 전력을 필요로 한다. 그 PSU's에 관한 추가적인 상세들은 다음의 절에서 제공된다.
이제 도 3의 일반적인 회로의 특정 구현을 살펴보면, 도 7은 그 클램프 스위칭 제어기(126)를 상세하게 제시한다. 이 예에서, 그 클램프 스위칭 제어기(126)는, 아래에서 기술될 바와 같은, 그 클램프 PSU(142)로부터 +15V 직류 신호를 수신한다. 볼 수 있는 바와 같이, 도 7의 클램프 스위칭 제어기는 본질적으로 도 3의 구동 회로(10)에 대응한다. 200만큼 증가된 것을 제외하고, 유사한 참조 번호들이 유사한 부분들에 관하여 사용된다.
도 7의 회로에 관한 한가지 차이점은 그 로직이 NOT 게이트들보다는 오히려 NOR 게이트들을 사용하여 구현된다는 것이다. NOR 게이트들(218a, 218b)이 NOT 게이트들로서 기능함을 보증하기 위하여, 그들의 입력들은 두 개의 잘 알려진 구성들로 배열된다. NOR 게이트(218a)에 대하여, 두 번째 입력이 그라운드(224)에 접합된다. NOR 게이트(218b)에 대하여, 같은 신호(NOR 게이트(218a)로부터의 출력)가 양쪽 입력들에 공급된다. 이들 배열들은 바꾸어질 수 있고, 또는 같은 배열이 양쪽 NOR 게이트들(218a, 218b)에 대하여 사용될 수 있다. 그 NOR 게이트들(218a, 218b)로부터의 출력들은 212a, 212b에 표시된다. 이 출력들(212a, 212b)은 더 이상 출력 단자들로서 보여지지는 않고 추가적인 NOR 게이트들(230a, 230b)로 전해지며, 그들의 기능은 아래에서 기술될 것이다.
앞에서의 기술로부터 명백할 것으로서, 그 라이브 단자(214)가 양일 때 양의 반사이클 동안, 출력(212a)은 하이이고 출력(212b)은 로우이다. 이 때, 트랜지스터(Q3)는 온이어서 NOR 게이트로의 입력을 로우로 홀드하고, 트랜지스터(Q2)는 온이어서 그 중성 단자(216)를 그라운드(224)로 클램프하며 트랜지스터(Q1)는 오프여서 그 라이브 단자(214)가 그라운드(224)로 클램프되지 않음을 보증한다. 그 중성 단자(216)가 양일 때 음의 반사이클 동안, 출력(212a)은 로우이고 출력(212b)은 하이이다. 이 때, 트랜지스터(Q3)는 오프여서 NOR 게이트로의 입력이 하이가 되는 것을 허용하고 트랜지스터(Q2)는 오프여서 양쪽 모두는 그 중성 단자(216)가 그라운드(224)로 클램프되지 않는다는 것을 보증하고 Q1이 온이 되는 것을 허용하여서 그 라이브 단자(214)를 그라운드(224)로 클램프한다.
어떠한 잔여 전압이라도 그 교류 조정기(100) 내 인덕터(120)를 가로질러 존재하는 동안 출력 단자들(212a, 212b)에서 나타나는 두 게이트 구동 신호들이 활성화될 수 없다는 것을 보증하기 위해 부가적인 NOR 게이트들(230a, 230b)이 포함된다. 이것은, 그 클램프 트랜지스터들(118a, 118b)이 그 인덕터(120)가 방전되고 있는 시간 동안 동작할 수 없게 유지된다는 것을 보증함으로써 그 인덕터(120)가 방전되고 있는 때 역 전압들로부터 그 클램프 트랜지스터들(118a, 118b)을 보호한다.
실제적으로 이것은 그 출력(212a)을 다른 입력이 코일(coil) 단자(234)를 경유하여 그 인덕터 코일(120)의 "상부"(top) 단에 연결되는 NOR 게이트(230a)의 하나의 입력에 전달함에 의해 이루어진다. 따라서, 어떠한 전류도 그 인덕터(120)로부터 흐르지 않을 때 그리고 212a에서의 출력이 또한 로우일 때 하이 출력은 단지 출력 단자(232a) 상에서 보여진다. 출력(212a)이 음의 반사이클 동안 로우일 때, 단자(232a)에서의 게이트 구동 신호는 클램프 트랜지스터(118b)로 전달되어서 분로(116b)가 클램핑 다이오드(114b)가 활동적(active)인 것을 보증하기 위해 음의 반사이클 동안 적절히 있다. 음의 반사이클 동안 출력(212b)은 하이이고 그래서 단자(232b)에서의 게이트 구동 신호는 항상 로우이다. 이 게이트 구동 신호는 클램프 트랜지스터(118a)에 공급되어서 그것이 오프를 유지한다는 것과 클램핑 다이오드(114b)가 활동적으로 유지된다는 것을 보증한다.
그 출력(212b)은 다른 입력이 그 중성 단자(216)에 연결되는 NOR 게이트(230b)의 하나의 입력으로 전달되고 그래서 그 인덕터 코일(120)의 "후부"(back) 단 상에서의 전압을 보게 된다. 결과적으로, 단자(232b)에서 나타나는 그 게이트 구동 신호는 단지 양쪽 인덕터(120)가 양의 반사이클에서 방전되었을 때 (단자(212b)에서의 출력이 로우일 때) 하이이다. 따라서, 그 양의 반사이클 동안, 단자(232b)에서의 하이 출력은 클램프 트랜지스터(118a)를 온으로 스위치하고 단자(232a)에서의 로우 출력은 클램프 트랜지스터(118b)가 오프임을 보증한다. 이것은 클램프 다이오드(114a)가 양의 반사이클을 내내 활동적임을 보증한다.
각각의 반사이클의 시작시에, 212a, 212b에서의 출력들은 반대로 되지만 인덕터(120)를 가로지르는 어떠한 잔존 전압도 양쪽 게이트 구동 신호들이 단자들(232a, 232b)에서 오프로 나타나는 것을 막는다. 그러므로, 양쪽 클램프 트랜지스터들(118a, 118b)은 오프를 유지하고 따라서 그 인덕터(120)가 완전히 방전될 때까지 보호된다.
도 8은 변조기 PSU(132)로부터 5V 공급을 받는 변조기 스위칭 제어기(124)를 제시한다. 이 5V 공급은 어느 표준 방식으로 변조기 PSU(132)에 의해 제공되는 12V로부터 획득될 수도 있다 (사실, 그 변조기 PSU(132)는 12V를 요구하는 다른 구성요소들에게 전력을 공급하기 위해 사용되고, 그러므로 이 구성이다). 그 회로는 도 3 및 도 7의 그것들과 매우 유사하고, 그래서 유사한 참조 번호들이 사용될 것이고 다만 도 3과 관련하여 300만큼 증가될 것이다. 그 변조용 트랜지스터들(110a, 110b)은 (그 클램핑 다이오드들(114a, 114b)의 덕분으로) 그 인덕터(120)가 방전할 때 만들어지는 역 전류들로부터 보호되기 때문에, 그 인덕터(120) 상 전압에 대한 기준이나 NOR 게이트들을 포함할 필요가 없다. 또한, 그 변조기 스위칭 제어기(124)가 그 클램프 스위칭 제어기(126)와 관련하여 180°만큼 위상이 다르게 동작함을 보증하기 위해 그 라이브 단자(314) 및 중성 단자(316)는 유효하게 반대로 된다.
따라서, 그 트랜지스터(Q1)는 여전히 그 라이브 단자(314)를 그라운드(324)로 클램프하도록 동작하고, 그 트랜지스터(Q2)는 여전히 그 중성 단자(316)를 그라운드(324)로 클램프하도록 동작하고 트랜지스터(Q3)는 NOT 게이트(318a)로의 입력을 설정하도록 동작한다. 따라서, 그 중성 단자(316)가 그 라이브 입력(314)에 관하여 양일 때, 그것은 전도하고 있는 트랜지스터(Q3)의 베이스에서 보여진다. 그러므로, 변조기 PSU(132)로부터의 전류는 그라운드(324)로 흘러서, NOT 게이트(318a)로의 입력이 로우임을 보증한다. 이것은 NOT 게이트(318a)의 출력이 하이이고 이것이 출력 단자(312a)에서 보여진다는 것을 의미한다. NOT 게이트(318a)로부터의 하 이 출력은 NOT 게이트(318b)로 전달되어서 그것의 출력은 출력 단자(312b) 상에서 보여질 때 로우임을 보증한다. 게다가, NOT 게이트(318a)로부터의 하이 출력은 피드백 루프(328)를 따라 전해져서 트랜지스터(Q1)를 온으로 홀드한다. 따라서, 그 라이브 단자(314)는 트랜지스터(Q1)를 통하여 그라운드(324)로 클램프된다. 그 라이브 단자(314)가 그라운드로 클램프되는 경우에, 트랜지스터(Q2)는 오프로 홀드되어서 그 중성 단자(316)가 그라운드로 클램프되지 않음을 보증한다.
라이브 입력(314)에서의 교류 입력 신호가 그 중성 입력(316)에 대하여 양으로 진행될 때, 그 중성 입력(316)은 0으로 떨어지고 그에 의해 Q3를 오프로 스위칭한다. 이는 NOT 게이트(318a)로의 입력이 하이로 진행되는 것을 보게 되고, 단자(312a)에서의 로우 출력 및 단자(312b)에서의 하이 출력으로 귀결된다. NOT 게이트(318a)로부터의 로우 출력은 피드백 루프(328)를 경유하여 트랜지스터(Q1)에 의해 보여지게 되고, 따라서 트랜지스터(Q1)는 오프로 스위치한다. Q1이 오프로 스위치되면, 그 라이브 단자(314)는 더 이상 그라운드(324)로 클램프되지 않고 그것의 현재 양-진행 포텐셜(potential)은 Q2가 온으로 스위치하는 것을 보게 되고 그에 의해 그 중성 단자(316)를 그라운드(324)로 클램프한다.
그러므로, 양의 반사이클들 동안, 단자(312a)에서의 게이트 구동 신호는 로우이고 단자(312b)에서의 게이트 구동 신호는 하이이다. 반대로, 음의 반사이클들 동안, 단자(312a)에서의 게이트 구동 신호는 하이이고 단자(312b)에서의 게이트 구동 신호는 로우이다. 단자(312a)는 변조용 트랜지스터(110b)에 연결되고, 반면 단자(312b)는 변조용 트랜지스터(110a)에 연결된다. 이것은 변조용 트랜지스터(110a) 가 (단자(312b)가 하이일 때) 양의 반사이클 동안 스위치될 수도 있고 변조용 트랜지스터(110b)가 (단자(312a)가 하이일 때) 음의 반사이클 동안 스위치될 수도 있다는 것을 보증한다. 상기에서 기술된 바와 같이, 그 게이트 구동 신호들은 그 변조용 트랜지스터들(110a, 110b)에 직접 공급되지 않고, 요구되는 조정된 신호를 만들어내는 PWM 모듈(90)에 의한 펄스 폭 변조를 겪는다. 따라서, 그 변조기 스위칭 제어기(124)는 그 변조용 트랜지스터들(110a, 110b)이 그 PWM 모듈(90)에 의해 스위치될 수 있을 때를 제어하도록 그리고 그 변조용 트랜지스터들(110a, 110b)이 모든 다른 시간들에서 오프로 스위치됨을 보증하도록 동작한다.
상기 실시예는 하이 값들을 가지는 구동 신호들을 사용하여 그들의 연결된 트랜지스터들을 (또는 그들이 구동시킬 수도 있는 어떤 다른 장치라도) 구동시킬 수 있다. 물론, 장치들이 반전 로직(inverted logic) 하에서 동작하는 데에서는 (즉 하이 신호들보다는 오히려 그 장치들을 활성화시키기 위해 로우 구동 신호들을 필요로 한다면), 상기 실시예들은 그들의 로직 출력들을 반전시키도록 손쉽게 개조될 수도 있다.
스위칭 제어기 PSU 들
그 PSU들은 그 교류 입력 신호로부터 예를 들면 그 dchp 설비에 의해 공급되는 교류 신호로부터 고르게 전력을 얻어낼 수도 있다. 도 6에서 볼 수 있는 바와 같이, 그 변조기 PSU(132)는 그 중성 선(106)으로부터 적절히-바이어스된 다이오드(128)를 경유하여 전력을 얻어내어서 그 변조기 PSU(132)는 단지 그 교류 입력 신호의 음의 반사이클 동안 전력을 받을 수도 있다. 반대로, 그 클램프 PSU(142)는 그 라이브 선(104)으로부터 적절히-바이어스된 다이오드(130)를 경유하여 전력을 얻어내어서 그 클램프 PSU(142)는 단지 그 교류 입력 신호의 양의 반사이클 동안 전력을 받을 수도 있다. 따라서, 그 PSU들(132, 142)은 교대로 발생하는 반사이클들 동안 전력을 얻어낼 수도 있다. 더욱이, 그 PSU들(132, 142)은 그 dchp 설비로부터의 그 교류 신호의 보전(integrity)을 보증하기 위해 고르게 전력을 얻어낼 수도 있고 게다가 그 스위칭 제어기들(132, 142)에게 비대칭 전류 파형을 제공할 수도 있다. 이것은 역률 정정(power factor correction) 없으면 복잡성(complexity) 및 비용을 부가시키게 할 그 역률 정정에 대한 필요성을 제거한다.
도 9는 그 변조기 PSU(132)의 일 실시예를 제시한다. 상기에서 언급된 바와 같이, 이 PSU(132)는 그 교류 입력 신호의 음의 반사이클 동안 전력을 얻어낼 수도 있다. 이 경우에서, 전류 흐름은 중성(106)으로부터 라이브(104)까지이다. 이 실시예에서 사용되는 그 변조용 트랜지스터들(110a, 110b)은 12V 직류 전압에서 40mA의 최대 직류를 요구한다. 그 12V 레벨은 20:1의 스위칭 비(switching ratio)로 동작되는 스위치(134)를 사용하여 그 240V 입력으로부터 얻어질 수도 있다. 다이오드(136) 및 매끄럽게하는(smoothing) 구성요소들(인덕터(138) 및 커패시터들(140))이 매끄러운 12V 직류 출력을 보증하기 위해 포함될 수도 있다. 그 요구되는 40mA의 평균 전류를 공급하기 위해서, 그 변조기 PSU(132)는 그것이 음의 반사이클 동안 동작할 때 80mA의 전류를 얻어낼 수도 있다. (그 스위치를 거쳐 240V에서 12V로 전압이 강하됨을 기억할 때) 전력이 일정하게 유지되어야 하기 때문에 그 20:1 스위칭 비는 그 교류 입력으로부터 얻어지는 4mA의 전류를 보게 된다.
도 10은 그 클램프 트랜지스터들(118a, 118b)을 위한 클램프 PSU(142)를 제시한다. 상기에서 기술된 바와 같이, 이 PSU(142)는 그 교류 입력 신호의 양의 반사이클 동안 전력을 얻어낼 수도 있다. 그 클램프 트랜지스터들(118a, 118b)은 그들이 그 변조용 트랜지스터들(110a, 110b)보다 빈번함에 있어 훨씬 더 적게 스위치하기 때문에 상당히 낮은 전류를 요구한다. 특히, 그 클램프 트랜지스터들(118a, 118b)은, 15V 직류에서 1.8mA 최대 직류를 요구한다. 결과로서, 도 9의 회로와 같은 스위칭 회로는 선호되지 않는다. 대신, 단순한 반파 정류 회로(half-wave rectifying circuit)로서, 요구되는 15V의 규격인 제너 다이오드(Zener diode, 144)를 사용하여 분로-조정될(shunt-regulated) 수도 있는 단순한 반파 정류 회로가 사용될 수도 있다. 이 회로의 전력 소비는 그 스위치(134)가 전계 효과 트랜지스터(field effect transistor)로서 구현될 수 있는 도 9의 그것보다 더 낮을 수 있다.
그 제너 다이오드(144)는 그 출력을 가로지르는 전압을 15V로 한정하기 위해 사용될 수도 있고, 그 병렬 커패시터(146)는 그 출력을 매끄럽게 하기 위해 그리고 음의 반사이클 동안 방전을 위해 양의 반사이클 동안 에너지를 저장하기 위해 사용될 수도 있다. 1.8mA인 요구되는 평균 전류는 단지 양의 반사이클 동안만 3.6mA 전류를 얻어냄에 의해 획득될 수도 있다. 이 3.6mA 전류는 필요한 66kΩ 저항을 제공하기 위해 직렬로 된 두 33kΩ 저항기들(148)을 사용하여 옴의 법칙에 따라 240V 입력으로부터 얻어질 수도 있다.
그 변조기 PSU(132) 및 클램프 PSU(142)의 이들 두 가지 다른 구성들이 사용 되는 데에서, 그들은 상당히 여러가지의 순간 전류들(instantaneous currents)이 그들의 연관 트랜지스터들(110a, 110b, 118a, 118b)에 제공될 수도 있다는 것을 보증하고, 그럼에도 불구하고 여전히 전력이 그 교류 입력 신호로부터 고르게 얻어지는 것을 허용한다.
PSU들(132, 142)에 관한 두 개의 특정 예들이 상기에서 제공되지만, 다른 PSU들은 그 트랜지스터들(100a, 100b, 118a, 118b)의 전력 공급을 위해 사용될 수도 있다. 예를 들면, 양쪽 PSU들(132, 142)은 스위쳐들(switchers)일 수도 있고, 또는 양쪽 모두는 선형(linear)일 수도 있다. 한층 더 나아가 그들은 공통의 설계를 공유할 수도 있다. 대신에, 전하 펌프들(charge pumps)이 PSU들로서 사용되어서 전압을 곱하거나 나눌 수도 있다. 적합한 예는 4-스테이지 딕슨 전하 펌프(four-stage Dickson charge pump)이다. 이러한 전하 펌프는 인덕터들을 사용하지 않고 그래서 만약 그렇지 않으면 간섭을 유발할 수도 있는 큰 자기장들을 만들어내지 않는다.
극성 스위칭의 타이밍( Timing of Polarity Switching )
이전의 절들에서는, 자신들의 PSU들(132, 142)에 관한 설명대로, 양 및 음의 반사이클들 사이에서의 변화를 달성하는 스위칭 제어기들(124, 126)을 기술하였다. 이 절은 어떻게 양의 스위칭(positive switching)에서 음의 스위칭(negative switching)으로의 변화의 정확한 타이밍이 관리될 수도 있는지를 기술한다. 그 교류 입력 신호가 완전한 사인파 신호일 것 같지 않다는 사실과 연관된 잠재적인 문제들을 피하기 위해 이 타이밍은 엄격하게 제어되어야 한다. 도 11은, (비록 예시 의 목적을 위해 과장되었기는 하나) 예를 들면 dchp 설비로부터 얻어질 수도 있는 고르지 않은(uneven) 교류 입력 신호의 예를 제시한다. 이러한 고르지 않은 신호는 양에서부터 음의 반사이클들로 변화할 때 그리고 역으로 변화할 때 단일의 0점 교차(zero crossing)를 이루지 않을 수도 있다. 볼 수 있는 바와 같이, 그 신호 상의 잡음은 3개 또는 그 이상의 0점-교차들로 이르게 할 수도 있다.
트랜지스터들(110a, 110b, 118a, 118b)이 반복하여 스위치 - 이는 잘 해야 비효율적일 것이고 최악의 경우에 그 트랜지스터들(110a, 110b, 118a, 118b)에게 손상을 줄 수도 있다 - 하지 않음을 보증하기 위해 스위칭은 0 볼트 주위에서 엄격하게 제어되어야 할 것이다. 게다가, 트랜지스터들(110a, 110b, 118a, 118b)의 스위칭은 한 쌍(110a, 110b) 또는 한 쌍(118a, 118b) 중 하나인 트랜지스터들 양자가 동시에 온으로 스위치되지 않음을 보증하도록 제어되어야 한다. 특히, 그 클램프 트랜지스터들(118a, 118b)은 동시에 온으로 스위치되도록 허용되어서는 안 될 것인데 왜냐하면 단락 회로가 라이브(104)로부터 중성(106)까지 분로들(116a, 116b)을 따라 형성될 것이기 때문이다.
이들의 문제들을 피하기 위해서, 어떠한 스위칭도 허용되지 않는 0 볼트 주위의 "데드 존"(dead zone)을 생성하는 스위칭 체제(switching regime)가 구현될 수도 있다. 이 때문에, 한 쌍의 오프셋들이 각 극성 변화를 위해 사용될 수도 있다: 양에서부터 음으로의 스위치들에 대하여 -V1 및 -Vswitch, 그리고 음에서부터 양으로의 스위치들에 대하여 +V1 및 +Vswitch. 이들의 오프셋들은 도 11에 제시되어 있 다.
그 ±V1 오프셋들은 그 데드 존을 생성하여서 그 라이브 및 중성 입력들 사이의 전압이 ±V1 사이의 협대역 내에 속할 때는 언제나 "0 볼트" 조건은 충족된다. 그 교류 입력 신호가 이 대역 내에 유지된 0 볼트를 관통하여 교차할 때 그 교류 입력 신호 내 변동들에 의해 유발되는 양 및 음 사이의 어떠한 천이들(transitions)도 그 회로에 관한 한에서는 0과 구별가능하지 않다. 이 때문에, ±V1에 대한 값들은 백그라운드(background) 신호 잡음 레벨보다 더 크게 선택될 수도 있다.
그 교류 입력 신호의 전압이 +Vswitch를 초과할 때 그 트랜지스터들(110a, 110b, 118a, 118b)의 활동적 스위칭(active switching)의 개시가 일어난다. 그 교류 입력 신호가 떨어져서 그 ±V1 오프셋들을 교차하면 활동적 스위칭은 중단된다. 그 오프셋들은 이력현상을 제공하는 (양의 신호들에 대한) +V1 및 +Vswitch 사이의 대역 및 (음의 신호들에 대한) -V1 및 -Vswitch 사이의 대역을 생성하여서 "난조"(만약 그렇지 않으면 단일 발동(actuation) 레벨 위아래로 변동하는 그 교류 입력 신호에 의해 유발될, 스위칭에 관한 빠르게 반복되는 가능화(enabling) 및 억제(inhibiting))를 제거할 수 있다. 이들 대역들은 예상 잡음 크기보다 더 크도록 설정될 수도 있다.
양의 반 사이클에서 시작하여, 변조용 트랜지스터(110a)는 활동적일 것이고 그 PWM 방식에 따라 그 교류 입력 신호를 조정하기 위하여 스위칭할 것이다. 변조용 트랜지스터(110b)는 오프이다. 클램프 트랜지스터(118a)는 온이고 클램프 트랜지스터(118b)는 오프이어서 클램핑 다이오드(114a)가 유효한(effective) 것임을 보증한다. 그 교류 입력 신호가 0 볼트를 향해 떨어질 때, 변조용 트랜지스터(110a) 및 클램프 트랜지스터(118a) 양쪽 모두는 그 +V1 문턱값이 교차되자마자 오프로 스위치한다. 그러므로, 모든 트랜지스터들(110a, 110b, 118a, 118b)은 이제 0볼트를 교차하는 그 교류 입력 신호보다 미리 오프로 스위치된다. 그 교류 입력 신호가 0볼트를 교차하면 인덕터(120)가 방전할 것이고 그래서 그 오프셋들은 그 인덕터(120)가 완전히 방전하기 전에 스위칭이 시작되지 않음을 보증하는데 기여한다. 상기에서 기술된 바와 같이, 이 관점에서 그 게이트 구동 신호들이 로직 게이트들(232a, 232b)에 의해 제어되어서 어느 것도 그 인덕터(120)를 가로지르는 전압이 0으로 떨어질 때까지 하이로 진행될 수 없기 때문에 그 클램프 스위칭 제어기(126)는 비상안전장치(fail safe)이다.
그 교류 입력 신호가 점점 음으로 진행됨에 따라, 그것은 제1 오프셋 -V1을 교차한다. 이것은 그 스위칭 제어기들(124, 126)로 하여금 양에서 음의 모드로 스위치하게 할 수도 있고, 즉 트랜지스터들(Q1, Q2, Q3)의 상태들이 스위치하고 그 라이브 단자들(214, 314)은 그라운드(224, 324)로 클램프되어 진다. 그 스위칭 제어기들(124, 126)이 이제 동작을 위해 준비를 하는 동안, 그 게이트 구동 신호들은 제2 오프셋 -Vswitch가 교차될 때까지 로우로 유지된다. 이 교차 후에, 클램프 스위칭 제어기(126)는 하이 구동 신호를 보내어 클램프 트랜지스터(118b)를 온으로 스위치할 수도 있고, 그에 의하여 클램핑 다이오드(114b)를 유효하게 만든다. 다음에, 클램프 스위칭 제어기(124)는 하이 구동 신호를 설정하여 변조용 트랜지스터(110b)가 요구 펄스 폭 변조 방식에 따라 스위칭을 시작하는 것을 허용할 수도 있다. 클램프 트랜지스터(118b)가 변조용 트랜지스터(110b) 전에 온으로 스위치함을 보증하기 위하여, 그 클램프 트랜지스터(118b)에 대한 -Vswitch가 그 변조용 트랜지스터(110b)에 대한 -Vswitch보다 0볼트에 더 가깝게 설정될 수도 있다.
그 교류 입력 신호가 한번 더 떨어지기 시작할 때, 스위칭은 단지 그 -V1 오프셋이 교차되면 중단된다.
인식될 바와 같이, 그 교류 입력 신호가 음으로부터 양으로 스위치할 때는 역 프로토콜(reverse protocol)이 사용될 수도 있다. 간단히 말해서, 그 변조용 트랜지스터(110b) 및 그 클램프 트랜지스터(118b)가 오프로 스위치하고, 0볼트가 교차되고, 스위칭 제어기들(124, 126)이 음에서부터 양으로 진행하는 어느 시점에 +V1에 이르게 되고 (Q1, Q2 및 Q3 스위치, 중성(216, 316)은 그라운드(224, 324)로 클램프되고), 마지막으로 먼저 클램프 트랜지스터(118a)로 하여금 온으로 스위치하게 하고 이를 변조용 트랜지스터(110a)가 따르게 하는 +Vswitch에 이르게 된다.
도 11은 ±V1 및 ±Vswitch에 대한 예시적 값들을 제시한다. 실제로, 이들 값들은 변경될 수도 있다. 상기에서 언급한 바와 같이, ±Vswitch에 관한 서로 다른 값 들과 같이, 그 변조기 스위칭 제어기(124)에 관하여 그리고 클램프 스위칭 제어기(126)에 관하여 서로 다른 값들이 사용될 수도 있어서 그 변조용 트랜지스터들(110a, 110b)이 스위칭을 시작하기 전에 그 클램프 트랜지스터들(118a, 118b)이 온임을 보증한다. 도 11이 0볼트로부터 대칭적으로 오프셋된 오프셋들 ±V1 및 ±Vswitch의 쌍들을 보여주지만, 이는 사실일 필요가 없다. 예를 들면, +V1은 그 PSU들(132, 142)에 의해 사용되는 순간적인(instantaneous) 불균형한 전력 유출(power drains)의 효과들에 기인하여 -V1과 다른 크기를 가질 수도 있다. 기억될 바와 같이, 양에서부터 음까지의 반사이클들에서 취해지는 평균 전력이 균형잡히게 될지라도, 순간적 레벨들에서 편차들이 존재할 수도 있다.
그 스위칭 제어기들(124, 126)을 사용하는 이 스위칭 방식의 정확한 구현은 트랜지스터 및 다이오드 전압 강하들, 전류 증폭 율들(current amplification factors) 및 전압 스위칭 특성들과 같은 장치 특성들을 고려하는 구성요소 값들의 선택에 의존한다. 본 발명의 관련 기술분야에서 숙련된 자가 계산, 경험적인 측정 중 어느 하나 또는 양쪽 모두에 의해, 구성요소들 및 구성요소 값들의 적절한 선택들을 결정하는 것은 자명할 것이다.
그 교류 입력 신호의 조정
이제 그 교류 입력 신호의 조정이 그 PWM 모듈(90)과 함께 그 전압 비교기(92) 또는 전류 비교기(94)에 의해 수행되는 방법이 도 12a 및 도 12b를 참조하여 기술될 것이다. 본질적으로, 그 전압 비교기(92) 및 그 전류 비교기(94) 양자는 유사한 방식으로 동작한다. 이는, 그 전류 비교기(94)가 전류를 조정하도록 동작함에도 불구하고, 그것은 저항을 가로지르는 전압을 감시함에 의해 이것을 구현하기 때문이다 (즉, 그것은 전압 제어를 통해 간접적으로 전류 제어를 달성한다). 따라서, 다음의 기술 내용은 그 전압 비교기(92) 및 그 전류 비교기(94) 양자 모두의 동작에 적용된다.
그 조정기 어셈블리(101)는 그 교류 출력 신호를 제공하기 위해 그 교류 입력 신호를 조정한다. 단계(50)에서, 그 교류 입력 신호가 샘플링(sampling)되어서 샘플링된 교류 신호를 입력 파형(52)으로서 만들어낸다. 사실, 피드백 루프(feedback loop)는 그 출력 신호에 대한 참조(기준)를 제공하고 이것은 또한 단계(50)에서 샘플링될 수도 있다. 그 결과, 그 샘플링된 교류 신호는 그 교류 입력 신호를 반영하고 그리고 그 출력 신호 하향스트림(downstream) 내로 도입되는 부정확값들(inaccuracies)에 관해 정정하기 위해 수정된다.
그 샘플링된 교류 신호(52)는 단계(54)에서 전파 정류기(full-wave rectifier, 56)에 의해 전파 정류되어서 정류된 교류 신호를 만들어 낼 수도 있다. 그리고 나서 그 정류된 교류 신호는 단계(60)에서 원하는 출력 전압, 이 예에서는 230V rms를 기준으로 하여 스케일링되어서 스케일링된 교류 신호(58)를 만들어낼 수도 있다.
병렬적으로, 그 샘플링된 교류 신호(52)는 0 볼트(volts)와 교차하여 지나는 그 샘플링된 교류 신호(52)와 일치하는 트리거 펄스들(trigger pulses, 62)을 생성하기 위해 사용될 수도 있다. 이 영 교차(zero crossing)는 소프트웨어를 사용하여 탐지될 수도 있고, 디지털 필터링(digital filtering)을 사용하여서 그 영 교차 주위의 잡음(noise) 효과들을 제거할 수도 있고 소프트웨어 패턴 매칭(software pattern matching)을 사용하여서 위상 동기화를 향상시킬 수도 있다. 컴퓨터(64)는 이 트리거 펄스들(62)을 사용하여서, 단계(68)에서 보여지는 바와 같이, 동기화된 기준 신호(66)를 발생시킨다. 그 기준 신호(66)는 사인파에 해당하나, 단지 양방향으로 확장된 로브들(lobes)만을 가져서 그것은 전파 정류된 교류 신호에 상당한다. 그 기준 신호(66)는 그 트리거 펄스들(62)을 사용하여 그 샘플링된 교류 신호(52)에 대하여 동기화되어서 그 기준 신호(66)는 0 볼트에 접하는 스케일링된 교류 신호(58)와 동기되며 0 볼트에 접한다.
이 사인파 기준 신호(66)는 디지털-아날로그(digital to analogue) 변환기에게 값들을 공급하기 위해 룩업 테이블(lookup table)을 사용하여 생성된다. 0부터 π/2 라디안(radians)까지의 사인파 형태의 부분과 관련한 값들만이 저장된다: 이들 값들은 π/2부터 π까지의 라디안 부분에 대하여 반대로 사용되고, 이 형상은 π부터 2π까지의 라디안 부분에 대하여 반복된다.
단계(70)에서, 그 스케일링된 교류 신호(58)는 그 기준 신호(66)에서 차감되어서 에러 신호(72)를 만들어낼 수도 있다 (즉, 순간값들(instantaneous values)이 순간값들로부터 차감된다). 단지 양의 값들만이 얻어진다는 것을 보증하기 위해, 오프셋이 도입된다. 예를 들면, 이 차감은 적합한 오프셋을 가지고 동작하는 차 증폭기(difference amplifier)로 구현될 수도 있다. 따라서, 그 에러 신호(72)는 단지 양의 값들만을 포함한다.
볼 수 있는 바와 같이, 이 에러 신호(72)는 그 교류 입력 신호의 위상의 함수이다. 이 위상 편차는 단계(74)에서 그 에러 신호를 그 참조 신호(66)로 나누도록 동작하는 곱셈기 칩(78)에 의해 제거되어서 % 에러 신호(78)를 제공할 수도 있다. 그리고 나서 이 % 에러 신호(78)는 단계(80)에서 그 교류 입력 신호를 변조하기 위해 사용될 수도 있다. 기준 신호(66) 및 에러 신호(72) 양자가 양일 때, 그 곱셈기 칩(78)은 하나의 4분면에서만 동작할 필요가 있다. 이것은 그 곱셈기 칩(78)의 비용 및 복잡성을 아주 크게 단순화한다. 더욱이, 이 단일 4분면 연산을 이용함으로써 다른 이점들이 얻어진다. 예를 들면, 4분면들 사이에서 스위칭할 때(즉 하나의 입력이 극성을 변화시킬 때) 고유한 크로스오버 뒤틀림(cross-over distortion) 및 선형성 불일치(linearity dismatch)가 방지된다. 더욱이, 만약 존재하지 않으면 (간섭 필터 초크들(chokes)과 같은) 리액티브(reactive) 구성요소들의 동작 특성들을 바꿀 수도 있는 그 교류 입력 신호에 존재하는 어떠한 DC 오프셋도 양쪽의 반사이클들 모두 양 진행(positive going)으로 취급될 때에는 그 양쪽의 반사이클들 모두에 균일하게 적용된다. 따라서 만일 양 및 음의 반사이클들에 적용된다면: 0 볼트를 기준으로 한 전체 파형상(waveshape)은 변하지 않는다. 또한 그 피드백 루프는 그 조정기 그 자신에 의해 도입된 어떠한 DC 오프셋들에 관해서도 보상한다.
그 변조는 그 신호에서의 어떠한 에러도 출력으로 변조하기 위하여 펄스 폭 변조 방식에 따라 수행될 수도 있다. 예를 들면, 그 % 에러 신호(78)는 램프 신호와 비교되어서 펄스 폭들을 그 램프 신호 및 그 % 에러 신호(78)가 교차하는 곳에 의해 정의되게 할 수도 있다. 예를 들면, 그 조정기가 그 요구되는 교류 출력 신호를 만들어내고 있는 데에서, 그 기준 신호는 (정류하고 스케일링한 후) 그 샘플링된 교류 신호와 매칭되어서 0 % 에러 신호가 결과적으로 나타나게 될 것이다. 이것은 그 교류 입력 신호의 전압이 변하지 않도록 그 변조에서 전 폭 펄스(full width pulse)를 유발할 것이다. 이 상황은, 그 교류 입력 신호가 일반적으로 그 교류 출력 신호에 대해 요구되는 크기보다 더 큰 크기를 가질 것이기 때문에, 일반적이지 않다. 따라서, 그 교류 입력 신호의 전압이 요구되는 것 이상인 것이 훨씬 더 흔하다. 이것은 그 샘플링된 교류 신호에 반영되고 % 에러 신호(78)는 더 작은 펄스들을 유발하는 것으로 귀결된다. 그 더 작은 펄스들은 요구되는 레벨(level)까지 그 교류 출력 신호의 전압을 끌어 내리도록 그 교류 입력 신호를 변조한다.
그 기준 신호(66)의 크기 및 그 샘플링된 교류 신호(52)의 스케일링의 정도는, 그 교류 입력 신호가 원하는 230V rms에 있을 때 0 % 에러 신호(78)가 결과적으로 나타나도록, 선택된다. 본 발명의 이점은 그것의 유연성(flexibility)에 있다: 그 기준 신호(66)의 생성 및 그 스케일링은 어느 원하는 출력 신호에 적합하도록, 예를 들면 그 로컬(local) 전기적 그리드에 적합하도록, 변경될 수도 있다.
상기의 내용에 대해 변형들이 이루어질 수도 있다는 것은 명백할 것이다. 예를 들면, 그 기준 신호(66)에 상관되는 그 교류 입력 신호의 스케일링이 요구되고 그래서 그 스케일링은 그 교류 입력 신호, 그 기준 신호(66) 또는 이들 양쪽 모두에 대하여 수행될 수도 있다. 또한, 스케일링은 단계(74)에서 나눗셈 후에서만 수행될 수도 있다. 예를 들면, 그 % 에러는 스케일링을 위해 증폭기로 전해질 수도 있다.
첨부된 청구항들에 의해 정의되는 본 발명의 범위로부터 반드시 벗어나는 것이 아니면서 상기 실시예들에 대한 변형예들이 만들어질 수도 있다는 것은 그 숙련된 자에게 명백할 것이다.
상기 조정기 어셈블리(101)는 가전 제품들에 의한 사용을 위해 dchp 설비 내 스털링 엔진에 의해 제공되는 교류 공급을 조정하는 맥락에서 기술되었다. 그러나, 본 발명에 따른 조정기들은 어떤 다른 곳에서 유용한 응용을 제공할 수도 있다. 본질적으로, 그 조정기 어셈블리(101)는 발전기(generator), 본관 공급(mains supply) 등과 같은 임의의 전압 소스의 하향스트림(downstream)에서 동작하도록 설계된다.
예를 들면, 그 조정기 어셈블리(101)는 스털링 엔진 교류기 및 그 본관 공급 사이의 인터페이스를 완화하기(buffer) 위해 사용될 수도 있어서 만약 그렇지 않으면 그 출력 파형에서 파괴적(disruptive) 변동들을 유발할 수도 있는 전압 및 전류 과도현상들 및 정상 상태 편차들을 방지할 수 있다. 이러한 구성은, 그 그리드 공급의 품질(quality)의 손실에 응하여, 안전 예방조치로서, 그 제어 시스템에 의해 개시되어지고 있는 엔진 중지들(engine shutdowns)의 가능성을 감소시킨다.
본 발명에 따른 조정기 어셈블리(101)의 환영받는 이점은 그것은 어느 지역 또는 수요지에서도 그것의 전기적 그리드 제약들이 무엇이든지 독립형 발전기(stand-alone generator) 및 (연결된 전기제품들과 같은) 그것의 부하들 간에 연결을 허용한다는 것이다. 가능한 그리드 및 엔진 주파수들의 범위에 대하여 그 전 압들을 설정하는 수단을 제공함에 의해, 그 스위칭 조정기는 서로 다른 수요지들 및 그들의 그리드들에 조화되는 장비에서 사용을 위해 적합한 전압/주파수 모델들을 제공할 수 있다.
그 조정기 어셈블리(101)는 dchp 설비들의 환경 밖에서 사용될 수 있다. 예를 들면, 그 조정기 어셈블리(101)는 조명 회로와 같은 가전 회로소자 및 본관 전력 공급 사이에 버퍼로서 사용될 수도 있다. 그 전압 파형을 제어함으로써, 현저한 영향 없이, 전류 수요에 있어서 순간적인 서지들(surges)에 관해 보상하도록, 향상된 전기적 효율성으로부터 비용 절약을 제공하고 역률을 개선하도록, 소비되는 전력은 조정될 수 있다. 또한 파형 제어는 낮은 공급 품질에 기인한 또는 높은 파고율(crest factor)의 부하들의 피크(peak) 전류 수요들에 기인한 변동들을 완화하기 위해 사용될 수 있다. 사실, 그 조정기 어셈블리(101)는 점화(ignition)를 보증하고 그리고 나서 형광 조명을 어둡게 하는 것(dimming)을 제공하기 위해 이용될 수도 있고, 그것은 기존 기술로 이루어질 수 없다.
본 발명에 따른 그 조정기 어셈블리(101)의 추가적인 응용은 본관 공급 및 전기 모터를 연결하는 것이다. 그때 그 조정기 어셈블리는 매우 낮은 비용의, 단순한 전력 절약기 및 제어기로서 동작할 것이고, 보통의 구동장치들(drives)과 비교하여 더 낮은 모터 손실들을 일으킬 것이다.

Claims (37)

  1. 구동 신호(drive signal)를 제공하기 위한 회로에 있어서, 상기 회로는
    교류 신호를 수신하기 위한 라이브 입력부(live input) 및 중성 입력부(neutral input);
    제1 구동 신호를 제공하기 위한 제1 출력부;
    입력부 및 상기 제1 출력부가 연결되어 있는 출력부를 가지는 마스터 로직 게이트(master logic gate);
    상기 마스터 로직 게이트의 입력부에 연결된 직류 신호를 수신하기 위한 신호 입력부로서, 상기 마스터 로직 게이트의 출력은 상기 신호 입력부에 연결된 상기 입력부의 상태가 변화할 때 변화하는, 신호 입력부;
    상기 라이브 입력부에 연결된 제1 분로(shunt)로서, 상기 중성 입력부에서의 전압에 대하여 양에서 음으로 그리고 반대로 변화하는 상기 라이브 입력부에서의 전압에 응하여 상기 회로의 안과 밖으로 스위치될 수 있도록 구성된, 제1 분로; 및
    상기 라이브 입력부에서의 전압에 대하여 양에서 음으로 그리고 반대로 진행하는 상기 중성 입력부에서의 전압에 응하여 스위치가능하도록, 상기 중성 입력부에 연결된 제2 분로;를 포함하고,
    상기 제1 분로는 상기 직류 신호가 상기 마스터 로직 게이트의 입력부를 바이패스(bypass)하기 위한 단락 회로를 제공하도록 구성되어서, 상기 마스터 로직 게이트의 출력부의 출력 상태가 상기 라이브 입력부의 입력 상태에 의존하고,
    상기 제2 분로는 상기 라이브 입력부에서부터 그라운드(ground)로의 신호에 대한 단락 회로를 제공하도록 구성되어서 상기 제1 분로를 바이패스하고 상기 라이브 입력부에서의 전압에 대하여 상기 중성 입력부에서의 전압이 음일 때 상기 라이브 입력부를 그라운드로 클램프(clamp)함을 특징으로 하는 구동 신호 제공 회로.
  2. 제1항에 있어서,
    하이(high)에서 로우(low)로 그리고 반대로 진행하는 마스터 로직 게이트 출력부의 출력 상태에 응하여 스위치가능하도록, 상기 마스터 로직 게이트 출력부에 연결된 제3 분로를 더 포함하고,
    상기 제3 분로는 상기 중성 입력부로부터 그라운드로의 신호에 대한 단락 회로를 제공하도록 구성되어서 상기 제2 분로를 바이패스하고 상기 중성 입력부에서의 전압에 대하여 상기 라이브 입력부에서의 전압이 양일 때 상기 중성 입력부를 그라운드로 클램프함을 특징으로 하는 구동 신호 제공 회로.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    제2 구동 신호를 제공하기 위한 제2 출력부를 더 포함하고,
    상기 제2 출력부는 상기 마스터 로직 게이트 출력부에 연결됨을 특징으로 하는 구동 신호 제공 회로.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 제2 출력부는 상기 제1 출력부에 관하여 상기 제2 출력부에서의 로직 상태(logic state)를 반전하도록(invert) 구성된 하나 이상의 로직 게이트들을 통해 상기 마스터 로직 게이트 출력부에 이어짐을 특징으로 하는 구동 신호 제공 회로.
  5. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 마스터 로직 게이트는 NOT 게이트임을 특징으로 하는 구동 신호 제공 회로.
  6. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 마스터 로직 게이트는 그라운드에 연결된 제2 입력부를 가지는 NOR 게이트임을 특징으로 하는 구동 신호 제공 회로.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 라이브 입력부에서의 전압이 상기 중성 입력부에서의 전압에 대하여 양일 때 상기 제1 분로가 동작가능하도록 상기 제1 분로가 스위치가능함을 특징으로 하는 구동 신호 제공 회로.
  8. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 제1 구동 신호를 수신하는 회로 내 인덕터(inductor)로부터 신호를 수신하기 위한 코일 입력부(coil input)를 더 포함하고,
    상기 회로는, 상기 라이브 입력부에서의 전압이 상기 중성 입력부에서의 전압에 대하여 양이고 상기 코일 입력부가 로우일 때만 상기 제1 구동 신호가 상기 제1 출력부에 제공되도록 구성됨을 특징으로 하는 구동 신호 제공 회로.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 마스터 로직 게이트 출력부는 NOR 게이트의 하나의 입력부에 연결되고, 상기 NOR 게이트의 다른 입력부는 상기 코일 입력부에 연결되며 상기 NOR 게이트의출력부는 상기 제1 출력부를 제공하는 것을 특징으로 하는 구동 신호 제공 회로.
  10. 제8항에 있어서,
    제2 구동 신호를 제공하기 위한 제2 출력부를 더 포함하고,
    상기 제2 출력부는 상기 마스터 로직 게이트 출력부에 연결되고,
    상기 회로는, 상기 중성 입력부에서의 전압이 상기 라이브 입력부에서의 전압에 대하여 음이고 상기 코일 입력부가 로우일 때만 상기 제2 구동 신호가 상기 제2 출력부에 제공되도록 구성됨을 특징으로 하는 구동 신호 제공 회로.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 마스터 로직 게이트 출력부는 NOT 게이트에, 또는 NOR 게이트의 두 입력부들에 연결되고, 상기 NOT 게이트 또는 NOR 게이트의 출력부는 다른 입력부가 상기 중성 입력부에 연결되고 출력부가 상기 제2 출력부를 제공하는 NOR 게이트의 하나의 입력부에 연결됨을 특징으로 하는 구동 신호 제공 회로.
  12. 교류 신호를 조정하기(regulating) 위한 스위칭 조정기(switching regulator)에 있어서, 상기 조정기는,
    교류 입력 신호를 수신하기 위한 입력 단자들;
    출력 신호를 제공하기 위한 출력 단자들;
    상기 출력 단자들에 나타나는 상기 출력 신호를 평활 (smoothing) 하도록 구성된 인덕터(inductor) 및 커패시터(capacitor);
    상기 교류 입력 신호의 각각 양 및 음의 반사이클들(half-cycles)을 조정하도록 구성된 양(positive)의 반사이클 부분 및 음(negative)의 반사이클 부분을 포함하고,
    상기 양의 반사이클 및 음의 반사이클 부분들의 각각은
    변조용 트랜지스터(modulating transistor)로서, 상기 교류 입력 신호의 각각의 반사이클을 변조하도록 동작가능하고 상기 변조용 트랜지스터의 각 반사이클 동안 상기 변조용 트랜지스터를 통한 전류 흐름을 허용하도록 그리고 다른 반사이클 동안 상기 변조용 트랜지스터를 통한 전류 흐름을 방해하도록 구성된 연관 변조기 다이오드(associated modulator diode)를 가지는 변조용 트랜지스터; 및
    클램핑 다이오드(clamping diode)로서, 역방향-바이어스(reverse-bias) 전압들로부터 상기 변조용 트랜지스터를 보호하도록 구성되고 상기 변조용 트랜지스터 각각의 반사이클 동안 상기 조정기로 상기 클램핑 다이오드를 연결하도록 그리고 다른 반사이클 동안 상기 조정기로부터 상기 클램핑 다이오드를 단절하도록 동작가능한 연관 클램프 스위치(associated clamp switch)를 가지는 클램핑 다이오드를 포함하고,
    상기 조정기는
    제3항에 따른 회로를 포함하는 제1 스위칭 제어기(switching controller)로서, 상기 회로는 상기 변조용 트랜지스터들에게 상기 제1 및 제2 구동 신호를 제공하도록 동작가능하여서 상기 변조용 트랜지스터들을 스위치하게 하는, 제1 스위칭 제어기; 및
    제3항에 따른 회로를 포함하는 제2의 별도의 스위칭 제어기로서, 상기 회로는 상기 연관 클램프 스위치들에게 상기 제1 및 제2 구동 신호들을 제공하도록 동작가능하여서 상기 연관 클램프 스위치들을 스위치하게 하는, 제2 스위칭 제어기를 더 포함함을 특징으로 하는 스위칭 조정기.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 연관 클램프 스위치들은 트랜지스터들임을 특징으로 하는 스위칭 조정기.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 제1 스위칭 제어기 및 상기 제2 스위칭 제어기는 상기 교류 입력 신호로부터 전력을 얻도록 동작가능한 각각의 제1 및 제2 전력 공급원들을 포함함을 특징으로 하는 스위칭 조정기.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 전력 공급원들은 독립적으로 상기 교류 입력 신호로부터 전력을 얻도록 동작가능하고, 상기 제1 및 제2 스위칭 제어기들은 독립적으로 상기 교류 입력 신호를 참조하여 스위치하도록 구성되고, 상기 독립적 참조는 상기 제1 및 제2 스위칭 제어기들이 함께 동기되어 스위치하도록 상기 교류 입력 신호의 영 교차(zero crossing)를 기준하는 것임을 특징으로 하는 스위칭 조정기.
  16. 제14항에 있어서,
    상기 제1 전력 공급원은 상기 교류 입력 신호의 하나의 반사이클로부터 전력을 얻도록 구성되고 상기 제2 전력 공급원은 상기 교류 입력 신호의 다른 반사이클로부터 전력을 얻도록 구성됨을 특징으로 하는 스위칭 조정기.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 전력 공급원들은 상기 교류 입력 신호로부터 동일한 평균량(average quantities)의 전력을 얻어내도록 구성됨을 특징으로 하는 스위칭 조정기.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 전력 공급원들은 상기 제1 및 제2 스위칭 제어기들 각각에 서로 다른 순간 전류들(instantaneous currents)을 제공하도록 구성됨을 특징으로 하는 스위칭 조정기.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 전력 공급원들 중 적어도 하나는 상기 교류 입력 신호로부터 얻어진 신호의 전압을 감소시킴을 특징으로 하는 스위칭 조정기.
  20. 제15항에 있어서,
    상기 제1 또는 제2 전력 공급원들 중 적어도 하나는 하나의 반사이클 동안 에너지를 저장하도록 그리고 다른 반사이클 동안 에너지를 방출하도록 동작가능한 커패시터를 포함함을 특징으로 하는 스위칭 조정기.
  21. 제15항에 있어서,
    상기 제1 스위칭 제어기 및 상기 제2 스위칭 제어기 중 적어도 하나는 각각 상기 제1 또는 제2 전력 공급원으로 흐르는 상기 교류 입력 신호의 양 또는 음 중 하나의 반사이클만을 허용하도록 구성된 연관 다이오드(associated diode)를 가짐을 특징으로 하는 스위칭 조정기.
  22. 제21항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 스위칭 제어기들 양자 모두는 반대로 바이어스되도록(biased) 구성된 연관 다이오드들을 가져서 상기 전력 공급원들 중 하나는 상기 교류 입력 신호의 양의 반사이클을 수신하고 상기 전력 공급원들 중 다른 하나는 상기 교류 입력 신호의 음의 반사이클을 수신함을 특징으로 하는 스위칭 조정기.
  23. 제14항에 있어서,
    상기 제1 스위칭 제어기는 상기 교류 입력 신호로부터 전력을 얻고 얻은 전력을 상기 변조용 트랜지스터들에게 공급하도록 동작가능한 상기 제1 전력 공급원을 포함함을 특징으로 하는 스위칭 조정기.
  24. 제14항에 있어서,
    상기 제2 스위칭 제어기는 상기 교류 입력 신호로부터 전력을 얻고 얻은 전력을 상기 연관 클램프 스위치들로서 동작하는 클램프 트랜지스터들에게 공급하도록 동작가능한 상기 제2 전력 공급원을 포함함을 특징으로 하는 스위칭 조정기.
  25. 교류 입력 신호를 조정하도록 동작하는 스위칭 조정기에 제1 구동 신호를 제공하는 방법에 있어서, 상기 방법은
    라이브 입력부 및 중성 입력부에서 상기 교류 입력 신호를 수신하는 단계;
    상기 교류 입력 신호의 양 또는 음의 반 사이클 중 하나의 사이클 동안 하이(high)인 제1 구동 신호를 제공하는 단계;
    상기 양 또는 음의 반 사이클 중 다른 하나의 반 사이클 동안 로우(low)인 제1 구동 신호를 제공하는 단계;
    상기 교류 입력 신호를 모니터링(monitoring)하고, 상기 교류 입력 신호가 0 볼트(volts)를 교차하였고 제1 문턱값(threshold value)을 지났기만 하면, 상기 라이브 입력부에 연결된 제1 분로(shunt), 상기 중성 입력부에 연결된 제2 분로, 마스터 로직 게이트 및 상기 마스터 로직 게이트의 입력부와 연결된 직류 신호를 수신하는 신호 입력부를 이용하여, 상기 제1 구동 신호를 하이에서 로우로 또는 반대로 스위치하게 하는 단계;
    상기 중성 입력부에서의 전압에 대하여 양에서 음으로 그리고 반대로 변화하는 상기 라이브 입력부에서의 전압에 응하여 회로의 안과 밖으로 상기 제1 분로를 스위칭하는 단계로서, 상기 마스터 로직 게이트의 상기 입력부를 바이패스(bypass)하도록 상기 직류 신호에 대한 단락 회로를 제공하고, 그에 따라 상기 마스터 로직 게이트의 출력 상태가 상기 라이브 입력부의 상태에 의존하는, 단계;
    상기 라이브 입력부에서의 상기 전압에 대해 양에서 음으로 그리고 반대로 진행하는 상기 중성 입력부에서의 상기 전압에 응하여 상기 제2 분로를 스위칭하는 단계로서, 상기 라이브 입력부로에서부터 그라운드(ground)로의 신호에 대한 단락 회로를 제공하여, 상기 제1 분로를 바이패스하고 상기 중성 입력부에서의 상기 전압이 상기 라이브 입력부에서의 상기 전압에 대하여 음일 때 상기 라이브 입력부를 그라운드로 클램프하는, 단계; 및
    상기 스위칭 조정기의 스위치가 상기 교류 입력 신호의 하나의 반사이클에서만 동작할 수 있게 상기 스위칭 조정기의 스위치에 상기 제1 구동 신호를 제공하는 단계를 포함함을 특징으로 하는 구동 신호 제공 방법.
  26. 제25항에 있어서,
    상기 스위칭 조정기에 제2 구동 신호를 제공하는 단계;
    상기 교류 입력 신호의 양의 반사이클 동안 하이 제1 구동 신호 및 로우 제2 구동 신호를 제공하는 단계;
    상기 교류 입력 신호의 음의 반사이클 동안 로우 제1 구동 신호 및 하이 제2 구동 신호를 제공하는 단계;
    상기 교류 입력 신호가 0 볼트를 교차하였고 제1 양의 문턱값을 지났기만 하면 상기 제1 구동 신호를 로우에서 하이로 스위치하게 하는 단계;
    상기 교류 입력 신호가 0 볼트를 교차하였고 제1 음의 문턱값을 지났기만 하면 상기 제2 구동 신호를 로우에서 하이로 스위치하게 하는 단계; 및
    상기 스위칭 조정기의 제1 스위치는 상기 양의 반사이클 동안 동작할 수 있고 상기 스위칭 조정기의 제2 스위치는 상기 음의 반사이클 동안 동작할 수 있도록 상기 스위칭 조정기의 각각의 제1 및 제2 스위치들에게 상기 제1 및 제2 구동 신호들을 제공하는 단계를 더 포함함을 특징으로 하는 구동 신호 제공 방법.
  27. 제26항에 있어서,
    상기 교류 입력 신호를 수신하는 라이브 단자를 상기 교류 입력 신호의 음의 반사이클 동안 그라운드로 클램프하는 단계; 및
    상기 교류 입력 신호를 수신하는 중성 단자를 상기 교류 입력 신호의 양의 반사이클 동안 그라운드로 클램프하는 단계를 포함하고,
    상기 교류 입력 신호가 0 볼트를 교차하고 제2 음의 문턱값을 지날 때 상기 라이브 단자를 클램프하는 것으로부터 스위치가 만들어지고 상기 교류 입력 신호가 0 볼트를 교차하고 제2 양의 문턱값을 지날 때 상기 중성 단자를 클램프하는 것으로부터 스위치가 만들어짐을 특징으로 하는 구동 신호 제공 방법.
  28. 제27항에 있어서,
    상기 제2 양의 문턱값은 상기 제1 양의 문턱값보다 더 작은 크기를 가지고 상기 제2 음의 문턱값은 상기 제1 음의 문턱값보다 더 작은 크기를 가짐을 특징으로 하는 구동 신호 제공 방법.
  29. 제26항에 있어서,
    제1항 또는 제2항의 회로를 이용하는 것을 포함함을 특징으로 하는 구동 신호 제공 방법.
  30. 교류 입력 신호를 조정하도록 동작하는 스위칭 조정기에 제1 구동 신호를 제공하는 방법에 있어서, 상기 방법은
    라이브 입력부 및 중성 입력부에서 상기 교류 입력 신호를 수신하는 단계;
    상기 교류 입력 신호의 양 또는 음의 반 사이클 중 하나의 사이클 동안 하이(high)인 제1 구동 신호를 제공하는 단계;
    상기 양 또는 음의 반 사이클 중 다른 하나의 반 사이클 동안 로우(low)인 제1 구동 신호를 제공하는 단계;
    상기 교류 입력 신호를 모니터링(monitoring)하고, 상기 교류 입력 신호가 0 볼트(volts)를 교차하였고 제1 문턱값(threshold value)을 지났기만 하면, 상기 라이브 입력부에 연결된 제1 분로(shunt), 상기 중성 입력부에 연결된 제2 분로, 마스터 로직 게이트 및 상기 마스터 로직 게이트의 입력부와 연결된 직류 신호를 수신하는 신호 입력부를 이용하여, 상기 제1 구동 신호를 하이에서 로우로 또는 반대로 스위치하게 하는 단계;
    상기 중성 입력부에서의 전압에 대하여 양에서 음으로 그리고 반대로 변화하는 상기 라이브 입력부에서의 전압에 응하여 회로의 안과 밖으로 상기 제1 분로를 스위칭하는 단계로서, 상기 마스터 로직 게이트의 상기 입력부를 바이패스(bypass)하도록 상기 직류 신호에 대한 단락 회로를 제공하고, 그에 따라 상기 마스터 로직 게이트의 출력 상태가 상기 라이브 입력부의 상태에 의존하는, 단계;
    상기 라이브 입력부에서의 상기 전압에 대해 양에서 음으로 그리고 반대로 진행하는 상기 중성 입력부에서의 상기 전압에 응하여 상기 제2 분로를 스위칭하는 단계로서, 상기 라이브 입력부로에서부터 그라운드(ground)로의 신호에 대한 단락 회로를 제공하여, 상기 제1 분로를 바이패스하고 상기 중성 입력부에서의 상기 전압이 상기 라이브 입력부에서의 상기 전압에 대하여 음일 때 상기 라이브 입력부를 그라운드로 클램프하는, 단계;
    상기 스위칭 조정기의 스위치가 상기 교류 입력 신호의 하나의 반사이클에서만 동작할 수 있게 상기 스위칭 조정기의 스위치에 상기 제1 구동 신호를 제공하는 단계;
    상기 스위칭 조정기에 제2 구동 신호를 제공하는 단계;
    상기 교류 입력 신호의 양의 반사이클 동안 하이 제1 구동 신호 및 로우 제2 구동 신호를 제공하는 단계;
    상기 교류 입력 신호의 음의 반사이클 동안 로우 제1 구동 신호 및 하이 제2 구동 신호를 제공하는 단계;
    상기 교류 입력 신호가 0 볼트를 교차하였고 제1 양의 문턱값을 지났기만 하면 상기 제1 구동 신호를 로우에서 하이로 스위치하게 하는 단계;
    상기 교류 입력 신호가 0 볼트를 교차하였고 제1 음의 문턱값을 지났기만 하면 상기 제2 구동 신호를 로우에서 하이로 스위치하게 하는 단계; 및
    상기 스위칭 조정기의 제1 스위치는 상기 양의 반사이클 동안 동작할 수 있고 상기 스위칭 조정기의 제2 스위치는 상기 음의 반사이클 동안 동작할 수 있도록 상기 스위칭 조정기의 각각의 제1 및 제2 스위치들에게 상기 제1 및 제2 구동 신호들을 제공하는 단계를 포함하고,
    상기 방법은, 제13항의 스위칭 조정기를 이용하는 것을 포함함을 특징으로 하는 구동 신호 제공 방법.
  31. 제30항에 있어서,
    상기 교류 입력 신호의 하나의 반사이클로부터 전력을 얻어냄으로써 상기 제1 스위칭 제어기에게 전력을 제공하는 것; 그리고
    상기 교류 입력 신호의 다른 반사이클로부터 전력을 얻어냄으로써 상기 제2 스위칭 제어기에게 전력을 제공하는 것;에 의하여 상기 스위칭 조정기에게 전력을 제공하는 단계를 더 포함하고,
    각각의 반사이클 동안 얻어진 평균 전력은 동일함을 특징으로 하는 구동 신호 제공 방법.
  32. 제31항에 있어서,
    상기 제1 스위칭 제어기를 사용하여 상기 변조용 트랜지스터들에게 전류를 제공하는 단계; 및
    상기 제2 스위칭 제어기를 사용하여 상기 연관 클램프 스위치들에게 전류를 제공하는 단계를 더 포함하고,
    상기 제1 및 제2 스위칭 제어기들에 의해 제공되는 순간 전류들은 서로 다름을 특징으로 하는 구동 신호 제공 방법.
  33. 교류기(alternator) 및 제13항의 스위칭 조정기를 포함하는 가정용 복합 열 및 전력 설비(domestic combined heat and power unit)로서, 상기 스위칭 조정기는 상기 교류기에 의해 제공되는 신호를 상기 교류 입력 신호로서 수신하도록 구성됨을 특징으로 하는 가정용 복합 열 및 전력 설비.
  34. 제33항에 있어서,
    상기 설비는 전기적 그리드(electrical grid)에 연결되고,
    상기 스위칭 조정기는 상기 전기적 그리드에게 출력 신호를 제공하도록 구성됨을 특징으로 하는 가정용 복합 열 및 전력 설비.
  35. 제33항에 있어서,
    상기 설비는 상기 설비에 연결된 적어도 하나의 전기제품(electrical appliance)을 구비하고,
    상기 스위칭 조정기는 상기 전기제품에 출력 신호를 제공하도록 구성됨을 특징으로 하는 가정용 복합 열 및 전력 설비.
  36. 삭제
  37. 삭제
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