KR960001025B1

KR960001025B1 - 전력제어시스템

Info

Publication number: KR960001025B1
Application number: KR1019870009925A
Authority: KR
Inventors: 케이프웰 데니스; 하우스만 도날드; 준그레이스 아론; 에스. 스피라 조엘
Original assignee: 루트론 일렉트로닉스 캄파니 인코오퍼레이티드; 에스. 스피라 조엘
Priority date: 1986-09-08
Filing date: 1987-09-08
Publication date: 1996-01-17
Also published as: JPS6373870A; AU7716187A; KR880004364A; CA1304445C; EP0263966A1; US4728866A; AU588129B2

Abstract

내용 없음.

Description

전력제어시스템

제1도는 이전기술의 위상 제어형 디머회로에 의해 발생된 파형.

제2도는 이전기술의 노치제어형 디머회로에 의해 발생된 파형.

제3도는 이전기술의 디머회로의 동작을 설명하기 위한 종래의 권선배열의 도식적 다이어그램.

제4도는 본 발명에 상용될 권선배열을 나타내는 도식적 다이어그램.

제5도는 본 발명의 기본원리를 설명하는 단순화된 블록도.

제5a도는 본 발명의 바람직한 일실시예의 단순화된 블록도.

제6도는 바람직한 실시예에 의해 발생된 파형.

제7도는 본 발명의 제2실시예의 도식적 다이어그램.

제8도는 본 발명의 바람직한 실시에의 동작을 설명하는 파형.

제9도는 가변다이버토의 커트-인이 너무 빨리 발생할 때의 바람직한 실시예의 동작을 나타내는 도면.

제10도는 가변다이버토의 커트-인이 너무 늦게 발생할 때의 바람직한 실시예의 동작을 나타내는 도면.

제11도는 본 발명의 바람직한 실시예의 기본 토포로지를 도시한 도식적 다이어그램.

제13도는 제11도의 실시예의 도식적 다이어그램.

제13a 및 제13b도는 각각 제13도의 회로에 의해 발생된 밸러스트 입력전압 및 밸러스트 입력전류 파형.

제14도는 제13도의 실시예의 원리를 설명하기 위한 단순화된 블록도.

제15도는 본 발명의 제4실시예의 도식적 다이어그램.

제15a 및 제15b도는 각각 제15도의 실시예에 의해 발생된 밸러스트 입력전압 및 밸러스트 입력전류 파형.

제16도는 본 발명의 제5실시예를 도시한 도식적 다이어그램.

제17도는 제16도의 실시예에 의해 발생된 부하출력전압 파형.

제18도는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 전력제어시스템의 블록도.

제19도는 제18도의 사용자 제어회로(100)의 도식적 다이어그램.

제20a 및 제20b도는 제19도에 도시되지 않은 제18도 회로의 부품의 도식적 다이어그램.

제21도는 제18도의 사용자 제어회로(100)에 의해 발생된 제어신호.

제22도는 제20b 도의 오프토커플러(308)의 출력에서의 신호.

본 발명은 가스방전램프, 모터(예를들어 팬모터), 백열램프, 고체-상태-밸러스트 램프(solid-state-ballasted lamps) 용량성 입력조명 및 상기와 유사한 기타 부하에 대한 전력제어시스템, 특히 주다이버토 및 가변다이버토가 출력전압 파형의 각 반사이클 동안에 부하에 직렬 혹은 병렬로 선택 삽입되는 제어회로를 갖는 시스템에 관한 것이다. 본 발명은 또한 부하와 더불어 그러한 제어회로로 구성되는 것으로 넓게 정의되는 전력제어시스템에 관한 것이다.

본 발명은 1982. 9.21에 조엘 에스. 스피라 등에 의해 등록되고 본 발명의 출원인에게 양도등록된 미국특허 제4,350,935호에 서술된 발명 및 1985. 7.2에 데니스 카페웰 등에 의하여 등록되고 본 발명의 출원인에게 양도등록된 미국특허 제4,527,099호에 서술된 발명(상기 발명들의 기술은 본원에서 참고로 서술된다)에 향상을 가한 것이다.

이 발명들은 가스방전램프와 같은 부하에 대하여 디밍(dimming)을 포함한 전력제어라는 문제에 접근한 것이다. 본 발명은 또한 하기에 서술될 여러 형태의 부하에도 적용가능하다.

상기 언급한 이전기술의 가스방전램프용 제어회로는 좋은 결과를 얻었다.

그럼에도 불구하고, 이들의 디밍범위는 단지 100% 내지 약 40%이다.

그러한 범위는 일반적인 조명감소 혹은 피크요구감소 심지어는 일광감소와 같은 많은 응용에 적절하다.

그러나 회의실이나 비데오 디스플레이 터미날(VDT)영역과 같은 분야에 적용하기 위하여는 더 큰 디밍범위가 요구된다. 예를들어, 회의실은 토의를 위해 사람들이 서로 볼 수 있도록 하이레벨의 조명이 요구되고, 슬라이드 상영을 위하여서는 단지 필기할 때 필요한 빛의 양만 요구된다.

VDT 분야는 상세한 기록물을 판독하기 위해 하이레벨의 조명을 필요로 하며, 터미날의 사용을 위해 상당한 로우레벨의 조명을 필요로하여 빛이 최로로 유지된다.

여러 광범위한 요구에 응하기 위하여 100% 내지 25% 디밍범위가 필요하다.

따라서, 본 발명의 목적은 그러한 디밍범위를 제공하는 것이다.

본 발명은 종래의 밸러스트(ballast)회로에 있어서도 특별히 적합한 부하전압 파형을 제공하는 새로운 회로를 사용함으로서 이러한 범위를 얻는다.

본 발명의 다른 목적은 현재의 제어회로에 의해 제어될 때 부하 그 자체에 의해 발생되는 가청잡음의 감소에 있다.

위상제어 혹은 노치제어형과 같은 대부분의 현재 제어회로는 부하전압에 있어서 급격한 변화를 초래한다.

이는 부하전압 파형을 발생하는 반도체 스위치가 최소전력소비 및 최대효율을 위하여 두 동작모드간에서 교번하기 때문이다.

제1도를 참고하면, 위상제어형의 디머회로의 부하전압 출력을 보여주는 시간대 전압 그래프가 도시되었다.

이러한 회로에서 회로는 제로선 전압이 부하에 전달되는 하이 임피던스상태와 총 선전압이 부하에 전달되는 제로 임피던스상태간을 교번한다.

이러한 급격한 전압변화는 제1도의 점(A,B)에 도시되었다. 제2도는 이전기술의 노치제어형 디머회로의 시간대 출력 부하전압을 도시한 것이다.

급격한 전압변화가 점(C,D,E,F)에 도시되었다.

부하전압에 있어서의 이러한 급격한 변화는 용량성 소자 뿐만 아니라 자석에 있어서, 심지어는 백열램프의 텅스텐 필라멘트에 있어서 가청잡음을 발생시킨다.

자기소자는 대부분의 종래 가스방전램프시스템, 로우-전압 백열램프시스템(강압 변압기로 구성됨) 및 팬에 잡음을 발생시킨다.

국내지역외에서 사용하기 위한 어떤 가스방전램프회로 및 고체-상태 밸러스트는 용량성 립력으로서 고려될 수 있다. 실험결과 급격한 전압변화(높은 dv/dt)는 고음향 잡음시스템의 징후인 것이 밝혀졌다.

더우기, 감지된 음향잡음레벨은 자기소자, 용량성 소자 및 백열램프에 있어서의 dv/dt의 크기에 비례함이 밝혀졌다. 결과적으로, 본원의 목적의 하나는 낮은 dv/dt값을 갖는 파형을 발생하는 전력제어시스템을 개발하는 것이었다.

본 발명은 이전시스템 보다 가능하면 훨씬 낮은 레벨로 디밍을 허용하는 동시에 그러한 파형을 발생함에 있어서 또한 기타 바람직한 목적을 수행함에 있어서 성공하였다.

본 발명의 다른 중요한 목적은 전도 및 방사된 RFI를 감소하는 것이다.

본 발명은 컴퓨터, 워드프로세서 및 기타 민감한 전자장치를 갖춘 현대사무실에서 사용될 수 있다.

본 발명은 부하전압에서의 급격한 변화가 없을 때 실제적으로 RFI를 발생하지 않는다.

따라서, 이 시스템은 어떤 특정 예방책이 없어도 현재 권선에 직접 접속될 수 있다.

이전시스템에서 보다 설치하기가 훨씬 덜 복잡하다. 사실은 전기기술자는 그것을 곧 입수할 수 있도록 설치할 수 있다.

출력이 어떤 순간적으로 큰 전압을 가지지 않는 전기부하용 제어시스템을 제공하고자 한 이전기술의 배치가 미국특허 제4,507,569호의 헤스 II에 서술되었다.

이 특허는 하나 이상의 가스방전램프의 동작을 제어하기 위한 제어시스템으로 사용될 수 있는 구동기를 서술하였다.

구동기에는 두 모드의 동작(A 및 B)이 있다.

모드(A)에서, 에너가이징 전압은 AC전원으로부터 부하 L에 공급된다.

모드(B)에서, 전원의 에너가이징 전압은 부하(L)로부터 제거된다.

구동기는 AC전원과 부하(L)에 걸린 전압의 전위차가 소정치 이하로 강하될때까지 모드(B)에서 유지되며, 이때 총 에너가이징 전력은 부하(L)에 재공급되어서 구동기는 모드(A)로 다시 들어간다.

칼럼 4, 라인 60 내지 칼럼 5, 라인 15를 참조하라.

헤스의 제2g도에 도시된 것처럼, 구동기가 모드(B)에 있는 반사이클부는 저전력 출력레벨에서 상당히 크며, 출력전압은 상대적으로 이 기간 대부분에서 제로에 가깝다. 따라서, 램프에 있어서의 아아크전류가 쇠하게 되고 램프가 탈이온화되는 경향이 있어서, 램프의 불안정을 초래하게 되며 얻어질 수 있는 최저 광출력을 제한한다.

본 발명은 이런 불잇점을 회피하는 파형을 제공하고자 한다.

본 발명의 또다른 목적은 멀티플-램프 및 멀티플-밸러스트회로에 있어서 동일램프-투-램프 투멘출력의 유지이다.

종래의 회로에서 어떤 램프를 다른 것은 밝게 해둔채로 강하하여 평균 빛출력을 낮게 하는 것이 가능하다.

그러나 다음과 같은 여러 이유로 인하여 바람직하지 않다 :

(a) 방의 조명은 빛레벨이 너무 낮은 영역도 있고 행하여지고 있는 일에 비해 빛레벨이 너무 높은 영역이 있으므로 조화되어 있지 않다.

(b) 강하된 램프는 여전히 부분적으로 에너가이즈되어서 글로우 방전상태로 유지됨에 의하여 해를 입을 수가 있다.

(c) 램프가 빠른 속도로 온 및 오프하면 바람직하지 못한 빛의 깜박임이 생길 수 있다.

본 발명은 최저 빛레벨로 스무스하고 비교적 좋은 밸런싱을 제공한다.

본 발명의 또다른 목적은 동일램프-투-램프 루멘출력의 유지를 갖는, 동일회로에서 다른 제조로부터 밸러스트하게 동작하는 램프의 디밍을 허용하는 것이다.

다른 중요한 목적은 조명시스템의 효율을 유지하는 것이다. 이러한 형태의 전력제어에 대하여 일반적으로 95% 이상의 전력제어기의 고효율을 얻는게 바람직하다.

고효율은 (a) 전력제어는 신뢰성있게 비교적 저온에서 행하여져야 하며, 저효율 설계는 신뢰성없는 (호트)제어유닛 혹은 상업상 이dyd할 수 없을 정도로 대형이며 비싼 유닛을 초래한다 ; 및 (b) 저효율은 에너지를 낭비한다라는 이유 때문에 반드시 필요하다.

조명부하를 위해 효과적인 전력제어장치를 제공하고자 한 이전기술은 위드메이어의 미국특허 제4,352,045호에 서술되었다.

이 특허는 분로 콘덴서가 주제어 트랜지스터가 오프될 때 부하전류의 급격한 차단을 방지하기 위한 교류경로를 제공하기 위하여 부하 양단에 제공된 전류제어시스템에 대해 서술하였다.

칼럼 8, 라인 19-23을 참조하라.

그 특허의 제3(a)-(c)도에 도시된 바와 같이, 주제어 트랜지스터는 각 반사이클중에 특정점에서 오프되며, 분로 콘덴서로 인하여 동시에 되는 않지만 출력전압은 제로로 급히 돌아가며, 다음 반사이클의 시작까지 대략 제로에 유지되며 이때, 주제어 트랜지스터는 다시 온된다.

따라서, 출력전압은 주제어 트랜지스터가 오프된 이후에 대부분의 시간동안 제로 혹은 이와 근사하게 된다. 이것은 램프의 아아크전류가 이 기간동안에 낮은 값을 갖게 한다.

또한 램프의 경향을 탈이온화하여 디밍범위를 제한할 것이다.

위드메이어의 분로 콘덴서의 용량이 출력전압이 반대극성으로 진동하게 하도록 선택되어지면, 본 발명이 의도한 파형에 있어서처럼, 출력전압은 다음 반사이클이 시작하기 전에 다시 제로로 되지 않을 것이다.

따라서, 다음 반사이클의 시작때 주제어 트랜지스터를 온하면 가청잡음 및 라디오 주파수 방해(RFI)를 다시 야기할 수도 있는 높은 dv/dt를 갖는 순간적인 큰 전압을 초래할 수도 있다.

따라서, 위드메이어 특허에 서술된 파형 및 회로는 본 발명이 피하고자 하는 불잇점을 가지고 있다.

시스템에 의하여 성취된 다른 중요한 목적은 전력제어모듈의 평행을 허용하는 것이다.

소회의실, 사무실 등의 조명을 제어하기 위하여, 약 10램프에 대한 전력제어모듈의 크기를 설정하는 것이 필요하다.

그러나, 예를들어 20 내지 30램프를 포함하는 더 큰 영역이 빛제어 요구되면, 종래의 시스템은 각 전력제어기에 접속하기 위하여 더 큰 부하를 10-램프 패킷으로 분해하도록 값비싼 리와이어링을 요구한다.

본 발명은 그러한 리와이어링을 요구하지 않는다.

대신에 단지 리와이어링없이 부하크기에 따라 병렬로 전력제어기를 접속할 필요가 있다.

제3도는 그러한 종래의 권선배열을 도시한 것이다.

각 제어기 유닛(C)은 예를들어 10램프로 구성되는 부하(L)와 직렬로 권선되는 것이 필요하며 부하(L)는 제어기(C)의 정격부하를 초과하지 않는다.

제어기(C)는 회로 브레이커(B)로부터 전력을 받는다.

제4도는 본 발명이 사용될 수 있는 권선배열을 도시한 것이다.

각 제어기를 단지 각 부하에 접속할 필요는 없다.

더욱이 각각 10램프로 구성될 수 잇는 모든 부하(L)는 병렬로 접속될 수 있다.

유사하게, 모든 제어기(C)는 병렬로 접속될 수 있다.

따라서 설치할 때 부하를 리와이어링할 필요없다.

이것은 특히 현재의 설치에 변혁을 일으키는데 특히 유용하다. 제1광범위 디머에 의해 움직이는 제2디밍을 위해 제공하는 것이 본 발명의 목적이며 제1디머는 예를들어 미국특허 제4,350,935호 혹은 제4,527,099호에 서술되어 있다.

흔히 사무실 영역은 중앙영역 및 주변사무실 혹은 회의실로 배치된다.

통상 전지역에 대한 조명은 일 조명회로에서 공급된다.

그러나 오피스나 회의실만큼 크게 중심지역을 디임(dim)하는 것은 바람직하지 않다.

따라서, 본 발명에 따른 제어모듈은 각 사무실용 조명을 켤 수도 있고 상기 언급한 전지역 디머는 전 조명회로를 켤 수도 있다.

결과는 오픈 중앙영역은 약 100% 내지 약 40%의 디밍범위를 가질 것이며 사무실은 40%에서 약 10%까지 어두워질 것이다.

이것은 구형장치의 개장 측면에서 상당히 바람직한 특징이다.

모든 이러한 목적들은 하기에 서술되는 새로운 전력제어회로를 사용함으로서 이뤄진다.

본 발명의 기술된 실시예는 부하전압 파형을 수정하여, 특히 다수의 밸러스트를 피딩할 때 훨씬 좋은 디밍수행을 하는 효과적인 다이버토 배치를 포함한다.

부하전압 파형은 빠른 변화를 갖고 있지 않아서 램프 및 밸러스트에 저 EMI 및 저가청잡음이 발생된다.

전력제어동작은 여러 조건에서 더 좋다 : (a) 다수의 부하를 포함하는 상황에서, 더 좋은 밸런싱이 이뤄진다. (b) 부하전류에 리플이 더 적다(제13,13a 및 13b도 참조) (c) 유닛이 평행되고, 유닛이 자동적으로 부하 스플리팅을 취급하도록 프로그램될 때 시스템은 더 간단하게 된다.

본 발명의 취지에 따른 전력제어시스템은 입력단 및 출력단을 가지며, 입력단에서 입력 AC전압을 수신하고 출력단에 출력 AC전압을 공급하며, 입력, 출력단을 상호 접속하는 스위칭소자 ; 에너지를 출력단에 다이버팅하기 위해 접속된 주에너지 다이버팅수단 ; 제어가능한 에너지양을 출력단자에 다이버팅하기 위해 출력단에 접속되고, 출력 AC전압의 출력파형을 제어하도록 스위칭소자가 오프인 제어가능한 기간동안에 에너지를 다이버트하기 위하여 제어회로에 의하여 액티베이트되는 가변에너지 다이버팅수단 ; 및 스위칭소자 및 상기 가변에너지 다이버팅수단을 제어하기 위한 수단으로 구성되는 제어회로를 포함한다.

유리한 전력제어시스템은 또한 입,출력단을 가즌 제어회로를 더 포함하며, 제어회로는 충분한 전도상태를 갖는 스위칭소자 ; 및 스위칭소자가 충분한 전도상태에 있지 않을 때 가변에너지양을 출력단에 다이버트할 수 있는 가변에너지 다이버팅수단을 포함한다.

본 발명의 다른 특징은 소오스 및 부하와 직렬인 스위치소자를 닫는 단계 ; 제1소정시간 후에 스위치소자를 오픈하고 에너지를 부하에 다이버트하기 위하여 주에너지 다이버토를 액티베이팅하는 단계 ; 부가에너지를 부하에 다이버트하기 위하여 제2소정시간 후에 가변에너지 다이버토를 액티베이팅하는 단계 ; 스위치소자를 닫음에 의하여 주에너지 다이버토 및 가변에너지 다이버토에 의한 에너지의 다이버팅을 중단하는 단계 ; 및 AC소오스전압의 각 반사이클마다 적어도 적어도 한 번 전술한 세단계를 반복하는 단계로 구성되며, 부하에 공급되는 AC소오스로부터의 전력을 제어하는 방법이다.

본 발명의 다른 특징에 의하면, 전력제어시스템은 AC입력전압을 공급하는 전원과 AC출력전압을 수신하는 부하사이에 접속되며, 적어도 1임피던스와 직렬인 제어가능한 도전성 장치로 구성되며 ; 상기 임피던스는 상기 AC입력전압의 각 반사이클에서 적어도 1 삽입기간동안 상기 전원과 상기 부하사이에 삽입되며, 상기 삽입기간은 상기 입력 AC전압과의 선택된 위상관계를 가지며, 상기 삽입기간은 상기 제어가능한 도전성 장치의 전도를 제어함에 의하여 제어되며 ; 삽입기간의 지속시간 및 상기 AC입력에 대한 삽입기간의 시작의 위상관계가 상기 전원으로부터 상기 부하에 전달된 전력이 변하는 것을 허용하도록 가변이며 ; 및 상기 제어가능한 전도성 장치로부터 흐르는 최대전류는 삽입기간의 시작후에 상기 변화율을 소정치 이하로 유지하기 위하여 AC출력전압의 변화율은 제어하도록 제어되는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 부가적 취지에서, 소정파형을 갖는 출력 부하전압을 출력단에 공급하기 위한 전력제어시스템은 적어도 상기 출력단에 접속된 주다이버토 ; 제어회로 ; 및 상기 입,출력단에 접속된 가변다이버토로 구성되며, 상기 가변다이버토는 적어도 3모드의 동작을 갖도록 상기 제어회로에 의해 제어되는 제어가능한 전도성 장치를 포함하며, 상기 모드는 (1) 상기 출력부하전압이 단지 사익 주다이버토에 의해서만 본질적으로 상기 출력단에 공급되는 오프모드, (2) 상기 출력부하전압이 본질적으로 상기 입력 선전압과 동일한 온모드, (3) 상기 제어가능한 전도성 장치의 전도가 상기 오프모드와 상기 온모드 사이의 상기 출력부하전압의 변화를 얻도록 제어되는 전류원모드인 것을 특징으로 한다.

도면에서, 본 발명은 종래의 비디밍(non-dimming) 밸러스트를 갖는 형광조명시스템에 설치된채로 서술될 것이다. 그러나 본 발명은 고감도 방전 조명회로를 포함하는 기타 가스방전 조명회로 ; 백열 조명회로 ; 팬모터를 포함하는 모터 ; 고체상태 밸러스트 ; 어떤 용량성 입력회로 ; 및 당분야의 보편적인 기술의 하나에 일어날 수 있는 기타 회로형에 적용될 수 있다.

이하에서 용어 “부하”는 광범위하게는 상기중의 어느 것을 지칭한다.

종래의 형광시스템과 관련하면, 용어 “부하”는 밸러스트/램프조합을 의미한다.

본 발명은 또한 부하와 더불어 새로운 제어회로로 구성되는 것으로 정의된 전력제어시스템에 관한 것이다.

본 발명에 따른 전력제어시스템은 주에너지 다이버토 및 가변에너지 다이버토를 포함하며, 이들은 소정의 일련의 이벤트에 따른 부하와 직렬 혹은 병렬로 회로에 삽입되어 상당히 개량된 파형이 부하에 전달되게 하며, 월등한 디밍수행이 얻어지게 한다.

주 및 가변에너지 다이버토는 부하에 저장된 에너지로 하여금 부하가 로우 임피던스 경로에 의하여 전원에 접속되지 않는 기간중에 재순환되는 것을 허용한다.

가변에너지 다이버토는 주에너지 다이버토에 저장된 에너지의 일부를 방전하고 부하에 공급하는 역할을 한다. 평행 다이버토를 포함한 에너지 다이버토의 충분한 검토를 위해 미국특허 제4,350,935호의 칼럼 12,39라인 내지 칼럼 13,35라인을 참조한다.

직렬 연결된 다이버토를 사용할 때 일반적으로 발생하는 칼럼 13,22 내지 27라인에 나타난 문제점은 가변 다이버토를 포함하는 본 발명에 의해 해결된다.

다이버토의 “삽입”이란 부하동작에 영향력을 가지기 위하여 주에너지 다이버토 혹은 가변에너지 다이버토, 혹은 양자의 특정기간(삽입기간)중의 접속을 의미하지만 삽입기간 외에는 다이버토가 오프되어 아무 영향을 갖지 않는다. 가변에너지 다이버토의 삽입은 특정 수정에 디밍수행을 최대화하는 적당한 시간에 부하 전압 파형을 더하지만, 삽입기간 외에는 부하전압 파형의 부분을 수정하지 않는다.

유도성 부하에 대하여, 본 발명에 의한 파형은 다음과 같다.

각 반사이클에 있어서의 소정점에서(즉, 부하 파형에서의 포지티브 반-사이클 혹은 네가티브 반사이클), 부하전압은 포싱이 발생하기 전과 대략 동일크기를 갖는 레벨로 되지만 반대극성을 갖는다.

이러한 파형 수정은 “노치”로 언급되며 빛출력을 감소하는 램프전류에서의 강하의 원인이 되며 따라서 주요한 디밍메카니즘이다.

그 파형은 주에너지 다이버토의 삽입에 의한 이러한 반대극성 조건이 된다.

그 부하전압은 소정시간 동안 반대극성 조건에 유지되어 디밍레벨을 결정하는 지속기간인 “노치”기간으로 언급될 것이다.

그 파형은 가변다이버토회로가 삽입되는 노치주기의 끝까지 이 상태가 유지된다.

그 다음에 가변다이버토회로가 부하전압을 일단은 다시 선전압에 대응하는 레벨로 돌아가게 한다.

가변다이버토는 부하전압을 가청잡음이나 EMI가 발생되지 않기에 충분한 늦은 변화율로 변화시키지만, 램프를 다소 탈이온시키지 않도록 노치의 위치를 제어하기에는 충분히 빠르다.

주 및 가변다이버토의 삽입은 노치시작 및 끝을 얻지 않도록 제어회로에 의하여 제어된다.

제5도는 본 발명의 기본원리를 도시하는 간단한 블록도이며, 제6도는 최소 빛출력을 위해 조절될때 제5도의 회로에 의해 발생된 파형이다.

제5도는 회로에서, 주다이버토(Z₁)는 바람직하게는 콘덴서(C)이며, 가변다이버토(Z₂)는 바람직하게는 가변전류 제한소자이며, 삽입시간이 변화될 수 있는 고정소장일 수 있다.

주스위치(S₁)는 예를 들어, 다이오드 브릿지내에 접속된 단일전력 트랜지스터일 수 있다(제11도 참조).

S₁이 닫힐 때, 부하는 선전압을 보여준다.

이것은 제6도에서 A로 표시된 파형의 부분이다.

점(B)에서 S₁이 열리고, Z₂가 고임피던스 레벨에 있을 때, 부하에 의해 유도된 전류는 콘덴서(C)의 전압을 점(B)을 따르는 반대극성의 큰 전압노치의 결과를 낳는 선전압으로부터 공제될 수 있도록 링(ring)하게 한다. 콘덴서 전압이 링하는 율, 및 그것이 도달하는 피크는 콘덴서, 노치가 시작하는 사이클의 점, 및 부하의 크기에 의존한다.

따라서, 제6도의 점(C)에서, Z₂는 고임피던스 레벨로부터 더 낮은 임피던스 레벨로 된다.

이것은 콘덴서(C)를 방전한다.

콘덴서는 피제어방식으로 방전하며 이것은 전류가 임피던스(Z₂)에의해 제한되기 때문이다.

제6도에 도시된 것처럼, 점(C)에서 부하 파형은 다시 선정압에 도달할 때까지 점차적인 정압변화를 시작한다.

제6도에서, 점선은 부하전압이 선전압과 동일하지 않은 사이클의 부분동안의 선전압을 나타낸다.

노치의 시작 및 끝점은 이하에 서술될 제어회로에 의하여 결정되며 노치시작 및 끝은 램프의 빛출력을 결정하기 위하여 변화된다.

가변다이버토(Z₂)가 노치를 종료하는 점(C)에서 삽입될 때, 콘덴서 전압은 본질적으로 선형 방전되어 부하전압치는 선전압치로 돌아가며, 이것은 “커트-인”이라 지칭된다. 어떤 전력이 이 변환기간중에 낭비되지만 변환하는데는 비교적 짧은 시간이 걸리므로 비교적 작음에 유의하라.

따라서 고효율이 유지된다.

제6도에 도시된 이러한 파형의 효과는 부하전압이 로우-전압 조건에서 소비되는 시간을 최소화하여 본질적인 아아크전류가 대부분의 시간동안 흐르는 것을 보장한다.

램프 및 부하전압은 바람직하게는 방형파에 가깝다.

저전압 조건에서 너무 많은 시간이 소비되면, 부하전압이 돌아올 때 램프에 의해 요구되는 후속 리스트라이킹 전압이 너무 높아서, 밸러스트가 더 이상 그것을 공급할 수 없는 정도롤 램프는 탈이온화될 것이다.

램프는 드롭 아우트되거나 상당히 낮은 빛레벨로 점프할 것이다.

램프 탈이온화 시간을 최소화하는 것은 밸런싱에 또한 중요하며 이는 시간이 너무 길면 램프가 드롭 아우트하지 않는다 할지라도 밸러스트/램프조합이 상이한 동작점에 강하되는 것처럼 상당히 낮은 감도로 강하되기 때문이다. 이러한 새로운 동작점은 밸러스트의 포화특성을 포함한 제2차 효과에 의존할 것이다.

따라서 그러한 새로운 동작점은 각 밸러스트/램프조합에 대해 상이할 것이다.

부가하여, 이 제2차 효과는 상이한 제조로부터의 밸러스트간의 주된 차이점을 설명한다.

그러나, 본 발명의 부하전압 파형이 최소로 램프 탈이온화 시간을 유지하면 문제점은 본질적으로 피할 수 있고 밸런싱은 향상된다.

전류제한 임피던스(Z₂)는 아래의 이유 때문에 때때로 전류원으로 언급될 수 있다.

시간의 각 점에서 V와 I간에는 다음의 관계가 있다. 즉

[수학식 1]

따라서, Z₂는 임피던스의 기능을 한다.

그러나, 하기에 서술되는 실시예에서, Z₂는 전형적인 임피던스 소자가 아니라 차라리 피드백을 사용하는 전류원 회로일 수 있으므로 이득은 자동적으로 V에 따라 변화되어 V가 변할 때 I를 상수로 유지한다. 따라서

[수학식 2]

본질적인 문제는 피드백이 V(t)가 I를 상수로 유지하도록 변할 때 Z(t)를 변화시킨다는 것이다.

이러한 특징은 전력제어회를 간단하게 하고 소자수를 감소시키는데 유리하게 사용될 수 있다.

예를들면, 제5a도는 본 발명의 바람직한 실시예이며, 주다이버토(Z₁)는 바람직하게는 콘덴서(C)이며, 가변다이버토는 주스위치수단(S₁)을 구성하며 이것은 제어가능한 전도성 장치이다.

제6도는 다시 돌아가서, A로 나타내어진 파형부분 동안에, 스위치(S₁)가 닫히고 점(B)에서 다시 열리면, S₁은 열리고 콘덴서(C)의 전압은 링하여 선전압으로부터 공제된다.

제6도의 점(C)에서, S₁은 가령 부하전압, 입력전압, 출력전류, 혹은 기타 적당한 파라미터와 같은 센스된 회로 파라미터에 따라 전도도가 제어되는 모드가 된다.

이것은 피제어방식으로 콘덴서(C)를 방전한다.

만일 S₁의 전도도가 상전류가 통과하도록 제어되면, 콘덴서(C)는 선형 방전된다.

이 선형 방전은 S₁닫히는 즉, 고전도상태로 되는 시간에서 부하전압이 선전압과 동일하게 될 때까지 계속된다.

기타 형태의 전류원이 사용될 수 있다.

예를들면, 제7도는 데 비싸서 바람직하지 못한 본 발명의 제2실시예의 간단한 다이어그램이다.

제7도의 회로에서, 제2스위치(S₂)와 평행인 쵸크는 가변다이버토이며, 바람직한 실시예와 동일한 소망파형을 제공하기 위하여 스위치가능한 전류원으로서 사용된다.

이 실시예는 2임피던스상태를 갖는다.

제1상태에서는 S₁은 열리고, S₂는 닫혀 있다.

제2임피던스상태에서는, S₁은 닫혀 있고 S₂열려 있다.

제7도에서, 제1임피던스상태가 도시되어 있고 S₂닫혀 있다. 이 상태는 제6도의 점(B)으로부터 점(C)까지 발생된다.

제6도의 점(C)에서, 회로는 제2임피던스상태로 스위치된다.

이 경우에, Z₁은 바람직한 실시예와 같이 전류원으로서 기능을 할 쵸크에 의하여 선형 방전된다.

쵸크는 임피던스가 커패시터(Z₁)의 임피던스와 비교할 때 크기 때문에 전류원으로서 기능을 한다.

S₂ 및 S₁이 닫힐 때, Z₁에 저장된 에너지는 Z₂에 전달되어 선전압에 돌아가는 부하전압이라는 결과를 낳는다.

이 실시예는 10% 이하로 아아크전류를 감소하는 동안 조차도 비교적 짧은 제로전류 영역을 갖는 파형을 공급할 수 있다.

이것은 각 반사이클 동안에 램프의 비교적 작은 탈이온화의 결과를 유도하며, 따라서 램프는 각 계속되는 반사이클에서 큰 리스트라이킹 전압을 요구하지 않는다.

빈약한 디밍은 긴 제로-전류 영역후에 램프전류를 발생하도록 고램프전압이 공급되어져야 하는 점으로 램프가 탈이온화 될 때 발생한다.

상기 설명한 바와 같이, 이것은 디밍곡선에서의 범프, 빈약한 램프-투-램프 밸런싱, 혹은 하나 이상의 램프 드롭 아우트의 결과를 낳는다.

제8 내지 10도는 본 발명의 동작을 설명하는 파형을 도시한다.

제8도는 좋은 램프-투-램프 밸런싱 및 안정하고 플릭커-프리한 동작을 갖는 충분한 범위의 10%까지 다운된 디밍을 얻기 위한 (a) 부하전압, (b) 밸러스트전류, (c) 램프전압, 및 (d) 램프전류의 바람직한 곡선을 도시한 것이다.

어떤 적정한 기준은 다음과 같다.

제8(a)도에서, 제로근처의 부하전압 곡선에 의해 소비된 시간은, 즉 A로 나타내어진 점 근처는 최소화되어야 한다. 만일 부하전압이 너무 오랫동안 비교적 낮은 크기로 유지되면, 부하전압을 지연하는 램프전류는 램프전압이 다시 상승되기 전에 제로로 갈 수 있다.

부하(및 램프)전압과 램프전류의 관계는 제 8(d)도에 도시되어 있다.

B로 나타난 제8(d)도의 곡선의 부분에서, 램프전류의 크기는 감소하기 시작하며 부하 및 램프전압 크기가 다시 상승하는 C로 나타난 영역까지 다시는 증가하지 않는다.

제8(d)도로 다시 돌아가서, 전압노치의 기울기, 즉 D로 나타난 곡선의 부분은 너무 가파르지 않아야 한다. 만일 너무 가파르면, 램프전류는 너무 자주 정지될 수 있다. 노치전압의 피크는 즉, E로 나타내어진 곡선의 부분은 이온화 전위를 극복하여 램프전류가 반전되기에 충분하도록 높아야 한다.

제8(a)도 및 8(c)도에서, 부하전압은 램프전압과 매우 유사하며, 이들은 대략 방형파임을 유의하라.

이것은 밸러스트에는 네트전압 강하가 거의 걸리지 않으며 부하입력전압은 직접 램프전류를 결정함을 의미한다.

램프전압 곡선의 각 반파는 즉 전피크(F) 및 후피크(G)를 갖는다.

거의 제로 램프전류의 비교적 짧은 기간이 램프의 이온화를 유지하는 본 발명에 의해 발생된 바람직한 곡선에서 발생함을 보여주는 제8(d)도를 유의하라.

비교적 큰 노치전압을 포함하는 이러한 바람직한 특징은 가변다이버토회로가 제어되는 방법에 의해 용이해진다. 커패시턴스값(C)은 방전시간이 너무 길지 않으면서 비교적 긴 시간 동안 노치전압을 유지하기에 충분하도록 크게 될 수 있는데 이는 가변다이버토회로의 커트-인이 비교적 신속하게 콘덴서를 방전하기 때문이다.

제9도 및 제10도는 커트-인 위치의 중요성을 보여주며, 따라서 가변다이버토회로의 삽입점의 중요성도 보여준다.

제9도는 가변다이버토의 커트-인이 너무 빨리 발생하여 노치전압(E′)이 충분히 높은 피크에 도달하지 않는 경우를 도시한 것이다.

이 경우에, 제9도에서 H로 나타난 거의 제로인 램프전류의 긴 기간이 있다.

따라서, 램프는 큰 리스트라이크전압을 필요로 할 것이며 전피크(F′)는 너무 낮게 될 것이다.

이 조건에서는 리스트라이킹이 램프전압 곡선의 후피크(G′)에서 발생해야 하므로 불안정성의 문제 및 이전에 언급된 로우 빛레벨에서의 비밸런스라는 문제가 발생된다.

제10도는 다이버트의 커트-인이 너무 늦게 일어나는 상화을 도시한 것이다.

전압노치(E′)는 소멸되는 것이 허여되고 이는 다시 램프전류를 H′에 도시된 바와 같이 너무 긴 시간 동안 거의 제로로 됨을 허여한다.

왜냐하면 램프는 탈이온화되므로 비록 높지만 램프전압곡선의 전피크(F″)는 램프를 리스트라이크하기에는 불충분하다.

제8도 내지 10도의 각 밸러스트전류 파형과 각 램프전류 파형간의 차이는 램프 필라멘트 및 밸러스트의 자화전류에 의해 유도된 전류에 기인하며, 이것은 밸러스트전류 파형에 공헌하는 것이며 램프전류 파형에 공헌하지 않는다.

제11도는 주다이버토의 삽입, 및 가변다이버토의 삽입과의 관계를 설명하기 위한, 본 발명의 바람직한 실시예의 기본회로 토포러지(topology)를 도시한 것이다.

상세히 말하면, 가변다이버토의 삽입이 노치를 엔딩하기 위해 어떻게 제어되는가에 대해 서술될 것이다.

제11도로 돌아가서, 바람직한 실시예에서 주다이버토는 콘덴서(C)이다.

가변다이버토는 제어가능한 전도성 장치(S) 및 낮은 값을 갖는 저항(R)의 직렬 접속으로 구성된다.

제어가능한 전압성 장치(S)는 여기서는 트랜지스터로 표현되지만 선택적으로 FET, IGT 등과 같은 클래스 A모드에서 동작할 수 있는 기타 다른 제어가능한 전도성 장치일 수 있다.

제12도로 돌아가서, 전력제어회로는 이전기술의 위상제어 및 노치제어장치(제1도, 제2도)와 같은 2모드보다는 차라리 3작동모드를 갖는다.

노치중에, 즉 부하전압이 콘덴서(C)에 걸리는 전압에 의해 결정되는 기간중에, 제어가능한 전도성 장치(S)는 오프된다.

그러나, 적당한 제어신호가 노치를 끝내기 위해 발생된 후에(아래에 서술됨), 제어가능한 전도성 장치(S)는 완전히 온 혹은 부분적으로 온될 수 있으며, 이는 제어가능한 전도성 장치(S)에 대한 베이스 제어신호의 상태 및 센서에 의해 센스된(제11도 참조) 제어가능한 전도성 장치(S)에 걸린 센스전압(v) 및 전류(i)에 달려 있다.

노치 엔딩신호후에는, 4상태가 가능하다.

1) 만일 v≤V_O이면(여기서 V_O는 드레시호울드이며 120V 유니트에서 80V이다) : S는 베이스 제어신호에 따라 온 혹은 오프될 수 있다.

2) v〉V_O이면 : S는 베이스 제어신호에 관계없이 오프이다.

3) v≤V_O이서 i_SC(쇼트회로)≥I_O이면(여기서, I_O는 120V 유니트에서 10A인 드레시호울드이다) : 제어회로가 “온”신호를 제공할 때 회로는 전류원모드로 들어가며 S는 i=I_O로 세트되도록 제어된다.

방정식(3)에서, i_SC는 가변다이버토가 쇼트-회로이면 흐르는 전류이다.

제어가능한 전도성 장치(S)의 제1상태는 이용가능한 트랜지스터의 신뢰할만한 동작을 위해 제공된다-그것은 트랜지스터에 가해진 최대에너지를 제한다.

또한 이것은 1/2 CV^2f ₀(여기서 f는 60Hz의 선주파수에 대한 120Hz이다)와 동일한 콘덴서를 방전함으로 인한 트랜지스터에서 소비된 부가전력을 제한한다.

제2상태는 예를들어, 여러 램프가 꺼질 때 발생될 수 있는데 이것은 이러한 경우에 밸러스트가 축적된 에너지를 더 많이 가지며, 따라서 콘덴서 전압이 더 높게 링하기 때문이다.

제3상태가 도달될 때, 콘덴서는 가해진 전류에 의해 방전되며 노치엔딩은 종료된다.

4) v≤10V 이고 i_SC≤I_O이면(노치 엔딩신호이전에) : 제어가능한 전도성 장치(S)는 온이 된다. 이 제4상태는 거의 완전한 감도로 회로를 안정시키지만 디밍시에 사용되지 않는다.

그것은 좋은 디밍을 얻기 위한 프로세스의 필요부분은 아니다. 그래서 방금 서술된 기본동작 시퀸스를 설명하는 제12도의 흐름도에 포함되어 있지 않다.

10%로의 디밍 다운에 부가하여, 본 발명의 실시예는 상기 언급된 기타 목적들을 성취한다.

예를들면, 본 발명은 음향학적으로 조용한 동작으로 유도하는 부하전압에서의 느린 변화를 제공한다.

RFI 생산도 역시 전류 및 전압의 모든 변화가 늦기 때문에 상당히 낮다.

따라서 간섭을 야기하는 고 고조주파수가 없다.

또한, 본 발명의 전력제어시스템은 동일이유로 인한 용량성 입력을 갖는 부하를 드라이브할 수 있다. 즉 dv/dt는 항상 매우 낮다.

따라서, 본 발명에 따른 프로그램된 가변다이버토는 주요하게 더 나은 디밍수행을 제공하도록 세트업될 수 있다. 이하에 더 서술되겠지만, 수단이 어떤 장치도 그 전류배당 이상을 취하지 않음을 보장하는 전류제한회로를 포함하는 부하를 스플리팅 업하지 않고 유닛의 평행을 위해 제공된다.

전술한 실시예는 스위치기능 및 전류제한기능을 수행하기 위하여 단지 주전력 트랜지스터를 사용하므로 바람직하다. 따라서, 그것은 상업적 사용을 위해 적어도 급속시동 형괄램프를 위해 가장 간단하고 값싼 실시예이다.

제13도 내지 17도는 본 발명의 부가실시예 및 발생된 파형을 도시한 것이다.

제13도의 실시예는 여전히 늦은 변화를 유지하면서 반사이클마다 일노치 이상을 삽입하는데 사용될 수 있다는 점에서 유리한 점이 있다.

일노치 이상으로서, 가변다이버토는 i가 어떤 값에 도달할 때 노치를 닫음오로 인하여 부하전류의 최대리플전류를 유지하도록 부가적으로 프로그램될 수 있다. 이것은 “에너지-세이빙”램프로 흔히 일컬어지는 더 낮은 임피던스 램프형을 위해 월등한 디밍제어를 제공한다.

그것은 또한 더 작은 “코깅(cogging)”을 발생하므로 어떤 모터, 특히 더 작은 모터를 위해 유용하다.

제13a도는 전형적인 밸러스트 입력전압 파형을 보여주며 제13b도는 제13도의 회로에 의해 발생된 전형적인 밸러스트 입력전류 파형을 보여준다.

제13도의 회로의 동작은 제13a도의 점(O,A,B,C,D,E,F)에 따라 서술된다.

초기에, 제어가능한 전도성 장치(S1)는 전도중이다.

제1반사이클의 점(A)에서, AC의 제로-크로싱인 점(O)후 소정시간에 제어가능한 전도성 장치(S1)는 비전도성으로 만들어진다.

어느 정도 후에 점(B)에서, SCR1은 온되어 콘덴서(C1A)의 전압은 인덕터(L1)와 링할 때 반전된다.

점(C)에서, SCR1는 이를 통하여 흐르는 전류가 다시 제로가 되므로 오프가 된다.

이때 C1B에 걸린 전압은 점(B)에서 그것에 걸린 전압에 비해 값에서는 거의 동일하나 반대극성을 갖는다.

콘덴서(C1A)의 값은 콘덴서(C1B)의 값과 동일하다. 따라서, 점(B)까지 콘덴서(C1A)에 걸린 전압은 C1B에 걸린 전압과 동일하다.

C1A에 걸린 전압은 점(B)에서 점(C)까지 본질적으로 상수를 유지한다.

따라서, 점(C)에서 콘덴서(C1B)에 걸린 전압은 동일하고 C1A에 걸린 전압에 대해 반대극성인 것을 알수 있다. 따라서, 호트 입력단(901)과 점(C)의 부하 출력단(902) 사이의 전압은 본질적으로 제로이며, 점(C)에서 제어가능한 전도성 장치(S1)는 다시 전도성 있게 만들어진다.

점(B)의 위치는 전류센스회로에 의해 결정되며, 이것은 밸러스트 입력전류가 제1소정치(△i)에 희해 감소된 후에 SCR1을 온한다.

점(O)이후의 제2소정시간인 점(D)에서, 제어가능한 전도성 장치(S1)은 비전도성으로 만들어지며, 다음에 SCR2는 온된다.

이것은 다시 C1B에 걸린 전압이 반전되게 하며, 부하전압이 점(E)에 가게 한다.

점(E)에서 SCR2는 오프되며, 부하전류(밸러스트 입력전류)는 바람직한 실시예(제11도 및 제12도)와 동일한 방법으로 천천히 반전된다.

제11도 및 제12도와 관련하여 서술된 것과 유사한 노치 엔딩과정이 점(F)에서 시작되며, 이때 밸러스트 입력전류(△i)의 제2소정변화가 전류센싱회로에 의해 센스된 것처럼 발생된다(제13b도 참조).

음반사이클에서, 사건의 시퀀슨느 SCR2가 제1노치중에 온되며 SCR1은 제2노치의 시작직후에 온되는 것을 제외하고는 유사하다.

제13도의 회로 및 제어과정은 이전기술 시스템보다 부하 전류파 형태를 더 정확하게 제어할 수 있으며 방형파에 더 근사한 부하전류 파형을 발생한다.

이전에 서술했듯이, 양호한 디밍수행을 하는 것이 바람직하다. 에너지절약 형광램프 및 어떤 고감도 방전 램프의 경우에, 부하전류 파형에 대한 더 정확한 제어가 최소 디밍레벨을(예를들어, 에너지절약 형광램프용 10% 빛레벨) 얻는 것이 필요하다.

디밍 형광램프가 급속-시작 밸러스트로 동작될 때 발생되는 문제점은 밸러스트 입력전류가 빛레벨이 감소될 때 단조 감소됨을 보증한다는 것이다.

이것은 회로 브레이커 및 권선은 과부하되지 않으며 수명을 단축하거나 신뢰성을 감소시키는 밸러스트가 정상온도보다 높게 작동하지 않음을 보장함에 있어서 중요하다. 표준 형광램프와 함께 밸러스트 입력전류의 바람직한 단조 감소는 바람직한 실시예의 회로를 사용하여서 이뤄진다. 그러나, 에너지절약 형광램프로서 이 결과를 이루기 위하여 제13도의 회로를 사용하는 것이 바람직하다.

제13도의 회로는 주다이버토 콘덴서(C1A+C1B)를 위한 새로운 링과정에 의하여 늦은 변화를 갖는 출력 전압 파형을 발생하며, 따라서 낮은 RFI 및 음향잡음이라는 바람직한 결과를 낳는다.

제14도는 상기 서술된 제13도의 실시예의 원리를 설명하는 간단한 블록도이다.

제15도의 실시예에서, 제어가능한 전도성 장치(S11 및 S12)는 AC전원전압에 대해 위상지연된 방형파 신호에 의해 구동된다.

S11용 구동신호는 S12용 구동신호의 반대이다.

인덕턴스(L11 및 L12)는 밸러스트 부하의 등가 인덕턴스보다 값에서 더 크도록 선택된다.

이것은 출력전류 파형이 특정 밸러스트 부하에 의해서가 아니라 L11 및 L12의 영향에 의해서 결정됨을 보장한다. 예를들어, 120V 60Hz 선으로부터 동작되는 400W 고감도 방전램프용 밸러스트는 약 30mH의 등가 직렬 인덕턴스를 가질 것이다. 따라서 L11 및 L12는 각각 100mH의 값을 갖도록 선택될 수 있다.

어떤 값이 선택되던지간에, L11 및 L12는 동일값을 가지며 그 권선은 같은 회전수를 갖는다는 것은 중요하다.

제15a 및 15b도는 제15도의 실시예에 대한 밸러스트 입력전압 및 밸러스트 입력전류 각각의 전형적 곡선을 보여준다.

제15a도의 점(A)에 앞서, S12는 전도성이 있으며, 부하전류는 네가티브이며 인덕터(L12)를 통하여 흐른다. 점(A)에서, 제어가능한 전도성 장치(S11 및 S12)에 구동되는 방형파는 반전되어서 S11은 온되고 S12는 오프되며 L12에 흐르는 전류는 L11을 통하여 강제적으로 흐른다.

이것은 밸러스트 입력전류가 포지티브되게 한다.

L12의 철심에 저장된 에너지는 L11의 전류가 L12에 흐르는 전류와 동일크기를 강제적으로 갖도록 하여서 거의 방형 출력전류 파형이 발생된다.

콘덴서(C11)는 부하의 밸러스트에 저장된 에너지를 다이버트하여서 모든 전압변화가 스무스하게 된다. 점(B)에서, S12는 온되고 S11은 오프된다.

디밍은 AC소오스전압에 관하여, 제어가능한 전도성 장치(S11,S12)에 대한 구동신호의 위상각을 증가함에 의하여 얻어진다.

θ가 증가할 때, 전력=(전압)×(전류)×(cosθ)이므로 점점 더 작은 전력이 AC선으로부터 유도될 수 있다. 실제적으로, 전류 또한 위상각이 증가될 때 감소되는데, 이는 램프의 임피던스가 전력이 감소될 때 증가되기 때문이다.

제15도의 토포러지는 특히 고감도 방전램프 부하에 있어서 유용하다.

이것은 L11 및 L12에 의해 형성된 변압기에 저장된 에너지가 주요한 오프시간없이 흐르는 램프전류를 유지하며 따라서 램프의 탈이온화를 방지하는 전류반전중에 고-전압 펄스를 제공하기 때문이다.

고감도 방전램프가 짧은 탈이온화 시간을 가지므로, 오프타임의 최소화 효과는 특히 유용하다.

이러한 본 발명의 실시예에서, L11 및 L12에 의해 형성된 프로그램된 가변다이버토의 프로그래밍은 제어 가능한 전도성 장치 구동신호의 위상관계를 변화함에 의해서 행해진다.

또 다른 실시예가 제16도에 보여진다.

이 실시예에 대한 부하출력전압 파형은 제17도에 도시되었다. 제17도에서 A로 나타낸 곡선부는 제어가능한 전도성 장치(S22)가 전도되는 기간이다.

B로 나타낸 곡선부는 제어가능한 전도성 장치(S21)가 전도될때의 가간과 유사하다.

이 실시예의 동작은 선전압이 부하전류 대신에 반전되는 것만 제외하고는 상기 서술된 제15도의 실시예의 동작과 매우 유사하다.

변압기(T21)는 제15도의 L11 및 L12에 의해 형성된 변압기와 비교할 때 더 작게 되어서, 덜 비싸게 되는데 이것은 제15도의 T21의 어떤 에너지를 저장하는 것이 필요없기 때문이다.

이 실시예의 불잇점은 고전압 펄스가 발생되지 않으므로 상기 언급한 “민감한(sensitive)” 고감도 방전램프에 대해 적당하지 않다는 것이다.

이전과 같이, 콘덴서(C21)는 전압변화를 스무스하게 한다.

제18도는 본 발명의 상기 언급된 바람직한 실시예에 따른 전력제어시스템의 블록도이다.

제19도는 제18도이 윌 박스 제어회로(100)의 도식적 다이어그램이다.

제20a 및 20b도는 제18도의 잔여부를 포함하는 전력제어기의 도식적 다이어그램이다.

제18도에서, 제어신호는 사용자에 의해 제어용으로 유리하게 벽-장착될 수 있는 2-선 위상제어회로(100)에 의해 발생된다.

이 제어신호는 위상제어 인터페이스(154)에 의해 수신된다.

위상제어 인터페이스(154)의 출력신호는 가변다이버토회로(156)의 일부인 노치위치회로(162) 및 릴레이 액티베이션회로(190)에 가해진다.

릴레이 액티베이션회로(190)는 전력제어시스템용 공기갭 온/오프 스위치로서 작동하는 주전력 릴레이(180)의 동작을 제어한다.

그러므로 2-선 위상제어회로(100)에 있는 사용자 조정수단(100a)을 조작하여 간단하게 주전력 릴레이(180)를 온 또는 오프할 수 있다.

노치위치회로(162)는 베이스 드라이브회로(230)를 제어하며, 차례로 주트랜지스터 스위치(158)의 동작을 제어한다. 노치위치회로(162)는 또한 트랜지스터 전압센싱회로(170) 및 장해보호회로(164)로부터 입력을 수신한다.

전류제한회로(220)는 주트랜지스터 스위치에 흐르는 전류를 검지하며, 베이스 드라이브회로(230)용 제어신호를 발생한다.

주트랜지스터 스위치(158), 노치위치회로(162), 장해보호회로(164), 트랜지스터 전압센싱회로(170), 전류제한회로(220) 및 베이스 드라이브회로(230)는 함께 가변다이버토(156)를 형성한다.

가변다이버토(156)의 동작은 제12도의 흐름도에서 서술된다. 2-선 위상제어회로(100)로부터의 제어신호에 응답하여, 위상제어 인터페이스회로(154)는 노치위치회로(162)에 턴-오프 신호를 가한다.

이것은 AC선전압의 제로 교차후에 X 디그리를 발생하여, 베이스 드라이브회로(230)에 신호를 가하도록 노치위치회로(162)를 야기시켜 트랜지스터 스위치(158)가 오프되는 주트랜지스터 스위치(158)로부터 베이스 드라이브를 제거한다.

주트랜지스터 스위치(158)로부터 베이스 드라이브의 제거후에 Y 디그리가 발생되며, 위상제어 인터페이스회로(154)는 노치위치회로(162)에 턴-온 신호를 가하여 주트랜지스터 스위치(158)용 턴-온 프로세스를 시작한다.

턴-온 신호를 수신함에 따라 노치위치회로(162)는 트랜지스터 전압센싱회로(170)로부터의 입력을 검지한다. 만일 주트랜지스터 스위치(158)를 교차하는 전압이 어떤 소정치 이상일 경우, 어떠한 신호도 베이스 드라이브회로(230)에 보내지지 않는다.

그러나 일단 트랜지스터 전압센싱회로(170)로부터 노치위치회로(162)에의 입력이 주트랜지스터 스위치(158)를 교차하는 전압이 소정치 이하로 떨어진 것을 표시할 때, 그 다음 신호가 노치위치회로(162)로부터 베이스 드라이브회로(203)에 보내져, 주트랜지스터 스위치(158)에 베이스 드라이브를 가하도록 베이스 드라이브회로(230)를 야기한다.

이 신호의 수신에 따라, 베이스 드라이브회로(230)는 전류제한회로(220)로부터 출력을 검지한다.

만일 주트랜지스터 스위치(158)가 완전히 전도일 경우(상기 i_SC참조)전류가 어떤 소정치보다 적게 흐를 경우, 전류제한회로(220)는 베이스 드라이브회로(230)에 신호를 보내 주트랜지스터 스위치(158)가 완전히 온되게 한다.

만일 주트랜지스터 스위치(158)가 완전히 전도일 경우, 전류가 소정치보다 크게 흐를 경우, 전류제한회로(220)는 베이스 드라이브회로(230)를 제어하여 주트랜지스터 스위치(158)를 통해 소정치로 전류를 유지한다.

장해보호회로(164)는 트랜지스터 전압센싱회로(170)에 의해 주트랜지스터 스위치(158)를 교차하여 검지된 임의의 과다전압에 응답한다.

이들 전압은 예를들어, 회로로부터 제거되는 램프 또는 램프수명의 종료에 기인하여 램프부하의 유효부가 비-전도될때 상승한다.

그러한 상태가 장해보호회로(164)에 의해 검출될 때 주트랜지스터 스위치(158)가 오프되도록 노치위치회로(162)에 신호를 보낸다.

짧은 대기기간후에, 턴-온 프로세스가 다시 시작된다. 장해보호회로(164)는 다시 트립할 것이며 장해가 여전히 존재할 경우 주트랜지스터 스위치(158)를 다시 오프한다. 유닛은 장해상태가 교정될때까지 이들 2모드 사이에서 순환할 것이다.

콘덴서(200)는 바람직한 발명의 실시예의 주다이버토이다. MOV(금속-산화물 바리스터)(202)는 고-에너지 전압순간으로부터 주트랜지스터 스위치(158)를 보호한다.

트랜스(150)는 베이스 드라이브 전원(152) 및 저-전압(160)에 전원을 공급한다.

베이스 드라이브 전원(152)은 베이스 드라이브회로(230)에 전원을 공급한다.

저-전압 전원(160)은 제어회로의 나머지에 전원을 공급한다.

제19도는 사용자 제어회로(100)의 개략도이다.

라인 호트 터미날(102)은 스위치(104)를 급송한다.

스위치(104)는 장치용 사용자 조정수단(100a)으로서 작용하는 전위차계(108)의 동작부재(샤프트)에 유리하게 결합되며, 스위치(104)는 전위차계(108)의 동작부재가 그 트래블의 1극단이 되도록 조정될 때 개방된다.

포인트(Z 및 X) 사이의 선전압은 다이오드(106a,106b,106c 및 106d)로 구성되는 전-파 브릿지 정류기(106)에 의해 정류된다.

전파정류 출력은 점(Y,W) 양단에 나타나며, 트랜지스터(124,126)용 전원으로 작용한다.

트랜지스터(124,126)를 통해 공급된 결합전류는 콘덴서(110)를 충전하도록 작용한다.

가감저항(128), 트랜지스터(126), 제너다이오드(130) 및 저항(136)의 조합은 전압-조정 전류원을 제공한다. 그 최대세팅에 설정된 사용자 조정수단과 함께 실시예의 전체 전력제어시스템의 전력출력은 가감저항(128)의 세팅을 조정함에 의해 설정될 수 있다.

전위차계(108), 가감저항(132), 트랜지스터(124) 및 저항(138)의 조합은 조정가능한 전류원을 제공한다.

전력제어시스템의 전력출력은 트랜지스터(124)에 의해 전류원의 양이 변화하는 전위차계(108)의 세팅을 변화시킴에 의해 조정된다.

정확한 부품치가 전력제어시스템의 전력출력과 전위차계의 세팅 사이의 임의의 소망관계를 제공하도록 선택될 수 있다. 가감저항(132)이 그 최대세팅에서 사용자 조정수단과 함께 전력제어시스템의 전력출력을 설정하는데 사용되며, 따라서 로우-엔드 세팅 조정을 제공한다.

상술한 것처럼 콘덴서(110)에 공급된 전류의 양을 변화시킴에 의해, 실리콘 2변스위치(SBS ; 112)의 항복전압까지 콘덴서(110)를 충전시키는데 걸리는 시간이 변한다. 현재 바람직한 항복전압의 값은 약 8볼트이다.

SBS(112) 양단의 전압이 8볼트 아래일 때, SBS(112)는 매우 높은 임피던스를 갖는다.

그러나 SBS(112) 양단의 전압이 약 8볼트일 때, SBS(112)는 전도를 시작하며 광결합 스위치(116)의 게이트 LED(114) 및 부하저항(134)을 통해 콘덴서(110)를 방전시킨다. 게이트 LED(114)는 그것을 통해 흐르는 전류의 결과로서 빛을 발한다.

이 빛은 광-검지 트라이액(118)에 의해 수신되어 동되며 점(X,Y) 양단의 브릿지 정류기(106)를 단락시킨다.

트라이액(118)이 온될 때, 선전압이 저항부하(112)를 통해 직접 공급되어 출력터미날(142)을 제어한다.

따라서, 제19도의 사용자 제어는 트라이액(118)이 비전도일 때 제로가 되게 하는 각 반사이클의 선행부와 함께 선전압을 포함하는 제어신호를 전달한다.

그래서 발생된 제어신호는 제21도에 나타낸다.

트라이액(118)이 비전도인 동안 시간(t′)의 길이는 전위차계(108)의 세팅을 변경함에 의해 변한다.

선전압의 순간전압은 콘덴서(120)에 의해 도달하는 트라이액(118)으로부터 방지된다.

금속-산화물 바리스터(MOV)(140)는 빛 스트라이크, 광복사머신 등에 기인한 선상의 과다충격으로부터 제19도의 사용자 제어회로를 보호한다.

제19도의 사용자 제어회로는 다음과 같이 전압보상을 제공한다 : 선전압이 증가함에 따라 트라이액(118)이 전도인 동안 사이클의 부분은 증가하며, 점(Y,W) 양단의 전압이 보다 크고 트랜지스터(124)에 의한 전류원 충전 콘덴서는 보다 높으므로 SBS(112)의 드레시호울드전압이 각 주기에서 적은 시간에 도달되도록 야기한다. 선전압이 감소함에 따라, 트라이액 전도시간은 감소한다. 제21도에 서술된 제어신호는 제22도에 서술된 신호를 발생하도록 후술되는 것처럼 더 프로세스된다.

트라이액(118)이 전도인 제21도의 신호의 부분동안, 제22도의 신호는 제로이다.

신호가 제로인 제22도의 신호부분은 출력부하전압의 노치부분에 대응한다(아래 참조).

그래서 선전압 증가는 부하출력전압의 노치기간을 넓히는 결과를 가져오며 일정한 광출력을 유지한다.

유사하게 선전압의 감소는 노치기간을 좁게 하며 로우 선전압을 위해 교정한다.

제19도의 저항 및 콘덴서의 현재 바람직한 값이 아래의 표 1에 주어진다.

모든 저항은 0.5W 전력비이다.

[표 1]

다이오드(106a,106a,106c 및 106d)로 구성되는 브릿지(106)는 1Amp, 600V의 정격이다.

실리콘 2변스위치(112)는 7와 9볼트 사이의 항복전압을 갖는다. 광학적 결합스위치(116)는 모토로라 MOC 3020이다. 트랜지스터(128,132)는 모토로라 MPS A92이다. 제너다이오드(130)는 8.5V의 제너전압이다.

PTC(122)는 330오옴의 정격치를 가진다.

금속-산화물 바리스터(140)는 파나소닉 20K221U이다.

제20a 및 20b도는 사용자 제어회로(100)를 제외하고 제18도의 블록도에 대응하는 개략도이다.

제21도에 도시한 사용자 제어회로(100)에 의해 발생된 제어신호는 위상제어신호입력(300)에 가해진다.

입력(300)의 신호는 위상제어 인터페이스회로(154)(제20b도)에 있는 점(A)에 가해진다.

위상제어 인터페이스회로(154)의 제1스테이지는 전-파 브릿지(301), 저항(302,304,305,307 및 309), 콘덴서(303,306) 및 광결합기(308)로 구성된다.

입력(300)의 위상제어신호는 전-파 브릿지(301)에 의해 정류되며, 그 다음 저항(302) 및 콘덴서(303) ; 및 저항(304,305) 및 콘덴서(30)로 구성된는 2-스테이지 저역필터에 의해 필터된다.

정류되고 필터된 신호는 부하저항(307) 양단 및 광결합기(308)의 입력에 가해진다.

광결합기(308)는 전력제어회로의 나머지로부터 위상제어 인터페이스회로(154)의 제1스테이지를 전기적으로 분리시키도록 작용한다.

광결합기(308)의 출력신호는 제22도에 도시된다.

저항(309)은 광결합기(308)의 출력용 풀-업 저항으로 작용한다.

광결합기(308)의 출력은 연산증폭기(315b)의 네가티브 입력에 가해진다.

포지티브 입력에는 저항(316,317)에 의해 형성된 전위분배기에 의해 제공된 전원전압의 반인 기준전압이 공급된다. 저항(318)은 연산증폭기(315b)용 출력 풀-업 저항이다.

연산증폭기(315b)의 출력은 다이오드(319)를 통해 콘덴서를 충전하는데 사용되며, 다이오드(319)를 통해 연산증폭기(315c)의 포지티브 입력에 연결된다.

저항(321)은 콘덴서(320)용 블리더(bleeder) 저항으로 작용한다. 전위분배기의 저항(322,324)은 연산증폭기(315c)의 네가티브 입력에 전원전압의 약1/3의 기준입력전압을 공급한다.

저항(323)은 연산증폭기(315c)의 출력용 풀-업 저항으로 작용한다.

연산증폭기(315c)의 출력은 릴레이 활성회로(190)에 가해진다.

제어신호 입력(300)에 나타나는 임의의 제어신호에 따라, 광결합기(308)의 출력은 각 반사이클의 어떤 부분용으로 낮게 구동된다.

이것은 차례로 각 반사이클의 어떤 부분용으로 연산증폭기(315c)의 출력을 높게 구동한다.

이것은 연산증폭기(315c)의 포지티브 입력에 가해지는 이 전압과 함께 각 반사이클에 있는 전원전압까지 콘덴서(320)를 충전시키도록 허용한다.

이것은 연산증폭기(315c)의 출력을 높게 하며, 하이신호는 릴레이 활성회로(190)에 가해진다.

블리더 저항(321)은 연산증폭기(315c)의 네가티브 입력에 가해진 기준전압 아래로 콘덴서 전압을 낮추도록 각 반사이클에서 충분히 콘덴서(320)를 방전할 수 없다.

릴레이 활성회로(190)는 저항(325,327) 및 트랜지스터(326,328)로 구성된다.

로우신호가 릴레이 활성회로(190)에 가해짐에 따라, 양 트랜지스터(326,328)는 차단되며 주전력 릴레이(180)의 코일을 통해 전류가 흐르지 않는다.

그러나 하이신호가 릴레이 활성회로(190)에 가해질 때, 베이스 전류는 저항(325)을 통해 흐르며 트랜지스터(326)을 온한다.

이것은 차례로 트랜지스터(328) 및 저항(327)에 베이스 전류를 흐르게하여 트랜지스터(328)를 온하게 한다.

온된 트랜지스터(328)는 주전력 릴레이(180)의 코일을 통해 전류가 흐르게 하며, 릴레이 접접을 닫고 주트랜지스터 스위치(158)에 선전압을 가한다.

플라이백(Flyback) 다이오드(329)는 트랜지스터(328)가 오프일 때 주전력 릴레이(180)의 코일로부터 전류가 순환되게하여 과다전압으로부터 트랜지스터(328)를 보호한다.

노치위치회로(162)는 다이오드(334,335,336) 및 저항(333,337)으로 구성된다.

다이오드(334,335)는 풀-업 저항(333)과 함께 OR게이트를 형성한다.

광결합기(308)와 연산증폭기(315d)의 출력이 하이일 때, 풀-업 저항(333)은 다이오드(334,335)의 애노드 접합점을 하이로 끌린다.

그래서, 전류가 베이스 저항(337) 및 다이오드(365)를 통해 흘러서 베이스 드라이브회로(230)에 있는 트랜지스터(366)를 온하며 주트랜지스터 스위치(158)를 온한다(보다 상세한 것은 아래의 베이스 드라이브회로(230)의 동작설명 참조).

만일 광결합기(308) 또는 연산증폭기(315d)의 출력이 로우로 진행할 경우, 다이오드(334,335)의 애노드의 접합점은 로우로 끌리며, 베이스 드라이브는 오프하는 트랜지스터(366)로부터 제거된다.

그래서 주트랜지스터 스위치(158)는 오프된다.

연산증폭기(340a,340b) 및 그 관련부품은 전압센싱회로(170)의 일부이다.

동작에 있어서, 이 회로는 만일 트랜지스터 콜렉터전압이 소정치 아래로 떨어질 경우 AC선의 제로-크로싱에 선행하여 주트랜지스터 스위치(158)의 노치 닫힘 시퀸스를 시작하도록 작용한다.

연산증폭기(340a)의 기능은 광결합기(308)의 출력이 로우로 진행할 때 각 반사이클 동안의 시간을 검출하는 것이다.

광결합기(308)의 출력신호는 저항(336) 및 콘덴서(338)로 구성되는 저역필터를 통과하여 대략 200마이크 로세컨드의 위상지연으로 유도되어 연산증폭기(340a)의 네가티브 입력에 가해진다.

연산증폭기(340a)의 포지티브 입력은 전원전압의 반인 기준전압에 연결된다.

광결합기(308)의 출력이 하이일 때, 연산중폭기(340a)의 출력은 로우인다.

광결합기(308)의 출력이 로우일 때, 연산중폭기의 출력은 오픈 콜렉터가 되며 출력전압은 외부회로 조건에 의해 결정된다.

연산증폭기(340b)의 기능은 주트랜지스터 스위치(158) 양단의 전압이 어떤 소정치 아래로 떨어질 때 검출하는 것이다.

주트랜지스터 스위치(158)의 콜렉터는 직렬-연결된 저항(343,342)을 통해 연산증폭기(340b)의 네가티브입력에 연결된다.

저항(343,342)은 저항(341)과 함께 전위분배기를 형성하여 주트랜지스터 스위치(158)의 콜렉터전압의 일부를 연산증폭기(340b)의 네가티브 입력에 가하는데 사용된다. 연산증폭기(340b)의 포지티브 입력은 전원전압의 반인 기준전압에 연결된다.

그러므로, 주트랜지스터(158)가 온이고 그 양단에 나타난 전압이 없을 때, 연산증폭기(340b)의 출력은 오픈 콜렉터이며 외부회로 조건에 의해 결정된다.

주트랜지스터 스위치(158)가 오프이고 그 양단에 실질적인 전압이 나타날 때, 연산증폭기(340b)의 출력은 로우가 된다.

주트랜지스터 스위치 양단의 전압이 노치시간 동안 떨어지므로, 연산증폭기(340b)의 네가티브 입력에 가해진 전압은 포지티브 입력에 가해진 기준전압 아래로 떨어지며, 연산증폭기(340b)의 출력은 다시 오픈 콜렉터가 된다.

만일 연산증폭기(340a,340b)의 출력이 모두 오픈 콜렉터인 경우, 즉 주트랜지스터 스위치 콜렉터전압이 노치기간 동안 어떤 소정치 아래로 떨어지는 경우가 발생할 때, 풀-업 저항(344)은 이 출력을 하이로 끌어 베이스 드라이브회로(230)에 있는 트랜지스터(366)를 온하며, 따라서 주트랜지스터 스위치(158)를 턴온한다.

만일 연산증폭기(340a 또는 340b)의 출력이 로우일 경우, 다른 출력은 로우가 되며, 이 출력은 트랜지스터(366)의 턴온에 영향을 끼치지 않는다.

저항(336) 및 콘덴서(338)에 의해 유도된 위상지연의 목적은 주트랜지스터 스위치(158)가 먼저 턴오프되고 그 양단에는 매우 작은 전압이 존재할 때, 위상지연없이 발생하는 것처럼 다시 즉시 턴백되지 않는 것을 보장한다. 200마이크로 세컨드의 위상지연으로, 연산증폭기(340a)의 출력은 주트랜지스터 스위치(158) 양단의 전압이 상술한 소정치보다 크게 된 후가지 오픈 콜렉터가 되지 않는다.

전압센싱회로(170)의 또 다른 부분은 연산증폭기(340c) 및 관련부품으로 구성된다.

연산증폭기(340c)의 포지티브 입력은 전원전압의 반인 기준전압에 연결된다.

전위분배기의 저항(347,348,349)은 주트랜지스터 스위치(158) 양단의 콜렉터-에미터전압의 일부를 연산증폭기(340c)이 네가티브 입력에 가한다.

주트랜지스터 스위치(158) 양단의 낮은 전압 또는 전압이 없음으로 해서, 연산증폭기(340c)의 네가티브 입력상의 입력전압은 기준전압보다 작고, 연산증폭기(340c)의 출력은 오픈 콜랙터이다.

바람직한 실시예에서, 주트랜지스터 스위치(158)의 콜렉터-에미터전압이 80V를 초과할 때마다, 저항 (347,348,349)으로 형성된 전위분배기에서의 저항치는 연산증폭기(340c)의 네가티브 입력에 가해진 전압이 포지티브 입력에 가해진 전원전압의 반과 동일한 전압보다 크게 되도록 한다.

그러므로 연산증폭기(340c)의 출력은 낮아져 트랜지스터(366)으로부터 베이스 드라이브를 제거하여 주트랜지스터 스위치(158)를 턴오프한다.

연산증폭기(340c)의 출력은 주트랜지스터 스위치 양단의 전압이 80V 아래로 떨어질때까지 다시 오픈 콜렉터가 되지 않는다.

전압센싱회로의 이 부분은 에너지를 제한하여 주트랜지스터(158)는 전류제한모드(아래 참조)에 있는 동안, 그리고 양호한 디밍(dimming)을 위한 올바른 파형을 여전히 허용하는 동안 사라져야 한다.

다이오드(346,345)는 전원전압의 입력에서 가능한 최대전압을 클램핑함에 의해 연산증폭기(340c,340b)의 네가티브 입력 터미날을 각각 보호한다.

베이스 드라이브회로(230)는 트랜지스터(366,368) 및 저항(367,377,378,375)으로 구성된다.

주트랜지스터 스위치(158)는 다알링톤 구조로 된 트랜지스터(379,380)를 포한한다.

다알링톤 배치는 베이스 드라이브 전원에 요구되는 전력을 낮추는데 사용된다.

베이스 전류는 임의의 베이스 드라이브신호의 부재에, 비조정된 10V DC전원으로부터 베이스 저항(377,378)을 통해 트랜지스터(379,380)와 저항(375)에 제공된다. 이것은 트랜지스터(366)가 온된 상황이며 트랜지스터(368)가 오프되게 한다.

트랜지스터(366)가 오프이고, 트랜지스터(368)가 온일 때, 베이스 저항(367)을 통해 베이스 전류를 수용하며 주트랜지스터 스위치(158)로부터 베이스 드라이브 전류를 분로시켜 그것을 오프되게 한다.

전류제한회로(220)는 저항(381,382,376,374,373,372 및 370), 제너다이오드(371) 및 트랜지스터(369)로 구성된다. 주트랜지스터 스위치(158)에 흐르는 정상 전류양으로, 트랜지스터(369)의 베이스는 제너다이오드(371)에 의해 에미터 아래로 유지된다.

주트랜지스터 스위치(158)를 흐르는 전류가 증가함에 따라, 저항(381,382) 양단의 전압강하는 증가하며, 트랜지스터(380)는 가열되며, 베이스-에미터 접합점 양단의 전압강하는 감소한다.

이들 전압의 합은 저항(374,373 및 372)으로 형성된 전위분배기에 의해 분배되어 트랜지스터(369)의 베이스에 가해진다. 주트랜지스터 스위치(158)의 전류가 가감저항(373)에 의해 설정된 소정치 이상으로 상승할 때, 충분한 전압이 트랜지스터(369)의 베이스에 가해져 온되게 한다.

이것은 주트랜지스터 스위치(158)로부터 베이스 드라이브를 제거하여 턴오프를 시작한다.

그 다음 트랜지스터(369)가 더 이상 바이어스되지 않을 때까지 주트랜지스터 스위치(158)의 전류는 떨어진다. 주트랜지스터 스위치(158)는 다시 그 다음 턴온된다.

이 피드백 액션의 네트결과는 그 액션영역에 있는 주트랜지스터 스위치(158)와 함께, 소정치로 주트랜지스터 스위치(158)의 전류를 제한한다.

검지된 전압에 트랜지스터(380)의 베이스-에미터전압의 삽입은 특히 동작온도에 큰 변화가 있을 때 이 피드백 루프를 안정화하는데 사용된다.

전류제한회로(220)는 또한 콘덴서(200)의 방전률을 제한하도록 작용한다.

콘덴서(200)는 바람직한 발명의 실시예를 위한 주다이버토이다.

그것은 입력호트와 부하호트 리이드와 직렬로 놓여진다. 바이패스 스위치(384)는 시스템 설치와 체크-아웃 동안 단락되도록 주트랜지스터 스위치(158)를 인에이블하여 배선에러로 인한 임의의 장해로부터 보호한다.

금속-산화물 바리스터(MOV)(202)는 고-에너지 전압 순간으로부터 주트랜지스터 스위치(158)를 보호한다.

MOV(210)는 유사 순간으로부터 제어회로를 보호한다. 전-파 브릿지(383)는 제11도의 브릿지에 대응한다.

트랜스(150)는 베이스 드라이브 전원(152) 및 저-전압 전원(160)용 전력을 제공한다.

트랜스(150)는 2차권선은 중앙-분리된다.

전체 2차권선 양단의 출력전압은 전-파 브릿지(385)의 AC터미날에 가해진다.

브릿지(385)의 출력은 직렬-연결된 필터 콘덴서(386,387)에 연결된다.

콘덴서(386,387)사이의 접합점은 트랜스(150)의 2차권선상의 중앙분기에 연결된다.

콘덴서(386)의 1터미날은 회로공통에 연결된다.

바람직한 실시예에서, 약 5V DC의 비조정 전압이 콘덴서(386) 양단에 나타나며, 약 10V DC의 비조정 전압이 콘덴서(386,387)의 직렬 조합의 양단에 나타난다.

이들 전압은 주트랜지스터 스위치(158)용 베이스 드라이브 및 릴레이(180)용 코일전압을 제공하는데 사용된다.

비조절된 10V DC는 전압조절기(389)의 입력에 가해진다. 바람직한 실시예에서 8V의 조정전압은 콘덴서(390)에 의해 필터되며 전력제어회로에 사용된다.

다이오드(388)는 입력전압이 턴오프 순간 조건하에서 출력전압보다 작게 되는 경우에 조절기(389)를 보호한다.

장해보호회로(164)는 연산증폭기(340d,315d)와 그 관련부품으로 구성된다.

연산증폭기(340d)의 포지티브 입력은 전원전압의 반인 기준전압에 연결된다.

연산증폭기(340d)의 네가티브 입력은 저항(352,353 및 354) ; 콘덴서(351,355) 및 다이오드(350)로 형성된 집적회로의 출력에 연결된다.

주트랜지스터 스위치(158)의 콜렉터전압은 다이오드(350)의 애노드에 가해지면, 콘덴서(351) 충전에 사용된다. 다이오드(350)와 콘덴서(351)는 함께 피크전압 검출회로를 구성한다. 콘덴서(351)상의 전압은 저항(352,353 및 354)으로 구성된 전압분배기에 의해 분배되어 연산증폭기(340d)의 네가티브 입력에 가해진다.

콘덴서(355)는 저항(352,353 및 354)과 함께 저역필터를 형성한다.

네트결과는 연산증폭기(340d)의 네가티브 입력에 가해진 전압이 주트랜지스터 스위치(158)의 콜렉터전압의 10 내지 15 반사이클의 피크의 통합이다.

정상적으로 연산증폭기(340d)의 네가티브 입력전압은 포지티브 입력에 가해진 기준전압 아래이며, 연산증폭기의 출력은 오픈 콜렉터이다.

램프가 제거된 전력 콜렉터 동작과 같은 장해조건하에서, 네가티브 입력의 전압은 기준전압 이상으로 상승하며, 연산증폭기(340d)의 출력은 로우가 된다.

연산증폭기(340d)의 출력은 연산증폭기(315d)의 포지티브 입력에 연결된다.

저항(331) 및 콘덴서(351) 또한 연산증폭기(315d)의 포지티브 입력에 연결되다.

스태디-상태 조건하에서, 콘덴서(330)는 전원전압까지 충전된다. 연산증폭기(340d)의 출력이 로우가 될 때, 콘덴서(330)은 제로볼트로 방전된다. 일단 연산증폭기(340d)의 출력이 다시 오픈 콜렉터가 되면, 콘덴서(330)는 저항(331)을 통해 전원전압까지 충전된다.

연산증폭기(315d)의 네가티브 입력은 연산증폭기(315a)와 관련부품에 의해 발생된 톱니파형에 연결된다. 콘덴서(310)와 저항(311)은 광결합기(308)로부터의 출력신호를 미분한다.

다이오드(312)는 임의의 네가티브 전압을 접지로 클램프한다. 그러므로 연산증폭기(315a)의 네가티브 입력의 입력전압은 하이로 진행하는 광결합기(308)의 출력에 싱크된 포지티브-고잉 트리거이며, 차레로 AC전원전압의 제로-크로싱에서 발생한다.

연산증폭기(315a)의 포지티브 입력은 전원전압의 반인 기준전압에 연결된다.

그러므로 네가티브 입력상에서 각 트리거 펄스를 수신함에 따라, 연산증폭기(315a)의 출력은 로우로 구동된다. 저항(313)과 콘덴서(314)는 연산증폭기(315a)의 출력에 연결된다. 출력이 로우가 될 때 콘덴서(314)는 방전한다.

출력이 다시 오픈 콜렉터가 될 때, 콘덴서(314)는 저항(313)을 통해 다음 트리거 펄스가 네가티브 입력에서 수신될때까지 충전한다.

그러므로 연산증폭기(315a)의 출력전압은 AC전원전압의 제로 크로싱에 싱크된 톱니파형이다.

상술한 것처럼, 스태디-상태 조건하에서, 연산증폭기(315d)의 포지티브 입력은 전원전압이다.

바람직한 실시예에서, 네가티브 입력에 가해진 톱니파형은 전원전압의 2/3 이상으로 경사진다.

그러므로 연산증폭기(315d)의 출력은 오픈 콜렉터이며 스태디-상태 조건하에서 풀-업 저항(332)에 의해 하이로 정상적으로 끌린다.

장해조건하에서, 연산증폭기(315d)의 포지티브 입력의 입력전압은 제로볼트가 된다.

그러므로 연산증폭기(315d)의 출력은 로우가 되며, 베이스 드라이브는 광결합기(308)의 출력을 고려하지 않고 트랜지스터(366)로부터 제거된다.

장해가 제거된 후에 연산증폭기(340d)의 출력은 오픈 콜렉터가 된다.

이것은 몇몇 반사이클의 기간 이상으로 콘덴서(330)가 충전되는 것을 허용한다.

이러한 콘덴서전압의 느린 상승은 연산증폭기(315a)의 출력에서의 톱니파형과 비교된다.

그래서 연산증폭기(315d)의 출력은 각 반사이클의 시작에서 오픈 콜렉터가 되며, 콘덴서(330)가 충전되는 각 반사이클에서 증가하는 시간의 긴 기간을 위한 사항에서 머무르며, 베이스 드라이브가 각 반사이클에서 보다 긴 시간 동안 트랜지스터(366)에 가해지도록 허용한다. 이것은 광결합기(308)의 출력전압이 트랜지스터(366)의 턴-오프 시간을 제어할 때 정상동작의 안전한 변화를 보장한다.

연산증폭기(362a,362b)와 그 과련부품은 시동 시퀀스회로를 형성하여 가득찬 빛 출력에서 램프를 온되게하며, 그 다음 사용자가 가감제어수단의 레벨세트로 점차 희미해진다. 바람직한 실시에에서, 이러한 희미해짐은 약 3초의 기간이 지난 후에 발생한다.

연산증폭기(362b)의 네가티브 입력은 연산증폭기(315a)의 출력에서 발생된 톱니파형에 연결된다.

연산증폭기(362b)의 포지티브 입력은 콘덴서(361)에 연결되며, 다른 터미날은 호로 공통에 연결된다.

터미날(300)에 제어신호가 존재하지 않으므로, 콘덴서(361)는 저항(358)과 다이오드(360)를 통해 전원전압까지 충전된다.

그러므로, 연산증폭기(362b)의 포지티브 입력에 나타나는 전압은 모든 시간에 네가티브 입력에 나타나는 톱니전압보다 크며, 연산증폭기(362b)의 출력은 오픈 콜렉터이다.

이것은 풀-업 저항(364)에 의해 전원전압까지 풀업되며, 베이스 전류가 저항(363)과 다이오드(365)를 통해 트랜지스터(366)에 제공되어 온되게 하며, 따라서 각각의 전체 반사이클동안 주트랜지스터 스위치(158)를 온되게 한다.

상술한 것처럼, 제어신호가 터미날(300)에 존재할 때마다, 연산증폭기(315c)의 출력은 하이가 된다.

그러므로, 전류가 저항(356)을 통해 흘러 트랜지스터(357)를 온되게 한다.

그래서, 콘덴서(361)는 저항(359)을 통해 방전할 수 있다. 바람직한 실시예에서, 이것이 발생하는데 몇초가 걸린다. 콘덴서(361)가 방전함에 따라, 연산증폭기(362b)의 네가티브 입력에 가해진 톱니전압이 콘덴서 전압 보다 클 때 각 반사이클에 증가부분이 있으며, 연산증폭기(362b)의 출력이 로우가 되어 트랜지스터(366) 및 주트랜지스터 스위치(158)를 오프되게 한다.

그러므로 출력전압 파형의 노치는 점차 오픈업된다. 프로세스의 어떤 점에서, 광결합기(308)의 출력신호는 연산증폭기(362b)의 출력보다 각 반사이클에서 늦은 베이스 전류를 요구하며, 시동 시퀀스회로는 출력전압 파형에 더 이상 영향을 끼치지 않도록 한다.

연산증폭기(362a)는 초기 턴-온 조건하에서 전압센싱회로(170)의 부분용 무효기능을 제공한다.

연산증폭기(362a)의 네가티브 입력은 콘덴서(361)에 연결된다.

그러므로 이 점에서 전압은 초기에 전원전압이며, 몇초의 진행후에 제로로 천천히 떨어진다.

연산증폭기(362a)의 포지티브 입력은 전원전압의 약 1/3인 기준전압에 연결된다.

그러므로 초기에 연산증폭기(362a)의 출력은 로우가 된다. 이것은 연산증폭기(340a,340b)의 출력을 로우로 만들어 트랜지스터가 온되게 하는 것을 방지한다.

일단 콘덴서(361)가 기준전압 아래로 방전되면, 연산증폭기(362a)의 출력은 오픈 콜렉터가 되며, 연산증폭기(340a,340b)는 정상방식으로 기능한다.

이 무효기능은 주트랜지스터 스위치(158) 양단의 전압이 로우가 기대될 때 시동조건하에서 주트랜지스터 스위치(158) 초기 턴-온으로부터 전압센싱회로(170)를 방지한다.

현재 제20도 회로의 저항과 콘덴서의 바람직한 값은 아래 표 2에 주어진다.

모든 저항은 별다른 표시가 없으면 0.5W 전력정격 보다 크지 않다.

[표 2]

브릿지(301,385)는 1Amp 600V 정격이다.

브릿지(383)는 10A 600V 정격이다.

광결합기(308)는 제네랄 일렉트릭 H11L1이다.

다이오드(312,319,334,335,345,346,360,365 및 388)는 1NP14형이다.

다이오드(329)는 1N404형이다.

다이오드(350)는 1A 600V 정격이다.

제너다이오드(371)는 2.5V의 항복전압이다.

트랜지스터(326,357 및 366)는 2N4123형이다.

트랜지스터(328)는 MJE170형이다.

트랜지스터(368 및 369)는 MJE182형이다.

트랜지스터(379,380)는 2SC3307형이다.

연산증폭기(315a,215a,315c 및 315d)는 모두 LM339이다.

유사하게, 연산증폭기(340a,340b,340c 및 340d)는 모두 다른 LM339이다.

전압조절기(389)는 8볼트의 출력전압을 갖는다.

트랜스(150)는 120V 1차권선과 10V 중앙-분기된 2차권선을 갖는다.

금속-산화물 바리스터(202)는 제네랄 일렉트릭 V320LA15A이다.

금속-산화물 바리스터(210)는 파나소닉 20K221U이다. 릴레이(180)는 6V DC코일과 15A의 전류정격의 접촉을 갖는다.

본 발명은 그것의 정신과 본질적인 범위를 벗어나지 않고 다른 특정 형태로 실시될 수 있으며, 따라서 발명의 범위를 표시하는 것으로 전술한 명세서보다 차라리 첨부된 청구범위에서 참고가 이루어진다.

Claims

입력단 및 출력단을 가지며, 상기 입력단에서 입력 AC전압을 수신하고 상기 출력단에 출력 AC전압을 공급하며, 1) 상기 입력, 출력단을 상호 접속하는 스위칭소자 ; 2) 에너지를 상기 출력단에 다이버팅하기 위해 접속된 주에너지 다이버팅수단 ; 3) 제어가능한 에너지 양을 상기 출력단자에 다이버팅하기 위해 상기 출력단에 접속되고, 상기 출력 AC전압의 출력파형을 제어하도록 스위칭소자가 오프인 제어가능한 기간동안에 에너지를 다이버트하기 위하여 제어회로에 의하여 액티베이트되는 가변에너지 다이버팅수단 ; 및 4) 상기 스위칭소자 및 상기 가변에너지 다이버팅수단을 제어하기 위한 수단으로 구성되는 제어회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력제어시스템.
제1항에 있어서, 상기 가변에너지 다이버팅수단은 상기 스위칭소자의 오프직후에 액티베이트되는 것을 특징으로 하는 시스템.
제2항에 있어서, 상기 가변에너지 다이버팅수단은 상기 스위칭소자의 온직전에 액티베이트되는 것을 특징으로 하는 시스템.
제1항에 있어서, 상기 가변에너지 다이버팅수단은 상기 스위칭소자의 온직전에 액티베이트되는 것을 특징으로 하는 시스템.
제1항에 있어서, 상기 주에너지 다이버팅수단은 상기 입력단 및 상기 출력단과 직렬로 접속되며, 상기 가변에너지 다이버팅수단과 병렬로 접속된 임피던스 소자를 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
제1항에 있어서, 상기 가변에너지 다이버팅수단은 상기 입력단 및 상기 출력단과 직렬로 접속된 제어가능한 전도성 반도체장치를 포함하며, 상기 제어가능한 전도성 장치의 전도도를 변화하여 다이버트된 상기 에너지량을 제어하기 위하여 도전하도록 전류량을 제한하기 위해 동작하는 것을 특징으로 하는 시스템.
제6항에 있어서, 상기 스위칭소자는 상기 제어가능한 전도성 장치를 포함하며 상기 제어가능한 전도성 장치는 상기 전류의 온 및 오프 스위칭을 위해 더 동작하는 것을 특징으로 하는 시스템.
제6항에 있어서, 상기 출력 AC전압의 기능으로서 상기 제어가능한 전도성 장치의 상기 전도도를 제어하기 위한 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
제8항에 있어서, 상기 제어가능한 전도성 장치는 적어도 3모드 동작을 가지며, 상기 모드는 A) 상기 출력 AC전압이 상기 입력 AC전압과 본질적으로 동일한 온모드 ; B) 상기 출력 AC전압이 본질적으로 상기 주에너지 다이버팅수단에 저장된 에너지로부터만 상기 출력단에 공급되는 오프모드 ; 및 C) 상기 제어가능한 전도성 장치의 콘덕턴스가 적어도 상기 출력 AC전압의 각 사이클의 파트 동안에 상기 제어가능한 전도성 장치를 통하여 본질적으로 상수 출력전류를 얻기 위하여 변화되는 전류 소오스모드로 구성되는 것을 특징으로 하는 시스템.
1) 상기 소오스 및 상기 부하와 직렬인 스위치소자를 닫는 단계 ; 2) 제1소정기간후에 상기 스위치 소자를 오픈하고 에너지를 상기 부하에 다이버트하기 위하여 주에너지 다이버토를 액티베이팅하는 단계 ; 3) 부가에너지를 상기 부하에 다이버트하기 위하여 제2소정기간후에 가변에너지 다이버토를 액티베이팅하는 단계 ; 4) 상기 스위치소자를 닫음에 의하여 상기 주에너지 다이버토 및 상기 가변에너지 다이버토에 의한 상기 에너지의 다이버팅을 중단하는 단계 ; 및 5) AC소오스전압의 각 반사이클마다 적어도 한 번 단계(2) 내지 (4)를 반복하는 단계로 구성되며, 부하에 공급되는 AC소오스로부터의 전력을 제어하는 것을 특징으로 하는 방법.
제10항에 있어서, 단계(3)는 부하에 공급된 AC전력의 파형을 제어하는 것을 특징으로 하는 방법.