KR101112459B1 - 무선 주파수 송신기 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 무선 주파수 송신기(RFT) 및 무선 주파수 송신기(RFT)에서 무선 주파수 입력 신호(SIN)을 증폭하는 방법에 관한 것이다. 무선 주파수 송신기(RFT)는 펄스 비트 스트림 신호를 생성하는 생성 유닛(GU)을 갖는 디지털 신호 생성기(DSG) 및 무선 주파수 입력 신호(SIN)를 증폭하는 트랜지스터 회로(PT)를 갖는 스위치 모드 전력 증폭기(SMPA)를 포함한다. 디지털 신호 생성기(DSG)는 펄스 비트 스트림 신호에서 미리 규정된 임계값보다 긴 일정한 신호 높이의 시퀀스를 검출하는 제어 유닛(CU)을 추가로 포함한다. 제어 유닛(CU)은 또한, 시퀀스의 검출시, 시퀀스로의 하나 이상의 노치들의 삽입에 의해 수정된 펄스 비트 스트림 신호의 생성을 개시한다. 노치들은 시퀀스의 신호 높이와 상이한 신호 높이의 신호에 의해 시퀀스를 인터럽트한다. 무선 주파수 송신기(RFT)는 무선 주파수 입력 신호(SIN)로서 수정된 펄스 비트 스트림 신호를 트랜지스터 회로(PT)에 제공하는 접속 수단(CM)을 추가로 포함한다.

Description

무선 주파수 송신기{RADIO FREQUENCY TRANSMITTER}
본 발명은 무선 주파수 송신기에 관한 것이며, 특히 입력 신호의 증폭을 위한 스위치 모드 전력 증폭기를 포함하는 무선 주파수 송신기, 및 이러한 무선 주파수 송신기에서 입력 신호를 증폭하는 방법에 관한 것이다.
모바일 통신들을 위한 기지국(base station; BS)들에서의 전력 증폭기들의 효율성은 매우 중요하다: 비효율적인 전력 증폭기들은 더 높은 에너지 소비로 인해 작동 비용들뿐만 아니라, 더욱 강력한 전력 공급들을 위한 냉각 및 환기 장비에 대한 자본 비용들을 증가시킨다. 비효율성은 구성요소들의 동작 온도들을 증가시키고, 미숙한 구성요소 고장을 유발한다.
기지국들에 대해 현재 사용된 전력 증폭기들은 아날로그 전력 증폭기들이다. CDMA 2000 및 UMTS과 같은 모바일 통신 시스템들에서 사용된 아날로그 신호들의 구조는 모바일 통신 시스템들이 높은 선형 동작 범위뿐만 아니라, 약 6 dB 내지 11 dB의 백-오프(back-off)를 요구하는 것이 특징이다(CDMA = 코드 분할 다중 액세스(Code Division Multiple Access); UMTS = 범용 모바일 원격통신 시스템(Universal Mobile Telecommunications System)). 이들 요건들은 LDMOS 트랜지스터들과 같은 표준 기술들이 사용되는 경우에, 효율성을 희생함으로써 달성될 수 있을 뿐이다(LDMOS = 측면 확산 금속-산화물 반도체(Laterally Diffused Metal-Oxide Semiconductor)).
스위치 모드 전력 증폭기는 예를 들면, 스위치들과 같이, 활성 디바이스들이 온/오프 모드로 동작되는 전자 증폭기이다. 도 1에서, 스위치 모드 전력 증폭기의 통상적인 셋-업이 도시된다. 아날로그 증폭기와는 달리, 스위치 모드 전력 증폭기들은 정사각 펄스 입력 신호에 의해 구동된다. 트랜지스터들을 사용하는 스위치 모드 전력 증폭기들 - 또한 S급 증폭기들이라고도 칭해짐 - 의 효율성은 트랜지스터를 구동하기 위해 사용되는 펄스 시퀀스의 형태 및 트랜지스터들의 스위칭 속도에 의존한다.
디지털 신호 생성기(DSG)는 차동-모드의, 직사각 펄스 비트 스트림 신호(SDSG)를 생성한다. 여기서, 증폭기에 대한 디지털 저 전력 입력 신호(SDSG)는 "델타-시그마-변조(Delta-Sigma-modulated)" 유형이다. 이러한 신호는 tp의 다중 지속기간 펄스들의 시퀀스이다. 이 신호는 상보성 MOSFET(= CMOS; MOSFET = 금속 산화물 반도체 전계 트랜지스터(metal oxide semiconductor field-effect transistor)로서 배열된 2개의 전력 트랜지스터들(PTa 및 PTb)을 구동한다. 일반적으로 CMOS는동일한 칩상에 p-채널 MOSFET PTa 및 n-채널 MOSFET PTb로 설계된다. 도 1에 도시된 트랜지스터 구성은 CMOS 논리 게이트들의 기본 구성요소인 반전 회로이다. 단 하나의 트랜지스터는 언제라도 "온(on)"이지만, 다른 트랜지스터는 "오프(off)"이기 때문에, 정지 상태에서는 전류가 흐를 수 없다. 스위칭 동안에만 전류가 흐르고, 따라서, 이러한 조합은 매우 낮은 입력 전력 드레인을 가진다. 그러나, 이것은 또한, 전류가 클럭 속도와 함께 증가하는 것을 의미한다.
펄스 비트 스트림 신호(SDSG)는 MOSFET 트랜지스터들(PTa, PTb)의 게이트들(G)에 공급된다. p-채널 MOSFET PTa의 드레인(D)은 전압(V+)에 접속되고, n-채널 MOSFET PTb의 소스(S)는 접지에 접속된다. 이들 트랜지스터들은 스위치들로서 작동하고, 이상적인 경우에, 디지털 신호를 증폭시키기 위해 간단히 턴 "온" 및 턴 "오프"된다. 증폭기의 출력에서, 재구성 필터(RCF)는 증폭된 직사각 펄스 출력 신호(Sout)를 아날로그 고 전력 출력 신호(Sanalog)로 다시 변환한다. 재구성 필터(RCF)는 저역 필터를 포함할 수 있다.
대역통과 델타-시그마 변조기들을 사용하는 무선 주파수 전력 증폭기들의 작동에 대한 식견은 예를 들면, 미국 산타 로사(캘리포니아)의 에이질런트 테크놀러지스, 인코포레이티드의 설계 세미나에서 Shawn P. Stapleton에 의한 "High Efficiency RF Power Amplifiers Using Bandpass Delta-Sigma Modulators"의 1 내지 22쪽에 의해 제공된다.
본 발명의 목적은 무선 주파수 범위에서 스위치 모드 전력 증폭기의 효율성을 개선하는 것이다.
본 발명의 목적은 펄스 비트 스트림 신호를 생성하는 생성 유닛을 갖는 디지털 신호 생성기 및 입력 신호를 증폭하는 트랜지스터 회로를 갖는 스위치 모드 무선 주파수 전력 증폭기를 포함하는 무선 주파수 송신기에 있어서, 디지털 신호 생성기는 펄스 비트 스트림 신호에서 미리 규정된 임계값보다 긴 일정한 신호 높이의 시퀀스를 검출하고, 시퀀스의 검출시 시퀀스로의 하나 이상의 노치들(notches)의 삽입에 의해 수정된 펄스 비트 스트림 신호의 생성을 개시하도록 적응된 제어 유닛을 더 포함하고, 노치들은 시퀀스의 신호 높이와 상이한 신호 높이의 신호에 의해 시퀀스를 인터럽트하고, 무선 주파수 송신기는 입력 신호로서 수정된 펄스 비트 스트림 신호를 트랜지스터 회로에 제공하는 접속 수단을 더 포함하는, 무선 주파수 송신기에 의해 달성된다. 본 발명의 목적은 트랜지스터 회로를 갖는 스위치 모드 무선 주파수 전력 증폭기를 포함하는 무선 주파수 송신기에서 입력 신호를 증폭하는 방법에 있어서, 펄스 비트 스트림 신호에서 미리 규정된 임계값보다 긴 일정한 신호 높이의 시퀀스를 검출하는 단계, 시퀀스의 검출시 시퀀스로의 하나 이상의 노치들의 삽입에 의해 수정된 펄스 비트 스트림 신호의 생성을 개시하는 단계로서, 노치들은 시퀀스의 신호 높이와 상이한 신호 높이의 신호에 의해 시퀀스를 인터럽트(interrupt)하는, 상기 펄스 비트 스트림 신호의 생성을 개시하는 단계, 및 입력 신호로서 수정된 펄스 비트 스트림 신호를 트랜지스터 회로(PT)에 제공하는 단계를 포함하는, 입력 신호 증폭 방법에 의해 달성된다.
이 기술의 목적을 위해, 스위치 모드 무선 주파수 전력 증폭기는 무선 주파수 신호들을 증폭하는 스위치 모드 전력 증폭기이다. 더욱이, 용어 "디지털 신호 생성기(digital signal generator)"는 생성 유닛을 갖는 신호 생성기를 포함하고, 생성 유닛은 비트 스트림 신호의 값들, 즉 신호 높이에 대해 불연속되고, 시간에 대해 불연속되는 펄스 비트 스트림 신호를 생성한다. 그러나, 용어 "디지털 신호 생성기"는 또한, 세미-디지털 생성기, 즉 비트 스트림 신호의 값들, 즉 신호 높이에 대해 불연속되고 시간에 대해 연속되는 펄스 비트 스트림 신호를 생성하는 생성 유닛을 갖는 신호 생성기이다. 이러한 비시간 불연속 신호(non time-discrete signal)를 생성하는 이러한 세미-디지털 생성기가 본 발명의 프레임 내에서 특히 유리하다.
본 발명은 무선 주파수 범위에서 스위치 모드 전력 증폭기들의 사용과 연관되는 문제들을 다룬다. 기지국들에 대한 RF 신호들의 증폭을 위한 새로운 방법들이 발견되었다. 새로운 유형의 반도체인, GaN-트랜지스터가 시중에 알려지고 있고, 종래의 선형 전력 증폭기들에 대해 증대된 수들이 이용될 것이다(GaN = 질화 갈륨(Gallium nitride)). GaN-트랜지스터들은 스위치-모드-전력-증폭기들에서 사용될 수 있고 또한 사용될 것이다. 이러한 종류의 증폭기는 잘 알려져 있지만, 요구된 스위칭 주파수가 오늘날의 LDMOS 트랜지스터들에 대해 너무 높기 때문에, 아직까지는 기지국들의 전력 증폭기들에 대해 사용되지 않는다. 이것은 디지털 입력 신호가 RF-캐리어-주파수의 2 내지 4배의 오버-샘플링 레이트를 요구하기 때문에, CDMA 및 UMTS과 같은 모바일 통신 시스템들에 대해 8GHz 이상의 스위칭 레이트를 유발하는 경우이다(RF = 무선 주파수(Radio Frequency). 새로운, 현재 만들어진 고-전력 GaN 트랜지스터들의 사용은 이러한 주파수 범위들 및 애플리케이션들(applications)을 위해 스위치-모드-전력-증폭기들을 만드는 것을 가능하게 할 것이다.
도 2에는, S급 증폭기에 대한 델타-시그마-변조 UMTS 입력 신호의 시퀀스가 도시된다. 도 2는 볼트 단위의 입력 신호의 전압(Uin)을 ㎛ 단위로 주어진 시간 t의 함수로 제공한다. 입력 신호는 시간 단위(tp)의 다중 지속기간의 펄스들의 시퀀스이다. 시간 단위(tp)는 입력 신호의 빌딩 블록(building block)을 구성한다. 신호의 상이한 부분들은 상이한 스펙트럼 성분들을 포함한다. 높고 낮은 신호 레벨들 사이의 매우 빈번한 변경들은 높은 주파수 스펙트럼 구성요소들(HF)을 포함하고 동일한 진폭의 긴 시퀀스들은 더욱 낮은 주파수 스펙트럼 구성요소들(LF)을 포함한다.
트랜지스터의 동작 상태는 동작되는 주파수 범위에 의존하는 것을 보여주었다. 동일한 진폭의 입력 펄스들의 긴 시퀀스들(LF)은 입력 신호의 낮은 주파수 스펙트럼 구성요소들을 유발하여, 증폭기의 동작 포인트가 높은 주파수들에서의 동작 지점에 반대로 변경되기 때문에 효율성이 감소된다.
일례로서, 도 3은 저-주파수 입력 신호들(실선들) 및 고-주파수 입력 신호들(파선들)에 대해 인가된 드레인 소스 전압(UDS)의 함수로서 GaN 트랜지스터의 드레인 소스 전류(IDS)를 도시하고, 저/고 주파수 입력 신호들 각각이 상이한 게이트 소스 전압(UGS)과 연관된다. 저 및 고 주파수 신호들 둘 모두에 대해, 드레인 소스 전압(UDS)의 주어진 값에서, 더 작은 드레인 소스 전류(IDS)를 갖는 입력 신호는 더 큰 드레인 소스 전류(IDS)를 갖는 입력 신호보다 더 작은 게이트 소스 전압(UGS)과 연관된다. 드레인 소스 전류(IDS)는 암페어의 단위들로 주어지고, 게이트 소스 전압(UGS)은 볼트의 단위들로 주어진다. 도 3은 고 주파수들 대신 저 주파수들로 동작되는 경우에 트랜지스터의 변화 특성을 도시한다. 이 효과는 "저 주파수 분산(low frequency dispersion)"이라고 칭해진다. 이것은 델타-시그마-변조 신호가 저 주파수 스펙트럼 구성요소들 뿐만 아니라, 고 주파수 스펙트럼 구성요소들을 포함하기 때문에, 트랜지스터에서 저 주파수 분산을 고유하게 유발하는 것을 명확하게 한다.
본 발명은 시퀀스 길이가 미리 규정된 값을 초과하는 경우에 동일한 신호 레벨의 시퀀스들이 끊어지는 방식으로 델타-시그마-변조 입력 신호를 변경함으로써, 이 "저 주파수 분산"의 문제를 다룬다. 입력 신호의 동일한 진폭의 긴 신호 시퀀스들에 짧은 노치들/펄스들을 삽입함으로써, 입력 신호의 매우 낮은 스펙트럼 구성요소들이 감소된다. 따라서, 입력 신호를 짧은 펄스들로 인터리빙(interleaving)하거나 노칭(notching)함으로써, GaN 트랜지스터의 분산 효과가 최소화되거나 회피된다.
바람직하게, 입력 신호로의 삽입을 위한 노치의 지속기간은 노치가 트랜지스터 회로에 영향을 미치지만, 스위치 모드 무선 주파수 전력 증폭기 후방의 재구성 필터(RCF)를 통과할 수 없도록 선택된다. 이 효과는 충분히 짧은 노치를 생성함으로써 달성된다. 노치가 재구성 필터(RCF)를 통과할 수 없을 만큼 짧게 선택되는 경우에, 노치는 재구성 필터(RCF)의 아날로그 출력 신호에 영향을 미칠 수 없다. 바람직하게, 재구성 필터(RCF)는 노치가 재구성 필터(RCF)를 통과하지 못하게 하는 저역 필터를 포함한다.
노칭은 2개의 방식들로 달성될 수 있다:
a) SMPA를 구동하기 위한 디지털 신호를 생성하는 디지털 신호 생성기에서의 디지털 신호 처리에 의한 디지털 노칭,
b) PA 트랜지스터의 신호 입력에서 예를 들면, MOSFET의 게이트에서, 노칭 회로의 구현에 의한 디지털/아날로그 노칭(PA = 전력 증폭기(Power Amplifier)).
노칭 방식이 사용되는 것은 송신시 사용된 에러 정정 및 디지털 신호 생성기의 성능 뿐만 아니라, 변조 방식에 의존한다.
본 발명에 대한 2개의 주요 양태들이 있다. 첫째, 스위치 모드 전력 증폭기들에 대한 신호 사전 왜곡을 디지털 및 혼합된 디지털/아날로그를 각각 수행하기 위한 고속의 저비용 및 적응적 방식으로 표현한다. 둘째, 디지털 신호 생성기에서 더 빠른 샘플링 레이트를 요구하지 않고 저 주파수 분산 효과들을 경험하는 매우 효율적인 스위치 모드 전력 증폭기들의 구현을 가능하게 한다.
본 발명은 델타-시그마-변조 신호들에 의해 구동될 때 스위치 모드 전력 증폭기들의 저 주파수 분산 효과를 극복한다. 더욱이 본 발명은 DSG가 생성하는 신호에 관한 지식을 이용하고, 이 지식을 입력 신호의 긴 시퀀스들을 회피하는데 사용한다.
본 발명은 이 사전-왜곡의 구현을 위해 최소화된 회로를 유발한다. 또한, 본 발명은 상이한 종류의 전력 증폭기들 및 트랜지스터들 각각에 대한 효율적인 적응을 위한 방법의 고도의 자유를 허용한다. 그 외에도, 본 발명은 혼합된 디지털/아날로그 방식을 적용한다: 디지털 도메인에서 입력 신호의 용이한 제어 및 아날로그 기술에서 노칭 회로의 고속의 저렴하고 용이한 구현.
또 다른 이점들은 종속청구항들에 의해 나타낸 본 발명의 실시예들에 의해 달성된다.
본 발명의 일 양호한 실시예에 따라, 제어 유닛은 시퀀스를 검출할 때 하나 이상의 노치들을 삽입하기 위해 생성기 유닛을 트리거링(triggering)한다. 하나 이상의 노치들의 삽입을 위해, 생성기 유닛은 시퀀스 내에 하나 이상의 신호 높이 불연속성들을 디지털적으로 생성한다. 신호 높이 불연속들은 시퀀스의 신호 높이보다 매우 높거나 낮은 신호 레벨로 구성될 수 있다. 시퀀스에 하나 이상의 노치들을 삽입함으로써, 생성기 유닛에 의해 초기에 생성된 펄스 비트 스트림 신호로부터 수정된 펄스 비트 스트림 신호가 생성된다. 수정된 펄스 비트 스트림 신호의 생성 후에, 제어 유닛은 접속 수단을 통해 스위치 모드 전력 증폭기의 트랜지스터 회로에 수정된 펄스 비트 스트림 신호를 보낸다. 이 실시예는 상술된 a) "디지털 노칭"의 노칭 방법과 연관된다. 접속 수단은 전자장치들에서 사용된 도전 경로들 또는 전기 회로(유선들, 케이블들, 스트립 도전체들, 인쇄 회로 기판 트랙 등)가 될 수 있다.
본 발명의 또 다른 양호한 실시예에 따라, 제어 유닛은 시퀀스를 검출할 때, 트리거 신호의 생성을 개시한다. 접속 수단은 스위칭 소자를 포함한다. 스위칭 소자가 접속 수단의 역할을 하는 인쇄 회로 기판 트랙의 통합된 부분이 되는 것이 가능하다. 스위칭 소자는 노치들의 삽입을 위해 트리거 신호에 의해 제어된다. 바람직하게, 생성된 트리거 신호는 접속 수단의 일부인, 스위칭 소자에 보내진다. 스위칭 소자는 트리거 신호를 수신한다. 스위칭 소자가 트리거 신호를 수신할 때, 하나 이상의 스위치들을 실행하여 노치들의 삽입을 유발한다. 이 실시예는 상술된 b) "디지털/아날로그 노칭"의 노칭 방법과 연관된다.
이 실시예는 노치들의 더욱 유연한 타이밍뿐만 아니라, 노치의 자유로운 형상을 허용한다는 이점을 가진다. 이것은 스위칭 소자의 성능들에 의존한다. 이 실시예는 아날로그 신호 출력의 에러가 최소화되도록 노치들을 배치하고 성형하도록 허용한다. 이 실시예는 저 주파수 분산 효과가 감소되고 따라서 증폭기의 효율성이 저하되지 않도록 스위치 모드 전력 증폭기의 디지털 입력 신호를 사전-왜곡하기 위해 아날로그 회로와 디지털 신호 처리 방식을 조합한다.
스위칭 소자는 트리거 신호를 수신하고, 트리거 신호의 수신에 의해 트리거링되어, 하나 이상의 노치들의 생성을 위해 트랜지스터 회로를 스위칭하는 제 2 트랜지스터인 것이 가능하다. 제 2 트랜지스터는 트리거 신호의 수신에 의해 트리거링되어, 하나 이상의 노치들의 생성을 위해 트랜지스터 회로의 게이트를 상이한 전위로 스위칭하는 것이 가능하다. 바람직하게, 제 2 트랜지스터는 스위치 모드 전력 증폭기의 트랜지스터 회로에 사용된 트랜지스터들보다 작고 고속이다. 이러한 제 2 트랜지스터는 높은 전류들로 스위칭할 필요가 없고, 따라서 매우 고속이 될 수 있다.
양호한 일 실시예에서, 제어 유닛은 시퀀스의 검출시, 표시자 신호를 생성하기 위한 디지털 신호 생성기를 트리거링하고, 표시자 신호는 검출된 시퀀스의 시작 및 지속기간을 시그널라이징(signalise)한다. 바람직하게, 표시자 신호의 신호 높이는 시퀀스가 검출되지 않으면 제 1 레벨, 예를 들면 영이다. 시퀀스가 검출되면, 표시자 신호는 시퀀스의 시작에서 제 1 레벨로부터 제 2 레벨, 예를 들면 영이 아닌 신호 높이로 점프한다. 표시자 신호는 시퀀스의 종료시까지 제 2 레벨에 머무른 후, 제 1 레벨로 다시 점프한다.
제어 유닛은 생성된 표시자 신호가 접속 수단을 통해 펄스 생성기에 보내지는 것을 트리거링한다. 펄스 생성기는 표시자 신호에 의해 트리거링되어, 트리거 신호로서 하나 이상의 펄스들을 생성한다. 상술된 바와 같이, 트리거 신호, 즉 하나 이상의 펄스들은 접속 수단의 일부인 스위칭 소자에 보내진다.
본 발명의 또 다른 양호한 실시예에 따라, 무선 주파수 송신기는 지연 유닛을 포함한다. 생성된 트리거 신호는 스위칭 소자에 도달하기 전에 지연되어, 노치들의 삽입은 미리 규정된 시간에 발생한다. 이것은 시퀀스 내의 노칭의 타이밍을 최적화하기 위해 이용될 수 있다.
바람직하게, 하나 이상의 노치들의 지속기간은 펄스 비트 스트림 신호의 펄스의 지속기간보다 짧다.
본 발명의 또 다른 양호한 실시예에 따라, 트랜지스터 회로는 하나 이상의 질화 갈륨 트랜지스터들로 구성된다. 트랜지스터 회로는 예를 들면, GaN 트랜지스터들로 이루어진 회로를 포함할 수 있다.
바람직하게, 제어 유닛은 펄스 비트 스트림 신호의 전체 에너지 콘텐트가 보존되도록, 펄스 비트 스트림 신호의 대응하는 확장을 트리거링함으로써, 시퀀스로의 하나 이상의 노치들의 삽입을 보상한다. 각 삽입된 노치는 펄스 비트 스트림 신호의 에너지 콘텐트를 감소시킨다. 따라서, 에너지 콘텐트는 노치들에 의해 "차단된(cut out)"(제거된) 에너지 콘텐트와 등가인 에너지 콘텐트를 갖는 신호를, 예를 들면 시퀀스의 끝에 첨부함으로써 초기 값을 가져올 수 있다.
제어 유닛은 스위치 모드 전력 증폭기의 유형에 따라 하나 이상의 노치들의 형상을 제어하는 것이 가능하다. 노치는 직사각 형상이거나, 어떤 형상이 최상의 목적을 만족시키는지에 따라, 개별 전력 트랜지스터 유형에 따라 임의의 다른 형상이 될 수 있다. 노치는 반드시 영에 도달할 필요는 없으며, 원하는 효과를 달성하기 위해 요구되는 임의의 다른 레벨에 도달할 수 있다. 노치의 길이는 임의의 지속기간을 가질 수 있다.
본 발명의 이들 및 또 다른 특징들 및 이점들은 첨부된 도면들과 함께 취해진 현재 양호한 예시적 실시예들의 상세한 기술을 판독함으로써 더욱 잘 인식될 것이다.
도 1은 스위치 모드 전력 증폭기의 통상적인 셋-업을 도시한 도면.
도 2는 S급 증폭기에 대한 델타-시그마-변조 UMTS 입력 신호의 시퀀스를 도시한 도면.
도 3은 드레인 소스 전압(UDS)의 함수로서 GaN 트랜지스터의 드레인 소스 전류(IDS)를 도시한 도면.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 주파수 송신기의 블록도.
도 5a는 디지털 신호 생성기에 의해 초기에 생성된 펄스 비트 스트림 신호의 도면.
도 5b는 2개의 노치들을 포함하는 수정된 펄스 비트 스트림 신호의 도면.
도 6은 디지털 신호 생성기에 의해 초기에 생성된 펄스 비트 스트림 신호, 및 상이한 형상의 노치들을 포함하는 2개의 수정된 펄스 비트 스트림 신호들의 도면.
도 7은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 무선 주파수 송신기의 블록도.
도 8은 디지털 신호 생성기에 의해 초기에 생성된 펄스 비트 스트림 신호, 표시자 신호, 및 펄스 생성기에 의해 생성된 펄스들의 블록도.
도 9는 노치들을 갖는 및 갖지 않은 각각의 델타-시그마 변조된 UMTS 신호의 시퀀스를 도시한 도면.
도 4는 생성 유닛(GU)과 제어 유닛(CU)을 갖는 디지털 신호 생성기(DSG)를 포함하는 무선 주파수 송신기(RFT)를 도시한다. 무선 주파수 송신기(RFT)는 송신기 회로(PT) 및 접속 수단(CM)을 갖는 스위치 모드 전력 증폭기(SMPA)를 추가로 포함한다.
제어 유닛(CU)은 하나 또는 여러 개의 상호연결된 컴퓨터들로 구성되며, 즉 하드웨어 플랫폼, 하드웨어 플랫폼 상에 기초하는 소프트웨어 플랫폼, 및 소프트웨어 플랫폼 및 하드웨어 플랫폼에 의해 형성된 시스템 플랫폼에 의해 실행된 여러 개의 애플리케이션 프로그램들로 구성된다. 제어 유닛(CU)의 기능성들은 이들 애플리케이션 프로그램들의 실행에 의해 제공된다. 애플리케이션 프로그램들 또는 이들 애플리케이션 프로그램들의 선택된 부분은 컴퓨터 소프트웨어 제품을 구성하며, 이것은 시스템 플랫폼 상에서 실행될 때, 다음에 기술된 제어 서비스를 제공한다. 또한, 이러한 컴퓨터 소프트웨어 제품은 이들 애플리케이션 프로그램들 또는 애플리케이션 프로그램들의 선택된 부분을 저장하는 저장 매체에 의해 구성된다.
무선 주파수 송신기(RFT)는 무선 주파수 신호 입력(SRF.in)을 수신하고, 무선 주파수 신호 입력(SRF.in)을 디지털 신호 생성기(DSG)에 공급한다. 무선 주파수 신호 입력(SRF.in)은 아날로그 또는 디지털 신호를 이해할 수 있다(comprehend). 무선 주파수 신호 입력(SRF.in)은 생성기 유닛(GU)에 의해 디지털 펄스 비트 스트림 신호(SDSG)로 변환된다. 제어 유닛 CU는 생성기 유닛 GU에 의해 생성된 디지털 펄스 비트 스트림 신호 SDSG를 모니터링한다. 디지털 펄스 비트 스트림 신호(SDSG)의 모니터링은 펄스 비트 스트림 신호(SDSG)를 짧은 시간 기간(~㎲) 동안 지연시키고, 이 시간 기간 동안 신호(SDSG)를 분석함으로써 달성될 수 있다. 제어 유닛(CU)이 미리 규정된 임계값보다 긴 일정한 신호 높이의 시퀀스를 검출한다면, 제어 유닛은 적어도 하나의 노치를 시퀀스에 삽입하기 위해 생성기 유닛(GU)을 트리거링한다. 통상적인 임계값은 10 샘플링 단위들, 즉 10 x tp가 될 수 있다. 하나 이상의 노치들의 시퀀스로의 삽입에 의해, 디지털 펄스 비트 스트림 신호(SDSG)로부터 수정된 펄스 비트 스트림 신호(Smod)가 생성된다.
수정된 펄스 비트 스트림 신호(Smod)는 디지털 신호 생성기(DSG)로부터 접속 수단(CM)을 통해 스위치 모드 전력 증폭기(SMPA)에 송신된다. 수정된 펄스 비트 스트림 신호(Smod)는 증폭을 위해 트랜지스터 회로(PT)에 인가된다. 증폭 후에, 증폭된 펄스 비트 스트림 신호는 아날로그 신호가 증폭된 펄스 비트 스트림 신호로부터 생성되는 재구성 필터(RCF)에 공급된다. 이 아날로그 신호는 아날로그 무선 주파수 신호 출력(SRF , out)으로서 무선 주파수 송신기(RFT)를 떠난다.
도 5a는 시간(t)의 함수로서 생성기 유닛(GU)에 의해 생성된 디지털 펄스 비트 스트림 신호(SDSG)를 도시한다. 펄스 비트 스트림 신호(SDSG)의 빌딩 블록은 tp의 지속기간 및 신호 높이(SH)를 갖는 직사각형 신호 비트이다. 따라서, 펄스 비트 스트림 신호(SDSG)는 영과 신호 높이(SH) 사이에서 토글링(toggling)한다. 첫째, 펄스 비트 스트림 신호(SDSG)는 지속기간(tp)와 신호 높이(SH)를 갖는 제 1 시퀀스(51)를 도시한다. 시퀀스(51) 후에, 2 x tp의 지속기간 동안 영 신호의 일시 정지(pause)가 있다. 이러한 일시 정지 후에, 펄스 비트 스트림 신호(SDSG)는 지속기간(2 x tp) 및 신호 높이(SH)를 갖는 제 2 시퀀스(52)를 보여준다. 시퀀스(52) 후에, tp의 지속기간 동안 영 신호의 일시 정지가 있다. 일시 정지 후에, 펄스 비트 스트림 신호(SDSG)는 적어도 9 x tp의 지속기간 및 신호 높이(SH)를 갖는 제 3 시퀀스(53)를 보여준다.
무선 주파수 송신기(RFT)의 동작이 5 x tp의 임계값을 미리 설정했다고 가정한다. 제어 유닛(CU)은 디지털 펄스 비트 스트림 신호(SDSG)를 계속 모니터링하고, 미리 설정된 임계값과 시퀀스들(51, 52, 53)의 지속기간을 비교한다. 제 3 시퀀스(53)의 지속기간이 미리 설정된 임계값보다 높다는 것을 검출하면, 제어 유닛(CU)은 2개의 노치들(531 및 532)을 제 3 시퀀스(53)에 삽입하고, 따라서 수정된 펄스 비트 스트림 신호(Smod)를 생성함으로써, 펄스 비트 스트림 신호(SDSG)를 보정하기 위해 생성기 유닛(GU)을 트리거링한다.
도 5b는 시간(t)의 함수로서 생성기 유닛(GU)에 의해 생성된 수정된 펄스 비트 스트림 신호(Smod)를 도시한다. 수정된 펄스 비트 스트림 신호(Smod)에서, 제 3 시퀀스(53)는 2개의 노치들(531 및 532)의 삽입에 의해 수정되었다. 노치들(531 및 532)의 신호 높이(SHnotch)는 제 3 시퀀스(53)의 신호 높이(SH)보다 상당히 작지만 영 신호보다는 크다. 노치들(531 및 532) 각각은 지속기간(tn)을 가지며, tn < tp이다. 노치들(531 및 532)의 에지들이 수직이 아니면, 노치들(531 및 532)의 지속기간(tn)은 노치들(531 및 532)과 연관된 기하학적 또는 분석적 값으로 규정될 수 있다. 예를 들면, FWHM 값이 사용될 수 있으며, 노치들(531 및 532)의 최대값은 시퀀스의 신호 높이(SH)로부터 노치들(531 및 532)의 신호 높이(SHnotch)로 측정될 수 있다(FWHM = 절반 최대값에서의 전체 폭(Full Width at Half Maximum)).
도 6a는 시간(t)의 함수로서 생성기 유닛(GU)에 의해 생성된 디지털 펄스 비트 스트림 신호(SDSG)를 도시한다. 도 6b는 시간(t)의 함수로서 도 6a에 도시된 디지털 펄스 비트 스트림 신호(SDSG)의 수정으로부터 얻어진 제 1 수정된 펄스 비트 스트림 신호(Smod ,1)를 도시한다. 도 6c는 시간(t)의 함수로서 도 6a에 도시된 디지털 펄스 비트 스트림 신호(SDSG)의 수정으로부터 얻어진 제 2 수정된 펄스 비트 스트림 신호(Smod ,2)를 도시한다.
디지털 신호 생성기(DSG)가 긴 "하이(high)" 신호 시퀀스(63)를 인식하게 되면, 시퀀스 길이에 따라 지속기간(tn)의 "로우(low)" 펄스들(노치들(631b, 632b, 631c, 632c)을 비트 스트림에 삽입한다. 이것은 당연히, 출력 신호에 에러를 유발한다. 이 에러의 심각성(severeness)은 디지털 신호의 오버샘플링 레이트 및 수정 방식에 의존한다: 오버샘플링 레이트가 높아질수록, 노치는 짧아질 것이고 따라서 그 영향은 낮아질 것이다. 영향 및 그 정정은 사용된 통신 시스템에 매우 의존한다. "하이" 시퀀스(63)의 길이에 따라, 디지털 신호 생성기(DSG)는 트랜지스터 회로(PT)의 속도와 출력 신호의 수용가능한 에러에 따라, "로우" 노치들의 상이한 레이트들 및 폭들을 생성할 수 있다. 도 6b는 지속기간(tn = tp)을 갖는 노치들(631b, 632b)을 도시하며, tp는 펄스 비트 스트림 신호(SDSG)의 빌딩 블록들의 지속기간, 즉 펄스 비트 스트림 신호(SDSG)의 펄스 길이이다. 도 6c는 지속기간(tn = 1/2 tp)의 노치들(631c, 632c)을 도시한다.
m = [1, 2, 3,...]인 m x tp의 지속기간의 노치들(631, 632)이 너무 길어지면, 출력 신호의 에러는 너무 커질 것이므로, 더 높은 오버샘플링 레이트가 노치 폭(tn)을 감소시켜야 할 것이다. 이것은 더욱 고속이고 따라서 더욱 값비싼 디지털 신호 생성기(DSG) 뿐만 아니라, 더 빠른 트랜지스터 회로(PT)를 필요로 한다.
도 7은 상술된 노칭 방법 b) "디지털/아날로그 노칭"과 연관된 무선 주파수 송신기(RFT)의 또 다른 실시예를 도시한다. 무선 주파수 송신기(RFT)는 생성기 유닛(GU) 및 제어 유닛(CU)을 갖는 디지털 신호 생성기(DSG), 펄스 생성기(PG), 지연 라인(Ld), 스위칭 소자(TN), 및 스위치 모드 전력 증폭기의 트랜지스터 회로로서 전력 트랜지스터(PT)를 포함한다. "디지털 노칭" 방법 a)에서와 같이, 디지털 신호 생성기(DSG)의 제어 유닛(CU)은 생성기 유닛(GU)의 출력 즉, 펄스 비트 스트림 신호(SDSG)의 긴 "하이" 신호 시퀀스들을 인식한다. 미리 결정된 임계값을 초과하는 시퀀스를 출력할 때, 제어 유닛(CU)은 노치 삽입을 위한 표시자로서 사용되는 표시자 신호(Si)를 부가적으로 생성하기 위해 생성기 유닛(GU)을 트리거링한다. 이것은 생성된 신호(SDSG)에 관한 디지털 신호 생성기(DSG)의 지식을 이용한다.
표시자 신호(Si)는 갭-삽입-트리거 신호(gap-insertion-trigger signal)로서 디지털 신호 생성기(DSG)에 의해 생성된다. 이 신호는 펄스 생성기(PG), 예를 들면 스텝 회복 다이오드가 고속 펄스들(Sn)을 생성하게 한다. 트리거 펄스들(Sn)은 본 명세서에서 트랜지스터에 의해 구현된 스위칭 소자(TN)를 트리거링하기 전에, 예를 들면 지연 라인(Ld)에 의해 지연된다. 트리거 펄스들(Sn) 각각은 전력 트랜지스터(PT)의 게이트(G)를 전위(GRD), 즉 게이트(G)의 소위 풀-다운으로 스위칭하기 위해, 제 2의 더 작고 더 빠른 트랜지스터(TN)를 트리거링한다. 전위(GRD)는 접지 전위(접지)가 될 수 있다. 대안적으로, 전위(GRD)는 임의의 다른 전위가 될 수 있다.
노치들은 게이트(G)의 이 풀-다운에 의해 디지털 신호 생성기(DSG)의 출력 신호(SDSG)로 삽입된다. 이러한 작은 풀-다운 트랜지스터(TN)는 높은 전류들로 스위칭할 필요가 없고 따라서 매우 빠르게 될 수 있다. 이들 풀-다운들의 지속기간은 매우 짧은 지속기간(tn < tp)이 될 수 있다.
전위(GRD)의 선택에 의해, 노치의 신호 높이(SHnotch)가 조정될 수 있다. 바람직하게, 전위(GRD)는 결과로서 생긴 신호 높이(SHnotch)가 예를 들면, 낮은 주파수 분산을 회피하기 위하여, 원하는 노칭 효과들과 원하지 않는 신호 왜곡 사이에서 최적화되는 최적의 신호 사전-왜곡에 따르도록 선택된다.
도 8a는 시간(t)의 함수로서 생성기 유닛(GU)에 의해 생성된 디지털 펄스 비트 스트림 신호(SDSG)를 도시한다. 디지털 펄스 비트 스트림 신호(SDSG)는 미리 설정된 길이 임계값을 초과하는 시퀀스(83)를 포함한다. 도 8b는 시간(t)의 함수로서 디지털 신호 생성기(DSG)에 의한 표시자 신호(Si)를 도시한다. 도 8c는 시간(t)의 함수로서 펄스 생성기(PG)에 의해 생성된 3개의 펄스들(Sn1, Sn2, Sn3)을 도시한다.
표시자 신호(Si)는 시퀀스(83)가 시작하는 순간에 설정되도록 타이밍된다. 표시자 신호(Si)에 의해 트리거링된 펄스 생성기(PG)는 지속기간(tn)의 3개의 펄스들(Sn1, Sn2, Sn3)을 생성한다. 트리거 펄스들(Sn)은 전력 트랜지스터(PT)의 게이트(G)의 풀 다운이 긴 시퀀스(SDSG) 내의 특정 시간에 발생하도록 지연 라인(Ld)에 의해 지연된다. 이러한 지연 메커니즘(delay mechanism)은 시퀀스(83) 내의 노칭의 타이밍을 최적화하기 위해 사용될 수 있다. 펄스 반복 주파수를 변경하고 노치의 폭 및 깊이를 성형함으로써, 노치는 예를 들면 가우시안 성형된 노치가 최저의 가능한 시간 대역폭 곱을 가지기 때문에, 이를 사용함으로써 최상의 효율 대 최소의 출력 신호 왜곡을 달성하도록 최적화될 수 있다.
도 9는 회로 시뮬레이터에서 생성된 다음의 시뮬레이션 결과들의 개념의 효과를 도시한다: 도 9a에서, 델타-시그마-변조된 UMTS 신호(Ui)의 시퀀스가 도시된다. 볼트 단위로 주어진 신호(Ui)는 ㎲ 단위로 주어진 시간의 함수로서 도시된다. 이 신호(Ui)는 GaN HEMT 트랜지스터 모델을 포함하는 스위치-모드-증폭기에 인가된다(HEMT = 고 전자 이동도 트랜지스터(High Electron Mobility Transistor)). 증폭기에 인가된 DC 전력은 15.596 W이고, 아날로그 RF 출력 전력은 1.136 W이므로, 7.287 %의 효율성을 유발한다.
도 9a에서, 델타-시그마-변조된 UMTS 신호(Umod)의 시퀀스가 도시된다. 볼트의 단위로 주어진 신호(Umod)는 ㎲ 단위로 주어진 시간의 함수로서 도시된다. 변조된 UMTS 신호(Umod)는 t = 0.0002 ㎲ 내지 t = 0.0102 ㎲의 긴 "로우" 시퀀스에서 지속기간(tp/2)의 펄스/노치(90)를 인터리빙함으로써 도 9a에 도시된 UMTS 신호(Ui)로부터 생성되었다. 상술된 경우에서와 같이, 이 신호(Umod)는 GaN HEMT 트랜지스터 모델을 포함하는 스위치-모드-증폭기에 인가된다. 인가된 DC 전력은 16.449 W이고, 아날로그 RF 출력 전력은 1.663 W로 증가되어, 10.11 %의 효율성을 유발한다.
도 9a 및 도 9b 사이의 비교가 보여주는 바와 같이, 효율성은 노치(90)의 삽입에 의해 1.387의 인자(factor)만큼 증가된다. 이것은 스위치-모드-전력-증폭기의 효율성에 대한 제안된 발명의 상당한 영향을 보여준다.
51, 52, 53, 63, 83: 시퀀스
531, 532, 631b, 632b, 631c, 632c, 90: 노치

Claims (10)

  1. 펄스 비트 스트림 신호(SDSG)를 생성하도록 적응된 생성 유닛(GU)을 갖는 디지털 신호 생성기(DSG) 및 입력 신호(SIN)를 증폭하도록 적응된 트랜지스터 회로(PT)를 갖는 스위치 모드 무선 주파수 전력 증폭기(SMPA)를 포함하는 무선 주파수 송신기(radio frequency transmitter; RFT)에 있어서,
    상기 디지털 신호 생성기(DSG)는 상기 펄스 비트 스트림 신호(SDSG)에서 미리 규정된 임계값보다 긴, 일정한 신호 높이(SH)의 시퀀스(53)를 검출하고, 상기 시퀀스(53)의 검출시, 상기 시퀀스(53)로의 하나 이상의 노치들(notches)(531, 532)의 삽입에 의해 수정된 펄스 비트 스트림 신호(Smod)의 생성을 개시하도록 적응된 제어 유닛(CU)을 더 포함하고, 상기 노치들(531, 532)은 상기 시퀀스(53)의 신호 높이(SH)와 상이한 신호 높이(SHnotch)의 신호에 의해 상기 시퀀스(53)를 인터럽트(interrupt)하고,
    상기 무선 주파수 송신기(RFT)는 상기 입력 신호(SIN)로서 상기 수정된 펄스 비트 스트림 신호(Smod)를 상기 트랜지스터 회로(PT)에 제공하도록 적응된 접속 수단(CM)을 더 포함하는 것을 특징으로 하는, 무선 주파수 송신기(RTF).
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제어 유닛(CU)은 또한 상기 시퀀스(53)의 검출시 하나 이상의 신호 높이 불연속성들의 생성에 의해 상기 시퀀스(53) 내에 상기 하나 이상의 노치들(531, 532)을 삽입하고, 상기 입력 신호(SIN)로서 상기 수정된 펄스 비트 스트림 신호(Smod)를 상기 접속 수단(CM)을 통해 상기 트랜지스터 회로(PT)에 보내기 위해 상기 생성기 유닛(GU)을 트리거링(triggering)하도록 적응되는 것을 특징으로 하는, 무선 주파수 송신기(RTF).
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 제어 유닛(CU)은 또한 상기 시퀀스(53)의 검출시 트리거 신호의 생성을 개시하도록 적응되고,
    상기 접속 수단(CM)은 상기 노치들(531, 532)의 삽입을 위해 상기 트리거 신호에 의해 제어된 스위칭 소자(TN)를 포함하는 것을 특징으로 하는, 무선 주파수 송신기(RTF).
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 제어 유닛(CU)은 또한 상기 시퀀스(53)의 검출시 상기 시퀀스의 표시를 위한 표시자 신호(Si)를 생성하기 위해 상기 디지털 신호 생성기(DSG)를 트리거링하도록 적응되고,
    무선 주파수 송신기(RFT)는 상기 표시자 신호(Si)에 의해 트리거링되어 상기 트리거 신호로서 하나 이상의 펄스들(Sn)을 생성하는 펄스 생성기(PG)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는, 무선 주파수 송신기(RTF).
  5. 제 3 항에 있어서,
    상기 무선 주파수 송신기(RFT)는 상기 노치들(531, 532)의 삽입이 미리 규정된 시간에 발생하도록 상기 생성된 트리거 신호를 지연하도록 적응된 지연 유닛(Ld)을 더 포함하는 것을 특징으로 하는, 무선 주파수 송신기(RTF).
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 하나 이상의 노치들의 지속기간(tn)은 상기 펄스 비트 스트림 신호(SDSG)의 펄스의 지속기간(tp)보다 짧은 것을 특징으로 하는, 무선 주파수 송신기(RTF).
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 트랜지스터 회로(PT)는 하나 이상의 질화 갈륨 트랜지스터들로 구성되는 것을 특징으로 하는, 무선 주파수 송신기.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 제어 유닛(CU)은 또한 펄스 비트 스트림 신호의 전체 에너지 콘텐트가 보존되도록, 상기 펄스 비트 스트림 신호의 대응하는 확장을 트리거링함으로써, 상기 시퀀스(53)에 상기 하나 이상의 노치들(531, 532)의 삽입을 보상하도록 적응되는 것을 특징으로 하는, 무선 주파수 송신기(RTF).
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 제어 유닛(CU)은 또한 상기 스위치 모드 전력 증폭기(SMPA)의 유형에 따라 상기 하나 이상의 노치들의 형상을 제어하도록 적응되는 것을 특징으로 하는, 무선 주파수 송신기(RTF).
  10. 트랜지스터 회로(PT)를 갖는 스위치 모드 무선 주파수 전력 증폭기(SMPA)를 포함하는 무선 주파수 송신기(RFT)에서 입력 신호(SIN)를 증폭하는 방법에 있어서,
    펄스 비트 스트림 신호(SDSG)에서 미리 규정된 임계값보다 긴, 일정한 신호 높이(SH)의 시퀀스(53)를 검출하는 단계;
    상기 시퀀스(53)의 검출시, 상기 시퀀스(53)로의 하나 이상의 노치들(531, 532)의 삽입에 의해 수정된 펄스 비트 스트림 신호(Smod)의 생성을 개시하는 단계로서, 상기 노치들(531, 532)은 상기 시퀀스(53)의 신호 높이(SH)와 상이한 신호 높이(SHnotch)의 신호에 의해 상기 시퀀스(53)를 인터럽트하는, 상기 수정된 펄스 비트 스트림 신호(Smod)의 생성을 개시하는 단계; 및
    상기 입력 신호(SIN)로서 상기 수정된 펄스 비트 스트림 신호(Smod)를 상기 트랜지스터 회로(PT)에 제공하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는, 입력 신호(SIN)를 증폭하는 방법.
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Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8364103B2 (en) * 2010-09-21 2013-01-29 Intel Mobile Communications GmbH Adaptive adjustment of active area for power amplifier
DE112014004142B4 (de) 2013-09-10 2021-10-21 Efficient Power Conversion Corporation Topologie im Hochleistungsspannungsbetrieb der Klasse D
DE102017108828B3 (de) * 2017-04-25 2018-07-05 Forschungsverbund Berlin E.V. Vorrichtung zur Ansteuerung eines selbstleitenden n-Kanal Endstufenfeldeffekttransistors

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2003021766A2 (en) * 2001-08-29 2003-03-13 Tropian Inc. Switching power supply for rf power amplifiers
US20060188027A1 (en) 2005-02-18 2006-08-24 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for reduced sample rate class S RF power amplifier

Family Cites Families (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4028633A (en) * 1976-07-19 1977-06-07 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Drive control to prevent simultaneous conduction in push-pull switching amplifier
JPS57132461A (en) * 1981-02-09 1982-08-16 Sony Corp Converter for binary data code
US5021753A (en) * 1990-08-03 1991-06-04 Motorola, Inc. Splatter controlled amplifier
JPH11330094A (ja) * 1998-05-12 1999-11-30 Sumitomo Electric Ind Ltd 電界効果トランジスタ、電界効果トランジスタの製造方法、および半導体基板
CA2342402C (en) * 1999-02-02 2003-09-02 Illinois Superconductor Canada Corporation A method for detecting and eliminating narrowband channel interference
JP2000269921A (ja) * 1999-03-18 2000-09-29 Matsushita Electric Ind Co Ltd ヌル信号検出装置
US6351189B1 (en) * 2000-07-31 2002-02-26 Nokia Networks Oy System and method for auto-bias of an amplifier
US6977546B2 (en) * 2000-10-30 2005-12-20 Simon Fraser University High efficiency power amplifier systems and methods
US7158494B2 (en) * 2001-10-22 2007-01-02 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Multi-mode communications transmitter
US7313199B2 (en) * 2002-03-21 2007-12-25 Hypres, Inc. Power amplifier linearization
US20060050810A1 (en) * 2004-07-29 2006-03-09 Interdigital Technology Corporation Hybrid transmitter architecture having high efficiency and large dynamic range
US7548112B2 (en) * 2005-07-21 2009-06-16 Cree, Inc. Switch mode power amplifier using MIS-HEMT with field plate extension
US8077795B2 (en) * 2005-10-03 2011-12-13 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Apparatus and method for interference mitigation
US8149896B2 (en) * 2006-01-04 2012-04-03 Qualcomm, Incorporated Spur suppression for a receiver in a wireless communication system
US8301088B2 (en) * 2007-10-26 2012-10-30 Panasonic Corporation Polar modulation transmitter with envelope modulator path switching
US8519866B2 (en) * 2007-11-08 2013-08-27 Siemens Energy, Inc. Wireless telemetry for instrumented component
US8098782B2 (en) * 2009-02-03 2012-01-17 Harris Corporation Communications device including a filter for notching wideband receive signals and associated methods

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2003021766A2 (en) * 2001-08-29 2003-03-13 Tropian Inc. Switching power supply for rf power amplifiers
US20060188027A1 (en) 2005-02-18 2006-08-24 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for reduced sample rate class S RF power amplifier

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