KR101345780B1 - 단일 출력 인덕터를 사용한 풍력, 태양광 하이브리드 발전제어기의 전력변환장치 - Google Patents

단일 출력 인덕터를 사용한 풍력, 태양광 하이브리드 발전제어기의 전력변환장치 Download PDF

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Abstract

본 발명의 단일 출력 인덕터(Inductor)를 사용한 풍력, 태양광 하이브리드(Hybrid) 발전제어기의 전력변환장치는 두 개 이상의 에너지원을 입력받고, 입력된 에너지원에 교류전압이 존재할 경우 해당 교류전압을 정류기를 이용하여 직류전압으로 변환한 후 각각의 입력에 스위칭소자 S1, S2를 연결하여 스위칭 된 출력을 하나의 다이오드(D)와 하나의 인덕터(L) 입력에서 묶고 인덕터(L) 출력을 하나의 콘덴서(C)와 부하저항(R)에 연결함으로써 회로를 단순화한 것을 특징으로 하는 것으로, 회로를 단순화함으로써 제품의 제작단가를 줄일 수 있고, 제품의 소형화가 가능하며, 제품의 안정성과 효율을 동시에 높일 수 있다.

Description

단일 출력 인덕터를 사용한 풍력, 태양광 하이브리드 발전제어기의 전력변환장치 { a Hybrid Converter using a inductor }
본 발명은 풍력, 태양광 하이브리드 발전제어기의 전력변환장치에 관한 것으로, 더 자제하게는 단일 출력 인덕터를 사용하여 두 개 이상의 전기에너지를 효율적으로 합하고 생산원가를 획기적으로 줄일 수 있도록 한 것에 관한 것이다.
일반적으로 풍력발전기와 태양광발전기에서 생산되는 전기에너지는 비주기적 불안정한 전기에너지라는 특징을 가지고 있다.
따라서 이 불안정한 전기에너지를 안정된 전기에너지로 만들기 위해서는 변환기술이 필요하다.
이를 위해 사용하는 것이 전력변환장치이며, 풍력발전기 및 태양광발전기 등을 동시에 입력하여 실시간 동시에 변환 가능한 전력변환장치를 하이브리드 전력변환장치(Hybrid Converter)라 한다.
도 1에는 하이브리드 전력변환장치의 요부 구성도가 도시되어 있다.
도 1과 같이 하이브리드 전력변환장치는 두 개 이상의 에너지원을 입력받고, 입력된 에너지원에 교류전압(풍력발전기)이 존재할 경우 해당 교류전압을 정류기를 이용하여 직류전압으로 변환한 후 각각의 입력회로에 전압변환용 승압변환기(Boost Converter) 또는 강압변환기(Buck Converter)을 사용하여 전압을 변환한 후 그 출력들을 직결(병열) 또는 다이오드(Diode)를 사용하여 하나로 합하여 변환전력을 출력하고, 변환전력출력에는 2차 전지 또는 전력계통연계를 위한 인버터 등을 연결하도록 되어 있었다.
상기 하이브리드 전력변환장치는 두 개 이상의 입력에 대하여 해당입력이 모두 강압전력변환기(Buck Converter)로 구성하는 하이브리드 변환기를 대상으로 하며, 직류입력(태양광) 또는 교류입력(풍력발전기)에 대하여 직류로 변환된 전압에 해당하는 개수의 스위칭소자인 MOSFET;Metal oxide silicon field effect transistor, Metal oxide semiconductor field effect transistor), IGBT(Insulated Gate Bipolar mode Transistor) 등을 이용한 정밀 펄스폭변조(PWM;Pulse Width Modulation)제어와 위상제어(位相制御)를 통하여 스위칭 제어된 전압을 하나의 출력 인덕터로 강압하는 강압변환기(Buck Converter)를 구비하는 것이 특징이다.
상기 PWM제어는 태양광 및 풍력발전기 제어와 각 에너지원의 정보를 취득, 연산. 판단 및 입력된 에너지원의 최대 전력 점 추종제어를 위한 MPPT제어 알고리즘(Maximum power point tracking control algorithm), 배터리 관리(Battery management) 등을 위하여 마이크로프로세서(Microprocessor)에 의한 제어 알고리즘을 포함하고 있다.
도 2는 강압변환기의 기본원리를 보여주는 회로도이다.
도 2에서 L은 인덕터(Inductor)이고, C는 콘덴서(Condenser)이고, D는 다이오드(Diode)이고, S는 스위치(스위칭소자)이고, R은 부하저항(출력저항)이고, GND은 접지(Ground)이다.
도 2와 같이 입력 E에서 공급된 전하는 스위치 S을 통해 L -> C,R -> GND -> D -> L으로 경로를 형성하도록 구성해서 전하(電荷)의 공급을 원활히 하고, 스위칭소자 S는 FET 또는 IGBT 등을 사용하고, 이를 고속 PWM신호를 사용하여 도 2a와 같이 일정한 주기(T)를 가지는 ON/OFF 제어를 반복하도록 한다.
도 2a와 같이 스위치 S가 개폐되면서 한 주기를 이룰 때, 한 주기(= 전류가 흐른 시간 + 전류가 흐르지 않은 시간)에 대한 전류가 흐른 시간의 비를 듀티 사이클(Duty cycle)이라 하며, 또 전류가 흐르지 않은 시간에 대한 전류가 흐른 시간의 비를 듀티비(Duty ratio)이라고 한다.
이를 식으로 보면 아래와 같다.
식 1:
Figure 112012041971739-pat00001
도 2의 다이오드 D의 양단에 걸리는 전압의 평균치는 아래와 같다.
식 2:
Figure 112012041971739-pat00002
<예1>
상기 식 1, 2를 기본으로 “인덕터의 전류는 연속, 순저항 부하 (C → 0)”로 가정했을 때 출력전압 Vc는 다음과 같다.
식 3:
Figure 112012041971739-pat00003
식 4:
Figure 112012041971739-pat00004
위 식에서와 같이 식 1의 듀티 사이클을 조정하면 식4의 식에 따라 출력전압의 평균치를 조절할 수 있다.
이 때, 0≤D≥1이므로 0≤Vc≥E가 되어 강압형 변환기가 된다.
<예2>
인덕터의 전류는 연속, 콘덴서의 용량이 충분히 커서 출력전압이 맥동이 없는 직류라고 가정(vC=Vc)할 때 부하저항 R에 흐르는 전류 iR은 아래와 같다.
식 5:
Figure 112012041971739-pat00005
0<t<DT DT<t<T
스위치 (S) on off
다이오드 (D) off on
인덕터전압(vL) vL=E-Vc>0 vL=-Vc<0
인덕터전류(iL) 증가 감소
출력전압이 일정할 때 다이오드 D의 양단전압 vD의 평균치는 상기 식 2와 같고, 출력전압은 아래와 같다.
식 6:
Figure 112012041971739-pat00006
인덕터 L의 양단전압 vL은 다음과 같다.
Figure 112012041971739-pat00007
Figure 112012041971739-pat00008
Figure 112012041971739-pat00009
인덕터에 흐르는 전류 :
Figure 112012041971739-pat00010
인덕터에 흐르는 전류 평균치 :
Figure 112012041971739-pat00011
인덕터에 흐르는 전류의 맥동치 :
Figure 112012041971739-pat00012
Figure 112012041971739-pat00013
Figure 112012041971739-pat00014
인덕터에 흐르는 최대 전류 :
Figure 112012041971739-pat00015
인덕터에 흐르는 최소 전류 :
Figure 112012041971739-pat00016
도 2c는 상기 예2의 조건에서의 동작을 그래프로 나타낸 것이다.
에너지 보존의 개념에서의 출력전압 계산
입력에너지 :
Figure 112012041971739-pat00017
출력에너지 :
Figure 112012041971739-pat00018
부하전류 :
Figure 112012041971739-pat00019
입력에너지 = 출력에너지 →
Figure 112012041971739-pat00020
<예3>
상기 <예1>, <예2>는 출력전압이 일정하다고 가정한 예이나 실제로는 맥류(Ripple) 성분을 포함하고 있다.
아래 식은 이러한 맥류를 포함했을 때의 식이다.
콘덴서 전류:
Figure 112012041971739-pat00021
출력전압의 변동이 미미하다고 가정하면
인덕터 전류의 교류성분(맥류) = 콘덴서의 전류
인덕터 전류의 직류성분 = 저항의 전류
콘덴서에 축적되는 전하량 :
Figure 112012041971739-pat00022
전압맥동(맥류) :
Figure 112012041971739-pat00023
상기 식과 같이 L, C의 값을 크게 하거나 스위치의 ON/OFF 주기 T를 줄이면(스위칭 주파수를 높이면) 전압맥동(맥류)이 줄어드는 것을 알 수 있으며, 도 2c와 같다.
<예4>
상기 <예3>에서 스위칭 주파수를 2배 올렸을 때 주기 T의 변화와 콘덴서 C로 흐르는 맥류변화는 아래와 같다.
콘덴서에 축적되는 전하량 :
Figure 112012041971739-pat00024
전압맥동(맥류) :
Figure 112012041971739-pat00025
상기 식과 같이 스위칭 주파수를 2배 올렸을 때 주기 T는 1/2로 줄어들고 전압맥동(맥류)는 상기 식과 같이 줄어들었음을 알 수 있으며, 도 2d와 같이 나타남을 확인할 수 있다.
한편 종래의 하이브리드 강압컨버터 원리를 설명하면 다음과 같다.
도 3은 기존 풍력, 태양광 하이브리드 변환장치(Hybrid Converter)의 일반적인 구성 원리를 나타낸 것이며, 기본동작원리는 도 1의 기본회로 두 개를 병열로 연결하여 하나의 콘덴서(C)와 부하저항(R)에 연결된 구조를 가진다.
상기 종래의 회로의 장점은 스위치 S1, S2가 일정 주기를 두고 교차 제어함으로써 두 입력의 전하를 분산제어가 가능하며, 스위칭소자의 발열을 줄일 수 있고, 전압, 전류맥동을 적게 설계할 수 있다는 것이다.
그러나 상기 종래의 회로는 도 3과 같이 고가(高價)의 인덕터와 다이오드를 해당 입력마다 각각의 회로로 구성해 주어야 함으로써 제품 단가 상승과 제품의 크기가 증가하며, 유지보수비용이 증가한다는 단점이 있다.
또한 제품의 크기가 커지게 되므로 제품 포장 및 물류비용 상승이 불가피하고 설치공간제약이 생기는 단점이 있다.
도 3의 종래의 하이브리드 강압컨버터 회로의 동작방법은 S1, S2의 on/off 제어신호를 180°위상차로 교차 제어하는 방법이 주를 이루고 있으며, E1과 E2의 전하를 분산/교차하여 콘덴서(C)와 부하(R)에 전하를 공급하는 형태이다.
도 3a와 같이 인덕터에 흐르는 전류맥동(vL1, vL12)이 콘덴서(C)로 묶이면서 콘덴서에 흐르는 전류맥동(ic) 주파수는 2배 증가하고, 진폭(振幅; 신호의 최대값(lmax)과 최소값(lmin)의 차이)은 1/2로 감소하였음을 알 수 있다.
도 2b의 S가 1주기(T) 동작 동안(도 2b의 vS주기) 도 3 스위치 S1과 S2는 번갈아 1회씩 동작(도 3a의 vS1, vS2와 같이 180°위상차로 각 1회씩 동작)했기 때문에 도 2b의 vS 1주기 동안 도 3a의 vS1 주기와 vS2 주기를 합한 2주기 동작을 했기 때문에 주파수를 2배 높인 결과이다.
이는 곧 도 2b의 vS 주기 T를 1/2로 줄인 것과 같음으로 상기의 <예4>와 같이 주파수를 높였을 때 결과와 같은 결과로 나타난다.
따라서 도 2d와 도 3a는 콘덴서(C)에 축적되는 전하량(△Q)와 전압맥동(△Vc)가 동일함을 알 수 있으며, 도 3b에서 두 결과 값을 자세히 비교할 수 있다.
즉, 도 3b는 도 3a와 도 2d에서 인덕터 양단에 걸리는 전압 vL1, vL2와 vL, 그리고 콘덴서(C)에 흐르는 전류 ic의 변화를 비교하기 위해 발취한 그림이며, 두 그림과 같이 콘덴서(C)에 흐르는 전류 ic가 동일한 것을 확인할 수 있다.
상기 종래의 하이브리드(Hybrid) 발전제어기의 전력변환장치는 두 개 이상의 에너지원을 입력받고, 입력된 에너지원에 교류전압이 존재할 경우 해당 교류전압을 정류기를 이용하여 직류전압으로 변환한 후 각각의 입력회로에 전압변환용 승압변환기(Boost Converter) 또는 강압변환기(Buck Converter)을 사용하여 전압을 변환한 후 그 출력들을 직결(병열) 또는 다이오드(Diode)를 사용하여 하나로 합하여 변환전력을 출력하고, 변환전력출력에는 2차 전지 또는 전력계통연계를 위한 인버터를 연결하는 방식을 취하고 있다.
본 발명은 상기 종래의 하이드브리드 발전제어기의 전력변환장치의 제결함을 감안하여 안출한 것으로, 그 목적이 소자의 감소와 회로의 단순화를 도모하여 원가를 절감하고 생산성을 향상시킬 수 있도록 하는 단일 출력 인덕터(Inductor)를 사용한 풍력, 태양광 하이브리드(Hybrid) 발전제어기의 전력변환장치를 제공하는 데에 있는 것이다.
아울러 본 발명은 그 다른 목적이 전압, 전류맥동을 적게 설계할 수 있도록 함은 물론 전력변환효율이 뛰어난 단일 출력 인덕터(Inductor)를 사용한 풍력, 태양광 하이브리드(Hybrid) 발전제어기의 전력변환장치를 제공하는 데에 있는 것이다.
상기의 목적을 달성하기 위한 본 발명의 단일 출력 인덕터(Inductor)를 사용한 풍력, 태양광 하이브리드(Hybrid) 발전제어기의 전력변환장치는 두 개 이상의 에너지원을 입력받고, 입력된 에너지원에 교류전압이 존재할 경우 해당 교류전압을 정류기를 이용하여 직류전압으로 변환한 후 각각의 입력에 스위칭소자 S1, S2를 연결하여 스위칭 된 출력을 하나의 다이오드(D)와 하나의 인덕터(L) 입력에서 묶고 인덕터(L) 출력을 하나의 콘덴서(C)와 부하저항(R)에 연결한 것을 특징으로 한다.
본 발명의 단일 출력 인덕터(Inductor)를 사용한 풍력, 태양광 하이브리드(Hybrid) 발전제어기의 전력변환장치는 상기 다이오드(D)를 대신하여 순방향 전압강하가 작은 스위칭소자(S3)를 사용할 수 있다.
상기 스위칭소자(S3)는 FET(field effect transistor) 또는 IGBT(Insulated Gate Bipolar mode Transistor) 등을 사용할 수 있다.
본 발명의 단일 출력 인덕터(Inductor)를 사용한 풍력, 태양광 하이브리드(Hybrid) 발전제어기의 전력변환장치는 회로를 단순화함으로써 제품의 제작단가를 줄일 수 있고, 제품의 소형화가 가능하며, 제품의 안정성과 효율을 동시에 높일 수 있다.
또한 회로의 동작을 책임지는 마이크로프로세서가 각종 제어 및 검출점을 최소화할 수 있기 때문에 제품개발 개발이 용이하고 생산효율을 크게 향상시킬 수 있으며, 마이크로프로세서의 성능을 최대한으로 끌어올릴 수 있다.
도 1은 하이브리드 전력변환장치의 요부 구성도
도 2는 강압변환기의 기본원리를 보여주는 회로도
도 2a는 듀티 사이클(Duty cycle) 및 듀티비(Duty ratio)를 나타낸 파형도
도 2b는 도 2 강압변환기의 동작 파형도
도 2c는 도 2의 전압맥동 파형도
도 2d는 주파수를 2배 올렸을 때의 동작 파형도
도 3은 기존 풍력, 태양광 하이브리드 전력변환장치(Hybrid Converter)의 구성 회로도
도 3a는 도 3 회로의 동작 파형도
도 3b는 도 3회로의 주파수를 2배 올렸을 때의 동작 파형도
도 4는 본 발명의 한 실시예의 구성 회로도
도 4a 내지 도 4c는 동 실시예의 동작 회로도
도 4d는 도 4 회로의 동작 파형도
도 4e는 도 4 회로의 E1 = E2 연속신호의 동작 파형도
도 4f는 도 4 회로의 E1 < E2 불연속신호의 동작 파형도
도 4g는 도 4 회로의 E1 > E2 불연속신호의 동작 파형도
도 4h는 도 4 회로의 동작 파형도
도 5는 본 발명의 다른 실시예의 구성 회로도
도 5a 내지 도 5c는 동 다른 실시예의 동작 회로도
도 5d는 도 5 회로의 동작 파형도
도 5e는 도 5 회로의 지연시간 추가 동작 파형도
도 6 및 도 7은 본 발명의 제어흐름도
도 8은 하이브리드 전력변환장치의 전체 시스템 구성도
도 9a는 연속신호 파형도
도 9b는 불연속신호 파형도
이하 본 발명의 구체적인 기술내용을 자세히 설명하면 다음과 같다.
본 발명의 단일 출력 인덕터(Inductor)를 사용한 풍력, 태양광 하이브리드(Hybrid) 발전제어기의 전력변환장치는 전술한 바와 같이 두 개 입력을 가진 ‘하이브리드 강압변환기’의 두 입력 값이 동일하다고 가정할 때 하나의 입력을 가진 ‘기본 강압변환기’의 스위칭 주파수의 1/2에 해당하는 주파수 동작과 동일하다는 원리를 근거로 한다.
도 4에는 본 발명의 단일 출력 인덕터(Inductor)를 사용한 풍력, 태양광 하이브리드(Hybrid) 발전제어기의 전력변환장치의 요부 회로도가 도시되어 있다.
도 4와 같이 본 발명의 단일 출력 인덕터(Inductor)를 사용한 풍력, 태양광 하이브리드(Hybrid) 발전제어기의 전력변환장치는 도 3의 기존 하이브리드 강압변환기에서 고가(高價)의 인덕터 L1과 다이오드 D1을 제거하고, 도 3의 회로와 다르게 S1과 S2의 출력을 하나의 다이오드(D)와 하나의 인덕터(L) 입력에서 묶어 회로를 단순화한 것이다.
도 4a 내지 도 4c는 본 발명의 하이브리드 전력변환기인 강압형 하이브리드 변환기의 원리를 설명한 것이며, 회로에 사용된 스위칭소자 S1과 S2의 동작에 따라 구성되는 경로를 보여주는 그림으로써 입력 E1, E2에서 S1, S2를 통해 나온 전하가 L -> C,R -> GND -> D -> L으로 경로를 통해 전하가 원활하게 공급됨을 보여주는 그림이다.
도 4a는 S1-on, S2-off 시 경로를 나타낸 것이고, 도 4b는 S1-off, S2-on 시 경로를 나타낸 것이며, 도 4c는 S1-off, S2-off 시 경로를 나타낸 것이다.
본 발명의 ‘하이브리드 강압컨버터’는 전술한 ‘기본 강압변환기 원리’도 2의 회로에 입력 E2와 스위치 S2를 추가한 것으로, 기본동작원리는 도 2의 강압형 전력변환기의 동작원리에 바탕을 두고 있다.
<제어방법1>
본 발명의 하이브리드 강압컨버터의 제어방법은 전술한 바와 같이 두 제어신호를 특정 주파수로 하고, 180°위상차의 제어신호 펄스(Pulse) 폭(Duty)을 제어하는 PWM제어방식이다.
본 발명의 하이브리드 강압컨버터에 있어서 S1, S2를 특정주파수로 하여 위상 180° 차이가 나도록 하여 제어할 때 도 4d의 vS1과 vS2와 같은 동작파형을 확인할 수 있다.
S1, S2에서 나온 전하를 하나로 묶어 인덕터(L)와 다이오드(D)에 공급할 때 인덕터에 걸리는 전압은 도 4d의 vL과 같이 나타나게 된다.
전술한‘기본 강압변환기 원리’의 <예4>와 같이 동작주파수를 2배 증가시킨 것과 동일하며, 주기(T)를 1/2로 줄인 결과와 동일한 것이다.
따라서 도 4d의 주기 T의 변화와 콘덴서 C로 흐르는 맥류변화는 아래와 같다.
콘덴서에 축적되는 전하량 :
Figure 112012041971739-pat00026
전압맥동(맥류) :
Figure 112012041971739-pat00027
위에서 살핀 것과 같이 본 발명의 회로가 ‘기존 하이브리드 강압변환기 원리’에서 사용된 회로에서 각 두 개의 인덕터(L)와 다이오드(D)를 하나의 인덕터(L)와 다이오드(D)로 축소, 변경하였으나 동작에는 아무런 문제가 없으며, 오히려 스위칭소자(S1, S2)에 흐르는 전류가 흐르지 않은 시간에 대한 전류가 흐른 시간의 비(듀티비: Duty ratio)가 도 3a의 vS1, vS2보다 도 4d의 vS1, vS2가 작음을 알 수 있다.
이 의미는 기존 하이브리드 강압변환기보다 본 발명의 하이브리드 강압변환기가 아래와 같이 우수하다는 것을 의미한다.
즉, 스위치 S1, S2의 on 시간이 작다는 것은 스위칭소자로 사용하는 MOSFET 또는 IGBT에 흐르는 전류량이 작기 때문에 스위칭소자의 발열량(發熱量)이 적다는 것을 의미하며, 발열량이 적음으로 방열을 위한 방열판(放熱板)의 크기를 줄일 수 있음으로 제품의 크기를 작게 만들 수 있고, 에너지 낭비가 줄어듦으로 전력변환 효율이 우수하다.
<제어방법2>
제어방법2는 ‘불연속(不連續)모드 제어기법’을 이용한 제어방법으로서, 불연속모드란 도 9a 및 도 9b와 같이 하나의 펄스(Pulse) 구간에 전위차가 다른 두 개 이상의 전위가 지속적으로 공급될 때를 의미한다.
하이브리드 변환기의 특성상 두 입력 E1과 E2가 같을 경우는 거의 없다고 볼 수 있다.
따라서 ‘E1 > E2’ 또는 ‘E1 < E2’의 조건에서 본 발명의 회로에 불연속신호로 공급 제어하는 방법이다.
도 4는 본 발명의 하이브리드 강압변환기 기본원리도이며, 이 회로를 제어하기 위해서는 제어신호의 위상을 제어하기 위한 기술이 매우 중시된다.
도 4e 내지 도 4g는 두 입력(E1, E2) 조건에 따른 회로를 제어하기 위한 제어신호의 위상제어를 그림으로 나타낸 것이다.
도 4e는 E1 = E2 연속신호의 경우이고, 도 4f는 E1 < E2 불연속신호의 경우이며, 도 4g는 E1 > E2 불연속신호의 경우이다.
상기 도 4e, 도 4f, 도 4g는 도 4d에서 ‘(1-D)T’ 구간을 S1, S2 제어신호를 정교하게 나누어 제어한 그림이다.
도 4e는 E1 = E2으로 (1-D)T 구간을 50:50로 나누어 제어함으로써 입력 E1과 E2의 전하를 균등하게 나누어 사용한 그림이다.
도 4f는 E1 < E2으로 E1이 E2에 비해 약30% 정도 작을 때 (1-D)T 구간을 30:70으로 나누어 제어함으로써 입력전하가 낮은 E1의 전하를 충분히 사용할 수 있도록 제어된 그림이다.
도 4g는 E1 > E2 로서 E1가 E2에 비해 약30% 정도 큰 경우 (1-D)T 구간을 70:30으로 나누어 제어함으로써 입력전하가 낮은 E2의 전하를 충분히 사용할 수 있도록 제어된 그림이다.
상기 제어 내용 중 신호비율은 두 입력의 차에 따라 달라지며, 전체 신호의 듀티비는 출력전압에 상관되어 있다.
인덕터에 흐르는 전류가 도 4f 또는 도 4g와 같이 불연속 전류이고, 인덕터 전류의 평균치가 감소하면 인덕터 전류의 최소치가 ‘0’이 되는 점에 도달하고, 인덕터 전류치가 더 감소하면 인덕터 전류의 최소치는 다이오드 특성으로 인해 음(-)이 되지 않는다.
또한 인덕터 전류는 특정구간에서 ‘0’으로 유지된다.
이를 불연속모드라 한다.
콘덴서가 충분히 커서 출력전압이 맥동이 없는 직류라고 가정할 때 다이오드(D) 양단전압(vD)의 평균치는 아래와 같다.
S1, S2 on :
Figure 112012041971739-pat00028
S1, S2 off :
- 인덕터 전류가 양인 구간
Figure 112012041971739-pat00029
- 인덕터 전류가 영으로 유지되는 구간
Figure 112012041971739-pat00030
Figure 112012041971739-pat00031
출력전압 : 일정
Figure 112012041971739-pat00032
인덕터 양단의 전압
S1, S2 on :
Figure 112012041971739-pat00033
S1, S2 off :
- 인덕터 전류가 양인 구간
Figure 112012041971739-pat00034
- 인덕터 전류가 양으로 유지되는 구간
Figure 112012041971739-pat00035
Figure 112012041971739-pat00036
인덕터 전류의 맥동치
Figure 112012041971739-pat00037
Figure 112012041971739-pat00038
Figure 112012041971739-pat00039
Figure 112012041971739-pat00040
Figure 112012041971739-pat00041
에너지 보존의 개념에서 출력전압 계산
입력에너지 :
Figure 112012041971739-pat00042
여기서 Ip는 인덕터 전류의 최대치이다.
출력에너지 :
Figure 112012041971739-pat00043
부하전류 :
Figure 112012041971739-pat00044
입력에너지 = 출력에너지
Figure 112012041971739-pat00045
을 유도할 수 있다.
출력전압
그러나 D’는 부하상태에 의해 결정되는 값이고, 필요한 것은 입출력전압과 듀티사이클과의 관계이므로 D’를 소거할 필요가 있다.
Figure 112012041971739-pat00046
이고,
Figure 112012041971739-pat00047
이므로
입력에너지 :
Figure 112012041971739-pat00048
출력에너지 :
Figure 112012041971739-pat00049
입력에너지 = 출력에너지
Figure 112012041971739-pat00050
연속과 불연속의 경계가 되는 듀티사이클(Dc)
방법 1: 경계에서는 연속인 경우 출력전압과 불연속인 경우의 출력전압이 일치한다
연속인 경우 출력전압 :
Figure 112012041971739-pat00051
불연속인 경우 출력전압 :
Figure 112012041971739-pat00052
Figure 112012041971739-pat00053
방법 2: 경계에서는 인덕터 전류(부하전류)의 평균치 = 인덕터맥동전류/2
인덕터 전류의 평균치 :
Figure 112012041971739-pat00054
인덕터 맥동전류 :
Figure 112012041971739-pat00055
Figure 112012041971739-pat00056
<제어방법3-동기식 강압변환기>
일반적인 강압형 전력변환기는 앞에서 예를 들었던 도 2, 도 3과 본 발명의 도 4와 같이 입력에 스위칭소자(S)와 인덕터(L) 사이에 다이오드(D)를 접지(GND)와 연결한 ‘비동기식 강압형 변환기’를 주로 사용한다.
그러나 에너지 변환효율을 올리기 위해서 상기 다이오드(D)를 대신하여 스위칭소자를 사용한 ‘동기식 강압형 변환기’를 구성할 수 있다.
강압형 전력변환기(도 2, 도 3, 도 4)에서 사용된 다이오드(D)는 쇼트키 다이오드(Shottky Diode)이다.
쇼트키 다이오드는 일반 실리콘 다이오드보다 자체 전압강하가 작지만 반도체 특성상 불가피한 전압강하(모델에 따라 0.35 ~ 0.5V 정도 순방향(順方向) 전압강하)가 발생한다.
따라서 일반 실리콘 다이오드 및 쇼트키 다이오드보다 전압강하가 작은 FET 또는 IGBT 등의 스위칭소자(S3)를 쇼트키 다이오드를 대신하여 사용한 예를 도 5와 같이 나타내고 있다.
도 5a, 도 5b, 도 5c는 본 발명의 ‘동기식 강압형 전력변환기’회로의 동작원리를 나타낸 그림이며, 동작 경로는 도 4,a, 도 4b, 도 4c와 동일한 경로가 이루어짐을 그림으로 알 수 있다.
도 5a는 S1-on, S2-off, S3-off 시 경로이고, 도 5b는 S1-off, S2-on, S3-off 시 경로이며, 도 5c는 S1-off, S2-off, S3-on 시 경로이다.
도 5d는 도 5a 내지 도 5c와 같이 구동했을 때 각각의 소자에 흐르는 전압, 전류변화를 그림으로 나타낸 것이며, 그 결과는 도 4h와 같음을 알 수 있다.
그러나 도 5d는 도 4h와 다르게 S2 -> S3 -> S1으로 스위치가 전환되는 사이에 S2 - S3 또는 S3 - S1 간에 일어날 수 있는 단락으로 과도한 전류가 흐르게 되어 효율저하 및 소자 소실을 방지하기 위해 도 5e와 같이 어떠한 스위치도 ON 되지 않는 지연시간(Dead-Time)을 추가하였다.
도 6은 앞에서 서술한 본 발명의 강압형 전력변환기를 제어하기 위한 제어계통을 간략화한 것이며, 고성능의 DSP 또는 ARM 프로세서에 의한 입,출력 감시 및 제어를 다루고 있으며, 제어알고리즘으로는 다음의 ‘Step P&O’ 알고리즘을 이용한 MPPT 기법을 사용하였다.
독립형 소형 풍력 및 태양광발전 시스템과 같이 하이브리드 발전제어 시스템의 경우 제어장치가 간단하고 가격이 저렴하여야 하고, 태양광 또는 풍력의 급변하는 자연에너지에 대한 추종(追從) 실패가 없어야 한다.
따라서 도 7과 같이 본 발명에서는 Step P&O 알고리즘을 이용한 MPPT 제어기법을 사용하였다.
MPPT 제어기법은 풍력 및 태양전지 모듈의 출력 전류가 풍량(風量) 또는 일사량(日射量)에 비례하는 특성을 이용하여 기준전압 재설정시에 증가하거나 감소하게 되는 교란 Step(단계)값을 적절하게 가변하여 최대 출력점 추종을 위한 반복 연산 횟수를 줄이고 최대 출력점 근처에서의 진동폭을 줄여 전력 손실을 줄이는 제어법이다.
Figure 112012041971739-pat00057
풍량 및 일사량이 급변하는 경우 △I(n) 값은 커지게 될 것이며, 이에 비례하여 교란 Step C 값도 커지게 되어 최대 출력점에 빠르게 추종하게 된다.
이와 반대로 일사량의 변동폭이 작은 경우 △I(n)값은 작아지고, 교란 Step C 값도 작아져 기준신호의 변동도 작아진다.
그러므로 일사 변동이 없을 때 교란 Step C 값은 0에 수렴하여 MPP를 따라가게 되고 진동에 의한 전력손실을 줄일 수 있다.
도 8에는 풍력, 태양광 발전제어기 전체시스템 구성도가 도시되어 있다.
이상에서 설명한 바와 같이 소형 풍력·태양광 하이브리드 발전시스템의 경우 저가의 제어기와의 경쟁력과 시스템의 경량화를 위하여 제어장치가 간단하고 가격이 저렴하여야 하며, 급변하는 자연에너지에 대한 정확한 추종제어(追從制御)로 변환효율을 보장하여야 하고, 높은 신뢰성을 확보하여야 한다.
본 발명에 단일 출력 인덕터(Inductor)를 사용한 풍력, 태양광 하이브리드(Hybrid) 발전제어기의 전력변환장치는 소자의 수를 줄임으로써 원가절감을 도모할 수 있게 됨은 물론 다음과 같은 장점이 있다.
첫째, 입력전압을 스위치에 의한 교차제어로 각 입력의 전하를 분산제어가 가능하다.
둘째, 분산제어에 의한 스위칭소자의 발열을 줄일 수 있다.
셋째, 발열량이 적음으로 방열을 위한 방열판(放熱板)의 크기를 줄일 수 있음으로 제품의 크기를 작게 만들 수 있다.
넷째, 발열량이 적어짐으로 에너지 낭비가 줄어듦으로 전력변환 효율이 우수하다.
다섯째, 전압, 전류맥동을 적게 설계할 수 있다.
여섯째, 회로를 단순화함으로써 제품의 제작단가를 줄일 수 있다.
일곱째, 제품의 소형화가 가능하다.
여덟째, 제품의 안정성과 효율을 동시에 높일 수 있다.
아홉째, 회로 동작을 책임지는 마이크로프로세서가 각종 제어 및 검출점(Sensing point)을 최소화 할 수 있기 때문에 제품개발이 용이하다.
열째, 검출점 최소화 등으로 고속연산에 대한 부담을 줄일 수 있음으로 마이크로프로세서의 성능을 최대한으로 끌어올릴 수 있다.
열한째, 생산효율을 크게 향상시킬 수 있다.
열두째, 제품의 소형화로 원가와 제품의 무게와 크기를 줄일 수 있음으로 제품의 포장이 용이하다.
열셋째, 제품의 소형화로 무게와 크기를 줄일 수 있음으로 물류비용 등이 절감된다.
이상에서 설명한 본 발명은 전술한 설명에 의해 한정되는 것은 아니고, 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 치환, 변형 및 변경이 가능함은 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 있어 명백할 것이다.

Claims (3)

  1. 두 개 이상의 에너지원을 입력받고, 입력된 에너지원에 교류전압이 존재할 경우 해당 교류전압을 정류기를 이용하여 직류전압으로 변환한 후 각각의 입력에 스위칭소자 S1, S2를 연결하여 스위칭 된 출력을 하나의 다이오드(D)와 하나의 인덕터(L) 입력에서 묶고 인덕터(L) 출력을 하나의 콘덴서(C)와 부하저항(R)에 연결하되,
    두 입력(E1, E2)이 E1 = E2 연속신호일 경우 (1-D)T 구간을 균등하게 나누어 각각의 입력(E1, E2)에 연결된 스위칭 소자 S1, S2를 제어함으로써 입력 E1과 E2의 전하를 균등하게 나누어 사용하고,
    두 입력(E1, E2)이 E1 < E2 불연속신호의 경우이거나 E1 > E2 불연속신호의 경우 E1 > E2 불연속신호의 경우 (1-D)T 구간을 입력비에 따라 각각의 입력(E1, E2)에 연결된 스위칭 소자 S1, S2를 나누어 제어함으로써 입력 전하가 낮은 쪽의 입력(E1, E2)을 충분하게 사용할 수 있도록 한 것을 특징으로 하는 단일 출력 인덕터(Inductor)를 사용한 풍력, 태양광 하이브리드(Hybrid) 발전제어기의 전력변환장치.
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Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5920475A (en) 1995-05-04 1999-07-06 Lucent Technologies Inc. Circuit and method for controlling a synchronous rectifier converter
US6046516A (en) 1994-10-28 2000-04-04 Siemens Aktiengesellschaft Electronic switch for use with inductive loads
US6366070B1 (en) * 2001-07-12 2002-04-02 Analog Devices, Inc. Switching voltage regulator with dual modulation control scheme

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6046516A (en) 1994-10-28 2000-04-04 Siemens Aktiengesellschaft Electronic switch for use with inductive loads
US5920475A (en) 1995-05-04 1999-07-06 Lucent Technologies Inc. Circuit and method for controlling a synchronous rectifier converter
US6366070B1 (en) * 2001-07-12 2002-04-02 Analog Devices, Inc. Switching voltage regulator with dual modulation control scheme

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
IEEE 논문(제목: Power Budgeting of a Multiple-Input Buck-Boost Converter), 논문발표 2005년 11월 *
IEEE 논문(제목: Power Budgeting of a Multiple-Input Buck-Boost Converter), 논문발표 2005년 11월*

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