KR101258488B1 - 통신 링크에 대한 사용을 위해 트레이닝 시퀀스 코드들을 설정하는 모바일 디바이스로의 시그널링을 위한 방법 및 장치 - Google Patents

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Abstract

본 특허 출원은 하나의 타임 슬롯에 대해 다수의 사용자들(MUROS)을 허용함으로써 DARP를 개선한다. 이는 새로운 세트의 시그널링 시퀀스들이 지원되는 지를 표시하는 시그널링을 원격국으로부터 수신하는 것 및, 설정되는 통신 채널에 대해 원격국에 의해 사용될 트레이닝 시퀀스 세트를 시그널링하는 채널 디스크립션을 사용하는 것을 포함하는 트레이닝 시퀀스 세트 정보를 원격국으로 시그널링하기 위한 수단들 및 명령들이 포함한다.

Description

통신 링크에 대한 사용을 위해 트레이닝 시퀀스 코드들을 설정하는 모바일 디바이스로의 시그널링을 위한 방법 및 장치{A METHOD AND APPARATUS FOR SIGNALING TO A MOBILE DEVICE WHICH SET OF TRAINING SEQUENCE CODES TO USE FOR A COMMUNICATION LINK}
본 발명은 일반적으로 무선 통신 분야에 관한 것으로 특히 무선 통신 시스템에서 채널 용량을 증가시키는 것에 관한 것이다.
점점 많은 사람들이 음성 뿐만 아니라 데이터 통신들에 대해 모바일 통신 디바이스들, 이를 테면 예를 들어 이동 전화들을 사용하고 있다. GSM/EDGE 무선 액세스 네트워크(GERAN) 사양에서, GPRS 및 EGPRS는 데이터 서비스를 제공한다. GERAN에 대한 표준들은 3GPP(Third Generation Partnership Project)에 의해 유지된다. GERAN은 GSM(Global System for Mobile Communications)의 일부이다. 보다 특정하게, GERAN는 기지국들(Ater 및 Abis 인터페이스들) 및 기지국 제어기들(A 인터페이스들, 등)과 협력(join)하는 네트워크와 함께 GSM/EDGE의 무선 부분이다. GERAN은 GSM 네트워크의 코어를 나타낸다. 이는 PSTN 및 인터넷으로부터 그리고 PSTN 및 인터넷으로 그리고 기지국들을 포함하는 원격국들로 및 원격국들로부터 패킷 데이터 및 전화 통화들을 라우팅한다. 보다 큰 대역폭들 및 보다 높은 데이터 레이트들을 이용하는 3-세대 통신 시스템들에 대해, UMTS(Universal Mobile Telecommunications System) 표준들이 GSM 시스템들에서 채용되었다.
오늘날의 네트워크들에서는 하기의 문제점들이 존재한다. 첫째, 보다 많은 트래픽 채널들이 요구되고 있으며 이는 용량 문제이다. 업링크(UL) 보다는 다운링크(DL) 상에서 데이터 처리량에 대한 보다 높은 수요가 있기 때문에, DL 및 UL 사용들은 대칭적이지 않다. 예를 들어, FTP 전송을 수행하는 이동국(MS)은 제시된 4D1U일 수 있으며, 이는 풀(full) 레이트에 대해 4개의 사용자 자원들이 소요되고 하프(half) 레이트에 대해 8개의 사용자 자원들이 소요된다는 것을 의미할 수 있다. 현재 상태 그대로, 네트워크는 음성 또는 1 데이터 통화(call)를 통해 4 또는 8 발신자(caller)들에게 서비스를 제공할지 여부에 대해 결정해야 한다. 많은 자원들은 데이터 통화들 및 음성 통화들 모두가 동시에 이루어지는 DTM(dual transfer mode)을 가능케하는 것이 필요할 것이다.
둘째, 다수의 새로운 사용자들이 음성 통화들을 원하지만 네트워크가 데이터 통신을 서빙할 경우, UL 및 DL 자원들 모두가 이용가능한 경우가 아니라면 새로운 사용자들은 서비스를 얻을 수 없다. 따라서, 일부 UL 자원이 낭비될 수 있다. 한편으로는 통화를 위해 대기하는 고객들이 있을 수 있고 서비스가 구성되지 않을 수 있고; 다른 한편으로는 UL이 이용가능하지만 페어링(pairing) DL의 부족으로 인해 낭비될 수 있다.
셋째, 인접 셀들을 스캔하고 이들을 모니터하기 위해 멀티-타임슬롯 모드에서 동작하는 UE들에 대한 시간이 적어(less), 통화 단절(call drop)들 및 성능 문제들이 야기될 수 있다.
도 1은 무선 통신 시스템의 송신기(118) 및 수신기(150)의 블록 다이어그램을 도시한다. 다운링크에 대해, 송신기(118)는 기지국의 일부일 수 있고, 수신기(150)는 무선 디바이스(원격국)의 일부일 수 있다. 업링크에 대해, 송신기(118)는 무선 디바이스의 일부일 수 있으며, 수신기(150)는 기지국의 일부일 수 있다. 일반적으로, 기지국은 무선 디바이스들과 통신하는 고정국이며 노드 B, 인벌브드 노드 B(eNode B), 액세스 포인트 등으로도 간주될 수 있다. 무선 디바이스는 고정형(stationary) 및 이동형(mobile)일 수 있으며 또한 원격국, 이동국, 사용자 장비, 모바일 장비, 단말, 원격 단말, 액세스 단말, 국 등으로도 간주될 수 있다. 무선 디바이스는 셀룰러 전화, PDA, 무선 모뎀, 무선 통신 디바이스, 핸드헬드 디바이스, 가입자 유니트, 랩톱 컴퓨터 등일 수 있다.
송신기(118)에서, 전송(TX) 데이터 프로세서(120)는 데이터를 수신 및 처리(이를 테면, 포맷, 인코딩, 및 인터리빙)하며 코딩된 데이터를 제공한다. 변조기(130)는 코딩된 데이터 상에서 변조를 수행하며 변조된 신호를 제공한다. 변조기(130)는 GSM에 대한 GMSK(Gaussian minimum shift keying), EDGE(Enhanced Data rates for Global Evolution)에 대한 8-PSK(8-ary phase shift keying) 등을 수행할 수 있다. GMSK는 연속 위상 변조 프로토콜인 반면, 8-PSK는 디지털 변조 프로토콜이다. 전송 유니트(TMTR)(132)는 변조된 신호를 조정(이를 테면, 필터링, 증폭, 및 업컨버팅)하며 안테나(134)를 통해 전송되는 RF 변조 신호를 생성한다.
수신기(150)에서, 안테나(152)는 송신기(110) 및 다른 송신기들로부터 RF 변조 신호들을 수신한다. 안테나(152)는 수신된 RF 신호를 수신기 유니트(RCVR)(154)에 제공한다. 수신기 유니트(154)는 수신된 RF 신호를 조정(이를 테면, 필터링, 증폭, 및 다운컨버팅)하며, 조정된 신호를 디지털화하고, 샘플들을 제공한다. 복조기(160)는 하기 개시되는 것처럼 샘플들을 처리하며 복조된 데이터를 제공한다. 수신(RX) 데이터 프로세서(170)는 복조된 데이터를 처리(이를 테면, 디인터리빙 및 디코딩)하며 디코딩된 데이터를 제공한다. 일반적으로, 복조기(160) 및 RX 데이터 프로세서(170)에 의한 프로세싱은 송신기(110)에서, 각각 변조기(130) 및 TX 데이터 프로세서(120)에 의한 프로세싱과 상보적이다.
제어기들/프로세서들(140, 180)은 각각 송신기(118) 및 수신기(150)에서의 동작들을 지시한다. 메모리들(142, 182)은 각각 송신기(118) 및 수신기(150)에 의해 사용되는 데이터 및 컴퓨터 소프트웨어 형태인 프로그램 코드들을 저장한다.
도 2는 도 1의 수신기(150)에서 수신기 유니트(154) 및 복조기(160)의 설계에 대한 블록 다이어그램을 도시한다. 수신기 유니트(154)내에서, 수신 체인(440)은 수신된 RF 신호를 처리하며
Figure 112011026734356-pct00001
및
Figure 112011026734356-pct00002
로 표시되는 I 및 Q 기저대역 신호들을 처리한다. 수신 체인(440)은 저잡음 증폭, 아날로그 필터링, 쿼드러처 하향변환(quadrature downconversion) 등을 수행할 수 있다. 아날로그-대-디지털 변환기(ADC)(442)는
Figure 112011026734356-pct00003
의 샘플링 레이트에서 I 및 Q 기저대역 신호들을 디지털화하고
Figure 112011026734356-pct00004
및
Figure 112011026734356-pct00005
로 표시되는 I 및 Q 샘플들을 제공한다. 일반적으로, ADC 샘플링 레이트
Figure 112011026734356-pct00006
는 임의의 정수 또는 비-정수 팩터에 의해 심볼 레이트
Figure 112011026734356-pct00007
와 관련될 수 있다.
복조기(160) 내에서, 예비-프로세서(420)는 ADC(442)로부터 I 및 Q 샘플들상에서 예비-프로세싱을 수행한다. 예를 들어, 예비-프로세서(420)는 직류(DC) 오프셋 제거, 주파수 오프셋 제거 등을 수행할 수 있다. 입력 필터(422)는 특정한 주파수 응답에 기초하여 예비-프로세서(420)로부터 샘플들을 필터링하고
Figure 112011026734356-pct00008
및
Figure 112011026734356-pct00009
으로 표시된 입력 I 및 Q 샘플들을 제공한다. 필터(422)는 I 및 Q 샘플들이 잼머들(jammers) 뿐만 아니라 ADC(442)에 의해 샘플링으로부터 이미지들이 형성되는 것을 완화시키기 위해 필터링될 수 있다. 또한, 필터(422)는 이를 테면, 24X 오버샘플링 다운으로부터 2X 오버샘플링으로 샘플 레이트 변환을 수행할 수 있다. 데이터 필터(424)는 또 다른 주파수 응답에 기초하여 입력 필터(422)로부터 입력 I 및 Q 샘플들을 필터링하고
Figure 112011026734356-pct00010
및
Figure 112011026734356-pct00011
로 표시되는 출력 I 및 Q 샘플들을 제공한다. 필터들(422, 424)은 유한 임펄스 응답(FIR) 필터들, 무한 임펄스 응답(IIR) 필터들, 또는 다른 타입들의 필터들로 구현될 수 있다. 필터들(422, 424)의 주파수 응답들은 양호한(good) 성능을 달성하도록 선택될 수 있다. 일 설계에서, 필터(422)의 주파수 응답은 고정되며 필터(424)의 주파수 응답(424)은 구성될 수 있다.
인접 채널 간섭(ACI) 검출기(430)는 필터(422)로부터 입력 I 및 Q 샘플들을 수신하고, 수신된 RF 신호에서 ACI에 대해 검출하고, 필터(424)에 AIC 식별자(indicator)를 제공한다. ACI 식별자는 ACI 존재 여부, 및 ACI가 존재할 경우 ACI가 +200 KHz에 집중된 높은 RF 채널로 인한 것인지 및/또는 -200 KHz에 집중된 낮은 RF 채널로 인한 것인지 여부를 표시할 수 있다. 필터(424)의 주파수 응답은 아래에 개시되는 것처럼, 양호한 성능을 달성하기 위해 ACI 식별자에 기초하여 조절될 수 있다.
이퀄라이저/검출기(426)는 필터(424)로부터 출력 I 및 Q 샘플들을 수신하며, 등화, 매칭된 필터링, 검출, 및/또는 이러한 샘플들에 대한 다른 프로세싱을 수행한다. 예를 들어, 이퀄라이저/검출기(426)는 채널 추정 및 I 및 Q 샘플들이 주어지면, 거의 전송될 것 같은 심볼들의 시퀀스를 결정하는 최대 우도 시퀀스 추정기(MLSE:maximum likelihood sequence estimator)를 구현할 수 있다.
GSM은 셀룰러, 무선 통신에서의 광범위한 표준이다. GSM은 스펙트럼 자원을 공유할 목적으로 시간 분할 다중 액세스(TDMA) 및 주파수 분할 다중 액세스(FDMA)의 조합을 이용한다. 통상적으로, GSM 네트워크들은 다수의 주파수 대역들에서 동작한다. 예를 들어, 업링크 통신에 대해, GSM-900은 공통적으로 890-915 MHz 대역들(트랜시버 기지국에 대한 이동국)에서의 무선 스펙트럼을 이용한다. 다운링크 통신에 대해, GSM 900은 935-960 MHz 대역들(이동국에 대한 기지국)을 이용한다. 또한, 각각의 주파수 대역은 200kHz에서 124 RF 채널들을 제공하는 200kHz 캐리어 주파수들로 분할된다. GSM-1900은 업링크에 대해 1850-1910 MHz 대역들을 이용하고 다운링크에 대해 1930-1990 MHz 대역들을 이용한다. GSM 900처럼, FDMA는 업링크 및 다운링크 모두에 대해 GSM-1900 스펙트럼을 200 kHz-와이드 캐리어 주파수들로 분할한다. 유사하게, GSM-850은 업링크에 대해 824-849 MHz 대역들을 사용하고 다운링크에 대해 869-894 MHz 대역들을 사용하는 반면 GSM-1800은 업링크에 대해 1710-1785 MHz 대역들을 사용하고 다운링크에 대해 1805-1880 MHz 대역들을 사용한다.
GSM에서 각각의 채널은 절대 무선 주파수 채널 넘버 또는 ARFCN에 의해 식별되는 특정 절대 무선 주파수 채널에 의해 식별된다. 예를 들어, ARFCN 1-124는 GSM 900의 채널들에 할당되지만, ARFCN 512-810는 GSM 1900의 채널들에 할당된다. 유사하게, ARFCN 128-251는 GSM 850의 채널들에 할당되지만, ARFCN 512-885는 GSM 1800의 채널들에 할당된다. 또한, 각각의 기지국에는 하나 보다 많은 캐리어 주파수들이 할당된다. 각각의 캐리어 주파수는 8개의 연속 타임 슬롯들이 4.615 ms의 지속기간(duration)을 갖는 하나의 TDMA 프레임을 형성하도록 TDMA를 사용하는 8개의 타임 슬롯들(타임 슬롯들 0 내지 7로 표시됨)로 분할된다. 물리적 채널은 TDMA 프레임 내에서 하나의 타임 슬롯을 점유한다. 각각의 액티브 무선 디바이스/사용자에는 통화의 지속기간에 대해 하나 이상의 타이밍 슬롯 인덱스들이 할당된다. 각각의 무선 디바이스에 대한 사용자-특정 데이터는 트래픽 채널들에 대해 사용되는 TDMA 프레임들에서 그리고 무선 디바이스에 할당되는 타임 슬롯(들)에서 전송된다.
프레임 내에서 각각의 타임 슬롯은 GSM에서 데이터의 "버스트(burst)"를 전송하기 위해 사용된다. 때로 타임 슬롯 및 버스트라는 용어들은 상호교환되게 사용될 수 있다. 각각의 버스트는 2개의 테일 필드들, 2개의 데이터 필드들, 트레이닝(training) 시퀀스(또는 미드앰블) 필드, 및 가드 기간(guard period)(GP)을 포함한다. 각각의 필드에서 심볼들의 수는 괄호 안에 도시된다. 버스트는 테일, 데이터, 및 미드앰블 필드들에 대해 148개의 심볼들을 포함한다. 가드 기간에서는 심볼들이 전송되지 않는다. 특정 캐리어 주파수의 TDMA 프레임들은 멀티-프레임들로 불리는 26 또는 51 TDMA 프레임들의 그룹들에 넘버링 및 형성된다.
도 3은 GSM의 예시적 프레임 및 버스트 포맷들을 도시한다. 전송에 대한 타임라인은 멀티프레임들로 분할된다. 사용자-특정 데이터를 전송하기 위해 사용되는 트래픽 채널들에 대해, 본 예에서의 각각의 멀티프레임은 26 TDMA 프레임들을 포함하며, 이는 TDMA 프레임들 0 내지 25로 표시된다. 트래픽 채널들은 각각의 멀티프레임의 TDMA 프레임들 0 내지 11 및 TDMA 프레임들 13 내지 24에서 전송된다. 제어 채널은 TDMA 프레임 12에서 전송된다. 인접 기지국들에 대한 측정들을 구성하기 위해 무선 디바이스들에 의해 사용되는 아이들(idle) TDMA 프레임 25에서는 데이터가 전송되지 않는다.
도 4는 GSM 시스템의 예시적 스펙트럼을 도시한다. 본 예에서, 5개의 RF 변조 신호들은 200 KHz씩 이격된 5개의 RF 채널들을 통해 전송된다. 해당 RF 채널은 0 Hz의 중심 주파수로 도시된다. 2개의 인접한 RF 채널들은 원하는 RF 채널의 중심 주파수로부터 +200 KHz 및 -200 KHz인 중심 주파수들을 갖는다. 다음 인접한 2개의 RF 채널들(블로커들 또는 비-인접 RF 채널들로 간주됨)은 원하는 RF 채널의 중심 주파수로부터 +400 KHz 및 - 400 KHz에 있는 중심 주파수들을 갖는다. 스펙트럼에는 간략화를 위해 도 3에 도시되지 않은 다른 RF 채널들이 있을 수 있다. GSM에서, RF 변조 신호는
Figure 112011026734356-pct00012
의 심볼 레이트로 생성되며
Figure 112011026734356-pct00013
에 이르는 -3dB 대역폭을 갖는다. 따라서, 인접 RF 채널들 상에서의 RF 변조 신호들은 도 4에 도시된 것처럼 에지들에서 서로 중첩될 수 있다.
음성, 데이터 및/또는 제어 정보와 같은 정보를 통신하기 위해 GSM에서 하나 이상의 변조 방식들이 사용된다. 변조 방식들의 예들은 GMSK(Gaussian Minimum Shift Keying), M-ary QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 또는 M-ary PSK(Phase Shift Keying)을 포함할 수 있으며,
Figure 112011026734356-pct00014
이며, n은 지정된 변조 방식에 대한 심볼 기간내에서 인코딩되는 비트들의 수이다. GMSK은
Figure 112011026734356-pct00015
(Kbps)의 최대 레이트에서의 원시 전송(raw transmission)을 허용하는 정진폭(constant envelope) 이진 변조 방식이다.
GSM은 표준 음성 서비스들에 대해 효율적이다. 그러나 고-충실도 오디오(high-fidelity audio) 및 데이터 서비스들은 음성 및 데이터 서비스들 모두를 전송하는 용량에 대한 증가된 수요로 인해 보다 높은 데이터 쓰루풋 레이트(throughput rate)를 요구한다. 용량을 증가시키기 위해, GPRS(General Packet Radio Service), EDGE(Enhanced Data rates for GSM Evolution) 및 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System) 표준들이 GSM 시스템들에서 채용되었다.
GPRS(General Packet Radio Service)는 비-음성 서비스이다. 모바일 전화 네트워크를 통해 전송 및 수신되게 허용된다. 이는 회로 전환 데이터(CSD) 및 단문자 서비스(SMS)를 보충한다. GPRS는 GSM과 동일한 변조 방식들을 이용한다. GPRS는 전체 프레임(모두 8개의 타임 슬롯들)이 동시에 단일 이동국에 의해 사용되는 것을 허용한다. 따라서, 보다 높은 데이터 스루풋 레이트들이 달성될 수 있다.
EDGE 표준은 GMSK 변조 및 8-PSK 변조 모두에 사용된다. 또한, 변조 타입은 버스트에서 버스트로 변경될 수 있다. EDGE에서 8-PSK 변조는
Figure 112011026734356-pct00016
회전을 이용하는 선형의 8-레벨 위상 변조인 반면, GMSK는 비선형의 가우시안-펄스-형상 주파수 변조이다. 그러나, GSM에 사용되는 특정한 GMSK 변조는 선형 변조(즉,
Figure 112011026734356-pct00017
를 이용하는 2-레벨 위상 변조)로 근사화될 수 있다. 근사화된 GMSK의 심볼 펄스 및 8-PSK의 심볼 펄스는 동일하다.
GSM/EDGE에서, 주파수 버스트들(FB)은 기지국(BS)에 의해 규칙적으로(regularly) 전송되어 이동국들(MS)이 주파수 오프셋 추정 및 교정을 이용하여 기지국 LO에 대해 이들의 로컬 오실레이터(LO)를 동기화시키게 허용한다. 이러한 버스트들은 모두 "0" 페이로드 및 트레이닝 시퀀스에 해당하는 싱글 톤을 포함한다. 주파수 버스트의 모든 제로 페이로드는 일정한 주파수 신호, 또는 싱글 톤 버스트이다. 파워-온(power-on) 또는 캠프-온(camp-on) 모드에 있을 때, 또는 먼저 네트워크가 액세스될 때, 원격국은 캐리어들의 리스트로부터 주파수 버스트에 대해 연속적으로 추적한다(hunt). 주파수 버스트가 검출될 때, MS는 그의 공칭 주파수와 관련하여 주파수 오프셋을 추정하며, 이는 캐리어로부터 67.7 KHz이다. MS LO는 이러한 추정된 주파수 오프셋을 사용하여 교정된다. 파워-온 모드에서, 주파수 오프셋은 +/-19 KHz로 클 수 있다. MS는 대기(standby) 모드에서 그의 동기화를 유지하기 위해 주파수 버스트를 모니터링하기 위해 주기적으로 웨이크 업(wake up)된다. 대기 모드에서, 주파수 오프셋은 ±2 KHz 이내이다.
현대의 모바일 셀룰러 전화들은 통상의 음성 통화들 및 데이터 통화들을 제공할 수 있다. 두 가지 타입들의 통화들에 대한 수요는 지속적으로 증가되고 있고, 네트워크 용량에 대한 수요들의 증가되고 있다. 네트워크 오퍼레이터들은 이들의 용량을 증가시킴으로써 이러한 수요를 해결한다. 이는 예를 들어 셀들을 분할 또는 추가 및 이로 인한 보다 많은 기지국들 부가에 의해 달성될 수 있으며, 이는 하드웨어 비용들을 증가시킨다. 하드웨어 비용들을 과도하게 증가시키지 않고 네트워크 용량을 증가시키는 것, 특히 작은 구역 내에 위치되는 다수의 사용자들 또는 가입자들이 한번에 네트워크를 액세스하길 원하는 국제 축구 매치 또는 메이저 페스티벌과 같은 주요 이벤트들 동안 통상적으로 큰 피크 수요(large peak demand)에 대처하는 것이 요구된다. 제 1 원격국이 통신을 위한 채널(채널 주파수 및 타임 슬롯을 포함하는 채널)에 할당될 때, 제 2 원격국은 제 1 원격국이 채널을 사용하여 종료된 이후에만 할당된 채널을 사용할 수 있다. 할당된 채널 주파수들 모두가 셀에서 사용되고 이용가능한 모든 타임 슬롯들이 사용 또는 할당될 때 최대 셀 용량이 도달된다. 이는 임의의 추가 원격국 사용자가 서비스를 얻을 수 없다는 것을 의미한다. 실제로, 또 다른 용량 제한은 고주파수 재사용 패턴 및 고용량 로딩(이를 테면, 80%의 타임슬롯들 및 채널 주파수들)에 의해 유도되는 코-채널 간섭들(CCI) 및 인접 채널 간섭들(ACI)로 인해 존재한다.
네트워크 오퍼레이터들은 다수의 방식들로 이러한 문제를 해결했고, 이들 모두는 부가된 자원들 및 부가된 비용을 요구한다. 예를 들어, 하나의 방안은 섹터화된, 또는 양방향성 안테나 어레이들을 이용함으로써 셀들을 섹터들로 분할하는 것이다. 각각의 섹터는 셀 내의 원격국들의 서브세트에 대한 통신들을 제공할 수 있으며 상이한 섹터들에서 원격국들 간의 간섭은 셀이 섹터들로 분할되지 않고 모든 원격국들이 동일한 셀에 있는 경우 보다 적다. 또 다른 방안은 셀들을 보다 작은 셀들로 나누는 것이며, 각각의 새로운 작은 셀은 기지국을 갖는다. 이러한 2개의 방안들은 부가돈 네트워크 장비로 인해 구현하는데 비용이 많이 든다. 또한, 셀 부가하는 것 또는 셀들을 몇 개의 작은 셀들로 나누는 것은 하나의 셀 내에 있는 원격국들이 인접 셀들로부터 보다 많은 CCI 및 ACI 간섭을 겪게 할 수 있다.
일 실시예에서, 본 특허 출원은 원격국으로 트레이닝 시퀀스 세트 정보를 시그널링하기 위한 수단 및 명령을 포함하며, 이는 새로운 세트의 트레이닝 시퀀스가 지원되는지를 표시하는 시그널링을 원격국으로부터 수신하는 것, 및 설정될 통신 채널에 대해 원격국에 의해 사용될 트레이닝 시퀀스 세트를 시그널링하기 위해 채널 디스크립션(channel description)을 이용하는 것을 포함한다.
또 다른 실시예에서, 채널 디스크립션은 채널 디스크립션 정보 엘리먼트 식별자이다.
또 다른 실시예에서, 채널 디스크립션 정보 엘리먼트 식별자는 채널 타입 및 TDMA 오프셋 필드이다.
또 다른 실시예에서, 채널 타입 및 TDMA 오프셋 필드는
S O O O l TCH/F + ACCHs
S O O l T TCH/H + ACCHs
S O l T T SDCCH/4 + SACCH/C4 또는 CBCH (SDCCH/4)
S l T T T SDCCH/8 + SACCH/C8 또는 CBCH (SDCCH/8)
로서 코딩되며, 여기서 S-비트는 사용할 트레이닝 시퀀스 세트를 표시하며, SDCCH/4는 자립형 전용 제어 채널/쿼터-레이트(quarter-rate) 서브채널이며, SACCH/C4 는 슬로우 SDCCH/4 연관 제어 채널/쿼터-레이트 서브채널이며, SDCCH/8는 자립형 전용 제어 채널/에이쓰-레이트(eighth-rate) 서브채널이며, SACCH/C8는 로우(low) SDCCH/8 연관 제어 채널/에이쓰-레이트 서브채널이며, ACCH는 연관 제어 채널이며, CBCH는 셀 브로드캐스트 채널이며, TCH/F는 트래픽 제어 풀 레이트이며 TCH/H는 트래픽 채널 하프 레이트이다.
또 다른 실시예에서, 대안적/새로운(alternative/new) TSC 세트는 원격국(123-127)으로 시그널링되며, 채널 타입 및 TDMA 오프셋 필드는,
1 1 0 0 0 TCH/F + ACCHs는 대안적/새로운 상기 트레이닝 시퀀스 세트를 이용함
1 1 1 0 T TCH/H + ACCHs 상기 대안적/새로운 트레이닝 시퀀스 세트를 이용함
1 1 1 1 1 예비됨
로서 코딩되며, 여기서 TCH/F는 트래픽 채널/풀-레이트이며, TCH/H는 트래픽 채널/하프-레이트이며 ACCH는 연관 제어 채널이며, 여기서 이러한 3개의 코딩 포인트들은 대안적/새로운 트레이닝 시퀀스가 사용될 때 원격국으로 시그널링된다.
또 다른 실시예에서, 대안적/새로운 TSC 세트가 원격국으로 시그널링될 때, 채널 타입 및 TDMA 오프셋 필드는,
0 0 0 0 0 TCH/FS + ACCHs (스피치 코덱 버전 1)
1 0 1 0 T TCH/HS + ACCHs (스피치 코덱 버전 1)
1 0 1 1 0 TCH/FS + ACCHs (스피치 코덱 버전 2)
1 0 1 1 1 TCH/AFS + ACCHs (스피치 코덱 버전 3)
1 1 0 0 T TCH/AFS + ACCHs (스피치 코덱 버전 3)
1 1 0 1 0 예비됨
1 1 0 1 1 예비됨
1 1 1 0 0 예비됨
1 1 1 0 1 예비됨
1 1 1 1 0 예비됨
1 1 1 1 1 예비됨
로서 코딩되며, 여기서 TCH/AFS는 트래픽 채널/적응식(adaptive) 풀-레이트 스피치(speech)이며, TCH/FS는 트래픽 채널/풀-레이트 스피치이며, TCH/HS는 트래픽 채널/하프-레이트 스피치이며, ACCH는 연관 제어 채널이며, 이러한 세트의 코드 포인트들은 대안적/새로운 트레이닝 시퀀스 세트가 이용될 때 원격국으로 시그널링된다.
또 다른 실시예에서, 레거시(legacy) 트레이닝 시퀀스 세트가 사용될 것인 경우 S-비트는 0이며 새로운 트레이닝 시퀀스 세트가 사용될 것인 경우 S-비트는 1이다.
또 다른 실시예에서, 레거시 트레이닝 시퀀스 세트가 사용된 경우 비트 포지션 8은 0이며 새로운 트레이닝 시퀀스 세트가 사용된 경우 비트 포지션 8은 1이다.
또 다른 실시예에서, 상이한 트레이닝 시퀀스 코드와 현재(existing) 접속의 트레이닝 시퀀스 코드 간의 교차-상관비(cross-correlation ratio)는 낮다.
또 다른 실시예에서, 본 특허 출원은 채널을 공유하는 제 1 및 제 2 신호들을 생성하는 장치를 포함하며, 상기 장치는 다수의 데이터가 생성되는 다수의 데이터 소스들, 다수의 트레이닝 시퀀스들이 생성되며 다수의 출력들을 포함하는 적어도 하나의 시퀀스 생성기, 다수의 조합기들 ―다수의 조합기들 각각은 다수의 입력들 및 적어도 하나의 출력을 포함하며, 상기 입력들 중 제 1 입력은 상기 데이터 소스들 중 하나와 동작가능하게 접속되며 상기 입력들 중 제 2 입력은 상기 시퀀스 생성기의 상기 출력들 중 하나와 동작가능하게 접속되어, 적어도 하나의 트레이닝 시퀀스가 적어도 하나의 조합된 데이터를 생성하도록 적어도 하나의 데이터와 조합됨―, 및 다수의 입력들 및 적어도 하나의 출력을 갖는 송신기 변조기 ―상기 송신기 변조기는 제 1 캐리어 주파수 및 제 1 타임 슬롯들을 사용하여 상기 조합된 데이터를 변조하며 다수의 변조된 신호들을 출력함―를 포함한다.
또 다른 실시예에서, 본 특허 출원은 제어기 프로세서, 안테나, 기지국 안테나와 동작가능하게 접속되는 듀플렉서 스위치(duplexer switch), 듀플렉서 스위치와 동작가능하게 접속되는 수신기 프론트 엔드, 수신기 프론트 엔드에 동작가능하게 접속되는 수신기 복조기, 수신기 복조기 및 제어기 프로세서에 동작가능하게 접속되는 채널 디코더 및 디-인터리버(de-interleaver), 제어기 프로세서와 동작가능하게 접속되는 기지국 제어기 인터페이스, 제어기 프로세서에 동작가능하게 접속되는 코더 및 인터리버, 코더 및 인터리버에 동작가능하게 접속되는 송신기 변조기, 상기 송신기 변조기와 듀플렉서 스위치 사이에 동작가능하게 접속되는 송신기 프론트 엔드 모듈, 제어기 프로세서 및 채널 디코더 및 디-인터리버, 수신시 복조기, 수신기 프론트 엔드, 송신기 변조기 및 송신기 프론트 엔드 및 메모리에 저장된 소프트웨어 사이에 동작가능하게 접속되는 데이터 버스를 포함하는 기지국을 포함하며, 메모리는 적어도 하나의 테이블의 데이터를 포함하며, 데이터는 적어도 하나의 세트의 원격국들에 대한 파라미터의 값, 트레이닝 시퀀스 코드의 값들(트레이닝 시퀀스에 대응), 타임 슬롯 번호들의 값들, 및 채널 주파수의 값들을 포함한다.
본 발명 및 장치의 응용성(applicability)에 대한 추가의 범주는 하기 첨부되는 설명, 청구항들, 및 도면들과 구별될 것이다. 그러나 본 발명의 바람직한 실시예를 나타내는 상세한 설명 및 특정한 예들은 단지 예시적인 것이며, 본 발명의 범주 및 사상 내에서의 다양한 변화들 및 변경들은 당업자들에게 명백할 것이다.
본 발명의 특징들, 목적들 및 장점들은 첨부되는 도면들을 참조로 개시되는 상세한 설명을 통해 보다 명확해질 것이다.
도 1은 송신기 및 수신기의 블록 다이어그램을 도시한다.
도 2는 수신기 유니트 및 복조기의 블록 다이어그램을 도시한다.
도 3은 GSM의 예시적 프레임 및 버스트 포맷들을 도시한다.
도 4는 GSM 시스템의 예시적 스펙트럼을 도시한다.
도 5는 셀룰러 통신 시스템의 간략화된 대표도이다.
도 6은 셀룰러 시스템의 일부인 셀들의 배열을 도시한다.
도 7은 시간 분할 다중 액세스(TDMA) 통신 시스템에 대한 타임 슬롯들의 예시적 배열을 도시한다.
도 8a는 단일 채널을 공유하는 제 1 및 제 2 신호들을 생성하는 다중 액세스 통신 시스템에서 동작하는 장치를 도시한다.
도 8b는 단일 채널을 공유하는 제 1 및 제 2 신호들을 생성하는 다중 액세스 통신 시스템에서 동작하며 제 1 및 제 2 변조 신호들을 조합하는 조합기를 이용하는 장치를 도시한다.
첨부되는 도면들의 도 9는 첨부되는 도면들의 도 8, 10 또는 11중 임의의 것에 도시된 장치를 사용하기 위한 방법을 개시하는 흐름도이다.
도 10a는 도 9에 의해 개시되는 방법이 기지국 제어기에 상주하는 예시적 실시예를 도시한다.
도 10b는 도 10a의 기지국 제어기에 의해 실행되는 단계들을 개시하는 흐름도이다.
도 11은 기지국에서 신호들의 흐름을 예시하는 양상들에서의 기지국을 도시한다.
도 12는 셀룰러 통신 시스템의 기지국 제어기(BSC) 내에 상주할 수 있는 메모리 서브시스템 내에 데이터 저장을 위한 예시적 배열(arrangement)들을 도시한다.
도 13은 본 방법 및 장치의 DARP 피처(feature)를 갖는 원격국에 대한 예시적 수신기 아키텍처를 도시한다.
도 14는 2개의 원격국들에 동일한 채널을 할당하도록 조작되는 GSM 시스템의 일부를 도시한다.
도 15는 본 방법 및 장치의 상보적 트레이닝 시퀀스들(complimentary training sequences)을 사용할 때 실행되는 단계들을 개시하는 흐름도를 개시한다.
도 16은 본 특허 출원에 개시되는 방법들을 실행할 수 있는 메모리에 저장되는 소프트웨어를 갖는 기지국을 도시한다.
도 17은 TSC들의 QCOM7 세트의 트레이닝 시퀀스들과 레거시 트레이닝 시퀀스들을 페어링할 때 1% FER에 대한 테스트 결과 요약을 포함한다.
도 18은 QCOM8 TSC들과 레거시 TSC들을 페어링할 때 1% FER에 대한 테스트 결과 요약을 포함한다.
도 19는 레거시 TSCO와 QCOM7 TSCO를 페어링할 때 성능 플롯(performance plot)이다.
도 20은 레거시 TSC1과 QCOM7 TSCl이 페어링될 때 성능 플롯이다.
도 21은 레거시 TSC2와 QCOM7 TSC2이 페어링될 때 성능 플롯이다.
도 22는 레거시 TSC3과 QCOM7 TSC3가 페어링될 때 성능 플롯이다.
도 23은 레거시 TSC4와 QCOM7 TSC4가 페어링될 때 성능 플롯이다.
도 24는 레거시 TSC5와 QCOM7 TSC5가 페어링될 때 성능 플롯이다.
도 25는 레거시 TSC6와 QCOM7 TSC6가 페어링될 때 성능 플롯이다.
도 26은 레거시 TSC7과 QCOM7 TSC7이 페어링될 때 성능 플롯이다.
도 27은 레거시 TSC8과 QCOM7 TSC8이 페어링될 때 성능 플롯이다.
도 28은 레거시 TSC1과 QCOM8 TSC1이 페어링될 때 성능 플롯이다.
도 29는 레거시 TSC2와 QCOM8 TSC2가 페어링될 때 성능 플롯이다.
도 30은 레거시 TSC3과 QCOM8 TSC3이 페어링될 때 성능 플롯이다.
도 31은 레거시 TSC4와 QCOM8 TSC4가 페어링될 때 성능 플롯이다.
도 32는 레거시 TSC5와 QCOM8 TSC5가 페어링될 때 성능 플롯이다.
도 33은 레거시 TSC6과 QCOM8 TSC6이 페어링될 때 성능 플롯이다. 그리고,
도 34는 레거시 TSC7과 QCOM8 TSC7이 페어링될 때 성능 플롯이다.
도 35는 원격국에서 MUROS-용량을 식별하기 위해 기지국에 의해 취해지는 단계들을 포함하는 흐름도이다.
도 36은 원격국에 대해 트레이닝 시퀀스 정보를 시그널링하기 위해 취해지는 단계들을 포함하는 흐름도이다.
도 37은 (3GPP TS 44.018 섹션 10.5.2.5 및 10.5.2.5a로부터) 채널 디스크립션 구조.
도 38은 (3GPP TS 44.018 섹션 10.5.2.14b로부터) 채널 디스크립션 구조. 그리고,
도 39는 (3GPP TS 44.018 섹션 10.5.2.14b로부터) 채널 디스크립션 구조.
첨부되는 도면들과 관련하여 하기 개시되는 상세한 설명은 본 발명의 예시적 실시예들의 설명으로서 의도되며 이는 본 발명이 실행될 수 있는 실시예들만을 표현하고자 의도된 것은 아니다. 이러한 설명 전반에 사용되는 "예시적"이란 용어는 "예, 예증 또는 예시로서 작용하는" 것을 의미하며 다른 실시예들에 비해 선호되는 또는 바람직한 것으로 해석될 필요는 없다. 상세한 설명은 본 발명의 이해를 돕기 위한 목적으로 특정한 사항들을 포함한다. 그러나, 본 발명이 이러한 특정한 사항들 없이도 실행될 수 있다는 것이 당업자들에게는 명백할 것이다. 일부 예증들에서, 공지된 구조들 및 디바이스들은 본 발명의 개념들이 모호해지는 것을 방지하기 위해 블록 다이어그램 형태로 도시된다.
다른 사용자들로 인한 간섭은 무선 네트워크들의 용량을 제한한다. 이러한 간섭은 앞서 개시된 CCI로 공지된 동일한 주파수에 대한 인접 셀들로부터의 간섭, 또는 앞서 개시된 ACI로 공지된 동일한 셀들에 대한 인접 주파수들로부터의 간섭중 어느 하나의 간섭의 형태를 취할 수 있다.
단일-안테나 간섭 소거(SAIC)는 코-채널 간섭(CCI)을 감소시키는데 이용된다. 3G 파트너쉽 프로젝트(3GPP)는 표준화된 SAIC 성능을 갖는다. SAIC는 간섭에 저항(combat)하기 위해 사용되는 방법이다. 3GPP는 SAIC이 적용되는 수신기를 개시하기 위해 DARP(downlink advanced receiver performance)를 채택한다.
DARP는 낮은 재사용 팩터들을 사용함으로써 네트워크 용량을 증가시킨다. 또한, 이는 동-시에 간섭을 완화시킨다. DARP는 원격국의 수신기에 대한 기저대역 파트에서 동작한다. 이는 일반적 노이즈와는 상이한 인접-채널 및 코-채널을 완화시킨다. DARP는 릴리즈-독립 피처(release-independent feature)로서 이전에 정의된 GSM 표준들(2004년 Rel-6 이후)에서 이용가능하며, Rel-6와 이후 스펙(specs)의 통합부(integral part)이다. 하기의 것은 2개의 DARP 방법들에 대한 디스크립션이다. 제 1의 것은 동시 검출(joint detection)/복조(JD) 방법이다. JD는 원하는 신호 이외에 몇 개의 간섭 신호들 중 하나를 복조시키기 위해 동기식 모바일 네트워크들에서 인접한 셀들의 GSM 신호 구조에 대한 정보(knowledge)를 이용한다. 간섭 신호들을 리트리브(retrieve)하는 JD의 능력은 특정한 인접-채널 간섭원들의 완화(suppression)를 낮춘다. GMSK 신호들을 복조시키는 것 이외에, 또한 JD는 EDGE 신호들을 복조시키는데 이용될 수 있다. BIC(Blind interferer cancellation)는 GMSK 신호를 복조시키기 위해 DARP에서 사용되는 또 다른 방법이다. BIC로, 수신기는 원하는 신호가 수신되는 동시에 수신될 수 있는 임의의 간섭 신호의 구조에 대한 정보를 갖지 않는다. 수신기가 임의의 인접-채널 간섭원들에 대해 효율적으로 "블라인딩(blind)"되기 때문에, 전체적으로 방법은 간섭 성분을 완화시키도록 시도된다. GMSK 신호는 BIC 방법에 의해 요구된 캐리어로부터 복조된다. BIC는 GMSK-변조 스피치 및 데이터 서비스들에 사용될 때 가장 효율적이며 비동기식(asynchronous)네트워크들에서 이용될 수 있다.
또한 본 방법 및 장치의 DARP 가능(capable) 원격국 이퀄라이저/검출기(426)는 등화, 검출 등의 이전에 CCI 소거를 수행한다. 도 2의 이퀄라이저/검출기(426)는 복조된 데이터를 제공한다. 통상적으로 CCI 소거는 BS 상에서 이용될 수 있다. 또한, 원격국들은 DARP가 가능하거나 또는 가능하지 않을 수 있다. 네트워크는 원격국이 자원 할당 스테이지의 GSM 원격국(이를 테면, 이동국)에 대한 통화 시작 포인트에서 DARP가 가능한지 또는 가능하지 않은지를 결정할 수 있다.
기지국에 의해 처리될 수 있는 원격국들에 대한 활성 접속들(active connections)의 수를 증가시키는 것이 요구된다. 첨부되는 도면들 중 도 5는 셀룰러 통신 시스템(100)의 간략화된 대표도를 도시한다. 시스템은 기지국들(110, 111, 114) 및 원격국들(123, 124, 125, 126, 127)을 포함한다. 기지국 제어기(141 내지 144)는 모바일 스위칭 중심부들(151, 152)의 제어하에, 상이한 원격국들(123-127)로 그리고 상이한 원격국들(123-127)로부터 신호들을 라우팅하는 역할을 한다. 모바일 스위칭 중심부들(151, 152)은 PSTN(public switched telephone network)(162)에 접속된다. 원격국들(123-127)은 모바일 디바이스들을 공통으로 처리하지만, 데이터를 처리할 수 있는 무선 디바이스들 및 다수의 고정된 무선 디바이스들은 원격국(123-127)이란 일반적 명칭하에 있다.
예를 들어 음성 데이터를 전달하는 신호들은 모바일 스위칭 중심부(151, 152)의 제어하에 기지국 제어기들(141-144)에 의해 각각의 원격국들(123-127)과 다른 원격국들(123-127) 사이에서 전송된다. 대안적으로, 음성 데이터를 전달하는 신호들은 공중 전화망(public switched telephone network)(162)를 통해 각각의 원격국들(123-127)과 다른 통신 네트워크들의 다른 통신 장비들 사이에서 전송된다. 공중 전화망(162)은 모바일 셀룰러 시스템(100)과 다른 통신 시스템들 사이에서 통화들이 라우팅되게 허용한다. 이러한 다른 시스템들은 상이한 표준들을 따르는 상이한 타입들의 다른 모바일 셀룰러 통신 시스템들(100)을 포함한다.
각각의 원격국들(123-127)은 다수의 기지국들(110, 111, 114) 중 어느 하나에 의해 서비스될 수 있다. 원격국(124)은 다른 원격국들(125)을 서빙하도록 의도되며 인접 비-서빙 기지국들(110, 111)에 의해 전송되는 신호들 및 서빙 기지국(114)에 의해 전송되는 신호 모두를 수신한다.
기지국들(110, 111, 114)로부터의 상이한 신호들의 세기들은 원격국(124)에 의해 주기적으로 측정되며 BSC(144, 114 등)로 보고된다. 인접 기지국(110, 111)으로부터의 신호가 서빙 기지국(114) 보다 강해지면, 모바일 스위칭 중심부(152)는 인접 기지국(110)이 서빙 기지국이 되게 하고 서빙 기지국(114)이 비-서빙 기지국이 되게 하여 신호를 인접 기지국(110)으로 핸드오버한다. 핸드오버(handover)는 코어 네트워크에 접속된 하나의 채널로부터 다른 채널로의 온고잉 통화(ongoing call) 또는 데이터 세션을 전달하는 방법으로 간주된다.
셀룰러 모바일 통신 시스템들에서, 무선 자원들은 다수의 채널드로 분할된다. 각각의 활성 접속(예를 들어, 음성 통화)에는 (기지국(110, 111, 114)에 의해 원격국(123-127)으로 전송되고 원격국(123-127)에 의해 수신되는) 다운링크 신호에 대한 특정 채널 주파수를 갖는 특정 채널 및 (원격국(123-127)에 의해 기지국(110, 111, 114)으로 전송되고 기지국(110, 111, 114)에 의해 수신되는) 업링크 신호에 대한 특정 채널 주파수를 갖는 채널이 할당된다. 다운링크 및 업링크 신호들에 대한 주파수들은 종종 상이하여 동시적 전송 및 수신을 허용하고 원격국(123-127)에서 또는 기지국(110, 111, 114)에서 수신된 신호들과 전송된 신호들 간의 간섭을 감소시킬 수 있다.
다수의 사용자들에게 액세스를 제공하는 셀룰러 시스템에 대한 방법으로 주파수 재사용이 있다. 첨부되는 도면들 중 도 6은 주파수 재사용을 이용하는 셀룰러 통신 시스템에서 셀들의 배열(arrangement)을 도시한다. 이러한 특정 예는 4 셀들: 12 주파수들을 나타내는 4:12의 재사용 팩터(factor)를 갖는다. 이는 기지국에 대해 이용가능한 12 주파수들이 도 6에 A-D로 라벨링되어 예시된 기지국의 4개 사이트들에 할당된다는 것을 의미한다. 각각의 사이트는 3개의 섹터들(또는 셀들)로 분할된다. 언급된 다른 방식으로, 하나의 주파수가 4 사이트들 각각의 3개 섹터들 각각에 할당되어 모두 12개의 섹터들(4 사이트들에 대한 사이트/3 섹터들)은 상이한 주파수를 갖는다. 주파수 재사용 패턴은 4번째 셀 이후에 자체적으로 반복된다. 도 6은 시스템의 셀 반복 패턴(210)을 예시하며, 기지국(110)은 셀 A에 속하고, 기지국(114)은 셀 B에 속하고, 기지국(111)은 셀 C에 속하는 방식이다. 기지국(110)은 각각 인접 기지국들(111, 114)의 인접 서비스 구역들(230, 240)과 오버랩되는 서비스 구역(220)을 갖는다. 원격국들(124, 125)은 서비스 구역들 간의 로밍이 자유롭다. 앞서 개시된 것처럼, 셀들 간의 신호들의 간섭을 감소시키기 위해, 각각의 셀에는 채널 주파수들의 세트가 할당되며, 각각의 주파수는 하나 이상의 채널들을 지원할 수 있어, 인접 셀들에는 채널 주파수들의 상이한 세트들이 할당된다. 그러나, 인접하지 않는 2개의 셀들은 동일한 세트의 주파수들을 이용할 수 있다. 기지국(110)은 예를 들어, 그의 서비스 구역(220)에서 원격국들(125)과의 통신을 위해 주파수들(fl, f2, f3)을 포함하는 주파수 할당 세트 A를 이용할 수 있다. 유사하게, 기지국(114)은 예를 들어 그의 서비스 구역(240)에서 원격국들(124)과 통신하는 주파수들(f4, f5, f6)을 포함하는 주파수 할당 세트 B를 이용할 수 있는 식이다. 굵은 경계선(250)으로 한정된 구역은 하나의 4-사이트 반복 패턴을 포함한다. 반복 패턴은 통신 시스템(100)에 의해 서비스되는 지리적 구역에 대한 규칙적 배열로 반복된다. 본 예는 4 사이트들 이후에 자체적으로 반복되지만, 반복 패턴은 4개 이외의 수의 사이트들 및 전체 12개 이외의 주파수들을 포함할 수 있다는 것이 인식될 것이다.
GSM으로 앞서 언급된 것처럼, 각각의 캐리어 주파수는 TDMA를 사용하여 분할된다. TDMA는 증가된 용량을 제공하도록 지시된 다중 액세스 기술이다. TDMA를 사용함으로써, 각각의 캐리어 주파수는 프레임들로 불리는 간격들(intervals called frames)로 세그먼트화된다. 각각의 프레임은 할당가능한 사용자 타임 슬롯들로 추가로 세분화된다. GSM에서, 프레임은 8개의 타임 슬롯들로 세분화된다. 따라서, 8개의 연속하는 타임 슬롯들은 4.615ms의 지속기간을 갖는 1개의 TDMA 프레임을 형성한다.
물리 채널은 특정 주파수상에서 각각의 프레임 내에 하나의 타임 슬롯을 점유한다. 특정 캐리어 주파수의 TDMA 프레임들이 넘버링되며, 각각의 사용자에게는 각각의 프레임 내에 하나 이상의 타임 슬롯들이 할당된다. 또한, 프레임 구조가 반복되어, 고정된 TDMA 할당은 각각의 타임 프레임 동안 주기적으로 나타나는 하나 이상의 슬롯들을 구성한다. 따라서, 각각의 기지국은 단일 채널 주파수내에 상이하게 할당된 타임 슬롯들을 사용하여 다수의 원격국들(123-127)과 통신할 수 있다. 앞서 언급된 것처럼, 타임 슬롯들은 주기적으로 반복된다. 예를 들어, 제 1 사용자는 주파수 f1의 각각의 프레임의 1st 슬롯 상에서 전송될 수 있는 반면, 제 2 사용자는 주파수 f2의 각각의 프레임의 2nd 슬롯 상에서 전송될 수 있다. 각각의 다운링크 타임 슬롯 동안, 원격국(123-127)에는 기지국(110, 111, 114)에 의해 전송된 신호를 수신하는 액세스가 제공되며 각각의 업링크 타임 슬롯 동안, 기지국(110, 111, 114)에는 원격국(123-127)에 의해 전송된 신호를 수신하는 액세스가 제공된다. 따라서, 이동국(123-127)과의 통신을 위한 채널은 GSM 시스템에 대해 주파수 및 타임 슬롯 모두를 포함한다. 마찬가지로, 기지국(110, 111, 114)과의 통신을 위한 채널은 주파수 및 타임 슬롯 모두를 포함한다.
도 7은 시간 분할 다중 액세스(TDMA) 통신 시스템에 대한 타임 슬롯들의 예시적 배열을 도시한다. 기지국(114)은 넘버링된 타임 슬롯들(30)의 시퀀스로 데이터 신호들을 전송하며, 각각의 신호는 원격국들(123-127)의 세트 중 단지 하나에 대한 것이며 각각의 신호는 전송된 신호들의 범위내에서 모든 원격국들(123-127)의 안테나에서 수신된다. 기지국(114)은 할당된 채널 주파수를 통해 슬롯들을 이용하는 모든 신호들을 전송한다. 예를 들어, 제 1 원격국(124)에는 제 1 타임 슬롯 3이 할당될 수 있고 제 2 원격국(126)에는 제 2 타임 슬롯 5이 할당될 수 있다. 본 예에서, 기지국(114)은 타임 슬롯들의 시퀀스(30) 중 타임 슬롯 3 동안 제 1 원격국(124)에 대한 신호를 전송하며 타임 슬롯들의 시퀀스(30) 중 타임 슬롯 5 동안 제 2 원격국(126)에 대한 신호를 전송한다. 제 1 및 제 2 원격국들(124, 126)은 기지국(114)으로부터 신호들을 수신하도록, 타임 슬롯 시퀀스(30) 중 이들 각각의 타임 슬롯들 3, 5 동안 활성화된다. 원격국들(124, 126)은 업링크 상에서 타임 슬롯 시퀀스(31)의 해당 타임 슬롯들 3, 5 동안 기지국(114)으로 신호들을 전송한다. 전송을 위한 기지국(114)(및 수신을 위한 원격국들(123, 126))에 대한 타임 슬롯들(30)은 전송을 위한 원격국들(124, 126)(및 수신을 위한 기지국(114))에 대한 타임 슬롯들(31)에 대해 시간상 오프셋된다는 것을 볼 수 있다.
전송 및 수신 타임 슬롯들에 대한 이러한 시간상 오프셋은 시간 분할 듀플렉싱(TDD)로 공지되어 있으며, 특히 이는 상이한 시간 인스턴스들에서 발생하는 전송 및 수신 동작들을 허용한다.
음성 데이터 신호들은 단지 기지국(110, 111, 114)과 원격국(123-127) 사이에서 전송될 신호들이 아니다. 제어 채널은 기지국(110, 111, 114)과 원격국(123-127) 간의 통신에 대한 다양한 양상들을 제어하는 데이터를 전송하는데 이용된다. 그중에서도, 기지국(110, 111, 114)은 원격국(123-127)으로 시퀀스 코드 또는 기지국(110, 111, 114)이 원격국(123-127)으로 신호를 전송하는데 어떤 세트의 시퀀스들를 이용할지를 표시하는 트레이닝 시퀀스 코드(TSC)를 전송하는데 제어 채널을 이용한다. GSM에서, 26-비트 트레이닝 시퀀스는 등화(equalization)를 위해 이용된다. 이는 각각의 타임 슬롯 버스트의 중심부(middle)에서 신호에 전송되는 인지된 시퀀스이다.
시퀀스는, 시간에 따라 빠르게 변하는 채널 열화들(channel degradations)을 보상하고, 수신된 신호로 원격국의 수신기를 동기화시키기 위해, 원격국(123-127)에 의해 이용된다. 이러한 기능들은 원격국(123-127)의 수신기의 일부인 이퀄라이저에 의해 수행된다. 이퀄라이저(426)는 인지되어 전송되는 트레이닝 시퀀스 신호가 다중경로 페이딩(fading)에 의해 변조되는 방법을 결정한다. 등화는 원하는 나머지(rest) 신호를 추출하기 위해 역필터(inverse filter)를 구성함으로써 원치않는 반사들로부터 원하는 신호를 추출하기 위해 이러한 정보를 이용할 수 있다. 상이한 시퀀스들(및 연관된 시퀀스 코드들)은 서로 근접해 있는 기지국들(110, 111, 114)에 의해 전송되는 시퀀스들 간의 간섭을 감소시키기 위해 상이한 기지국들(110, 111, 114)에 의해 전송된다.
앞서 언급된 것처럼, DARP를 이용하여, 본 방법 및 장치의 원격국(123-127)은 다른 셀들의 비-서빙(non-serving) 기지국들(110, 111, 114)에 의해 전송되는 다른 원치않는 신호들과 원격국(123-127)을 서빙하는 기지국(110, 111, 114)에 의해 원격국으로 전송되는 신호를 구별하기 위해 시퀀스를 이용할 수 있다. 이는 원치않은 신호들의 수신된 진폭들 또는 전력 레벨들이 원하는 신호의 진폭과 관련하여 임계치 이하인 한 사실이다. 원치않는 신호들은 이들이 이러한 임계치 이상의 진폭들을 갖는 경우 원하는 신호 간섭을 야기시킬 수 있다. 또한, 임계치는 원격국(123-127)의 수신기의 용량에 따라 변할 수 있다. 간섭 신호 및 원하는(또는 요구되는) 신호는 예를 들어, 서빙 및 비-서빙 기지국들(110, 111, 114)로부터의 신호들이 전송을 위해 동일한 타임 슬롯을 공유할 경우 동시에 원격국(123-127)의 수신기에 도달할 수 있다.
다시 도 5를 참조로, 원격국(124)에서, 원격국(125)에 대한 기지국(110)으로부터의 전송들은 원격국(124)에 대한 기지국(114)으로부터의 전송들과 간섭할 수 있다(간섭 신호의 경로는 점선 화살표 170으로 도시됨). 유사하게, 원격국(125)에서 원격국(124)에 대한 기지국(114)으로부터의 전송들은 원격국(125)에 대한 기지국(110)으로부터의 전송들과 간섭할 수 있다(간섭 신호의 경로는 점선의 화살표 182로 도시됨).
표 1
Figure 112011026734356-pct00018
표 1은 도 6에 예시된 2개의 기지국들(110, 114)에 의해 전송되는 신호들에 대한 파라미터들의 예시적 값들을 도시한다. 표 1의 로우 3 및 4에서의 정보는 원격국(124)에 대해, 제 1 기지국(114)으로부터의 원하는 신호 및 제 2 기지국(110)으로부터의 원치않는 간섭원 신호 그리고 원격국(125)에 대해 의도되는 것이 수신되며 2개의 수신된 신호들이 동일한 채널 및 유사한 전력 레벨들(각각, -82dBm 및 -81dBm)을 갖는다는 것을 도시한다. 유사하게, 로우 6 및 7에서의 정보는 원격국(125)에 대해, 제 2 기지국(110)으로부터의 원하는 신호 및 제 1 기지국(114)으로부터의 원치않는 간섭원 신호 및 원격국(124)에 대해 의도된 것이 수신되며 2개의 수신된 신호들은 동일한 채널 및 유사한 전력 레벨들(각각, -8OdBm 및 -79dBm)을 갖는다는 것을 도시한다.
따라서, 각각의 원격국(124, 125)은 동일한 채널(즉, 동시적으로) 상에서, 상이한 기지국들(114, 110)로부터 유사한 전력 레벨들을 가지는 원치않는 간섭원 신호 및 원하는 신호 모두를 수신한다. 2개의 신호들이 동일한 채널 및 유사한 전력 레벨들 상에서 도달되기 때문에, 이들은 서로 간섭한다. 이는 원하는 신호의 복조 및 디코딩시 에러를 야기시킬 수 있다. 이러한 간섭이 앞서 논의된 코-채널 간섭이다.
코-채널 간섭은 DARP 인에이블드(enabled) 원격국들(123-127), 기지국들(110, 111, 114) 및 기지국 제어기들(151, 152)의 사용에 의해 이전에 가능한 것보다 큰 범위로 완화될 수 있다. 기지국들(110, 111, 114)이 유사한 전력 레벨들을 가지는 2개의 코-채널 신호들을 동시적으로 수신 및 복조시킬 수 있지만, DARP은 원격국들(123-127)이 DARP에 의해 유사한 용량을 갖는 것을 허용한다. 이러한 DARP 능력은 단일 아테나 간섭 소거(SAIC)로 공지된 방법에 의해 또는 듀얼 안테나 간섭 소거(DAIC)로 공지된 방법에 의해 구현될 수 있다.
DARP-가능(capable) 원격국(123-127)의 수신기는 수신된 원치않는 코-채널 신호의 진폭이 원하는 신호의 진폭과 유사하거나 또는 이보다 높을 때에도 원치 않는 코-채널 신호를 거절하면서 원하는 신호를 복조시킬 수 있다. DARP 피처는 수신된 코-채널 신호들의 진폭들이 유사할 때 보다 나은 작용을 한다. 통상적으로 이러한 상황은 상이한 기지국(110, 111, 114)과 각각 통신하는 2개의 원격국들(123-127) 각각이 셀 경계 부근에 있을 때, 각각이 기지국(110, 111, 114)으로부터 각각의 원격국(123-127)로의 경로 손실들이 유사한 본 방법 및 장치를 이용하지 않는 GSM과 같은 현재의 시스템들에서 발생한다.
반대로 DARP-가능이 아닌 원격국(123-127)은 원치않는 코-채널 간섭원 신호가 원하는 신호의 진폭 보다 낮은 진폭 또는 전력 레벨을 갖는 경우에만 원하는 신호를 복조시킬 수 있다. 일례로, 이는 적어도 8dB 만큼 낮을 수 있다. 따라서, DARP-가능 원격국(123-127)은 DARP 능력을 갖지 않는 원격국(123-127)이 가능한 것보다 원하는 신호에 대해 상당히 높은 진폭의 코-채널 신호를 견딜(tolerate) 수 있다.
코-채널 간섭(CCI) 비율은 dB로 표현되는 원하는 신호 및 원치않는 신호의 전력 레벨들, 또는 진폭들 간의 비율이다. 일례로, 코-채널 간섭 비율은 예를 들어 -6dB일 수 있다(이로써, 원하는 신호의 전력 레벨은 코-채널 간섭원(또는 원치않는) 신호의 전력 레벨 보다 6dB 낮다). 또 다른 예로, 상기 비율은 +6dB일 수 있다(이로써, 원하는 신호의 전력 레벨은 코-채널 간섭원(또는 원치않는) 신호의 전력 레벨 보다 6dB 높다). 양호한 DARP 성능을 갖는 본 방법 및 장치에 대한 이러한 원격국들(123-127)에 대해, 간섭원 신호의 진폭은 원하는 신호의 진폭보다 10dB 만큼 높을 수 있고, 원격국들(123-127)은 여전히 원하는 신호를 처리할 것이다. 간섭원 신호의 진폭이 원하는 신호의 진폭보다 1OdB 높은 경우, 코-채널 간섭 비율은 -1OdB이다.
앞서 논의된 것처럼, DARP 능력은 ACI 또는 CCI의 존재시 원격국(123-127)의 신호들의 수신을 개선시킨다. DARP 능력을 갖는 새로운 사용자는 현재 사용자로부터 발생하는 간섭을 보다 양호하게 거절할 것이다. 또한, DARP 능력을 갖는 현재의 사용자는 새로운 사용자에 의해 영향을 받지 않을 것이며 동일한 것을 수행할 것이다. 일례로, DARP는 0dB(신호들에 대한 코-채널 간섭원의 동일한 레벨) 내지 -6dB(코채널은 원하는 또는 요구되는 신호 보다 6dB 강함) 범위에서의 CCI와 보다 양호하게 작동한다. 따라서, 동일한 ARFCN 및 동일한 타임슬롯을 사용하나 상이한 TSC들이 할당된 2명의 사용자는 양호한 서비스를 얻을 것이다.
DARP 피처는 2개의 원격국(124, 125) 모두가 DARP 피처 인에이블드를 갖는 경우, 원하는 신호를 복조시키기 위해 2개의 기지국들(110, 114) 및 각각의 원격국(124, 125)으로부터 원하는 신호들(원하는 신호들은 유사한 전력 레벨들을 가짐)을 수신하는 것을 가능케한다. 따라서, DARP 인에이블드 원격국들(124, 125)은 데이터 또는 음성에 대해 동시적으로 동일한 채널을 사용하는 것이 가능하다.
2개의 기지국들(110, 111, 114)로부터 2개의 원격국들(123-127)로 2개의 동시적 통화들을 지원하기 위해 단일 채널을 사용하는 앞서 개시된 피처는 종래 기술의 애플리케이션에서는 다소 제한된다. 상기 피처를 이용하기 위해, 2개의 원격국들(124, 125)은 2개의 기지국들(114, 110)의 범위내에 있으며 유사한 전력 레벨들에서 2개의 신호들을 각각 수신한다. 이러한 조건에 대해, 통상적으로 2개의 원격국들(124, 125)은 앞서 언급된 것처럼 셀 경계 부근에 있다.
본 방법 및 장치는 동일한 채널(캐리어 주파수 상에서의 타임 슬롯으로 구성) 상에서 2개 이상의 동시적 통화들을 지원하는 것을 가능케 하며, 각각의 통화는 기지국(110, 111, 114)에 의해 전송되는 신호 및 원격국(123-127)에 의해 전송되는 신호에 의해 다수의 원격국들(123-127) 중 하나와 단일 기지국(110, 111, 114) 사이에서의 통신을 포함한다. 본 방법 및 장치는 DARP에 대한 새롭고 독창적인 애플리케이션을 제공한다. 앞서 설명된 것처럼, DARP를 이용하여, 동일한 캐리어 주파수 상의 동일한 타임 슬롯을 통한 2개의 신호들은 DARP 이전 보다 높은 간섭 레벨들에서 상이한 트레이닝 시퀀스들을 사용함으로써 구별될 수 있다. 사용되지 않는 BS(110, 111, 114)로부터의 신호는 간섭으로서 작용하기 때문에, DARP는 트레이닝 시퀀스들의 사용에 의해 원치않는 신호(사용되지 않는 BS(110, 111, 114)로부터의 신호)를 필터링/완화시킨다.
본 방법 및 장치는 동일한 셀에서 2개 이상의 트레이닝 시퀀스들을 허용한다. 종래 기술에서, 트레이닝 시퀀스들 중 하나, 기지국(110, 111, 114)에 할당되지 않은 하나는 적어도 하나의 이동국(123-127)의 수신기에 대해 MUROS(Multi-User on One Slot)에서 행해지는 것처럼 간섭으로서만 작용할 것이다. 그러나 중요한 차이점은 이동국에 대한 원치 않는 신호가 동일한 셀에서 또 다른 이동국(123-127)에 의해 요구된다는 요구된다는 점이다. 레거시 시스템들에서, 원치않는 신호는 또 다른 셀에서 이동국(123-127)에 대한 것이다. 본 방법 및 장치에 따라, 2개의 트레이닝 시퀀스 신호들은 동일한 기지국(110, 111, 114)에 의해 동일한 셀에서 동일한 캐리어 주파수상의 동일한 타임 슬롯에서 이용될 수 있다. 2개의 트레이닝 시퀀스들이 셀에서 이용될 수 있기 때문에, 셀에서는 통신 채널들의 2배 많은 것이 사용될 수 있다. 정상적으로 또 다른(비-인접) 셀 또는 섹터로부터의 간섭일 수 있는 트레이닝 시퀀스를 취함으로써 그리고 기지국(110, 111, 114)이 이미-사용된 트레이닝 시퀀스 이외에 이것을 사용하게 허용함으로써, 통신 채널들의 수는 2배가 된다.
본 방법 및 장치와 함께 이용될 때, DARP는 GSM 네트워크가 추가의 사용자들을 서빙하는데 이용시 이미 코-채널을 이용하는(즉, 이미 사용중인 ARFCN) 것을 가능케 한다. 일례로, 각각의 ARFCN은 풀-레이트(FR) 스피치에 대한 2개의 사용자들 및 하프-레이트(HR) 스피치에 대한 4개의 사용자들을 이용할 수 있다. 또한, MS들이 뛰어난 DARP 성능을 갖는 경우 3번째 또는 심지어 4번째 사용자를 서빙하는 것도 가능하다. 동일한 타임 슬롯상에서 동일한 AFRCN을 이용하는 추가의 사용자들을 서빙하기 위해, 네트워크는 상이한 위상 변이를 이용하여 동일한 캐리어 상에서 추가 사용자의 RF 신호를 전송하며 동일한 트래픽 채널(사용중인 동일한 ARFCN 및타임슬롯)을 상이한 TSC를 이용하는 추가 사용자에 할당한다. 따라서, 버스트들은 TSC에 해당하는 트레이닝 시퀀스로 변조된다. DARP 가능(capable) MS는 원하는 또는 요구되는 신호를 검출할 수 있다. 제 1 및 제 2 사용자들과 동일한 방식으로 제 3 및 제 4 사용자들을 부가하는 것이 가능하다.
첨부되는 도면들 중 도 8a는 단일 채널을 공유하는 제 1 및 제 2 신호들을 생성하는 다중 액세스 통신 시스템에서 동작하는 장치를 도시한다. (제 1 및 제 2 원격국(123-127)에 대한) 제 1 데이터 소스(401) 및 제 2 데이터 소스(402)는 전송을 위해 제 1 데이터(424) 및 제 2 데이터(425)를 생성한다. 시퀀스 생성기(403)는 제 1 시퀀스(404) 및 제 2 시퀀스(405)를 생성한다. 제 1 조합기(406)는 조합된 제 1 데이터(408)를 생성하기 위해 제 1 데이터(424)와 제 1 시퀀스(404)를 조합한다. 제 2 조합기(407)는 조합된 제 2 데이터(409)를 생성하기 위해 제 2 데이터(425)와 제 2 시퀀스(405)를 조합한다.
조합된 제 1 및 제 2 데이터(408, 409)는 제 1 캐리어 주파수(411) 및 제 1 타임 슬롯(412)을 사용하여 조합된 제 1 및 제 2 데이터(408, 409) 모두를 변조시키기 위해 송신기 변조기(410)에 입력된다. 본 예에서, 캐리어 주파수는 오실레이터(421)에 의해 생성될 수 있다. 송신기 변조기는 변조된 제 1 신호(413) 및 변조된 제 2 신호(414)를 RF 프론트 엔드(415)에 출력한다. RF 프론트 엔드는 변조된 제 1 및 제 2 신호들(413, 414)을 기저대역에서 RF(radio frequency) 주파수로 업컨버팅함으로써 이들을 처리한다. 업컨버팅된 신호들은 안테나들(416, 417)로 전송되며 여기서 이들은 각각 전송된다.
변조된 제 1 및 제 2 신호들은 전송되기 이전에 조합기에서 조합될 수 있다. 조합기(422)는 개별 디바이스 또는 RF 프론트 엔드(415) 또는 송신기 변조기(410) 중 어느 하나의 일부일 수 있다. 단일 안테나(416)는 조합된 제 1 및 제 2 신호들을 방사에 의해 전송하기 위한 수단을 제공한다. 이는 도 8b에 도시된다.
도 9는 도 8a 및 도 8b에 도시된 단일 채널을 공유하는 제 1 및 제 2 신호들을 생성하기 위해 다중 액세스 통신 시스템에서 동작하는 장치들을 사용하기 위한 방법을 도시한다. 방법은 다수의 원격국들(123-127)로의 전송을 위해 이용되는 기지국(110, 11, 114)에 대해 특정한 채널 주파수 및 특정한 타임 슬롯을 할당하는 것을 포함하며, 이로써 상이한 트레이닝 시퀀스가 각각의 원격국(123-127)에 대해 할당된다. 따라서, 일례로 이 방법은 기지국 제어기(151, 152)에서 실행될 수 있다. 또 다른 예에서, 이러한 방법은 기지국(110, 111, 114)에서 실행될 수 있다.
방법의 시작부(501)에 이어, 단계 502에서 기지국(110, 111, 114)과 원격국(123-127) 간에 새로운 접속이 설정될지 여부에 대한 결정이 이루어진다. 대답이 아니오이면, 방법은 다시 시작 블록 501으로 복귀되고 상기 단계들이 반복된다. 대답이 예이면, 새로운 접속이 설정된다. 다음 블록 503에서, 비사용 채널(즉, 임의의 채널 주파수에 대한 비사용 타임 슬롯)이 있는지 여부에 대한 결정이 이루어진다. 사용 또는 비사용 채널 주파수 상에 비사용 타임 슬롯이 있다면, 블록 504에서 새로운 타임 슬롯이 할당된다. 다음 방법은 시작 블록 501으로 복귀되고 상기 단계들이 반복된다.
(모든 타임 슬롯들이 접속들을 위해 사용되기 때문에) 결국 비사용 타임 슬롯이 더 이상 없을 때 블록 503의 질문에 대한 대답은 아니오이며, 방법은 블록 505으로 이동된다. 블록 505에서, 제 1 기준 세트에 따라 현재(existing) 접속과의 공유를 위해 새로운 접속을 위해 사용 타임 슬롯이 선택된다. 다양한 기준이 제공될 수 있다. 예를 들어, 하나의 기준은 낮은 트래픽을 갖는 경우 타임 슬롯이 선택될 수 있다는 것일 수 있다. 또 다른 기준은 단지 하나의(no more than one) 원격국(123-127)에 의해 타임 슬롯이 이미 사용된 것일 수 있다. 사용된 네트워크 계획(planning) 방법들에 기초하여 다른 가능한 기준이 있을 수 있으며, 상기 기준은 이러한 2가지 예로 제한되지 않는다는 것이 인식될 수 있을 것이다.
채널 주파수 상에서 사용 타임 슬롯은 현재 접속과 함께 공유될 새로운 접속에 대해 선택되며, 새로운 접속에 대한 TSC는 제 2 기준 세트에 따라 블록 506에서 선택된다. 이러한 제 2 기준은 블록 505에서 타임 슬롯의 선택을 위해 이용되는 이부 기준 또는 다른 기준을 포함할 수 있다. 하나의 기준은 TSC가 사용 타임 슬롯을 포함하는 채널에 대한 셀 또는 섹터에 의해 아직 사용되지 않았다는 것이다. 또 다른 기준은 TSC가 인접 셀 또는 섹터에 의해 채널 상에서 사용되지 않는다는 것이다. 다음 방법은 시작 블록 501으로 이동되고 상기 단계들이 반복된다.
첨부되는 도면들 중 도 10a는 도 9에 의해 개시된 방법이 기지국 제어기(600)에 상주되는 수 있는 예를 도시한다. 기지국 제어기(600)내에는 제어기 프로세서(660) 및 메모리 서브시스템(650)이 상주한다. 방법의 단계들은 메모리 서브시스템(650) 내의 메모리의 소프트웨어(680)에, 또는 제어기 프로세서(660)에 상주하는 메모리내의 소프트웨어(680) 내에, 또는 기기국 제어기(600)의 메모리(685)내의 소프트웨어(680) 내에, 또는 소정의 다른 디지털 신호 프로세서(DSP) 내에, 또는 다른 형태의 하드웨어 내에 저장될 수 있다. 기지국 제어기(600)는 모바일 스위칭 중심부(610)에 접속되며 또한 도 10a에 도시된 것처럼, 기지국들(620, 630, 640)에 접속된다.
메모리 서브시스템(650) 내에는 3개의 데이터 테이블들(651, 652, 653)의 부분들이 도시된다. 각각의 데이터 테이블은 MS로 라벨링된 컬럼에 의해 표시되는 원격국들(123, 124)의 세트에 대한 파라미터의 값들을 저장한다. 테이블(651)은 트레이닝 시퀀스 코드의 값들을 저장한다. 테이블(652)은 타임 슬롯 넘버 TS에 대한 값을 저장한다. 테이블(653)은 채널 주파수 CHF의 값들을 저장한다. 데이터 테이블들은 대안적으로 도 10a에 도시된 것들과 상이한 치수들의 몇 개의 테이블들 또는 다중-치수 단일 테이블로서 배열될 수 있다.
제어기 프로세서(660)는 메모리 서브시스템(650)으로/메모리 서브시스템(650)으로부터 파라미터들에 대한 값들을 전송 및 수신하기 위해, 데이터 버스(670)를 통해 메모리 서브시스템(650)과 통신한다. 제어기 프로세서(660)내에는 액세스 승인 커맨드를 생성하기 위한 기능부(661), 액세스 승인 커맨드를 기지국(620, 630, 640)으로 전송하는 기능부(662), 트래픽 할당 메시지를 생성하는 기능부(663), 및 트래픽 할당 메시지를 기지국(620, 630, 640)으로 전송하는 기능부(664)을 포함하는 기능부들이 포함된다. 이러한 기능부들은 메모리(685)에 저장된 소프트웨어(680)를 사용하여 실행될 수 있다.
제어기 프로세서(660) 내에, 또는 그 밖의 기지국 제어기(600)에, 기지국(620, 630, 640)에 의해 전송된 신호의 전력 레벨을 제어하는 전력 제어 기능부(665)이 제공될 수 있다.
기지국 제어기(600) 내에 있는 것으로 도시된 기능부들, 즉 메모리 서브시스템(650) 및 제어기 프로세서(660)는 모바일 스위칭 중심부(610)에 상주할 수 있다는 것이 인식될 것이다. 등가적으로, 기지국 제어기(600)의 일부로서 개시되는 일부 또는 모든 기능부들은 하나 이상의 기지국들(620, 630, 640)에 등가적으로 바람직하게 상주될 수 있다.
도 10b는 기지국 제어기(600)에 의해 실행되는 단계들을 개시하는 흐름도이다. 원격국(123, 124)(이를 테면, 원격국 MS 123-124)에 채널이 할당될 때, 예를 들어 원격국(123)이 서비스를 요청할 때, 원격국(123, 124)을 서비스하길 원하는 기지국(620, 630, 640)은 채널 할당을 위해 기지국 제어기(600)로 요청 메시지를 전송한다. 데이터 버스(670)를 통해 단계(602)에서 요청 메시지를 수신할 때, 제어기 프로세서(660)는 새로운 접속이 요구되는지를 결정한다. 대답이 아니오이면, 방법은 시작 블록 601로 복귀되며 상기 단계들이 반복된다. 대답이 예이면, 새로운 접속 설정이 시작된다. 블록 603에서, 비사용 채널(즉, 임의의 채널 주파수에 대한 비사용 타임 슬롯)이 있는지 여부에 대한 결정이 이루어진다. 사용 또는 비사용 채널 주파수 상에 비사용 타임 슬롯이 있다면, 블록 604에서 새로운 타임 슬롯이 할당된다. 다음 방법은 다시 시작 블록 601으로 복구되며 상기 단계들이 반복된다.
한편, 제어기 프로세서(660)가 임의의 채널 주파수 상에 비사용 타임 슬롯이 없다는 것을 결정하면, 사용 타임 슬롯이 선택된다. 도 10b의 단계 605 참조. 상기 선택은 원격국들(123, 124) 모두 또는 단지 하나가 DARP 가능한지 여부, 및 현재의 타임 슬롯들의 사용과 같은 기준에 대한 정보를 얻기 위해 액세싱 메모리 서브시스템(650) 또는 다른 메모리(685)에 기초할 수 있다. 제어기 프로세서(660)는 사용 타임 슬롯을 선택하고 타임 슬롯에 대한 트레이닝 시퀀스 코드를 선택한다. 도 10b의 단계 606 참조. 타임 슬롯이 이미 사용되었기 때문에, 이는 타임 슬롯에 대해 선택된 제 2 트레이닝 시퀀스가 될 것이다.
타임 슬롯을 선택하기 위한 기준을 적용하기 위해, 제어기 프로세서(660)는 데이터 버스(670)를 통해 메모리(650)를 액세스하거나 또는 정보, 예를 들어 트레이닝 시퀀스들 또는 타임 슬롯들의 현재 할당 또는 이 둘다에 대한 정보, 및 원격국들(123, 124)이 DARP 능력을 갖는지 여부를 얻기 위해 다른 메모리(685)를 액세스한다. 다음 제어기 프로세서(660)는 커맨드를 생성(661 또는 663)하고 채널 주파수, 타임 슬롯 및 트레이닝 시퀀스를 원격국(123)에 할당하기 위해 기지국(620)으로 커맨드를 전송(662 또는 664)한다. 다음 방법은 다시 시작 블록 601으로 복귀되며 상기 단계들이 반복된다.
첨부되는 도면들 중 도 11은 기지국(620, 920)에서의 신호들의 흐름을 도시한다. 기지국 제어기 인터페이스(921)는 통신 링크(950)를 통해 기지국 제어기(600)와 통신한다. 통신 링크(950)는 예를 들어 데이터 케이블 또는 RF 링크일 수 있다. 제어기 프로세서(960)는 데이터 버스(970)를 통해 수신기 콤포넌트들(922, 923, 924) 및 송신기 콤포넌트들(927, 928, 929)과 통신한다. 제어기 프로세서(960)는 데이터 버스(980)를 통해 BSC 인터페이스(921)와 통신한다. 데이터 버스(970)는 단지 하나의 버스 또는 몇 개의 버스들을 포함할 수 있으며 부분적으로 또는 전체적으로 양방향성일 수 있다. 데이터 버스들(970, 980)은 동일한 버스일 수 있다.
일례로, 채널의 메시지 요청 승인(message requesting grant)은 기지국 안테나(925)에서 코딩, 변조, 방사된 신호로 원격국(123, 124)으로부터 수신되며 듀플렉서 스위치(926)에 입력된다. 신호는 듀플렉서 스위치(926)의 수신 포트로부터 (예를 들어, 다운컨버팅, 필터링 및 증폭에 의해) 신호를 조정하는 수신기 프론트 엔드(924)로 전달된다. 수신기 복조기(923)는 조정된 신호를 복조시키고 복조된 신호를 채널 디코더 및 디-인터리버(922)로 출력하며, 이는 복조된 신호를 디코딩 및 디인터리빙하고 생성 데이터를 제어기 프로세서(960)에 출력한다. 제어기 프로세서(960)는 채널의 메시지 요청 승인을 생성 데이터로부터 유추한다(derive). 제어기 프로세서(960)는 기지국 제어기 인터페이스(921)를 통해 기지국 제어기(600)로 메시지를 전송한다. 다음 기지국 제어기(600)는 자동으로 또는 모바일 스위칭 중심부(610)와 함께, 원격국(123, 124)에 대한 채널을 승인하거나 승인하지 않는 역할을 한다.
기지국 제어기(600)는 액세스 승인 커맨드, 및 다른 디지털 통신 신호들 또는 원격국들(123, 124)에 대한 트래픽, 예를 들어 할당 메시지들을 생성 및 통신 링크(950)를 통해 BSC 인터페이스(921)로 전송한다. 다음 신호들은 데이터 버스(980)를 통해 제어기 프로세서(960)으로 전송된다. 제어기 프로세서(960)는 원격국들(123, 124)에 대한 신호들을 코더 및 인터리버(929)로 출력하고 코딩 및 인터리빙된 신호들은 송신기 변조기(928)로 전달된다. 송신기 변조기(928)에 몇 개의 신호 입력들이 제공되는 것을 도 11에서 볼 수 있으며, 이들 각각은 원격국(123, 124)에 대한 신호이다. 이러한 몇 개의 신호들은 도 11에 도시된 것처럼 I 및 Q 콤포넌트들을 가지는 조합된 변조 신호를 제공하기 위해 송신기 변조기(928) 내에서 조합될 수 있다. 그러나, 몇 개의 신호들을 조합하는 것은 대안적으로 송신 체인 내의 다른 스테이지들에서 또는 송신기 프론트 엔드 모듈(927) 내에서 후-변조를 수행할 수 있다. 변조된 조합 신호는 송신기 프론트 엔드(927)로부터 출력되며 듀플렉서 스위치(926)의 전송 포트에 입력된다. 다음 신호는 전송을 위해 듀플렉스 스위치(926)의 공통 및 안테나 포트를 통해 안테나(925)로 출력된다.
또 다른 예에서, 채널의 승인을 요청하는 제 2 원격국(123, 124)으로부터의 제 2 메시지는 기지국 안테나(925)에서 제 2 수신 신호로 수신된다. 제 2 수신 신호는 앞서 개시된 것처럼 처리되며 채널에 대한 승인 요청은 처리된 제 2 수신 신호로 기지국 제어기(600)로 전송된다.
기지국 제어기(600)는 앞서 개시된 것처럼, 제 2 액세스 승인 메시지를 생성하고 이를 기지국(620, 920)으로 전송하며 기지국(620, 920)은 앞서 개시된 것처럼 원격국(123, 124)에 대해 제 2 액세스 승인 메시지를 포함하는 신호를 전송한다.
첨부되는 도면들 중 도 12는 셀룰러 통신 시스템(100)의 본 방법 및 장치의 기지국 제어기(BSC)(600) 내에 상주할 수 있는 메모리 서브시스템(650) 내의 데이터 저장부에 대한 예시적 배열들을 도시한다. 도 12의 테이블(1001)은 원격국들(123-127)에 할당된 채널 주파수들에 대한 값들의 테이블이며, 원격국들(123-127)은 넘버링된다. 테이블(1002)은 타임 슬롯들에 대한 값들의 테이블이며 원격국들(123-127)은 타임 슬롯 넘버에 대해 도시된다. 타임 슬롯 넘버 3는 원격국들(123, 124, 229)에 할당된다. 유사하게, 테이블(1003)은 원격국들(123-127)에 트레이닝 시퀀스들(TSC들)을 할당하는 데이터 테이블을 도시한다.
도 12의 테이블(1005)은 직전에 개시된 테이블들(1001, 1002, 1003)에 도시된 파라미터들 모두를 포함하도록 다중-치수인 확대된 데이터 테이블을 도시한다. 도 12에 도시된 테이블(1005)이 부분은 사용될 전체(complete) 테이블에 대해 단지 일부임이 인식될 것이다. 테이블(1005)은 주파수 할당 세트들의 할당을 추가로 도시하며, 각각의 주파수 할당 세트는 셀 내에서 또는 셀의 특정 섹터 내에서 사용되는 주파수들의 세트에 해당한다. 테이블(1005)에서, 주파수 할당 세트 f1는 도 12의 테이블(1005)에 도시된 모든 원격국들(123-127)에 할당된다. 도시되지 않은 테이블(1005)의 다른 부분들은 다른 원격국들(123-127)에 할당되는 주파수 할당 세트들 f2, f3 등을 나타낸다는 것이 인식될 것이다. 데이터의 4번째 로우는 값들이 도시되지 않았지만 반복된 점들은 테이블(1001)에서 데이터의 로우들(3, 5) 사이에 도시되지 않은 가능한 다수의 값들이 있다는 것을 표시한다.
위상 변이( Phase Shift )
기지국(110, 111, 114)에 의해 전송되는 2개의 신호들의 변조에 대한 절대 위상(absolute phase)은 동일하지 않을 수 있다. 하나 보다 많은 TSC를 제공하는 것 이외에, 동일 채널(co-TCH)을 사용하여 추가의 사용자들을 서빙하기 위해, 네트워크는 현재 co-TCH 원격국(들)과 관련하여 새로운 코-채널(co-TCH) 원격국의 RF 신호의 심볼들을 위상 변이시킬 수 있다. 네트워크가 균일하게 분포된 공간 위상 변이로 이들을 제어하는 것이 가능하면, 수신기 성능이 개선된다. 예를 들어, 2개의 사용자들에 대한 캐리어 주파수(특정 ARFCN을 가짐)의 위상 변이는 90도로 이격되며, 3개의 사용자들은 60도로 이격된다. 4개의 사용자들에 대한 캐리어(ARFCN)의 위상 변이는 45도로 이격된다. 앞서 언급된 것처럼, 사용자들은 상이한 TSC들을 이용한다. 본 방법 및 장치에 대해 각각의 추가의 MS(123-127)에는 상이한 TSC가 할당되며 자체적으로(its own) TSC 및 DARP 피처를 이용하여 자체적으로 트래픽 데이터를 얻을 수 있다.
따라서, 개선된 DARP 성능을 위해, 2개의 상이한 이동국들(원격국들)(123, 124)에 대해 의도되는 2개의 신호들은 이들의 채널 임펄스 응답에 대해 이상적으로
Figure 112011026734356-pct00019
만큼 위상 변이될 수 있으나, 이보다 적은 것이 적절한 성능을 제공할 수도 있다.
제 1 및 제 2 원격국들(123, 124)에 동일한 채널(즉, 동일한 채널 주파수 상에 동일한 타임 슬롯)이 할당될 때, 신호들이 바람직하게 2개의 원격국들(123, 124)(앞서 개시된 것처럼 상이한 트레이닝 시퀀스들 사용)로 전송되어 변조기(928)는 2개의 신호들을 90도로 위상 변이로 서로 변조하고, 따라서 위상 다이버시티(phase diversity)로 인해 신호들 간의 간섭을 추가로 감소시킨다. 따라서, 예를 들어 변조기(928)로부터 방출되는 I 및 Q 샘플들은 각각 2개의 신호들 중 하나를 표현할 수 있으며, 신호들은 90도 위상 만큼 분리된다. 따라서, 변조기(928)는 2개의 원격국들(123, 124)에 대한 신호들 간의 위상차를 도입(introduce)한다.
동일한 채널을 공유하는 몇 개의 원격국들(123, 124)의 경우, I 및 Q 샘플들에 대한 다수의 세트들이 상이한 오프셋들로 생성될 수 있다. 예를 들어, 동일한 채널 상에 제 3 원격국(123, 124)에 대한 제 3 신호가 있는 경우, 변조기(928)는 제 1 신호의 위상에 대해 제 2 및 제 3 신호들에 대해 바람직하게 60 도 및 120도의 위상 변이를 도입하며, 생성되는 I 및 Q 샘플들은 모두 3개의 신호들을 나타낸다. 예를 들어, I 및 Q 샘플들은 3개 신호들의 벡터 합을 나타낼 수 있다.
이런 방식으로, 송신기 변조기(928)는 상이한 원격국들(123, 124)에 대해 의도되며 동일 주파수 상에서 동일한 타임 슬롯을 이용하는 동시적(contemporaneous) 신호들 간의 위상차를 도입하기 위한 수단을 기지국(620, 920)에 제공한다. 이러한 수단은 다른 방식들로 제공될 수 있다. 예를 들어, 개별 신호들이 변조기(928)에서 생성될 수 있고 생성되는 아날로그(analogue) 신호들은 위상 변이 엘리먼트를 통해 이들중 하나를 전달한 다음 위상 변이된 신호들 및 위상 변이되지 않은 신호들을 간단히 합산함으로써 송신기 프론트 엔드(927)에서 조합될 수 있다.
전력 제어 양상들( Power Control Aspects )
표 2는 채널 주파수, 타임 슬롯, 트래이닝 시퀀스 및 도 5에 도시된 것처럼 2개의 기지국들(110, 114)에 의해 전송되며 원격국(123-127)에 의해 수신되는 신호들에 대해 수신되는 신호 전력 레벨의 예시적 값들을 도시한다.
표 2
Figure 112011026734356-pct00020
굵은 직사각형으로 아우트라인된 표 2의 로우들 3 및 4는 각각 상이한 트레이닝 시퀀스들 TSC2 및 TSC3이 할당되나 기지국(114)으로부터 신호를 수신하기 위해 타임 슬롯 3을 이용하고 인덱스 32를 가지는 채널 주파수를 이용하는 원격국(123) 및 원격국(124) 모두를 도시한다. 유사하게, 로우들 9 및 10은 동일 기지국(110)으로부터 신호들을 수신하기 위해 2개의 원격국들(125, 127)에 대해 이용되는 타임 슬롯 및 동일한 채널 주파수를 도시한다. 원격국(125, 127) 각각의 경우, 원하는 신호들에 대해 수신된 전력 레벨들은 2개의 원격국들(125, 127)에 대해 실질적으로 상이하다는 것을 알 수 있다. 하이라이트된 표 3의 로우들 3 및 4는 기지국(114)이 원격국(123)에 대한 신호를 전송하고 또한 원격국(124)에 대한 신호도 전송한다는 것을 나타낸다. 원격국(123)에서 수신된 전력 레벨은 -67dBm인 반면, 원격국(124)에서 수신된 전력 레벨은 -102dBm이다. 표 3의 로우들 9 및 10은 원격국(125)에 대한 신호를 전송하고 또한 원격국(127)에 대한 신호를 전송한다. 원격국(125)에서 수신된 전력 레벨은 -101dBm인 반면, 원격국(127)에서 수신된 전력 레벨은 -57dBm이다. 각각의 경우, 전력 레벨에서의 큰 차는 기지국(110)으로부터 원격국들(125, 127)의 상이한 간격들로 인한 것일 수 있다. 대안적으로, 전력 레벨들에서의 차는 다른 원격국과 비교할 때 하나의 원격국에 대해, 신호들을 수신하는 원격국 및 신호들을 전송하는 기지국 사이에서, 신호들에 대한 상이한 양의 다중-경로 소거 또는 상이한 경로 손실들로 인한 것일 수 있다.
다른 원격국과 비교할 때 하나의 원격국에 대해 수신된 전력 레벨에서의 이러한 차는 의도된 것이 아니며 셀 계획에 대해 이상적이지는 않지만, 본 방법 및 장치의 동작을 방해(compromise)하지 않는다.
DARP 능력을 가지는 원격국(123-127)은 2개의 신호의 진폭들 또는 전력 레벨들이 원격국(123-127)의 안테나에서 유사한 동안은, 2개의 코-채널 중 어느 하나는 동시에 수신된 신호들을 성공적으로 복조시킬 수 있다. 이는 신호들이 동일 기지국(110, 111, 114) (이를 테면, 신호 당 하나와 같이, 하나 이상의 안테나를 가질수 있음)에 의해 전송되고 2개의 전송된 신호들의 전력 레벨들이 실질적으로 동일한 경우 달성될 수 있으며, 이는 각각의 원격국(123-127)이 실질적으로 동일한 전력 레벨(말하자면 서로 6dB 이내)에서 2개의 신호를 수신하기 때문이다. 전송된 전력들은 기지국(110, 111, 114)이 유사한 전력 레벨들에서 2개의 신호를 전송하도록 배열되는 경우, 또는 기지국(110, 111, 114)이 고정된 전력 레벨에서 2개의(both) 신호들을 전송하는 경우 유사하다. 이러한 상황은 표 2 및 표 3을 참조로 예시될 수 있다.
표 2는 실질적으로 상이한 전력 레벨들을 가지는 신호들을 기지국(114)으로부터 수신하는 원격국들(123, 124)을 나타내지만, 표 2의 로우들 3 및 5에 의해 표시된 것처럼 자세히 보면 볼 수 있듯이, 원격국(123)은 동일 전력 레벨(-67dBm)에서 기지국(114)으로부터 2개의 신호를 수신하며, 하나의 신호는 원격국(123)에 대해 의도되는 원하는 신호이며 다른 신호는 원격국(124)에 대해 의도되는 원치 않는 신호이다. 유사한 전력 레벨들을 가지는 신호들을 수신하는 원격국(123-127)에 대한 기준이 본 예에서 충족되는 것으로 도시된다. 이동국(123)이 DARP 수신기이면, 본 예에서 원하는 신호를 복조시키고 원치않는 신호를 거절하는 것이 가능하다.
유사하게, 원격국(124)이 동일한 전력 레벨(-102dBm)을 가지며 동일한 채널을 공유하는 2개 신호들을 수신하는 것을 표 2의 로우들 4 및 6을 관찰함으로써 알 수 있을 것이다. 2개의 신호들은 기지국(114)으로부터 것이다. 2개 신호들 중 하나는 원격국(124)에 대해 원하는 신호이며 다른 신호는 원격국(123)에 의한 사용을 위해 의도된 원치않는 신호이다.
상기 개념들을 추가로 예시하기 위해, 표 3은 표 2가 변경된 버전으로, 표 2의 로우들이 단순히 재정렬되었다. 원격국들(123, 124)이 각각 동일 채널 및 유사한 전력 레벨들을 가지는 원하는 신호 및 원치않는 신호의 2개 신호들을 각각 수신하는 것을 볼 수 있다. 또한, 원격국(125)은 동일 채널 및 유사한 전력 레벨들을 가지는 2개의 상이한 기지국들(110, 114)로부터 원하는 신호 및 원치않는 신호의 2개 신호들을 수신한다.
표 3
Figure 112011026734356-pct00021
앞서 개시된 장치 및 방법이 시뮬레이션되었으며 방법은 GSM 시스템에서 바람직하게 작동하는 것으로 밝혀졌다. 앞서 개시되고 도 8a, 8b, 10a, 11 및 12에 도시된 장치는 예를 들어 GSM 시스템의 기지국(110, 111, 114)의 일부일 수 있다.
본 방법 및 장치의 또 다른 양상에 따라, 제 1 원격국(123-127)이 DARP-인에이블드(enabled) 수신기를 갖고 제 2 원격국(123-127)이 DARP-인에이블드 수신기를 갖도록 기지국((110, 111, 114)이 동일 채널을 사용하는 2개의 원격국들(123-127)과의 통화를 유지하는 것이 가능하다. 2개의 원격국들(124-127)에 의해 수신되는 신호들의 진폭들이 일례로 8dB 내지 1OdB일 수 있는 값들의 범위내에 있는 양만큼 상이하게 배열되며, 또한 DARP-인에이블드 원격국에 대해 의도된 신호의 진폭이 논(non)-DARP-인에이블드 원격국(124-127)에 대해 의도된 신호의 진폭보다 낮도록 배열된다.
MUROS 또는 논-MUROS 모바일은 그의 원치않는 신호를 간섭으로서 처리할 수 있다. 그러나, MUROS에 대해, 2개(both) 신호들이 셀에서 원하는 신호로서 처리될 수 있다. MUROS 인에이블드 네트워크들(이를 테면, BS 및 BSC)가 갖는 장점은 2개(both) 신호들이 원하는 신호들로서 처리될 수 있도록 BS(110, 111, 114)가 단지 하나 대신 타임슬롯당 2개 이상의 트레이닝 시퀀스들을 사용할 수 있다는 것이다. BS(110,111, 114)는 본 방법 및 장치에 대한 각각의 모바일이 충분히 높은 진폭에서 자체적으로 신호를 수신하고 2개의 신호들이 진폭비(amplitude ratio)를 유지하도록 적절한 진폭들에서 신호들을 전송하여, 2개의 트레이닝 시퀀스들에 해당하는 2개의 신호가 검출될 수 있다. 이러한 특징은 BS(110, 111, 114) 또는 BSC(600)의 메모리에 저장된 소프트웨어를 사용하여 구현될 수 있다. 예를 들어, MS들(123-127)은 이들의 경로 손실들 및 현재 트래픽 채널 이용도(availability)에 기초하여 페어링(pairing)을 위해 선택된다. 그러나, MUROS는 경로 손실들이 하나의 모바일에 대한 것이 다른 모바일(123-127)에 대한 것과 매우 상이한 경우 여전히 동작할 수 있다. 이는 하나의 모바일(123-127)이 BS(110, 111, 114)과 멀리 떨어져 있을 때 발생할 수 있다.
전력 제어와 관련하여, 가능성있는 상이한 페어링들의 조합들이 제공된다. MS들(123-127) 모두(both)가 DARP가 가능할 수 있거나 또는 단지 하나만이 DARP가 가능할 수 있다. 양자의 경우, 모바일들(123-127)에서 수신된 진폭들 또는 전력 레벨들은 서로에 대해 1OdB 이내이거나 MS(123-124)에 대해 동일해질 수 있다. 그러나 단지 하나의 MS가 DARP 가능한 경우, 추가의 제약은 논-DARP 모바일(123-127)은 제 2 신호보다 높은(일례로, 제 2 신호보다 적어도 8dB 높은) 원하는(또는 요구되는) 제 1 신호를 갖는다는 것이다. DARP 가능 모바일(123-127)은 제 1 신호(일례로, 1OdB보다는 낮지 않음) 이하인 낮은 임계치 보다 크지 않은(no more than) 제 2 신호를 수신한다. 따라서, 일례로, 진폭비는 논-DARP 모바일을 위해 논-DARP/DARP에 대해 8dB 내지 1OdB 높은 신호 또는 DARP/DARP 가능 원격국들(123-127)에 대해 OdB 내지 ±lOdB일 수 있다. 또한, 각각의 MS(123-127)가 그의 감도 제한치(sensitivity limit) 이상에서 그의 원하는 신호를 수신하도록, BS(110, 111, 114)가 2개의 신호를 전송하는 것이 바람직할 수 있다. (일례로, 이는 그의 감도 제한치 이상에서 적어도 6dB임). 따라서, 하나의 MS(123-127)가 보다 많은 경로 손실을 갖는 경우, BS(110, 111, 114)는 이를 달성하기에 적합한 진폭에서 MS의 신호를 전송한다. 이는 절대 진폭(absolute amplitude)을 설정한다. 다른 신호와의 차는 다른 신호의 절대 진폭을 결정한다.
첨부되는 도면들 중 도 13은 DARP 피처를 갖는 본 방법 및 장치의 원격국(123-127)에 대한 예시적 수신기 아키텍처를 도시한다. 일례로, 수신기는 단일 안테나 간섭 소거(SAIC) 이퀄라이저(1105), 또는 MLSE(maximum likelihood sequence estimator) 이퀄라이저(1106) 중 하나를 이용하도록 적응된다. 다른 프로토콜들을 구현하는 다른 이퀄라이저들이 사용될 수도 있다. SAIC 이퀄라이저는 유사한 진폭들을 가지는 2개 신호가 수신될 때 사용하기 바람직하다. 통상적으로 MLSE 이퀄라이저는 수신된 신호들의 진폭들이 유사하지 않을 때, 이를 테면, 원하는 신호가 원치않는 코-채널 신호 보다 상당히 큰 진폭을 가질 때, 사용된다.
첨부되는 도면들 중 도 14는 2개의 원격국들(123-127)에 동일 채널을 할당하도록 적응되는 GSM 시스템의 일부에 대한 간략화된 표현을 도시한다. 시스템은 트랜시버 기지국 시스템(BTS) 또는 기지국(110), 및 2개의 원격국들, 즉 이동국들(125, 127)을 포함한다. 네트워크는 트랜시버 기지국 시스템(110)을 통해, 2개의 원격국들(125, 127)에 동일 채널 주파수 및 동일 타임슬롯을 할당할 수 있다. 원격국들(125, 127)은 모두 이동국이며 이들 모두에는 3과 같은 타임 슬롯 인덱스 넘버(TS)를 갖는 타임슬롯 및 160과 같은 ARFCN을 갖는 채널 주파수가 할당된다. 원격국(125)에는 5 TSC의 트레이닝 시퀀스가 할당되는 반면 원격국(127)에는 0 TSC의 트레이닝 시퀀스가 할당된다. 각각의 원격국(125, 127)은 다른 원격국(125, 127)(도면에 점선으로 도시됨)에 대해 의도된 신호들과 함께 자체적으로 신호(도면에 실선으로 도시됨)를 수신한다. 각각의 원격국(125, 127)은 원치않는 신호를 거절하면서 자체적으로 신호를 복조시킬 수 있다.
앞서 개시된 것처럼, 본 방법 및 장치에 따라, 단일 기지국(110, 111, 114)은 제 1 및 제 2 신호, 즉 각각 제 1 및 제 2 원격국들(123-127)에 대한 신호를 전송할 수 있으며, 각각의 신호는 동일 채널을 통해 전송되며, 각각의 신호는 상이한 트레이닝 시퀀스를 갖는다. DARP 능력을 갖는 제 1 원격국(123-127)은 제 1 및 제 2 신호들의 진폭이 말하자면 서로 실질적으로 1OdB 이내일 때, 제 2 신호와 제 1 신호를 구별하고 제 1 신호를 복조 및 사용하기 위해 트레이닝 시퀀스를 사용하는 것을 가능하다.
요약해서, 도 14는 네트워크가 동일한 물리 자원들을 2개의 기지국들에 할당하나, 이들에 상이한 트레이닝 시퀀스들을 할당하는 것을 도시한다. 각각의 모바일은 다른 co-TCH 사용자(도 14에 점선으로 도시됨)에 대해 의도된 (도 14에 실선으로 도시된) 자체적으로 신호를 수신한다. 다운링크 상에서, 각각의 이동국은 CCI로서 다른 이동국에 대해 의도되는 신호를 고려하며 간섭을 거절한다. 따라서, 2개의 상이한 트레이닝 시퀀스들은 다른 MUROS 사용자로부터의 간섭을 완화시키기 위해 이용될 수 있다.
MS 들의 페어링( Pairing of MSs )
본 방법 및 장치가 어떻게 구현되는지에 따라, 특정 BS에 접속되는 MS들이 MUROS 클래스마크(현재는 MUROS UE와 레거시 UE와의 페어링이 바람직함)의 무선 액세스 능력에 의존하지 않고 MUROS 가능한지 식별하는데 이용될 수 있다. BS는 MS의 클래스마크를 요구함으로써 MS의 DARP 능력을 식별할 수 있는 것이 가능하다. 클래스마크는 MS로부터 BS로 그의 능력들에 대한 선언(declaration)이다. 이는 GERAN 표준들의
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의 24.008에 개시된다. 현재, 표준은 MS의 DARP 능력을 표시하는 클래스마크를 한정하나, 지금까지 MUROS 클래스 마크 또는 새로운 트레이닝 시퀀스 클래스마크의 지원이 한정되지 않았다. 따라서, MS가 레거시 MS에 대한 클래스마크를 사용하여 MUROS 가능한지 여부를 식별하는 것이 불가능했다. 부가적으로, 표준들에서 DARP 클래스마크의 한정에도 불구하고, 표준은 그의 능력들을 BS에 통지하기 위해 클래스마크를 BS로 전송하는데 있어 MS를 요구하지 않는다. 사실상, 다수의 제조자들은 그들의 MS들이 BS에 의해 잡음기 채널들에 자동으로 할당될 것이라는 염려(fear)에 대해 통화 셋업 프로시저들(procedures)에 대해 BS로 DARP 클래스마크를 전송하기 위해 이들의 DARP-가능(capable) MS들을 설계하지 않으며, 이로써 잠재적으로 MS로부터의 통신이 악화된다. 따라서, 현재 MS가 MUROS-가능인지 또는 심지어 DARP-가능인지 여부를 임의의 확실성(certainty)을 갖고 식별하는 것은 불가능하다. 이들이 이를 수행하는 능력을 갖기 때문에, 레거시 MS가 MUROS 동작의 일부로서 참여(play)하게 하는 것이 바람직하다. 현재 문제점은 이를 지원하기 위한 시그널링이 없다는 것이다.
이론상, BS가 MS의 IMEI(International Mobile Equipment Identity)에 기초하여 MS에서 MUROS-능력을 식별하는 것이 가능하다. BS는 MS로부터 직접 이를 요청함으로써 MS의 IMEI를 구축할 수 있다. IMEI는 MS에 대해 고유(unique)하며 네트워크의 임의의 장소에 위치되는 데이터베이스를 참조하여 사용될 수 있어, MS가 속하는 이동 전화의 모뎀, 및 부가적으로 DARP 및 MUROS와 같은 그의 능력들을 식별할 수 있다. 전화가 DARP 또는 MUROS 가능이면, 이는 BS에 의해 다른 적절한 MS와 슬롯을 공유하기 위한 대안(candidate)으로서 간주될 수 있다. 그러나, IMEI를 사용하는 것은 이론적으로 가능하지만, DARP 또는 MUROS 능력 단독으로는 특정 MS가 TDMA 슬롯을 다른 MS와 공유할 수 있는지 여부를 결정하기 위한 기준으로는 충분하지 못하다. 동작시, BS는 DARP 또는 MUROS 가능인 BS에 현재 접속되는 MS들의 리스트를 설립할 수 있다. 특정 슬롯을 공유할 수 있는 MS들의 식별은 다른 기준을 고려한다.
먼저, 제시된 잡음 환경에서 MS의 간섭 거절 능력이 설정될 수 있다. (도 35 흐름도의 단계 1610 참조.) 이러한 정보는 대부분 적절하게 이용가능한 공유된 슬롯에 MS를 할당하는데 이용된다. (도 35 흐름도의 단계 1620 참조.) 또한, 이는 다른 후보 MS들과 최상의 페어링을 허용하는데 이용된다. (도 35 흐름도의 단계 1630 참조.) MS의 간섭 거절 능력을 결정하는 한 가지 방법은 '디스커버리 버스트(discovery burst)'를 전송하는 것이다. 이는 MS에 의해 수신될 원하는 신호가 그에 부가되는 인지된 간섭 패턴을 갖는 짧은 무선 버스트(short radio burst)이다. 디스커버리 버스트는 제어된 전력 레벨들에서 부가된 CCI 신호를 갖는 베이직 스피치 신호(basic speech signal)를 포함한다. 디스커버리 버스트가 전송될 때, 동작시 현재 통화에 대해 사용될 것과 상이한 트레이닝 시퀀스가 전송된다. 이는 실제 음성 신호로부터 디스커버리 버스트를 구별한다.
본 방법 및 장치의 특정 구현에 있어, 비트 에러율(BEP)이 측정된다. (간섭을 거절하기 위해 원격국의 능력을 표시하는 다른 파라미터들이 하기 개시되는 것처럼 사용될 수 있다.) 이는 MS의 주기적 보고시 다시 BS로 전송된다. GERAN 표준들에서, BEP는 25%의 에러율의 확률에 해당하는 0-31의 값 및 0.025%의 확률에 해당하는 31의 값으로 표현된다. 다른 말로, BEP가 높을수록, 간섭을 거절하는 MS의 능력이 커진다. BEP는 '강화 측정 리포트(enhanced measurement report)'의 일부로서 보고된다. 일단 버스트가 전송되고, 하기 리포트에서 MS의 BEP가 제시된 임계치 이하로 떨어지면, MS는 MUROS 동작들에 대해 적절하지 않은 것으로 고려된다. 시뮬레이션들에서, 적어도 25의 BEP는 임계치의 바람직한 선택인 것으로 나타났다. BEP는 채널을 통해 버스트를 전송하고 MS에서 버스트에 발생하는 에러들의 수를 측정함으로써 유추된다 것이 주목된다. 그러나, 그 자체의 BEP는 특히 버스트에 대해 에러 주파수의 극적 변동이 있는 경우 MS 및 채널의 품질에 대해 충분히 정확한 측정이 아닐 수 있다. 따라서, CVBEP(co-variance of the BEP)를 고려한 평균 BEP에 대한 MUROS 동작 결정을 기초하는 것이 바람직할 수 있다. 이러한 2가지 품질들은 MS가 BS로 전송하는 리포트에 제시되는 것처럼 표준들에 의해 한정된다(mandated).
대안적으로, 결정은 하나의 SACCH 기간(0.48ms) 동안 MS에 의해 BS로 리턴되는 RxQual파라미터에 기초할 수 있다. RxQual는 0-7 사이의 값이며, 여기서 각각의 값은 다수의 버스트들에서 추정된 수의 비트 에러들에 해당한다(3GPP TS 05.08 참조). 이는 8개 레벨들로 구성되는 수신 품질에 대해 정의된 표준 측정치이며 수신된 신호의 비트 에러율(BER)에 해당한다. 에러율이 높을수록 RxQual이 높다. 시뮬레이션들은 2 또는 이보다 낮은 RxQual가 MUROS 동작에 대한 임계치의 바람직한 선택임을 나타낸다.
대안적으로, 파라미터 RxLev는 선택 기준으로서 등가적으로 사용될 수 있다. RXLEV는 dBm으로 수신된 평균 신호 강도를 나타낸다. 이는 디스커버리 버스트 이후 MS로 보고된다. 적어도 10OdBm의 RxLev가 바람직한 것으로 나타났다. MUROS 페어링을 위한 특정 기준이 개시되었지만, 당업자들은 다수의 다른 기준이 앞서 식별된 것들과의 조합하여 또는 이 대신 사용될 수 있다는 것을 계획할 것이다.
업링크 상의 동시 검출( Joint Detection on the Uplink )
본 방법 및 장치는 새로운 변조 바업을 지원하는 네트워크에 대한 요구조건(need)을 없애기 위해 핸드셋(handset)의 GMSK 및 DARP 능력을 이용한다. 네트워크는 각각의 사용자를 분리하기 위해 업링크 상에서 현재의 방법들, 이를 테면 동시 검출을 이용할 수 있다. 이는 동일한 물리 자원들이 2개의 상이한 모바일들에 할당되는 코-채널 할당을 이용하지만, 각각의 모바일에는 상이한 트레이닝 시퀀스가 할당된다. 업링크 상에서, 본 방법 및 장치의 각각의 이동국(123-127)은 상이한 트레이닝 시퀀스를 이용할 수 있다. 네트워크는 업링크 상에서 2 사용자들을 분리시키기 위해 동시 검출 방법을 이용할 수 있다.
스피치 코덱 및 새로운 사용자에 대한 거리( Speech codec and distance to new user )
다른 셀들에 대한 간섭을 감소시키기 위해, BS(110, 111, 114)는 BS(110, 111, 114)로부터 원격국 또는 이동국의 거리와 관련하여 그의 다운링크 전력을 제어한다. MS(123-127)가 BS(110, 111, 114)에 근접해 있을 때, BS(110, 111, 114)에 의해 다운링크를 통해 MS(123-127)로 전송되는 RF 전력 레벨은 BS(110, 111, 114)로부터 더 멀리 이는 원격국들(123-127) 보다 낮을 수 있다. 코-채널 사용자들에 대한 전력 레벨들은 이들이 동일 ARFCN 및 타임슬롯을 공유할 때 더 멀리 있는 발신자(caller)에 대해 충분히 크다. 이들은 모두 동일한 전력 레벨을 가질 수 있지만, 이는 네트워크가 기지국(110, 111, 114)으로부터 코-채널 사용자들의 거리를 고려할 경우, 개선될 수 있다. 일례로, 전력은 거리를 식별함으로써 제어될 수 있고 새로운 사용자(123-127)에 대해 요구되는 다운링크 전력를 추정할 수 있다. 이는 각각의 사용자(123-127)의 타이밍 어드밴스(TA)를 통해 행해질 수 있다. 각각의 사용자(123-127)의 RACH는 이러한 정보를 BS(110, 111, 114)에 제공한다.
사용자들에 대한 유사한 거리들( Similar Distances for Users )
또 다른 신규한 피처는 현재/기존(existing) 사용자와 유사한 거리를 갖는 새로운 사용자를 선택(pick)하는 것이다. 네트워크는 동일한 셀 및 유사한 거리에 있는 기존 사용자의 트래픽 채널(TCH = ARFCN 및 TS)을 식별할 수 있고 상기 식별된 것과 대략 동일한 전력 레벨을 요구한다. 또한, 다른 신규한 피처는 네트워크가 TCH의 기존 사용자와 상이한 TSC를 갖는 새로운 사용자에게 이러한 TCH를 할당할 수 있다는 것이다.
스피치 코덱 선택( Selection of Speech Codec )
또 다른 고려사항은 DARP 가능 모바일의 CCI 거절은 어떤 스피치 코덱이 사용되는지에 따라 변할 수 있다는 것이다. 따라서, 네트워크(NW)는 이러한 기준을 사용할 수 있으며 원격국(123-127)에 대한 거리 및 사용되는 코덱들에 따라 상이한 다운링크 전력 레벨들이 할당된다. 따라서, 네트워크가 BS(110, 111, 114)와 유사한 거리에 있는 코-채널 사용자들을 발견하는 것이 더 낳을 수도 있다. 이는 CCI 거절에 대한 성능 제한으로 인한 것이다. 하나의 신호가 다른 것에 비해 너무 강한 경우, 더 약한 신호는 간섭으로 인해 검출되지 않을 수 있다. 따라서, 네트워크는 코-채널들 및 코-타임슬롯들이 할당될 때 BS(110, 111, 114)로부터 새로운 사용자들로의 거리를 고려할 수 있다. 하기의 것들은 다른 셀들에 대한 간섭을 최소화시키기 위해 네트워크가 실행할 수 있는 프로시저들이다:
사용자 다이버시티를 달성하고 DTx 의풀 어드벤티지를 얻기 위한 주파수 홉핑( Frequency Hopping to Achieve User Diversity and take Full Advantage of DTx )
음성 통화들은 DTx(불연속 전송) 모드로 전송될 수 있다. 이는 할당된 TCH 버스트가 스피치가 없는 기간 동안에는(한명이 청취하고 있는 동안) 조용한(quiet) 모드이다. 셀에서 각각의 TCH가 DTx를 사용할 때의 장점은 US 및 DL 모두를 통해 서빙 셀의 전체 전력 레벨을 감소시켜, 다른 것들과의 간섭을 감소시킬 수 있다는 것이다. 이는 사람들이 통상적으로 40%의 청취 시간을 갖기 때문에 중요한 효과를 갖는다. DTx 피처는 개시된 것처럼 인지된 장점을 달성할 뿐만 아니라 MUROS 모드에서 사용될 수 있다.
주파수 홉핑이 사용자 다이버시티를 설정하기 위해 이용될 때 달성되는 MUROS에 대한 추가(extra) 장점이 있다. 2개의 MUROS 사용자들이 서로 페어링될 때, 페어링된 MUROS 사용자들 모두는 소정의 시간 기간 동안 DTx에 있을 수 있다. 이는 앞서 언급된 것처럼 다른 셀들에 대해서는 장점을 제공할 수 있지만, 페어링된 MUROS 사용자들 어느 것에도 서로 장점을 갖지 못한다. 이런 이유로, 양자 모두(both) DTx에 있을 때, 할당된 자원들이 소모된다. 잠재적으로 유용한 DTx 기간에 대한 장점을 취하기 위해, 사용자들의 그룹이 각각의 프레임 베이시스에 대해 동적으로 서로 페어링되도록 주파수 홉핑이 이루어질 수 있다. 이러한 방법은 MUROS 동작에 사용자 다이버시티를 도입시키며 페어링된 2개의 MUROS 사용자들이 DTx에 있을 확률을 감소시킨다. 이는 또한 TCH 상에서 하나의 GMSK를 가질 확률을 증가시킨다. 장점들에는 스피치 통화들의 성능을 증가시키고 NW의 전체 용량을 최대화시킨다는 것이 포함된다.
이러한 경우에 대한 예가 예시된다: 유사한 RF 전력을 사용하는 A, B, C, D, T, U, V, W의 NW 식별 8 MUROS 발신자들이 풀 레이트(full rate) 스피치 코덱를 사용한다고 가정한다. 발신자들 A, B, C, D는 논-주파수 홉핑될 수 있다. 또한, 발신자들 A, B, C, D는 동일한 타임슬롯, 말하자면 TS3에 있으나, 4개의 상이한 주파수들 ARFCN fl, f2, O 및 f4를 이용한다. 발신자들 T, U, V, W는 주파수 홉핑된다. 또한, 발신자들 T, U, V, W는 동일한 타임슬롯 TS3에 있으며 주파수들 fl, f2, O 및 f4 (MA 리스트)를 사용한다. 이들에게 HSN=O이고 각각 MAIO 0, 1, 2, 3가 제시된다 가정한다. 이는 아래 표 4에 도시되는 것처럼 주기적 형태로 A, B, C, D가 T, U, V, W와 페어링되게 한다.
표 4
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상기의 것은 단지 예이다. 이러한 형태는 어떻게 작동하는지에 따라 선택된다. 그러나, 이러한 특정한 배열로 제한되는 것은 아니다. 이는 보다 랜덤한 페어링이 도입되는 경우에도 보다 양호하게 동작한다. 이는 주파수 홉핑에 따라 8개의 사용자들 모두를 4개의 MA 리스트상에 배치(put)하고, 2개의 사용자들이 각각 ARFCN인 경우, 이들에 상이한 HSN들(상기 예에서는 0 내지 3) 및 MAIO들을 제시함으로써 달성될 수 있다.
데이터 전달( Data Transfer )
제 1 방법은 사용될 트래픽 채널(TCH)을 페어링한다. 일례로, 이러한 피처는 네트워크측에서 구현되며, 원격국측(123-127) 상에서는 최소의 변화 또는 변화가 일어나지 않는다. 네트워크는 상이한 TSC들을 갖는 제 1 원격국(123-127)에 의해 이미 사용중인 제 2 원격국(123-127)에 TCH를 할당한다. 예를 들어, 모든 TCH들이 사용되었을 때, 요구되는 임의의 추가 서비스(들)는 유사한 전력을 사용하는 기존의 TCH(들)과 페어링될 것이다. 예를 들어, 추가의 서비스가 4DlU 데이터 통화이면, 네트워크는 추가의 새로운 원격국(123-127)에 대해 유사한 전력 요구조건들을 갖는 4개의 연속하는 타임슬롯들을 사용하는 4개의 기존 음성 통화 사용자들을 찾아낸다. 이러한 매칭이 없는 경우, 네트워크는 매칭을 구성하기 위해 타임슬롯 및 ARFCN을 재구성할 수 있다. 다음, 네트워크는 4D TCH를 요구하는 새로운 데이터 통화에 4개의 타임슬롯들을 할당한다. 또한, 새로운 데이터 통화는 상이한 TSC를 사용한다. 또한, 추가의 하나에 대한 업링크 전력은 이미 타임슬롯을 사용하는 원격국(123-127)의 업링크 전력과 근접해지거나 또는 이와 같아질 수 있다.
원격국(123-127)에 하나 이상의 TSC 할당( Assign a Remote station 123 - 127 more than one TSC )
하나 보다 많은 타임슬롯을 사용하는 데이터 서비스들이 고려될 경우, 타임슬롯들 (짝수일 때) 모두 또는 (홀수일 때) 하나를 제외한 모두가 페어링된다. 따라서, 개선된 능력은 MS(123-127)에 하나 보다 많은 TSC들을 제공함으로써 달성될 수 있다. 일례로, 다수의 TSC들을 사용함으로써, 원격국(123-127)은 실제 RF 자원 할당이 절반으로 단축되도록 그의 페어링된 타임슬롯들을 하나의 타임슬롯에 조합할 수 있다. 예를 들어, 4DL 데이터 전달을 위해, 현재 MS가 각각의 프레임의 TSl, TS2, TS3 및 TS4에서 버스트들 Bl, B2, B3, B4를 포함한다고 가정한다. 본 방법을 사용함으로써, B1 및 B2에는 하나의 TSC 말하자면 TSCO가 할당되는 반면, B3 및 B4는 상이한 TSC, 말하자면 TSC1을 포함한다. Bl 및 B2는 TSl을 통해 전송될 수 있으며 B3 및 B4는 동일 프레임에서 T2를 통해 전송될 수 있다. 이런 방식으로, 이전의 4DL-할당은 무선으로(over the air) 4개의 버스트들을 전송하기 위해 단지 2개의 타임슬롯들을 이용한다. SAIC 수신기는 TSCO로 B1 및 B2를 디코딩할 수 있고, TSCl로 B3 및 B4를 디코딩할 수 있다. 4개의 버스트들을 디코딩하는 파이프라인 프로세싱은 종래의 방식들과 시임리스하게(seamlessly) 이러한 피처가 작동하게 할 수 있다.
타임슬롯들의 조합( Combining Timeslots )
하나의 사용자의 짝수의 타임슬롯들을 조합하는 것은 배터리 에너지를 절감하는 무선(OTA) 할당을 포함할 수 있다. 또한, 이는 서빙 셀 및 인접 셀들 모두에 대한 시스템 정보 업데이트 및 인접 셀들의 스캐닝 및/또는 모니터링을 위한 추가 시간이 필요 없다. 네트워크측에 대한 추가의 일부 피처들이 있다. 네트워크는 새로운 사용자의 거리에 기초하여 코-채널, 코-타임슬롯(co-TS)에 대한 추가 할당을 구성할 수 있다. 초기에, 네트워크는 사용자들이 유사한 거리에 있는 TCH를 사용할 수 있다. 이는 각각의 사용자의 쓰로우 타이밍(TA;through timing)에 수행될 수 있다. 각각의 사용자의 RACH는 BS(110, 111, 114)에 이러한 정보를 제공한다.
네트워크 트래픽 할당에서의 변화들 Changes in network traffic assignment )
상기한 것은 2개의 코-채널, co-TS 사용자들이 하나는 BS를 향해 이동하고 다른 하나는 BS로부터 멀리 이동하는 상이한 방향들로 이동하는 경우, 이들 중 하나가 전력 레벨에 대해 양호한(better) 매칭을 갖는 다른 TCH로 스위칭되는 포인트(point)가 있을 것이라는 것을 의미한다. 이는 네트워크가 상이한 ARFCN 및 TS를 통해 사용자들을 연속적으로 재할당할 수 있기 때문에 문제시되지 않는다. 로컬 구역에서 주파수 재사용 패턴으로 레이팅됨에 따라, 사용될 새로운 TSC의 선택을 최적화시키는 것과 같은 소정의 추가의 최적화가 유용할 수 있다. 이러한 피처가 갖는 하나의 장점은 네트워크측, 이를 테면 BS 및 BSC에서 주로 소프트웨어 변화들을 이용한다는 것이다. 네트워크 트래픽 채널 할당에 대한 변화들은 용량을 증가시킬 수 있다.
음성 및 데이터 모두에 대한 코-채널 동작( Co - channel operation for both voice and data )
추가의 개선들이 이루어질 수 있다. 먼저, Co-TCH(코-채널 및 코-타임슬롯)는 용량-데이터 레이트를 개선하기 위해 동일한 TCH상에서 데이터 통화들 뿐만 아니라 음성 통화들에 사용될 수 있다. 이러한 피처는 CSl 내지 4 및 MCSl 내지 4. 8PSK와 같이 GMSK 변조 데이터 서비스들에 적용될 수 있다.
소수의 타임슬롯들 사용( Fewer Timeslots Used )
이러한 피처는 증가된 용량을 달성하기 위해 데이터 통화들에 코-채널(co-TCH)의 재사용을 위해 적용될 수 있다. 데이터 전달에 대한 2개의 타임슬롯들은 해당 버스트들 각각에 사용되는 2개의 트레이닝 시퀀스들과 페어링되며 하나의 타임슬롯을 사용하여 전송될 수 있다. 이들은 목표 수신기에 할당된다. 이는 4-타임슬롯 다운링크가 2-타임슬롯 다운링크로 감소되어 수신기에 대한 전력 및 시간을 절감할 수 있다는 것을 의미한다. 4-타임슬롯들에서 2-타임슬롯들로의 변화는 핸드 오프 또는 HO를 개선시키는 NC 모니터링과 같은 다른 업무들을 수행하기 위한 보다 많은 시간이 원격국에 부여된다.
Tra, Trb, Tta, Ttb와 같은 멀티-슬롯 클래스 구성 요구조건들과 관련하여 할당들에 대한 제약들 ― 다이나믹 및 확장형 다이나믹 MAC 모드 룰들이 환화될 수 있다. 이는 셀의 다양한 발신자들로부터의 수요들(demands)을 서빙하는데 있어 네트워크에 대해 보다 많은 선택안들이 있다는 것을 의미한다. 이는 취소된(denied) 서비스 요청들에 대한 수를 감소 또는 최소화시킨다. 이는 네트워크 관점에서 용량 및 처리량을 증가시킨다. 각각의 사용자는 QoS 손상 없이 적은 자원들을 사용할 수 있게 한다. 많은 사용자들이 서빙될 수 있다. 일례로, 이는 네트워크측에서 소프트웨어 변화로서 구현될 수 있으며 원격국(123-127)은 그의 DARP 능력 이상(on top of) 추가의 TSC들을 허용하도록 적응된다. 네트워크 트래픽 채널 할당에 대한 변화들은 용량-처리량을 증가시킬 수 있다. 업링크 네트워크 자원들의 사용은 네트워크가 사용중(busy)인 동안에도 보존될 수 있다. 원격국(123-127) 상에서 전력이 절감될 수 있다. 보다 나은 핸드오버 성능 및 네트워크 할당 데이터 통화들에 대한 적은 제한(restriction), 및 개선된 성능이 달성될 수 있다.
듀얼 캐리어( Dual Carrier )
본 방법 및 장치는 성능을 개선시키기 위해 추가로 듀얼 캐리어와 함께 사용될 수 있다. 데이터 레이트를 개선시키기 위해, 데이터 레이트를 증가시키기 위해 MS(또는 UE 또는 원격국)가 동시적으로 2개의 ARFCN들을 얻을 수 있는 듀얼 캐리어들을 할당하는 3GPP 사양이 있다. 따라서, 원격국은 앞서 개시된 문제점을 강화시키는 여분의 데이터 처리량을 얻기 위해 보다 많은 RF 자원들을 이용한다.
새로운 TSC 들
본 방법 및 장치는 상이한 원격국들(123-127)에 상이한 TSC들을 할당함으로써, 추가의 사용자들을 서빙하고 여분의 서비스들을 제공하기 위해 co-TCH, 즉 코-채널(이미 사용중인 ARFCN) 및 코-타임슬롯(이미 사용중인 타임슬롯)을 사용하는 것을 가능하게 하기 위한, 기존의 DARP 가능 콤포넌트들에 대한 개선안이다. 보다 개선된 SAIC 수신기(이를 테면, 퀄컴의 eSAIC 및 eeSAIC)로, 동일한 ARFCN 및 타임슬롯 상에서 3번째 또는 심지어 4번째 사용자/서비스를 수용하는 것이 가능하다. 용량을 개선시키기 위해 사용되는 하나의 피처는 co-TCH 상에 다수의 TSC들을 사용하는 것이다, 즉 2 사용자들/서비스들이 동일 TCH를 공유하면, 2 TSC들이 사용되고; 3 사용자들/서비스들이 동일 TCH를 공유하면, 3 TSC들이 사용된다. 상기 개시된 방법들은 GERAN 음성/데이터 통화들에 대한 이러한 피처의 장점을 취하는데 이용될 수 있다.
본 방법 및 장치에 대해 하나의 슬롯 상에서 다중-사용자들에 대한 DARP 가능 수신기의 SAIC를 사용함으로써, 2개의 상이한 트레이닝 시퀀스가 동일 채널을 공유하는 2개의 원격국들에 대해 이용된다. 평가되는 트레이닝 시퀀스들에 대한 특징들은 자동-상관 또는 교차-상관이 있다. 이들 중 교차-상관은 본 방법 및 장치에 특히 유용하다. DARP 기능부는 양호한 교차-상관으로 바람직하게 수행된다. 2개 트레이닝 시퀀스의 교차-상관은 상호 직교성(mutual orthogonality)의 측정으로서 평가될 수 있다. 간단히 말해, 보다 상호적으로 직교하는 2개의 트레이닝 시퀀스, 즉 보다 쉽게 원격국(123-127)의 수신기는 하나의 트레이닝 시퀀스를 다른 트레이닝 시퀀스와 구별할 수 있다.
교차-상관 비율로 공지된 파라미터에 의해 교차-상관이 정량화된다(quantified). 2개의 트레이닝 시퀀스들이 전체적으로 상관되지 않는다면(실제 결코 달성될 수 없는 이상 조건), 트레이닝 시퀀스들 간의 교차-상관은 영(nil)이며 2개 트레이닝 시퀀스에 대한 교차-상관 비율은 제로이다.
반대로, 2개의 트레이닝 시퀀스들이 바람직하게 상관되면(코-채널 동작 및 DARP 동작에 대한 최악의 조건), 시퀀스들 간의 교차-상관은 최대화되며 2개의 트레이닝 시퀀스들에 대한 상관 비율은 1, 즉 1과 같다.
MUROS 통화에서 사용자들을 구별하기 위해 표 5에 도시된 2개의 상이한 기존 트레이닝 시퀀스들을 사용하는 것이 가능하다. 표 5는 3세대 파트너쉽 프로젝트(3GPP) 표준-설정 협회에 의해 공개된 기술 사양 문헌 3GPP TS 45.002 V4.8.0 (2003-06)에 "Technical Specification 3rd Generation Partnership Project; Technical Specification Group GSM/EDGE Radio Access Network; Multiplexing and multiple access on the radio path (Release 4)"이란 명칭의 섹션 5.2.3에서 식별되는 기존의 GSM 시스템들에 대한 기존의 8개 트레이닝 시퀀스를 개시한다.
그러나, 주파수 계획을 위한 8개의 단독(stand alone) 트레이닝 시퀀스 세트들을 페어링된 4개의 트레이닝 시퀀스 세트들로 감소시킬 수 있고 이는 주파수 계획을 제한하는 비트일 수 있다. 따라서, 본 특허 출원은 GERAN 사양에 한정된 기존의 트레이닝 시퀀스들과 동작할 수 있는 트레이닝 시퀀스들의 하기 2개의 새로운 세트들을 식별한다. 새로운 세트들은 직교 트레이닝 시퀀스들의 세트이다. 기존의 트레이닝 시퀀스들이 레거시 원격국에 대해 사용될 수 있는 반면, 트레이닝 시퀀스들의 새로운 세트는 이러한 새로운 피처를 실행할 수 있는 새로운 원격국들에 대해 사용될 수 있다.
사용되는 새로운 트레이닝 시퀀스들은 특히 본 방법 및 장치의 GSM 구현에 사용하기 적합하게 만드는 바람직한 상관 특성들을 갖는다. 새로운 시퀀스들은 표 5에 도시된 기존의 시퀀스들과의 페어링을 위해 특정하게 선택되었다. 새로운 시퀀스들은 하기 표 6 및 표 7에 나열되며 하기 텍스트에 보다 상세히 개시된다. 본 방법 및 장치는 채널 공유를 위해 사용되는 2개의 시퀀스들이 기존 세트(하기 표 5에 도시됨)로부터 선택된 경우 만족스럽게 동작하지만, 기존 트레이닝 시퀀스들과 트레이닝 시퀀스들의 조합으로서 새로운, 상보적(complementary) 시퀀스들의 사용 및 상보적 시퀀스들의 한정에 의해 보다 나은 성능이 얻어질 수 있다는 것을 결정되었다.
따라서, 일례로, GSM 시스템에 본 방법 및 장치를 적용함으로써, 기지국(110, 111, 114)은 제 1 트레이닝 시퀀스를 포함하는 제 1 신호 및 제 1 트레이닝 시퀀스와 상보적인 새로운 트레이닝 시퀀스인 제 2 트레이닝 시퀀스를 포함하는 제 2 신호 모두를 전송한다. 예를 들어, 기지국(110, 111, 114)은 (표 5로부터의) 코드 TSCO에 의해 식별되는 제 1 트레이닝 시퀀스를 갖는 제 1 신호 및 (표 6 또는 7로부터의) 코드 TSCO'에 의해 식별되는 제 2 트레이닝 시퀀스를 포함하는 제 2 신호를 전송하며, 제 2 트레이닝 시퀀스는 제 1 트레이닝 시퀀스 TSCO와 상보적인 새로운 트레이닝 시퀀스이다. 제 1 트레이닝 시퀀스 및 상보적인 제 2의 새로운 트레이닝 시퀀스 간의 교차-상관 비율은 매우 낮다. 이러한 낮은 교차-상관의 결과로서, DARP 수신기의 성능은 제 1 및 제 2 트레이닝 시퀀스들이 DARP 수신기에 의해 동시적으로 수신되는 2개 신호들을 사용할 때 특히 바람직한 것으로 밝혀졌다. DARP 수신기는 제 1 신호와 제 2 신호 사이를 양호하게 구별할 수 있고 통신을 위해 사용되는 원격국(123-127)에 대해 어떤 2개의 트레이닝 시퀀스들이 할당되는지에 따라, 제 2 신호를 거절하면서 제 1 신호를 양호하게 복조시키거나 또는 제 1 신호를 거절하면서 제 2 신호를 복조시킬 수 있다.
새로운 시퀀스들은 해당 기존의 트레이닝 시퀀스에 대해 상관될 때 2/16 내지 4/16의 교차 상관 비율들을 갖는다. 추가의 새로운 시퀀스들의 사용은 추가의 장점들을 산출하여, 각각의 셀 또는 섹터에서의 보다 많은 시퀀스들의 사용이 가능해져, 셀을 계획하는데 있어 보다 많은 융통성 및 보다 적은 제약들이 제공된다.
원격국(123-127)에 의해 기지국(110, 111, 114)으로 전송되는 신호들에 대해 사용될 때 새로운 트레이닝 시퀀스들은 성능에 대한 장점을 제공할 수 있다는 것이 주목된다. 동일 채널 상에서 신호들을 수신하며 DARP 능력 또는 유사한 개선된 성능을 갖는 수신기를 포함하는 기지국(110, 111, 114)은 2개 신호들 사이를 양호하게 구별할 수 있고, 각각의 신호는 상이한 원격국(123-127)에 의해 전송된다. 통화 동안, 기지국(110, 111, 114)에 의해 전송되는 통화에 대한 다운링크 신호 및 원격국(123-127)에 의해 전송되는 업링크 신호 모두는 통상적으로 동일한 시퀀스(GSM의 경우에서 처럼)를 갖는다.
앞서 설명된 것처럼, 표 5는 GSM 시스템에 대해 사용되는 8개의 기존 트레이닝 시퀀스들의 세트를 도시한다. 트레이닝 시퀀스들은 TSCO 내지 TSC7로 라벨링된다. 각각의 트레이닝 시퀀스는 26개 비트들(비트 0 내지 비트 25)을 갖는다. 이러한 트레이닝 시퀀스들 모두에서, 트레이닝 시퀀스의 제 1의 5 및 최종의 5 비트들은 트레이닝 시퀀스의 임의의 곳에서(elsewhere) 5 비트들에 대한 반복된 버전들이다. 예를 들어, TSCO 트레이닝 시퀀스의 5 최상위(five most significant) 비트들(비트들 21 내지 25)은 00100이며 이들 비트들은 비트들 5 내지 9에서 반복된다. TSCO 트레이닝 시퀀스(비트들 0 내지 4)의 최하위(least significant) 비트들은 10111이며, 이들 비트들은 비트들 16 내지 20에서 반복된다. 이러한 반복 때문에, 각각의 트레이닝 시퀀스에 쇼트-핸드 넘버(short-hand number)를 할당하는 것이 통상적이며, 쇼트-핸드 넘버는 대안적으로 수가 16진법(hex) 형태로 표현될 수 있지만, 5에서 20을 포함하는 비트들에 의해 형성된 워드(word)의 십진수 값으로 정의된다. 따라서, TSCO에 대한 일련의 넘버는 표에 도시된 것처럼 십진법으로 47172 또는 16진법(hex)으로 B844이다.
표 5에 도시된 트레이닝 시퀀스들은 3세대 파트너쉽 프로젝트(3GPP) 표준-설정 협회에 의해 공개된 기술 사양 문헌 3GPP TS 45.002 V4.8.0 (2003-06)의 섹션 5.2.3에 "Technical Specification 3rd Generation Partnership Project; Technical Specification Group GSM/EDGE Radio Access Network; Multiplexing and multiple access on the radio path (Release 4)"란 명칭으로 나열되며, 또한 3세대 파트너쉽 프로젝트(3GPP) 표준-설정 협회에 의해 공개된 기술 사양 문헌 3GPP TS 45.005 V4.18.0 (2005-11)에 "Technical Specification 3rd Generation Partnership Project; Technical Specification Group GSM/EDGE Radio Access Network; Radio transmission and reception (Release 4)"란 명칭으로 추가로 논의된다.
표 5
Figure 112011026734356-pct00024

표 6은 본 방법 및 장치에 따른 사용을 위해 표 5에 도시된 것들과 상보적인 새로운 트레이닝 시퀀스의 바람직한 세트를 도시한다. 각각의 새로운 트레이닝 시퀀스는 기존의 트레이닝 시퀀스들 중 하나와 조합하여 사용된다. 새로운 상보적 트레이닝 시퀀스들은 TSCO' 내지 TSC7'로 라벨링된다. TSCO'는 TSCO와의 조합시 사용을 위한 것이며 TSCl'는 TSCl와의 조합시 사용을 위한 것 등이다. 본 방법 및 장치를 적용하는데 있어, 기지국(110, 111, 114)은 제 1 트레이닝 시퀀스(예를 들어, TSCO)를 갖는 제 1 신호 및 제 1 트레이닝 시퀀스와 상보적인 제 2 트레이닝 시퀀스(이를 테면, TSCO')를 갖는 제 2 신호 모두를 동일 채널을 통해 전송한다.
표 6
Figure 112011026734356-pct00025

적절한 특성들을 갖는 새로운 트레이닝 시퀀스들의 추가 세트가 표 7에 도시된다. 이러한 트레이닝 시퀀스들은 앞서 설명된 것처럼 표 5로부터 이들의 해당 트레이닝 시퀀스들과의 사용을 위한 것이다.
표 7
Figure 112011026734356-pct00026

표 8에 도시된 페어링들이 2개의 코-채널 신호들을 위해 사용될 경우 개선된 코-채널 거절 성능이 얻어진다. 표 8에 도시된 각각의 새로운 트레이닝 시퀀스는 표 6 또는 표 7중 하나로부터 얻어질 수 있다.
표 8
Figure 112011026734356-pct00027

대안적으로, 적절한 성능은 하기의 페어링들 중 임의의 것을 사용함으로써 얻어질 수 있다: 표 5로부터의 임의의 2개의 페어링 시퀀스들; 표 6으로부터의 임의의 2개의 트레이닝 시퀀스들; 표 7로부터의 임의의 2개의 페어링 시퀀스들; 표 5 내지 7중 임의의 것으로부터의 임의의 2개의 상이한 트레이닝 시퀀스들.
따라서, 새로운 트레이닝 시퀀스들을 사용하기 위한 단계들은 하기와 같다:
MUROS 모드가 2 사용자들에 대해 인에이블될 때, 이들 중 적어도 하나는 새로운 트레이닝 시퀀스들에 대한 정보(knowledge)를 갖는 MUROS 및 DARP 가능 원격국(123-127)이다.
작업 패턴(working pattern)은 0-0', 1-1 ' ..., 7-7'로 설정될 것이다. 그러나, 트레이닝 시퀀스 및 그의 콤플리먼트(compliment)를 사용하는 것 이외의 다른 조합들도 마찬가지로 동작한다. 예를 들어, 1-2, 1-2'가 동작할 수 있다. 그러나, 이는 표 5로부터의 트레이닝 시퀀스 및 1-1' 및 2-2'와 같은 그의 콤플리먼트를 사용하는 것이 더 바람직할 수 있다. 이는 코드 변화에 적응될 수 있는 DARP 반복 프로세스로 인한 것이다.
교차-상관이 낮도록 트레이닝 시퀀스들이 상이한 것이 바람직할 수 있다.
추가의 트레이닝 시퀀스들의 사용은 임의의 경우, 추가의 트레이닝 시퀀스 코드들이 정의되지 않는다면 원격국(123-127)측에서 구현되는 최소 변화를 산출한다. 추가의 트레이닝 시퀀스 코드들의 사용은 본 co-TCH 방법 및 장치에 대한 개선안이다.
원격국(123-127)측에 대한 영향력(impact)은 다음과 같다:
직교 트레이닝 시퀀스 코드들에 대한 새로운 세트 한정(define). 기존의 트레이닝 시퀀스들은 레거시 원격국들에 대해 사용될 수 있지만, 트레이닝 시퀀스들에 대한 새로운 세트는 이러한 새로운 피처를 실행할 수 있는 새로운 원격국(123-127)에 대해 사용될 수 있다.
따라서, DARP 가능인 것 이외에, 원격국(123-127)은 새로운 트레이닝 시퀀스 코드들을 지원한다.
네트워크측에 대한 영향력은 다음과 같다:
네트워크는 co-TCH 사용자들에 2개의 상이한 트레이닝 시퀀스들을 할당한다. 새로운 트레이닝 시퀀스가 한정되면, 네트워크는 새로운 트레이닝 시퀀스 세트를 지원하는 원격국들(123-127)에 이들을 할당하고 레거시 원격국들(123-127)에 레거시 트레이닝 시퀀스들을 할당할 수 있다.
도 15는 본 방법에 따라 취해지는 단계들을 예시하는 흐름도이다. 방법의 시작부(1501)에 이어, 단계 1502에서는 기지국(110, 111, 114)과 원격국(123-127) 간으 새로운 접속을 설정할지 여부에 대한 결정이 이루어진다. 대답이 아니오이면, 방법은 시작 블록 1501로 다시 복귀되고 상기 단계들이 반복된다. 대답이 예이고 새로운 접속이 설정되면, 블록 1503에서는 사용되지 않은 채널(즉, 임의의 채널 주파수에 대한 비사용 타임 슬롯)이 있는지 여부에 대한 결정이 이루어진다. 사용 또는 비사용 채널 주파수에 사용되지 않은 타임 슬롯이 있다면, 블록 1504에서 새로운 타임 슬롯이 할당된다. 다음, 방법은 다시 시작 블록 1501으로 복귀되고 상기 단계들이 반복된다.
결과적으로, (모든 타임 슬롯들이 접속들에 이용되었기 때문에) 비사용 타임 슬롯이 더 이상 없을 때, 블록 1503의 질문에 대한 대답이 아니오이면, 방법은 블록 1505으로 이동한다. 블록 1505에서, 사용 타임 슬롯은 기존 접속과 함께 공유되도록 새로운 접속을 선택한다.
채널 주파수 상의 사용 타임 슬롯이 기존 접속과 함께 공유되도록 새로운 접속에 대해 선택되었고, 새로운 접속에 대해 상보적 트레이닝 접속(슬롯의 현재 사용자에 의해 사용되는 트레이닝 시퀀스에 대해 상보적)이 블록 1506에서 선택된다. 다음 방법은 시작 블록 1501으로 이동되고 상기 단계들이 반복된다.
본 특허 출원에 개시된 본 방법들은 도 16에 도시된 것처럼 BTS의 프로세서(960)에 의해 실행되며 메모리(962)에 저장되는 소프트웨어(961)에서 실행가능한 명령들로서 저장될 수 있다. 이들은 BSC의 프로세서에 의해 실행되며 메모리에 저장되는 소프트웨어에서 실행가능한 명령들로서 저장될 수도 있다. 원격국(123-127)은 사용이 지시되는 트레이닝 시퀀스를 이용한다.
TSC 들의 새로운 세트들: 0 C0M7 + 0 C0M8
앞서 설명된 것처럼, 트레이닝 시퀀스들에 대한 2개의 새로운 세트들 QCOM7 + QCOM8는 GSM 사양에 식별되는 상기 기존의 트레이닝 시퀀스들과 동작할 수 있는 것으로 확인되었다. QCOM는 표 6에 대응하며 QCOM8는 표 7에 대응한다. 시퀀스들에 대한 2개의 새로운 세트들은 추후 MUROS 동작을 위해 제안되었다. 페어링은 다음과 같다:
QCOM7 트레이닝 시퀀스들로 GSM/EDGE 사양에서 확인된 트레이닝 시퀀스들, 및 QCOM8 트레이닝 시퀀스들로 GSM/EDGE 사양에서 확인된 트레이닝 시퀀스들.
2개 그룹들의 트레이닝 시퀀스 비트들에 대한 일부 복조들이 제공된다. 2개의 그룹들은 GSM/EDGE 사양에서 확인된 트레이닝 시퀀스들과 페어링될 때 바람직하게 작동한다. 앞서 논의된 것처럼, MUROS 모드가 2 사용자들에 대해 인에이블될 때, 작업 패턴이 선택된다 : 0-0 ',1-1 ' ... , 7-7'.
표 9는 레거시 트레이닝 시퀀스들 및 트레이닝 시퀀스들에 대한 새로운 세트들을 사용하여 테스트들을 수행할 때 사용되는 파라미터들에 대한 테스트 구성 요약이다. 도 17 및 도 18은 테스트 결과들을 포함하며 도 19-34는 성능 플롯들이다.
표 9 : 테스트 구성 요약
Figure 112011026734356-pct00028

추가의 트레이닝 시퀀스 코드들의 할당을 위한 시그널링( Signaling for the Assigning of Additional Training Sequence Codes )'
현재, 종래 기술에 따라, 8개의 트레이닝 시퀀스 코드들이 한정되며 앞서 개시된 것처럼, 이러한 트레이닝 시퀀스 코드들은 동일한 셀 내에서의 다른 사용자들 보다 상이한 셀들에 대한 다른 사용자들 간의 분리를 제공하기 위해 이용된다.
반대로, MUROS 동작에 따라, 각각의 셀은 2 트레이닝 시퀀스들에 대해 동일 셀 내에서 2 사용자들의 분리를 제공하는 능력을 가지며 2 사용자들 각각이 자체 음성 채널에 대해 동일한 타임슬롯 및 동일한 채널 주파수를 공유하게 허용하는 능력을 갖는다. 따라서, 특정 타임슬롯 및 특정 채널 주파수를 포함하는 각각의 채널이 동일 셀의 2 음성 채널들에 대해 이용될 수 있다. 종래 기술 시스템에서, 각각의 채널은 셀의 하나의 음성 채널에 대해서만 이용될 수 있다. MUROS에서, 8 트레이닝 시퀀스들에 대한 적어도 하나의 새로운 세트는 본 방법 및 장치에 의해 한정된다. 원격국(123-127)은 새로운 트레이닝 시퀀스 세트를 지원하는지를 (BS(110, 111, 114)를 통해) 네트워크에 표시한다. BS로부터의 기존(종래 기술) 시그널링 메시지들은 통신 링크에 대해 8 트레이닝 시퀀스들중 어느 것을 사용할지를 원격국(123-127)에 알려주기 위해(to tell) 3 비트들을 포함한다. 부가적으로, 본 방법 및 장치는 시그널링 메시지들을 강화시켜 BS는 트레이닝 시퀀스들의 2 세트들 중 어느 것(새로운 세트 또는 기존 세트)을 사용할지 표시하는 트레이닝 시퀀스 세트 정보를 시그널링할 수 있다.
본 방법 및 장치에 따라, 시그널링 메시지 자체의 크기를 증가시키지 않고 원격국(123-127)에 대한 트레이닝 시퀀스 세트 정보의 시그널링을 위한 메커니즘이 한정된다. 본 방법 및 장치에 따라, 원격국(123-127)은 클래스마크 3 시그널링과 같은 메커니즘을 통해 트레이닝 시퀀스들의 새로운 세트를 지원하는 경우 네트워크로 시그널링된다. (도 36의 흐름도에서 단계 1710 참조). 일단 네트워크가 원격국(123-127)이 통신 채널에 대해 트레이닝 시퀀스들에 대해 하나 보다 많은 세트를 지원하면, 네트워크는 원격국(123-127)이 설정될 통신 채널에 대해 어떤 트레이닝 시퀀스들의 세트를 사용할지를 결정할 수 있다. 본 방법 및 장치에 따라, 기존 정보 엘리먼트 통화 채널 디스크립션, 채널 디스크립션 2, 그룹 채널 디스크립션 및 그룹 채널 디스크립션 2(각각 3GPP TS 44.018 섹션 10.5.2.5, 10.5.2.5a, 10.5.2.14b 및 10.5.2.14f에 정의됨)는 설정될 통신 채널에 대해 원격국(123-127)에 의해 사용될 트레이닝 시퀀스 세트를 시그널링하도록 변경된다(도 36 흐름도의 단계 1720 참조).
GSM 시스템에서 사용되는 종래 기술의 채널 디스크립션 정보 엘리먼트 식별자(CDIEI)의 구조는 도 37에 도시된다. 옥텟들(octets) 1 . . . 4가 도 37의 우측 에지에 표시되며 비트들 8 . . . 1이 도 37의 상부 에지에 표시된다. 옥텟 1에서, 엘리먼트 채널 디스크립션 정보 엘리먼트 식별자 또는 채널 디스크립션(IEI)으로 공지된 식별자는 비트들 7 . . . 1로 형성되며 채널 디스크립션 정보 엘리먼트인지를 식별하는데 이용된다. 제 2 옥텟은 채널 타입 및 TDMA 오프셋 엘리먼트가 통화된 비트들 8 . . . 4에 의해 형성된 5 비트 필드를 갖는 채널 디스크립션을 포함한다. 이는 채널 타입 및 서브채널을 한정한다. 또한, 제 2 옥텟은 비트들 3 . . . 1에 의해 형성된 타임슬롯 넘버(TN) 엘리먼트를 포함한다. 이는 타임 슬롯 넘버를 표시한다. 옥텟 3은 비트들 8 . . . 6에 의해 형성된 트레이닝 시퀀스 코드를 포함한다. 비트 5는 주파수 홉핑이 사용되는지 (H= l-> H) 또는 사용되지 않는지 (H=0->)를 나타낸다.
채널 타입 및 TDMA 오프셋 필드에 대한 본 코딩은 하기와 같이 표 10에 도시된다. 이는 4 코드 포인트들을 개시하며, 각각의 코드 포인트는 5-비트 코드이다.
표 10
8 7 6 5 4
0 0 0 0 1 TCH + ACCHs
0 0 0 1 T TCH + ACCHs
0 0 1 T T SDCCH/4 + SACCH/C4 또는 CBCH(SDCCH/4)
0 1 T T T SDCCH/8 + SACCH/C8 또는 CBCH (SDCCH/8),
여기서, SDCCH/4는 비트들 4 및 5(TT)가 4개의 쿼터-레이트 서브채널들중 하나를 지정하는 1/4 레이트(one-quarter-rate) 단독 전용 제어 채널이며, SACCH/C4는 4 및 5(TT)가 4개의 쿼터-레이트 서브채널들 중 하나를 지정하는 슬로우 SDCCH/4 연관 제어 채널이며, SDCCH/8는 비트들 4, 5, 6이 8개의 1/8 레이트(one-eighth-rate) 서브채널들 중 하나를 지정하는 단독 전용 제어 채널이며, SACCH/C8는 4, 5, 6이 8개의 1/8 레이트(one-eighth-rate) 서브채널들 중 하나를 지정하는 슬로우 SDCCH/8 연관 제어 채널이며, ACCH는 연관 제어 채널이며, CBCH는 셀 브로드캐스트 채널이며, TCH/F는 트래픽 채널 풀 레이트이며 TCH/H는 트래픽 채널 하프 레이트이다. 표 10에 나열된 제 2 코드 포인트에 대해 비트 4 (T)는 2개의 하프-레이트 서브채널들 중 하나를 지정한다.
GSM 시스템에서, 단독 전용 제어 채널(SDCCH)은 시그널링 및 SMS(단문자 서비스) 메시지들에 대한 신뢰성있는 접속을 제공한다. SACCH(Slow Associated Control Channel)는 이 채널을 지원한다. 연관 제어 채널(ACCH)은 사용자의 트래픽 채널 또는 전용 시그널링 채널과 연관된 GSM 시그널링 채널이다. 2개의 ACCH들은 GSM 회로 스위치 동작(Circuit Switched operation), SACCH 및 FACCH(Fast Associated Control Channel)에 대해 한정된다. 셀 브로드캐스트 채널(CBCH)은 점 대 다점으로 공지된 SMS(단문자 서비스) 그룹의 일부를 지원하며 교통 및 날씨 보고와 같은 정보에 대해 사용되도록 의도된다. CBCH는 다운링크 전용 채널이며 SDCCH(Standalone Dedicated Control Channel)의 제 2 서브슬롯으로 맵핑된다. 트래픽 채널 풀 레이트(TCH/F)는 22.8Kbps 글로스 비트 레이트(gross bit rate)이며 양방향성 채널이 스피치 또는 회로 스위치 데이터를 전달하는 것을 가능케한다. 트래픽 채널 하프 레이트(TCH/H)는 TCH/F의 글로스 비트 레이트를 갖는 캐리어들이다.
종래 기술에 따라 5번째 비트(비트 포지션 8에서)는 상상 0의 값을 갖는다는 것을 채널 타입 및 TDMA 오프셋 필드로부터 볼 수 있다. 또한, 표 10에서 볼 수 있듯이, 제 1 엔트리에 대해 채널 타입은 풀 레이트 트래픽 채널 및 연관 제어 채널들이다. 제 2 엔트리에 대해 채널 타입은 하프 레이트 트래픽 채널이며 연관 제어 채널들이다.
본 방법 및 장치는 5번째 비트(비트 8)의 사용으로 모바일 디바이스(123-127)가 트래픽 채널에 대해 어떤 트레이닝 시퀀스 세트(기존/레거시 세트 또는 새로운 세트)를 사용할지를 표시하게 한다. 이러한 방법 및 장치에 대한 장점은 이러한 정보의 신뢰성이 기존 제어 메시지들과 일치하며 모든 회로 스위치 할당 메시지들에 대해 제공되는 변화가 사양의 한 위치에서(in one place in the specification) 이루어진다는 것이다.
채널 타입 및 TDMA 오프셋 필드에 대해 제시되는 새로운 코딩이 하기 표 11에 도시되며, 이는 4 코드 포인트들을 개시하며 각각 5-비트 코드가 '코드 포인트'이다.
표 11
8 7 6 5 4
S O O O l TCH/F + ACCHs
S O O l T TCH/H + ACCHs
S O l T T SDCCH/4 + SACCH/C4 또는 CBCH (SDCCH/4)
S l T T T SDCCH/8 + SACCH/C8 또는 CBCH (SDCCH/8),
여기서 SDCCH/4는 단독 전용 제어 채널/채널 4이며, SACCH/C4는 슬로우 SDCCH/4 연관 제어 채널/채널 4이며, SDCCH/8는 단독 전용 제어 채널/채널 8이며, SACCH/C8는 슬로우 SDCCH/8 연관 제어 채널/채널 8이며, ACCH는 연관 제어 채널이며, CBCH는 셀 브로드캐스트 채널이며, TCH/F는 트래픽 채널 풀 레이트이며 TCH/H는 트래픽 채널 하프 레이트이다.
비트 포지션 8은 본 방법 및 장치에 따라, 하기와 같이 트레이닝 시퀀스 세트가 사용될 것을 표시하는 S 비트로서 간주된다:
Figure 112011026734356-pct00029
0 레거시 트레이닝 시퀀스 세트가 사용됨
1 대안적/새로운 트레이닝 시퀀스 세트가 사용됨
원격국(123-127)이 대안적/새로운 트레이닝 시퀀스 세트를 지원하지 않고 비트 S가 1로 설정되면, 원격국(123-127)은 "채널 모드 허용불가능"을 야기시키는 ASSIGNMENT FAILURE로 리턴된다.
채널 디스크립션 2(도 38 참조)의 경우에서, 코딩은 보다 복잡하며 이는 이러한 정보 엘리먼트가 멀티-슬롯 전용 채널 할당들에도 사용되기 때문이다. '채널 타입 및 TDMA 오프셋' 코드 포인트들의 분석은 현재 사용되지 않는 4개의 코드 포인트들가 있다는 것을 도시한다:
표 12
비트들
Figure 112011026734356-pct00030

TCH에 대해, 어떤 TSC를 사용할지를 한정하기 위해 단지 3개의 코드 포인트들, 즉 풀 레이트 TCH에 대한 하나의 코드 포인트 및 하프 레이트 TCH에 대한 2개의 코드 포인트들만이 사용된다. SDCCH/4 및 SDCCH/8 채널들이 시그널링 목적만을 위해 사용되며 이러한 채널 모드는 짧은 지속기간(즉, 통화 설정 구간(phase), SMS, call independent supplementary services(SS) 또는 비-액세스-스트라툼(Stratum)(NAS) 시그널링)을 갖기 때문에, MUROS가 사용될 가능성이 적다. 따라서, 본 방법 및 장치는 새로운 TSC 세트가 사용될 것이라는 것을 모바일(123-127)에 시그널링하기 위해 이들 코드 포인트들 중 3개를 이용한다. 이는 하기와 같이 표 13에 예시된다:
표 13
비트들
8 7 6 5 4
1 1 0 0 0 대안적/새로운 TSC 세트를 사용하는 TCH/F + ACCHs.
1 1 1 0 T 대안적/새로운 TSC 세트를 사용하는 TCH/H + ACCHs.
1 1 1 1 1 예비됨,
여기서, TCH/F는 트래픽 채널(풀-레이트)이며, TCH/H는 트래픽 채널(하프-레이트)이고, ACCH는 연관 제어 채널이다.
표 13에서, 비트 포지션 4에서 T 비트는 서브채널 넘버가 2진으로 코딩되는 것을 나타낸다.
그룹 채널 디스크립션(도 38 참조) 및 그룹 채널 디스크립션 2(도 39 참조) 모두의 경우에서, '채널 타입 및 TDMA 오프셋'에 대한 한정(definition)은 동일하다(3GPP TS 44.018의 섹션 10.5.2.14b 및 10.5.2.14f 참조). 이러한 2개의 채널 디스크립션들에 대한 현재의 코드 포인트 사용은 하기에 도시된 것과 같다:
표 14
비트들
8 7 6 5 4
0 0 0 0 1 TCH/FS + ACCHs(스피치 코덱 버전 1)
0 0 0 1 T TCH/HS + ACCHs(스피치 코덱 버전 1)
1 0 0 0 0 TCH/FS + ACCHs(스피치 코덱 버전 2)
1 0 0 0 1 TCH/AFS + ACCHs(스피치 코덱 버전 3)
1 0 0 1 T TCH/AFS + ACCHs(스피치 코덱 버전 3)
0 0 1 T T SDCCH/4 + SACCH/C4
0 1 T T T SDCCH/8 + SACCH/C8,
여기서 TCH/AFS는 트래픽 채널/적응식 풀-레이트 스피치이며, TCH/FS는 트래픽 채널/하프-레이트 스피치이며, SDCCH/4는 단독 전용 제어 채널 1/4-레이트 서브채널이며, SDCCH/8는 단독 전용 제어 채널 1/8-레이트 서브채널이며, SACCH/C4는 슬로우 SDCCH/4 연관 제어 채널/1/4 서브채널이며, SACCH/C8는 슬로우 SDCCH/8 연관 제어 채널/1/8-레이트이며 ACCH는 연관 제어 채널이다.
분석은 종래 기술에 따라, 13 코드 포인트들은 아직 사용되지 않았고 7 코드 포인트들은 7 가능 TCH 포맷들을 시그널링하는데 이용된다는 것을 나타낸다. 본 방법 및 장치는 하기 코드 포인트들을 사용하며 새로운(비-레거시) TSC 세트는 트래픽 채널에 대해 이용된다:
표 15
비트들
8 7 6 5 4
0 0 0 0 0 TCH/FS + ACCHs (스피치 코덱 버전 1)
1 0 1 0 T TCH/HS + ACCHs (스피치 코덱 버전 1)
1 0 1 1 0 TCH/FS + ACCHs (스피치 코덱 버전 2)
1 0 1 1 1 TCH/AFS + ACCHs (스피치 코덱 버전 3)
1 1 0 0 T TCH/AFS + ACCHs (스피치 코덱 버전 3)
1 1 0 1 0 예비됨
1 1 0 1 1 예비됨
1 1 1 0 0 예비됨
1 1 1 0 1 예비됨
1 1 1 1 0 예비됨
1 1 1 1 1 예비됨,
여기서, TCH/AFS는 트래픽 채널/적응식 풀-레이트 스피치이며, TCH/FS는 트래픽 채널/풀-레이트 스피치이며, TCH/HS는 트래픽 채널/하프-레이트 스피치이다.
표 15에서, 앞에서처럼 T 비트는 2진으로 코딩된 서브채널 넘버를 표시한다(3GPP TS 44.018의 섹션 10.5.2.14b 및 10.5.2.14f 참조).
하나 이상의 예시적 실시예들에서, 개시되는 기능들은 하드웨어, 소프트웨어, 펌웨어 또는 이들의 임의의 조합으로 구현될 수 있다. 소프트웨어에서 구현될 경우, 기능들은 컴퓨터-판독가능 매체상에서 하나 이상의 명령들 또는 코드로서 저장 또는 전송될 수 있다. 컴퓨터-판독가능 매체는 컴퓨터 저장 매체 및 하나의 장소에서 또 다른 장소로 컴퓨터 프로그램의 전달을 용이하게 하는 임의의 매체를 포함하는 통신 매체 모두를 포함한다. 저장 매체는 범용성 또는 특정 용도 컴퓨터에 의해 액세스될 수 있는 임의의 이용가능한 매체일 수 있다. 제한되지 않는 예로써, 이러한 컴퓨터-판독가능 매체는 RAM, ROM, EEPROM, CD-ROM 또는 다른 광학 디스크 저장기, 자기 디스크 저장기 또는 다른 자기 저장 디바이스들, 또는 명령들 또는 데이터 구조들의 형태로 원하는 프로그램 코드 수단을 전달 또는 저장하는데 이용될 수 있고 범용성 또는 특정 용도 컴퓨터에 의해 액세스될 수 있는 임의의 다른 매체, 또는 범용성 또는 특정 용도 프로세서를 포함할 수 있다. 또한, 임의의 접속이 컴퓨터-판독가능 매체로 적절히 불린다. 예를 들어, 소프트웨어가 동축 케이블, 광섬유 케이블, 꼬임 쌍, 디지털 가입자 라인(DSL), 또는 적외선, 라디오 및 마이크로파와 같은 무선 기술들을 사용하여 웹사이트, 서버 또는 다른 원격국으로부터 전송되면, 동축 케이블, 광섬유 케이블, 꼬임 쌍, 디지털 가입자 라인(DSL), 또는 적외선, 라디오 및 마이크로파와 같은 무선 기술들이 매체의 정의에 포함된다. 본 명세서에서 사용되는 디스크(disk) 및 디스크(disc)는 콤팩 디스크(CD), 레이저 디스크(laser disc), 광학 디스크(optical disc), DVD(digital versatile disc), 플로피 디스크(floppy disk) 및 블루-레이 디스크(blu-ray disc)를 포함하며, 여기서 디스크(disk)들은 통상적으로 자기적으로 데이터를 재생하는 반면, 디스크(disc)들은 레이저를 이용하여 광학적으로 데이터를 재생한다. 상기한 것들의 조합들이 컴퓨터-판독가능 매체의 범주에 포함된다.
본 명세서에 개시된 방법들은 다양한 수단들에 의해 구현될 수 있다. 예를 들어, 이러한 방법들은 하드웨어, 펌웨어, 소프트웨어 또는 이들의 조합에서 구현될 수 있다. 하드웨어 구현에 대해, 프로세싱 유니트들은 ACI에 대해 검출하고, I 및 Q 샘플들을 필터링하고, CCI를 소거하는 등에 사용되는 프로세싱 유니트들은 하나 이상의 ASIC(application specific integrated circuit)들, 디지털 신호 프로세서(DSP)들, 디지털 시그널 프로세싱 디바이스(DSPD)들, 프로그램가능 논리 디바이스(PLD)들, 필드 프로그램가능 게이트 어레이(FPGA)들, 프로세서들, 제어기들, 마이크로-제어기들, 마이크로프로세서들, 전기 디바이스들, 본 명세서에 개시되는 기능들을 수행하도록 설계된 다른 전자 유니트들, 컴퓨터 또는 이들의 조합물 내에서 구현될 수 있다.
본 개시물의 이전 설명은 임의의 당업자가 본 개시물을 구성 또는 사용할 수 있게 하기 위해 제공된다. 본 개시물에 대한 다양한 변경들은 당업자들은 쉽게 인식할 것이며, 본 개시물에 정의되는 일반 원리들은 본 개시물의 범주 및 사상을 이탈하지 않고 다른 변형들에 적용될 수 있다. 따라서, 본 개시물은 본 개시물에 개시되는 예들로 제한되게 의도되는 것이 아니라, 본 개시물에 개시되는 원리들 및 신규한 특징들로 구성되는 광범위한 범주들을 따른다.
당업자들은 다양한 다른 기술들 및 기술론들 중 임의의 것을 사용하여 정보 및 신호들이 표현될 수 있다는 것을 이해할 것이다. 예를 들어, 상기 설명 전반에 참조될 수 있는 데이터, 명령들, 커맨드들, 정보, 신호들, 비트들, 심볼들 및 칩들은 전압들, 전류들, 전자기파들, 자기 필드들 또는 입자들, 광학 필드들 또는 입자들, 또는 이들의 임의의 조합으로 표현될 수 있다.
당업자들은 본 개시물에 개시되는 실시예들과 관련하여 개시되는 다양한 예시적 논리 블록들, 모듈들, 회로들 및 알고리즘 단계들이 전자 하드웨어, 컴퓨터 소프트웨어, 또는 이 둘의 조합들로서 구현될 수 있다는 것을 인식할 것이다. 하드웨어 및 소프트웨어의 이러한 상호교환성을 명확히 예시하기 위해, 다양한 예시적 콤포넌트들, 블록들, 모듈들, 회로들 및 단계들이 이들의 기능과 관련하여 일반적으로 앞서 개시되었다. 이러한 기능이 하드웨어로서 구현될지 또는 소프트웨어로서 구현될지 여부는 전체 시스템에 부과되는 특정 애플리케이션 및 설계 제약들에 따라 좌우된다. 당업자들은 이러한 특정 애플리케이션에 대한 가변 방식들에서 개시되는 기능을 구현할 수 있으나, 이러한 구현예 결정이 본 발명의 범주를 이탈하는 것으로서 해석되서는 안된다.
본 명세서에 개시되는 실시예들과 관려하여 개시되는 다양한 예시적 논리 블록들, 모듈들 및 회로들은 범용성 프로세서, 디지털 신호 프로세서(DSP). ASIC, 필드 프로그램가능 게이트 어레이(FPGA) 또는 다른 프로그램가능 논리 디바이스, 이산 게이트 또는 트랜지스터 로직, 이산 하드웨어 콤포넌트들, 또는 본 개시물에 개시된 기능들을 수행하도록 설계된 이들의 임의의 조합으로 구현 또는 수행될 수 있다. 범용성 프로세서는 마이크로프로세서일 수 있으나, 대안적으로 프로세서는 임의의 종래의 프로세서, 제어기, 마이크로제어기, 또는 상태 머신일 수 있다. 또한, 프로세서는 컴퓨팅 디바이스들의 조합, 이를 테면 DSP와 마이크로프로세서의 조합, 다수의 마이크로프로세서들, DSP 코어와 협력하는 하나 이상의 마이크로프로세서들, 또는 임의의 다른 이러한 구성으로서 구현될 수 있다.
본 명세서 개시되는 실시예들과 관련하여 개시되는 방법 또는 알고리즘의 단계들은 하드웨어, 프로세서에 의해 실행되는 소프트웨어 모듈, 또는 이둘의 조합에서 직접 구현될 수 있다. 소프트웨어 모듈은 랜덤 액세스 메모리(RAM), 플래시 메모리, 리드 온리 메모리(ROM), 전기적으로 프로그램가능한 ROM(EPROM), 레지스터들, 하드 디스크, 이동식 디스크, CD-ROM, 또는 업계에 공지된 임의의 다른 형태의 저장 매체에 상주할 수 있다. 예시적 저장 매체는 프로세서가 저장 매체로부터 정보를 판독하고, 저장 매체에 정보를 기록할 수 있도록 프로세서에 결합된다. 대안적으로, 저장 매체는 프로세서에 통합될 수 있다. 프로세서 및 저장 매체는 ASIC에 상주할 수 있다. ASIC는 사용자 단말에 상주할 수 있다. 대안적으로, 프로세서 및 저장 매체는 사용자 단말에 이산 콤포넌트로서 상주할 수 있다.
따라서, 본 발명은 하기 청구항들에 따른 것을 제외하고 제한되지 않는다.

Claims (44)

  1. 원격국에 트레이닝 시퀀스 세트 정보를 시그널링(signaling)하는 방법으로서,
    새로운 세트의 트레이닝 시퀀스들이 지원되는지를 표시하는 시그널링을 원격국으로부터 수신하는 단계 ― 상기 새로운 세트의 각 트레이닝 시퀀스는 레거시(legacy) 세트의 트레이닝 시퀀스들의 트레이닝 시퀀스들과는 상이함 ― ; 및
    새로운 세트의 트레이닝 시퀀스들이 상기 원격국에 의해 지원되면, 설정되는 통신 채널에 대해 상기 새로운 세트의 트레이닝 시퀀스들 또는 상기 레거시 세트의 트레이닝 시퀀스들 중 어느 트레이닝 시퀀스가 상기 원격국에 의해 사용될 것인지를 시그널링하기 위해 채널 디스크립션(channel description)을 사용하는 단계를 포함하고,
    상기 채널 디스크립션은 채널 디스크립션 정보 엘리먼트 식별자인,
    원격국에 트레이닝 시퀀스 세트 정보를 시그널링하는 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 채널 디스크립션 정보 엘리먼트 식별자는 채널 타입 및 TDMA 오프셋 필드를 갖는,
    원격국에 트레이닝 시퀀스 세트 정보를 시그널링하는 방법.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 채널 타입 및 TDMA 오프셋 필드는,
    S O O O l TCH/F + ACCHs
    S O O l T TCH/H + ACCHs
    S O l T T SDCCH/4 + SACCH/C4 또는 CBCH (SDCCH/4)
    S l T T T SDCCH/8 + SACCH/C8 또는 CBCH (SDCCH/8)
    로서 코딩되며,
    여기서 S-비트는 사용할 상기 트레이닝 시퀀스 세트를 나타내며, SDCCH/4는 단독 전용 제어 채널/채널 4이며, SACCH/C4는 슬로우 SDCCH/4 연관 제어 채널/채널 4이며, SDDCH/8은 단독 전용 제어 채널/채널 8이며, SACCH/C8은 슬로우 SDCCH/8 연관 제어 채널/채널 8이며, ACCH는 연관 제어 채널이며, CBCH는 셀 브로드캐스트 채널이며, TCH/F는 트래픽 채널 풀 레이트이며 그리고 TCH/H는 트래픽 채널 하프 레이트인,
    원격국에 트레이닝 시퀀스 세트 정보를 시그널링하는 방법.
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 채널 타입 및 TDMA 오프셋 필드의 비트 포지션 8은,
    사용할 상기 트레이닝 시퀀스 세트를 나타내는,
    원격국에 트레이닝 시퀀스 세트 정보를 시그널링하는 방법.
  5. 제 2 항에 있어서,
    상기 채널 타입 및 TDMA 오프셋 필드는,
    11000 TCH/F + ACCHs 상기 새로운 트레이닝 시퀀스 세트 이용
    1110 T TCH/H + ACCHs 상기 새로운 트레이닝 시퀀스 세트 이용
    11111 예비됨,
    으로서 코딩되며,
    여기서 TCH/F는 트래픽 채널/풀-레이트이며, TCH/H는 트래픽 채널/하프-레이트이며 그리고 ACCH는 연관 제어 채널인,
    원격국에 트레이닝 시퀀스 세트 정보를 시그널링하는 방법.
  6. 제 2 항에 있어서,
    상기 채널 타입 및 TDMA 오프셋 필드는,
    00000 TCH/FS + ACCHs (스피치 코덱 버전 1)
    1010T TCH/HS + ACCHs (스피치 코덱 버전 1)
    10110 TCH/FS + ACCHs (스피치 코덱 버전 2)
    10111 TCH/AFS + ACCHs (스피치 코덱 버전 3)
    1100T TCH/AFS + ACCHs (스피치 코덱 버전 3)
    11010 예비됨
    11011 예비됨
    11100 예비됨
    11101 예비됨
    11110 예비됨
    11111 예비됨
    으로서 코딩되며,
    여기서 TCH/AFS는 트래픽 채널/적응식 풀-레이트 스피치이며, TCH/FS는 트래픽 채널/풀-레이트 스피치이며, TCH/HS는 트래픽 채널/하프-레이트 스피치이며 그리고 ACCH는 연관 제어 채널인,
    원격국에 트레이닝 시퀀스 세트 정보를 시그널링하는 방법.
  7. 제 3 항에 있어서,
    상기 S-비트는 상기 레거시 트레이닝 시퀀스 세트가 사용될 경우 0이고, 그리고
    상기 S-비트는 상기 새로운 트레이닝 시퀀스 세트가 사용될 경우 1인,
    원격국에 트레이닝 시퀀스 세트 정보를 시그널링하는 방법.
  8. 제 4 항에 있어서,
    상기 비트 포지션 8은 상기 레거시 트레이닝 시퀀스 세트가 사용될 경우 0이며, 그리고
    상기 비트 포지션 8은 상기 새로운 트레이닝 시퀀스 세트가 사용될 경우 1인,
    원격국에 트레이닝 시퀀스 세트 정보를 시그널링하는 방법.
  9. 원격국에 트레이닝 시퀀스 세트 정보를 시그널링하기 위한 장치로서,
    새로운 세트의 트레이닝 시퀀스들이 지원되는지를 표시하는 시그널링을 원격국으로부터 수신하기 위한 수단 ― 상기 새로운 세트의 각 트레이닝 시퀀스는 레거시 세트의 트레이닝 시퀀스들의 트레이닝 시퀀스들과는 상이함 ― ; 및
    새로운 세트의 트레이닝 시퀀스들이 상기 원격국에 의해 지원되면, 설정되는 통신 채널에 대해 상기 새로운 세트의 트레이닝 시퀀스들 또는 상기 레거시 세트의 트레이닝 시퀀스들 중 어느 트레이닝 시퀀스가 상기 원격국에 의해 사용될지를 시그널링하기 위해 채널 디스크립션을 사용하기 위한 수단을 포함하고,
    상기 채널 디스크립션은 채널 디스크립션 정보 엘리먼트 식별자인,
    원격국에 트레이닝 시퀀스 세트 정보를 시그널링하기 위한 장치.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 채널 디스크립션 정보 엘리먼트 식별자는 채널 타입 및 TDMA 오프셋 필드를 포함하는,
    원격국에 트레이닝 시퀀스 세트 정보를 시그널링하기 위한 장치.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 채널 타입 및 TDMA 오프셋 필드는,
    S O O O l TCH/F + ACCHs
    S O O l T TCH/H + ACCHs
    S O l T T SDCCH/4 + SACCH/C4 또는 CBCH (SDCCH/4)
    S l T T T SDCCH/8 + SACCH/C8 또는 CBCH (SDCCH/8)
    로서 코딩되며,
    여기서 S-비트는 사용되는 상기 트레이닝 시퀀스 세트를 나타내며, SDCCH/4는 단독 전용 제어 채널/채널 4이며, SACCH/C4는 슬로우 SDCCH/4 연관 제어 채널/채널 4이며, SDDCH/8은 단독 전용 제어 채널/채널 8이며, SACCH/C8은 슬로우 SDCCH/8 연관 제어 채널/채널 8이며, ACCH는 연관 제어 채널이며, CBCH는 셀 브로드캐스트 채널이며 TCH/F는 트래픽 채널 풀 레이트이며 그리고 TCH/H는 트래픽 채널 하프 레이트인,
    원격국에 트레이닝 시퀀스 세트 정보를 시그널링하기 위한 장치.
  12. 제 10 항에 있어서,
    상기 채널 타입 및 TDMA 오프셋 필드의 비트 포지션 8은 사용될 상기 트레이닝 시퀀스 세트를 나타내는,
    원격국에 트레이닝 시퀀스 세트 정보를 시그널링하기 위한 장치.
  13. 제 10 항에 있어서,
    상기 채널 타입 및 TDMA 오프셋 필드는,
    11000 TCH/F + ACCHs 상기 새로운 트레이닝 시퀀스 세트 이용
    1110 T TCH/H + ACCHs 상기 새로운 트레이닝 시퀀스 세트 이용
    11111 예비됨,
    으로서 코딩되며,
    상기 코딩은 사용될 대안적/새로운 트레이닝 시퀀스 세트를 나타내고, TCH/F는 트래픽 채널/풀-레이트이며, TCH/H는 트래픽 채널/하프-레이트이며 그리고 ACCH는 연관 제어 채널인,
    원격국에 트레이닝 시퀀스 세트 정보를 시그널링하기 위한 장치.
  14. 제 10 항에 있어서,
    상기 채널 타입 및 TDMA 오프셋 필드는,
    00000 TCH/FS + ACCHs (스피치 코덱 버전 1)
    1010T TCH/HS + ACCHs (스피치 코덱 버전 1)
    10110 TCH/FS + ACCHs (스피치 코덱 버전 2)
    10111 TCH/AFS + ACCHs (스피치 코덱 버전 3)
    1100T TCH/AFS + ACCHs (스피치 코덱 버전 3)
    11010 예비됨
    11011 예비됨
    11100 예비됨
    11101 예비됨
    11110 예비됨
    11111 예비됨
    으로서 코딩되며,
    상기 코딩은 사용될 상기 새로운 트레이닝 시퀀스를 나타내고, TCH/AFS는 트래픽 채널/적응식 풀-레이트 스피치이며, TCH/FS는 트래픽 채널/풀-레이트 스피치이며, TCH/HS는 트래픽 채널/하프-레이트 스피치이며 그리고 ACCH는 연관 제어 채널인,
    원격국에 트레이닝 시퀀스 세트 정보를 시그널링하기 위한 장치.
  15. 제 11 항에 있어서,
    상기 S-비트는 상기 레거시 트레이닝 시퀀스 세트가 사용될 경우 0이고,
    상기 S-비트는 상기 새로운 트레이닝 시퀀스 세트가 사용될 경우 1인,
    원격국에 트레이닝 시퀀스 세트 정보를 시그널링하기 위한 장치.
  16. 제 12 항에 있어서,
    상기 비트 포지션 8은 상기 레거시 트레이닝 시퀀스 세트가 사용될 경우 0이며,
    상기 비트 포지션 8은 상기 새로운 트레이닝 시퀀스 세트가 사용될 경우 1인,
    원격국에 트레이닝 시퀀스 세트 정보를 시그널링하기 위한 장치.
  17. 컴퓨터-판독가능 매체로서,
    컴퓨터로 하여금 트레이닝 시퀀스 세트 정보를 원격국으로 시그널링하게 하기 위한 코드를 포함하고,
    새로운 세트의 트레이닝 시퀀스들이 지원되는지를 표시하는 시그널링을 원격국으로부터 수신하는 것 ― 상기 새로운 세트의 각 트레이닝 시퀀스는 레거시 세트의 트레이닝 시퀀스들의 트레이닝 시퀀스들과는 상이함 ― ; 그리고
    새로운 세트의 트레이닝 시퀀스들이 상기 원격국에 의해 지원되면, 설정되는 통신 채널에 대해 상기 새로운 세트의 트레이닝 시퀀스들 또는 상기 레거시 세트의 트레이닝 시퀀스들 중 어느 트레이닝 시퀀스가 상기 원격국에 의해 사용될지를 시그널링하기 위해 채널 디스크립션을 사용하는 것을 포함하고,
    상기 채널 디스크립션은 채널 디스크립션 정보 엘리먼트 식별자인,
    컴퓨터-판독가능 매체.
  18. 원격국 장치로서,
    새로운 세트의 트레이닝 시퀀스들이 지원되는지를 표시하는 시그널링을 송신하기 위한 수단 ― 상기 새로운 세트의 각 트레이닝 시퀀스는 레거시 세트의 트레이닝 시퀀스들의 트레이닝 시퀀스들과는 상이함 ― ; 그리고
    설정되는 통신 채널에 대해 상기 새로운 세트의 트레이닝 시퀀스들 또는 상기 레거시 세트의 트레이닝 시퀀스들 중 어느 트레이닝 시퀀스가 상기 원격국에 의해 사용될지에 대한 표시를 채널 디스크립션에서 수신하기 위한 수단을 포함하는,
    원격국 장치.
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