JP2575007B2

JP2575007B2 - 誘導負荷への電力供給制御システム

Info

Publication number: JP2575007B2
Application number: JP60109194A
Authority: JP
Inventors: エフ．ウイドメイヤドン
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1985-05-20
Filing date: 1985-05-20
Publication date: 1997-01-22
Anticipated expiration: 2012-01-22
Also published as: JPS61266072A

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は、インダクタンスを有する負荷装置に供給さ
れる、電圧変動を伴う単一周波数キヤリアウエーブによ
る電力供給源からの電力供給の制御システムに関する。

発明の技術的背景以下に詳述するように、交流電源から誘導負荷への電
力供給の制御のための多くの技術が提案されてきた。３
種類の先行技術があり、これらは、サイリスタやトラン
ジスタのような適宜の電子的スイツチ装置の同期作動を
包含しており、交流位相制御、インバース交流位相制御
及び対象交流位相制御と称される。「位相制御」は、同
期スイツチの概念を含んでいる。これらすべての方法
は、パルス持続幅（PDM）又はパルス幅の変調を基礎と
する変形である。これらのパルス変調は、通常パルスキ
ヤリアシステムを伴い、交流電源制御に関しては「位相
制御」を意味する。これらの技術につぎ以下に述べると
共に、本発明が関係する負荷のタイプ即ち誘導負荷に関
する必要性に対して、問題となるところを説明する。

本発明は、例えば照明制御システム適用することがで
きる。この分野に関連する特許として、本発明者の出願
に係る米国特許第4394603号（1983年７月19日登録）及
び米国特許第4352045号（1982年９月28日登録）並びに
該特許において引用された米国特許第4350935号（スピ
ラ等）及び該特許における引用例を例示することができ
る。以下に一般的な交流電源制御技術につき述べる。

本発明の制御システムによれば、電力供給をなすキヤ
リアウエーブ（交流）のパルス幅変調（PDM）が提供さ
れる。このパルス幅変調は、スイツチ装置又はキヤリア
ウエーブに対する同期駆動装置を備えることにより行な
われる。この同期スイツチとして使用しうる装置は、バ
イポーラ、ユニポーラ又はハイプリツド型トランジスタ
（例えばゲート絶縁トランジスタ）、サイリスタ（SCR.
TRIAC等）のようなPNPN結合を備えた装置を適当な回路
に備えたもの、或いはその他の適当な電子スイツチ装
置、の如き通常の電子装置とすることができる。更に、
次の特性を備えている場合には、非電子的スイツチ装置
を使用することもできる。即ち該装置が必要とされる２
つの状態（例えはオン及びオフ）の作動を特徴とする適
切なインピーダンス特性を備えた動特性、及び変動制
（電圧及び／又は電流）の最大値に耐え、適切な回路維
持及び装置の寿命を保証する定格特性を備えている場合
である。

本発明は、特に交流電源から誘導負荷へ供給される電
力の制御システムに関する。該システムにおいては、交
流電源と誘導負荷との間に接続されたスイツチはコント
ロール部から同期的に操作され、該スイツチは交流電源
キヤリアウエーブに対して作動し、誘導負荷へ供給され
る平均有効電力を制御する。誘導負荷を備えた回路を開
く際に明らかに生じる作用に対抗するため、即ち電流を
制止するために、前記スイツチに並列にコンデンサが接
続され、コントロール部は次のように操作せしめられ
る。スイツチ両端の電圧が実質上０（従つて前記コント
ロール部に蓄えられたエネルギーが０）となつたときに
のみ該スイツチは閉じ、この時後のスイツチの開成はこ
の作動が円滑となるように調節される。一般に、本発明
の広範な実施態様においては、検知部が備えられ、これ
により各半波長の間のスイツチ両端の電圧が検知される
とともに各半波長においてスイツチ両端の電圧（従つて
コントロール部両端の電圧）が実質上０となるまでコン
トロール部によりスイツチの閉成が制止される。以下に
説明するように、このようなスイツチ閉成の時間的制御
により、本発明は以下に述べるタイプ従来の交流位相制
御システムの使用に伴つて生じる問題を解決した。本発
明の好ましい実施態様においては、同期スイツチはトラ
ンジスタを備え、該トランジスタのコレクタ及びエミツ
タ側回路は全波整流回路の第１の一対の端子間に接続さ
れ、該トランジスタのベース側回路はコントロール部に
接続される。ここでスイツチの分路に設けられたコンデ
ンサは前記整流ブリツジ回路における第２の一対の端子
（同期スイツチの端子を構成する）に接続される。検知
部は、前記整流ブリツジ回路の前記第１の一対の端子
間、即ち直流側の電圧を検知するようにされるのが望ま
しい。本発明の好ましい実施態様によれば前記検知部は
更に第２のトランジスタを備え、該トランジスタのベー
ス側回路はブリツジ回路端子の第１セツトに接続され、
コレクタ及びエミツタ側回路は、既に述べた第１のトラ
ンジスタのベース側回路に接続される。即ち前記コレク
タ及びエミツタ側回路は、前記第１のトランジスタのベ
ース側回路と前記コントロール部との間に分路を形成す
るように設けられ、前記第２のトランジスタのスイツチ
ングにより前記コントロール部から前記第１のトランジ
スタのベース側回路ヘアウトプツト信号を送るようにさ
れる。好ましくは、前記第２のトランジスタは前記ブリ
ツジ回路のプラス端子に第１の抵抗を介して設けられ、
第２の抵抗が該２のトランジスタと前述の２つのトラン
ジスタのエミツタ電極が接続された共通供給ラインとの
間に接続される。

実施例以下、本発明の実施例を添付附図面に基づき詳述す
る。

第１図は本発明システムの基本的なユニツト又は構成
を示すブロツク図である。定出力電源（10）が、破線で
示すパワーコントローラ（12）を経て、誘導負荷（14）
に接続されている。誘導負荷（14）は不要な又は必要と
する磁力蓄積効果を有している。負荷（14）に供給され
る電力は、コントロールユニット（18）に直列に配置さ
れた同期スイツチ（16）により制御される。コントロー
ルユニツト（18）はシグナルゼネレータ（19）の制御下
にPDMモードの適切な変化をもつて操作される。誘導負
荷（14）の磁力蓄積効果が生じる結果、電流値０以上の
状態からスイツチ（16）が開かれると、同期スイツチ
（16）に対して分路を形成するように接続されたコンデ
ンサ（20）を経る電流が生じる。

本発明は、分路中のコンデンサに関連してスイツチ
（16）を操作することに関する。第１図に示すコンデン
サ（20）は、誘導負荷（14）の蓄積エネルギーによつて
同期スイツチ（16）開成時に回路に流れる時間について
の積分器として作用すると、機能上考えられる。

本発明によれは、コンテンサ（20）の電圧（該電圧は
開かれた同期スイツチ（16）両端の電圧でもある）が０
でない場合には、コントロールユニツト（18）のシグナ
ルゼネレータ（19）は、同期スイツチ（16）両端の電
圧、従つてコンデンサ（20）両端の電圧が回路の過渡応
答状態において自然な又は定常的な０（natural zero）
に達するまで即ちV_C＝０となるまで、同期スイツチ（1
6）が再び閉じるのを制止する。V_C＝０の状態となつた
ときにのみ、スイツチ（16）は閉じることができる。

本発明について更に詳しい説明をする前に誘導による
エネルギー蓄積効果、及び交流電源からの供給の制御に
適用されるパルス幅変調の概念について基本的な説明を
加える。また、交流電源システムにおける力率への考察
を本発明及び先行技術の理解をし易くするために加え
る。

周知のようにインダクタは、端子間に流れる電流に伴
つて磁界にエネルギを蓄積する性質（即ちインダクタン
ス）を有するデバイスであり、この点地のエネルギ蓄積
及び／又は散逸における性質と異なる。インダクタにお
ける電流が阻止された場合は、エネルギ蓄積能（インダ
クタンス代表される）に基づきインダクタは電圧発生源
として作用する。場合により、こうして発生する電圧は
絶縁破壊に至る程大きなものとなる。このような有害な
影響があるため、インダクタを備えた回路は、電流が存
する間、即ちｉ≠０である間は開かれる（オフとされ
る）べきではない。インダクタに蓄積されるエネルギ
（W_m）の大きさは、該インダクタのインダクタンス
（Ｌ）及びインダクタを流れる電流値（ｉ）によつて決
まり、W_m＝1/2Li²と表わされる。

同じく周知のように、コンデンサは端子間電圧に伴つ
て電気エネルギを蓄積するデバイスである。コンデンサ
に蓄積されるエネルギの量（W_E）は、コンデンサのキヤ
パシタンス（Ｃ）及び電圧（Ｖ）によつて決まり、W_E＝
1/2CV²で表わされる。蓄電状態にあるコンデンサからの
急速な放電は、大きな電流の変化を生じる。このような
変化がもたらす有害な影響に備えて、コンデンサからの
急速な放電から回路中のデパイスを保護するための予防
策が講じられる。このような理由から、コンデンサがス
イツチの分路に接続されている場合は、スイツチはコン
デンサにおけるチヤージ（電圧）が０又はほぼ０となる
まで閉じる（オンにする）べきではない。

交流電源制御のためのパルスキヤリアシステムに使用
されるパルス幅変調技術は、本来のサイクルにおける
“オン”部分の幅（キヤリアにおける同期スイツチが閉
じている時間）を変化させて負荷に供給される電力の平
均値を変化させることを一般的に基礎としている。この
ようなPDM技術は交流電源の制御に広く使用され、PDMは
この点から交流位相位相制御と一般に称される。本来の
サイクルの変化をなすための様々な方法を以下に述べ
る。

第２図に示すノーマル交流位相制御に於ては、同期ス
イツチは、第２図に於て時間軸における１−２及び３−
４で示される位相、即ちキヤリアウエーブの０値部分に
続く一定の位相において閉じられている。続いて、第２
図において時間軸上の０−１及び２−３で示される、キ
ヤリアウエーブの公称０値部分において通常開かれる。
従つて、半波長の間に於て「スイツチ閉成」時間には
「スイツチ開成」時間が続き、開成から閉成への変化に
伴つてパルス幅変調されたウエーブの前縁又はリーデイ
ング（leading）を生じる。スイツチ閉成時間の調節
は、図において矢印で示すようにオフ時間及びオン時間
の割合を変化させるという制御により可能である。この
種の交流位相制御は、同期スイツチのためにサイリスタ
一般に使用するが、トランジスタを使用することもでき
る。PDM制御の第２のタイプは、スイツチング状態の順
序が前記ノーマル交流位相制御におけるの逆であるた
め、インバース交流位相制御と称される。インバース交
流位相制御においては、「スイツチ閉成」時間はキヤリ
アウエーブの０値部分から始まり、第３図に示すように
該０値部分の後の所定の位相においてスイツチがオフと
される（開かれる）。明らかに、このスイツチ開成は、
負荷への電流が流れている時に行なわれる。従つて、キ
ヤリアウエーブにおける半波長の間に於て「スイツチ開
成」時間にの後ではなく、該時間に先立つて「スイツチ
閉成」時間が進行する。この状態が第３図に示されてお
り、ここでは、スイツチは時間０−１及び２−３の間閉
じ、時間１−２及び３−４の間開いている。交流位相制
御における第３のタイプは対称交流制御と称される。こ
れは同期スイツチのオン（閉成）からオフ（開成）まで
の時間、従つて発生するアウトプツトウエーブが、第４
（ａ）図及び第４（ｂ）図に示すように、キヤリアウエ
ーブの中心点（位相90゜）に対して対称に変化するから
である。交流電源システムに関して多く使用される量概
念として力率がある。交流電源システムにおいて力率
は、負荷に対する電源側及び消費側間（source/sinkint
erface）において平均皮相電力に対する全平均有効電力
の割合として定義付られる。即ち力率は電圧の二乗平方
根（RMS）及び電源の二乗平方根によつて決まり、力率（F_P）＝有効電力／皮相電力で表わされる。電流が電圧と同じ波形であり、電流が電
圧と同じ位相である場合は、平均有効電力は前記電源側
及び消費側の間におい等しい。この場合には力率（Fp）
は１となる。多くの負荷（又は負荷の電源側及び消費側
の間）は、１より小さい力率を有している。これには２
つの基本的な根拠がある。第１は、位相差（F_DP）によ
るものであり、基本的な電流及び電圧成分が正弦波であ
る場合にこれらの間に存する位相差のコサイン（cos
θ）で表わされる。第２は歪みに関連するものであり、
基本電流である第１高調波以外の高調波が同期スイツチ
おける時間的非線形性を示すことによる。

このような歪みは電圧変化が正弦波で表わされる場合に
歪み率と称され、 F_D＝Ｉ（ｌ）_RMS/I（Ｔ）_RMS （ここでＩ（ｌ）_RMSは基本RMS電流成分、Ｉ（Ｔ）_RMSは全RMS電流）で表わされる。

従つて、分岐回路における位相差に基づく力率（cos
θ）は、基本となる電流及び電圧の波形の間の位相差が
０である場合に１となり、回路の歪み率（F_D）は、電圧
及び電流が基本波のみからなる場合に１となる。cosθ
（F_DP）及びF_Dが知られている分岐回路（即ち負荷）に
おける力率は、前記２つの係数により算出され、 F_P＝F_DP×F_D で表わされる。

交流位相制御システムにおける力率の実質的な低下は一
般に、所定レベルの有効電力を得るのに必要な電流値を
増加させる。ノーマル及びインバース交流位相制御にお
いては、位相差による力率、歪みによる力率の双方の低
下が生じ、対称交流位相制御においては位相差による力
率が１に保たれ歪みによる力率が低下する。ノーマル交
流位相制御においては、基本電流波は常に電圧波より遅
れ、従つて遅れ状態の力率が生じるという特徴を有す
る。インバース交流位相制御においては、基本電流波は
電圧波より時間的に進み、従つて進み電流状態の力率を
生じるという特徴を有する。これは、以下に説明するよ
うに本発明と密接な関係がある。対称交流位相制御にお
いては、電流波形が電圧波形に対して対称であるため、
位相差による力率は１に保たれる。しかしながら、対称
交流位相制御回路においては、大きな歪みが存するため
これに対応して１より低い力率が生じることとなる。

前述の従来技術、即ちノーマル、インバース及び対称
位相コントロール方式のいずれにおいても第１図に示す
ようなコントロールスイツチ、及び分路に設けたコンデ
ンサを伴つて誘導負荷への電力供給を適切に行ない得な
かつた。

以下、各技術について考察する。ノーマル交流位相制
御（第２図参照）の場合は、第１図に関して既に説明し
たように、同期スイツチの分路におけるコンデンサは有
効に作動しない。スイツチが開かれている時に、ノーマ
ル交流位相制御における負荷電流は０である。分路にお
けるコンデンサ（第１図におけるコンデンサ（20）に対
応）の電圧は、何等利するところなく、スイツチ（第１
図におけるスイツチ（16）に対応）が閉じた時に電源電
圧の瞬時値に変化し、調節された波が開始する。この
時、コンデンサ（22）に蓄えられたエネルギは、スイツ
チ（16）において熱として消費される過渡電流として急
速に放出される。従つて熱が発生し回路の効率は低下す
る。前記エネルギの放出は、各半波長において反復的な
過渡電源を生じ、同期スイツチ（16）に破壊的な影響を
与える虞れがある。

対称交流位相制御の場合は、第４（ａ）図及び第４
（ｂ）図に示す如く、同期スイツチにおける過渡電圧を
抑圧するために分路に設けられたコンデンサ（20）は、
やはりスイツチ閉成時の放出に伴う過渡的な変化の問題
を生じる。コンデンサ（20）に蓄えられたエネルギは、
スイツチ（16）における大きな過渡電流として急速に放
出される。この過渡電流はスイツチ（16）において熱と
して放出され、また同期スイツチ（16）にトランジスタ
が使用されている時に第２の破壊を生じるという有害な
結果を引起こす。同期スイツチ（16）が、第４（ｂ）図
に示すように、ソースキヤリアの１つの半波長の間に一
回より多い回数のオン及びオフ動作が成された場合は、
前記問題はより大きくなる。

インバース交流位相制御の場合は、同期スイツチ（1
6）が開かれた時に、電流を減少させるスイツチ（16）
の作動により誘導変化が生じ、フアラデーの法則により
誘導電圧が生じる。コンデンサ（20）を使用することに
より、エネルギを蓄えて誘導電圧の放出を阻止すること
ができる。誘導電圧は交流電源電圧と結合してコンデン
サ（20）に蓄えられコンデンサ（20）の電圧を交流電源
（10）の電圧より高くする。コンデンサ（20）における
電圧が交流電源（10）における瞬時電圧を越えた時に
は、負荷電流が逆流しコンデンサに蓄えられたエネルギ
は、進み状態にある無効電力（VAR）として２つの「チ
ヤージング」ソースに還元される。進み状態にある無効
電力（VAR）が還元される割合は、負荷（14）の抵抗及
びインダクタンス、コンデンサ（20）におけるチヤージ
電圧並びに他の回路変数に関連している。これらの変数
の値によつては交流キヤリアウエーブの０値におけるコ
ンデンサ（20）両端の電圧は数百ボルトとなることもあ
る。このような状態においてスイツチ（16）が閉じられ
ると、コンデンサ（20）に蓄えられたエネルギ（W_E＝1/
2CV²）は過渡電流として放出され、スイツチ（16）を破
損する虞れがあり、回路の効率は確実に低下する。調節
されたウエーブ（V_out）のオン状態の時間は他の負荷や
回路における変数とともに電流値を決定するので、実際
の回路における挙動は非常に複雑である。したがつて、
誘導負荷（14）に蓄えられる無効電力W_m＝1/2Li²）の量
は、コンデンサ（20）の電圧に変換され、この電圧は、
コンデンサ（20）が充電されている時に存在する交流キ
ヤリアウエーブとともに、コンデンサ（20）に蓄えられ
るエネルギ（W_E＝1/2CV²）を決定する。調節されたウエ
ーブのオン状態の時間は、所定の制御動作に応じて変化
するのでコンデンサに蓄えられたエネルギ及びこのエネ
ルギのチヤージングソースへの還元割合は加えられる制
御動作に応じて連続的に変化する。これらの及び他の要
因により、回路における過渡応答の自然な又は定常的な
０状態、即ちスイツチ従つてコンデンサ両端の電圧（V
_SW）が０となる状態は半サイクルの間において変化す
る。従つて、自然なまたは定常的な０値（V_SW＝０）
が、キヤリアウエーブ電圧における０値に対し間接的に
依存している場合は、これら０値の状態は通常時間的に
相互に一致しないことに注意する必要がある。この不一
致の例外が生じるのは、キヤリアウエーブの電圧が横軸
を横切るときにV_SW＝０となるように回路バランスが形
成されている場合であり、希である。

以上述べた理由により、同期スイツチ（16）が「クラ
ンプ」用コンデンサ（20）を伴つた第１図に示すシステ
ムは、前述のインバース又は対称交流位相制御には適用
し得ない。

前述の如く本発明は一般化されたPDM方式を使用す
る。このPDM方式においては、同期スイツチ（16）の電
圧が検知され、コントロールユニット（18）から発せら
れる同期スイツチのための駆動信号は、電圧キヤリアウ
エーブの各半サイクルの間において調節される。特に、
時間が変化する自然な又は定常的な回路電圧０状態即ち
V_SW＝０が生じた時に一致して同期スイツチはオン状態
とされる。ことような作動をなす本発明の１実施例が第
５図に示されている。第５図は、本発明コントロールシ
ステムの好ましい１実施態様である、同期スイツチを備
えたコントロール回路を示している。第５図に示す例に
おいては、同期スイツチ（16′）（第１図における同期
スイツチ（16）に対応）は、全波整流ダイオードブリツ
ジ（22）及びNPNバイポーラトランジスタ（24）を備え
ている。トランジスタ（24）は整流ブリツジ（22）のDC
端子に並列に接続されている。この整流ブリツジ及びト
ランジスタの結合は、交流回路における同期スイツチン
グのための双方向性を有する交流用電子スイツチとして
備えられる、多くの回路の１つである。第２のトランジ
スタ（26）のエミツタは第１のトランジスタ（24）のベ
ースに結合され、トランジスタ（26）はコントロールユ
ニツト（18′）により発せられる信号を増幅する役割を
なす。コントロールユニツト（18′）は適切なシグナル
ゼネレータ（19′）を備えており、シグナルゼネレータ
（19′）は、第１図におけるシグナルゼネレータ（19）
に対応し、トランジスタ（26）のためのドライブパルス
を発する。トランジスタ（26）のコレクタ側回路に接続
された抵抗（28）は、トランジスタ（26）のスイツチン
グを適切になし、スイツチングトランジスタ（24）をオ
ン状態に保つのに必要とされる程度にコレクタ電源を制
限する役割をなす。シグナルゼネレータ（19′）および
／又はスイツチトランジスタ（24）のゲインによつて
は、トランジスタ（26）及び抵抗（28）は省略可能であ
るる。これに代えて、トランジスタ（26）のコレクタ
は、トランジスタ（24）のコレクタに接合可能であり
（即ち、ダーリントン接続を形成する）、抵抗（28）は
省略される。交流電源（10′）から誘導されて直流電源
（40）により適切な直流供給電圧が提供される。コント
ロールユニツト（18）の作動において消費される電力は
制御電力であり、設計上は０に近付けられるべきであ
る。

コントロールユニツト（18′）により発せられるスイ
ツチ駆動シグナルは、変化する電圧源キヤリアウエーブ
の０値に対してある固定された関係のもとに発せられ
る。駆動信号は制御された値、即ち閉ループ又は開ルー
プ制御のいずれかに応じた適切なシグナルゼネレータ
（19′）の作動により決められる一定の時点において終
了する。例えば、誘導負荷がランプの負荷である場合
は、ライトセンサの出力がシグナルゼネレータから発せ
られる。出力シグナル制御のために該シグナルゼネレー
タにフィードバツクされる信号を発する該ライトセンサ
は、破線部分（30）で示され、ランプ負荷による照明出
力を検知するために使用される。適切な制御シグナルゼ
ネレータ（19′）が、本発明者による米国特許出願第57
0829号「Control Signal Generator for AC powerCon
trol（交流電力制御ための制御シグナルゼネレータ）」
に開示されている。

前述の如く、本発明の好ましい実施例においては、同
期スイツチ（16′）（又はトランジスタ（24）及び整流
ブリツジ（22））の分路に設けられた過渡変化抑制又は
クランプ用のコンデンサ（20）又は（20′）の過渡応答
状態における、自然な又は定常的な０状態を検知する。
即ちV_SW＝０状態を検知する回路が提供される。第５図
に示す例においては、回路はトランジスタ（32）を備え
ており、トランジスタ（32）のコレクタ及びエミツタ側
回路は、トランジスタ（26）のベース、及び共通シグナ
ルライン又はバスに接続され、ベース側回路は一対の抵
抗（34）及び（36）に接続されている。抵抗（34）及び
（36）は、全波整流ブリツジ（22）のプラス端子、トラ
ンジスタ（32）のベース、トランジスタ（26）のベース
及び共通シグナルライン又はバスに接続されている。こ
の回路は、コンデンサ電圧（V_SW）が０に近付いた時に
トランジスタ（32）がオフとなり、トランジスタ（26）
及びスイツチトランジスタ（24）がオンとなるように、
トランジスタ（32）のオフへの切替時間を制御する。全
波整流ブリツジのプラス端子において整流された状態で
電圧が生じた時に、抵抗（34）及び（36）を介して、同
期スイツチ（16′）及びコンデンサ（20′）の電圧が検
知される。同期スイツチ（16′）に大きな電圧が存在す
る場合は、トランジスタ（32）はオンとなり、シグナル
ゼネレータ（19′）から共通シグナルラインへの出力の
ための電流漏洩路又は通路として作用する。このような
状態において、シグナルゼネレータ（19′）からの出力
は、トランジスタ（26）をオンとすること及び同期スイ
ツチ（16′）をオンとすることを制止される。同期スイ
ツチ（16′）の電圧が０付近まで低下した時は、トラン
ジスタ（32）はオフに切替えられ、シグナルゼネレータ
（19′）からの出力パルスの残余部分はトランジスタ
（26）をオンとし、これによりトランジスタ（24）はオ
ンとなる。この半サイクルから半サイクルへの可変的な
オン及びオフの切替え動作は、シグナルゼネレータ（1
9′）からの出力パルスの引続くエツジ（trailing edg
e）、即ちパルス終焉時間が所定ボルト一秒領域
（V_out）を形成しうるように再調節可能とされる。この
所定ボルト一秒領域（V_out）は、閉ループ又は開ループ
制御におけるPDMシステムの制御された量である。この
状態を第６図に示す。ここで、スイツチ（16′）の電圧
における自然な又は定常的な０の点は（Ａ）で示され
る。この点は各半サイクルにおいて検知され、必要に応
じて調節され、また出力パルス（V_out）に開始時間
（t₁）を形成する。出力パルスにおける後端の時間
（t₂）を表わす点は、（Ｂ）で示される。点（Ｂ）が生
じる時間は、０点（Ａ）に関して調節され、半サイクル
毎に所定の電圧一秒領域（∫V_outdt）が形成される。こ
の領域は、既に述べたようにPDMシステムにおける制御
された量である。

これまでの説明から、同期スイツチ（16′）、従つて
コンデンサ（20′）がプラス−マイナス端子間に大きな
電圧を有している場合は、同期スイツチ電圧検知回路の
作動値に応じてスイツチトランジスタ（24）はオンに切
り変るのを制止されることが理解されよう。同期スイツ
チ電圧検知回路部分としてトランジスタ（32）に代え
て、調節可能な増幅器及び／又は他の回路を使用するこ
とができる。例えば、このような調節可能な増幅器は、
１つの入力としてシグナルゼネレータ（19′）の出力を
受け、他の入力としてブリツジ（22）のプラス端子にお
ける検知されたコンデンサ電圧（整流されたもの）を受
けるようにすることができ、該調節可能な増幅器の出力
はトランジスタ（26）従つてトランジスタ（24）を駆動
するように使用されうる。この例及び第５図と共に以上
に説明した例は、同期スイツチ（16′）の状態を検知し
V_SW＝０となるまでスイツチのオンへの切変えを制止す
るために使用される多くの回路の内の２つの例に過ぎな
い。

PDMシステムにおいて要求される制御量（ボルト一秒
領域）を実現するために使用されるここに開示された制
御方式、即ちVsw＝０の時にスイツチが閉じ、パルス（V
_out）が調節されるという方式により、通電中の誘導負
荷回路を開く時に生じる問題、及びコンデンサ配設分路
を伴う同期スイツチを閉じるときに生じる問題が解決さ
れる。更に、進み状態にある無効電力（VAR）が減少し
有効電力として付加されることにより、システムの力率
が一般的に改善される。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の１実施例システムを備えた回路のブロ
ツク図、第２図、第３図、第４（ａ）図及び第４（ｂ）
図は種々のパルス幅変調における変調波を示す説明図、
第５図は本発明の他の実施例システムを備えた回路の回
路図、第６図は第５図の回路に伴う変調波を示す説明図
である。（10）、（10′）……定出力電源（12）……パワーコントローラ（14）……誘導負荷（16）……同期スイツチ（18）、（18′）……コントロールユニツト（19）、（19′）……ジグナルゼネレータ（20）、（20′）、（22）……全波整流ブリツジ（24）……トランジスタ（26）……第２のトランジスタ（28）、（34）、（36）……抵抗（32）……トランジスタ

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源から誘導負荷へ電力を供給する際
の制御システムであつて、前記交流電源及び誘導負荷の
間に接続されたスイツチと、前記スイツチのスイツチン
グを制御するためのコントロール部と、前記スイツチに
対し分岐路を形成するように並列に接続されたコンデン
サと、前記スイツチにおける交流半波長間の電圧を検知
する為の検知部とを備え、前記コントロール部は交流電
源のキヤリアウエーブの時間的変化を制御して前記誘導
負荷への電力供給を制御するようにされており、前記コ
ントロール部は、前記スイツチが前記交流電源キヤリア
ウエーブの各半波長の開始部近傍において閉じ、これに
続く各波長における所定時間の間開くように該スイツチ
の作動を制御するようにされており、前記検知部は、前
記スイツチにおける電圧が実質上０となるまで前記コン
トロール部によつて前記スイツチが閉じられないように
各半波長の間制止作用をなすようにされていることを特
徴とする、誘導負荷への電力供給制御システム。
【請求項２】前記スイツチが電子スイツチを備えている
ことを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の電力供
給制御システム。
【請求項３】前記電子スイツチがトランジスタと全波ブ
リツジ回路とを備え、前記トランジスタは、コレクタ及
びエニツタ側回路が前記全波ブリツジ回路の第１の一対
の端子に接続され、ベース側回路が前記コントロール部
に接続され、前記コンデンサは前記ブリツジ回路におけ
る他方の一対の端子に並列に接続されていることを特徴
とする特許請求の範囲第２項に記載の電力供給制御シス
テム。
【請求項４】前記検知部が、前記ブリツジ回路の一つの
端子における電圧を検知するための検知部分を備えてい
ることを特許請求の範囲第３項に記載の電力供給制御シ
ステム。
【請求項５】前記ブリツジ端子間電圧の検知部が第２の
トランジスタを備えており、該トランジスタのベース側
回路は前記ブリツジ端子に接続され、該トランジスタの
コレクタ及びエミツタ側回路は、前記ブリツジ回路の第
１の一対の端子に接続された第１のトランジスタのベー
ス側回路に接続され、且つ該コレクタ及びエミツク側回
路の接続は前記第１のトランジスタのベース側回路と前
記コントロール部との間に分路を形成するようになさ
れ、これにより、前記第２のトランジスタは前記コント
ロール部から前記第１のトランジスタのベース側回路へ
のアウトプツト信号の移送を制御するようにされている
ことを特徴とする特許請求の範囲第４項に記載の電力供
給制御システム。
【請求項６】前記第２のトランジスタのベースが第１の
抵抗を介して前記ブリツジ回路のプラス端子に接続さ
れ、第２の抵抗が前記第２のトランジスタのベース側回
路と、該トランジスタのエミツタ電極が接続されている
共通供給ラインとの間に接続されていることを特徴とす
る特許請求の範囲第５項に記載の電力供給制御システ
ム。
【請求項７】前記スイツチが開かれ、前記交流電源の電
圧を越える電圧が生じて逆電流を発生し、前記交流電源
へ、進み電流（leading）の形でボルトアンペア無効電
力の供給が生じた時に、前記交流電源の電気エネルギー
が前記システムに蓄えられたエネルギーと結合されるよ
うにされていることを特徴とする特許請求の範囲第６項
に記載の電力供給制御システム。