CN112236938A - 电源调制器、具有其的功率放大器、用于控制其的方法和用于控制功率放大器的方法 - Google Patents

电源调制器、具有其的功率放大器、用于控制其的方法和用于控制功率放大器的方法 Download PDF

Info

Publication number
CN112236938A
CN112236938A CN201980037512.6A CN201980037512A CN112236938A CN 112236938 A CN112236938 A CN 112236938A CN 201980037512 A CN201980037512 A CN 201980037512A CN 112236938 A CN112236938 A CN 112236938A
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
electrical
circuit
power
amplifier
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201980037512.6A
Other languages
English (en)
Other versions
CN112236938B (zh
Inventor
张健学
葛彤
何慧翘
郭林飞
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Nanyang Technological University
Original Assignee
Nanyang Technological University
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Nanyang Technological University filed Critical Nanyang Technological University
Publication of CN112236938A publication Critical patent/CN112236938A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN112236938B publication Critical patent/CN112236938B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
    • H03F3/2171—Class D power amplifiers; Switching amplifiers with field-effect devices
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
    • H03F1/0211—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the supply voltage or current
    • H03F1/0216—Continuous control
    • H03F1/0222—Continuous control by using a signal derived from the input signal
    • H03F1/0227—Continuous control by using a signal derived from the input signal using supply converters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/193—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
    • H03F3/245—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages with semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/72—Gated amplifiers, i.e. amplifiers which are rendered operative or inoperative by means of a control signal
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/102—A non-specified detector of a signal envelope being used in an amplifying circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/432—Two or more amplifiers of different type are coupled in parallel at the input or output, e.g. a class D and a linear amplifier, a class B and a class A amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/451—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a radio frequency amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/72—Indexing scheme relating to gated amplifiers, i.e. amplifiers which are rendered operative or inoperative by means of a control signal
    • H03F2203/7209—Indexing scheme relating to gated amplifiers, i.e. amplifiers which are rendered operative or inoperative by means of a control signal the gated amplifier being switched from a first band to a second band

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Abstract

提供了一种电源调制器，具有：第一放大器电路，被配置为生成第一电信号；第二放大器电路，被配置为生成第二电信号，第一电信号和第二电信号用于驱动电负载；以及控制电路，电耦接到第一放大器电路和第二放大器电路，其中，控制电路被配置为生成脉冲电信号，以及向第二放大器电路提供输出控制信号，用于控制第二电输出信号的生成，其中，电源调制器被配置为在两个操作模式中操作，第一放大器电路响应于第一放大器电路的静态电流而生成第一电信号，控制电路在一个模式中根据时钟信号而生成调制电信号，以及第二放大器电路以不同的频率操作。

Description

电源调制器、具有其的功率放大器、用于控制其的方法和用于 控制功率放大器的方法
相关申请的交叉引用
本申请要求2018年6月7日提交的新加坡专利申请No.10201804846Y的优先权的权益，其内容通过引用整体结合于此用于所有目的。
技术领域
本各种实施例涉及一种电源调制器、一种具有该电源调制器的功率放大器、一种用于控制该电源调制器的方法和一种用于控制该功率放大器的方法。
背景技术
电池寿命短是移动通信设备的挑战之一，并且随着对不断增加的速度和数据的需求而加剧。这部分地是由于所采用的通信协议，例如LTE(长期演进)和LTE-A(高级LTE)，利用频谱高效的调制方案，例如16或更高的正交幅度调制。这些调制方案对射频(RF)功率放大器(PA)的线性度施加了严格的要求，但要求在已知RF PA中的高的峰均功率比，其转化为低的功率效率，因此降低了电池寿命。
在用于提高RF PA的功率效率的各种已知方法中，已经报道了包括如图1A中所描绘的包括电源调制器和RF PA在内的包络跟踪(ET)是最有效的手段之一。这是因为ET PA通常具有较高的功率效率，但具有相对宽的信号带宽和良好的线性。图1A示出了具有混合电源调制器181和RF PA(射频功率放大器)182的现有技术ET PA(包络跟踪功率放大器)180的框图。混合电源调制器181包括线性AB类放大器183、高效率D类放大器184和控制D类放大器184的切换的控制器185。
包括高效D类放大器和宽带宽AB类放大器的混合电源调制器(例如，181；图1A)通常用于ET PA(见后面的表2)。电源调制器基于RF输出RFout向线性RF PA提供可变的电压供应vDD_PA；在已知RF PA的情况下，供应是恒定电压。因此，如所期望的，ET PA中的RF PA几乎总是在压缩状态下进行操作，因此与已知RF PA相比，具有更高的功率效率的特征。ET PA和已知RF PA的操作模式在图1B中描述，其中ET PA的功率效率通常高出约20％。
尽管ET PA的功率效率优势，已知的电源调制器的一个限制是它们针对单个通信标准(例如LTE)进行优化，或者当针对多个标准进行设计时，该优化被折衷。简单地说，由于包括智能电话和平板电脑的现代通信设备通常体现多个通信标准，其中每个标准需要不同的带宽、峰均功率比(PAPR)、输出功率等(参见下面的表1)，所以已知的电源调制器通常未被最优化或被半最优化。例如，图2示出了具有电源调制器281的已知的RF系统280的框图。特别感兴趣的是，尽管在RF系统280中包括多个RF PA282以支持多个通信标准，但是仅使用一个电源调制器281。这主要是因为有限的形状因子(IC面积)和高成本。
已知电源调制器中的其它限制包括窄(和不足)带宽、低(和不足)输出功率、低功率效率和/或高切换噪声(参见下表2)。具体地，已知电源调制器的主要缺点是它们的带宽有限≤20MHz，这对于带宽为40MHz-100MHz的LTE-A应用来说是不够的。已知的设计还具有＜0.2W的低输出功率。然而，对于包括LTE和LTE-A的最近的通信协议，这种低输出功率通常是不可接受的。考虑到双工器和天线损耗，LTE/LTE-A RF PA的典型输出功率为约27dBm(0.5W)。因此，对于基于III/V的RF PA(具有约45％的功率效率)，电源调制器的输出功率需要＞1W，而对于基于CMOS的RF PA(具有约25％的功率效率)，电源调制器的输出功率需要＞2W。上述限制部分地是由于电源调制器的参数之间不可避免的折衷。例如，窄带宽和低切换噪声通常需要高切换频率，这又导致高切换损耗，因此降低了电源调制器的功率效率。
因此，需要一种解决现有技术的一个或多个上述问题的电源调制器。
发明内容
本发明在独立权利要求中限定。本发明的其它实施例在从属权利要求中限定。
根据实施例，提供了一种电源调制器。该电源调制器可以包括：第一放大器电路，被配置为生成用于驱动电负载的第一电输出信号；控制电路，电耦接到第一放大器电路；以及第二放大器电路，电耦接到控制电路，该第二放大器电路被配置为生成用于驱动电负载的第二电输出信号，其中，控制电路被配置为基于第一电输出信号生成脉冲电信号，以及还被配置为基于脉冲电信号向第二放大器电路供应输出控制信号用于控制第二电输出信号的生成，其中，电源调制器被配置为：在第一操作模式中，针对第一放大器电路，响应于第一放大器电路的静态电流具有固定的第一幅度而生成第一电输出信号，针对控制电路，根据由控制电路接收的时钟信号来对脉冲电信号进行采样，以生成调制电信号作为输出控制信号，以及针对第二放大器电路，根据调制电信号的时间相关参数以第一频率进行操作，用于生成第二电输出信号；以及，在第二操作模式中，针对第一放大器电路，响应于静态电流具有可变的第二幅度而生成第一电输出信号，针对控制电路，提供脉冲电信号作为输出控制信号，以及针对第二放大器电路，根据脉冲电信号的时间相关参数以第二频率进行操作，用于生成第二电输出信号。
根据实施例，提供了一种功率放大器。功率放大器可以包括：如本文所述的电源调制器；以及电负载，电耦接到电源调制器，其中，电源调制器被配置为接收输入信号，以及还被配置为：跟踪输入信号的包络，用于生成用于驱动电负载的第一电输出信号和第二电输出信号。
根据实施例，提供了一种用于控制电源调制器的方法。该方法可以包括：借助于电源调制器的第一放大器电路，生成用于驱动电负载的第一电输出信号；借助于电源调制器的控制电路，基于第一电输出信号生成脉冲电信号；借助于电源调制器的第二放大器电路，生成用于驱动电负载的第二电输出信号；以及基于脉冲电信号并且借助于控制电路，供应用于控制第二电输出信号的生成的输出控制信号，其中，在第一操作模式中，该方法包括：响应于第一放大器电路的静态电流具有固定的第一幅度而生成第一电输出信号；借助于控制电路，根据时钟信号对脉冲电信号进行采样，以生成调制电信号作为输出控制信号；以及根据调制电信号的时间相关参数以第一频率操作第二放大器电路，用于生成第二电输出信号；其中，在第二操作模式中，该方法包括：响应于静态电流具有可变的第二幅度而生成第一电输出信号；借助于控制电路，提供脉冲电信号作为输出控制信号；以及根据脉冲电信号的时间相关参数以第二频率操作第二放大器电路，用于生成第二电输出信号。
根据实施例，提供了一种用于控制功率放大器的方法。该方法可以包括：借助于功率放大器的电源调制器来接收输入信号，其中，电源调制器为如本文所述的电源调制器，以及跟踪输入信号的包络，用于生成用于驱动功率放大器的电负载的第一电输出信号和第二电输出信号。
附图说明
在附图中，相同的附图标记在不同的视图中通常表示相同的组件。附图不一定是按比例的，相反，重点通常放在说明本发明的原理上。在以下描述中，参考以下附图描述本发明的各种实施例，其中：
图1A示出具有混合电源调制器和RF PA(射频功率放大器)的现有技术ET PA(包络跟踪功率放大器)的框图，而图1B示出说明现有技术的ET PA和RF PA中的功率耗散的比较的曲线图。
图2示出具有ET PA(包络跟踪功率放大器)的现有技术RF(射频)系统的框图。
图3A示出对于各种输入频率的切换频率和功率效率的曲线图，而图3B示出在三个不同切换频率处的仿真的功率效率的曲线图。
图4示出对于各种滞后电流IHYS的功率效率和iAB(pp)的曲线图。
图5A示出根据各种实施例的电源调制器的示意性框图。
图5B示出根据各种实施例的功率放大器的示意性框图。
图5C示出根据各种实施例的用于控制电源调制器的方法的流程图。
图5D示出根据各种实施例的用于控制功率放大器的方法的流程图。
图6示出根据各种实施例的电源调制器的示意图。
图7A和7B分别示出从1.4MHz LTE和20MHz LTE信号中提取的包络信号的概率密度函数(PDF)和功率谱密度(PSD)。
图7C、7D和7E分别示出电源调制器的电流波形图，其中该电源调制器跟踪具有异步∑-Δ控制的20MHz LTE包络信号、具有同步∑-Δ控制的1.4MHz LTE包络信号(fCLK＝20MHz)以及具有异步∑-Δ控制的1.4MHz LTE包络信号。
图8A示出图6的偏置电流控制块的示意图，而图8B示出对应的操作。
图9A示出在偏置条件IB下的静态电流(IQ)的仿真的结果的曲线图，图9B示出在各种IQ情况下的最大输出电流(Imax)和增益-带宽积(GBW)的仿真的结果的曲线图，而图9C示出在各种IQ情况下的相位裕度(PM)和增益裕度(GM)的仿真的结果的曲线图。
图10示出所制造的模具的显微照片。
图11A和11B分别示出D类放大器在vDD_PA＝1.8V异步模式和同步模式下的输出波形。
图12A和12B分别示出在异步和同步模式下电源调制器的切换频率和静态功率效率的测量结果的曲线图。
图13示出对于vDD_PA＝1.8V的所测量的切换噪声的曲线图。
图14A示出跟踪40MHz LTE包络信号的电源调制器的瞬态响应的测量结果的曲线图。图14B示出跟踪40MHz LTE的电源调制器对于各种输出功率的功率效率的测量结果的曲线图。图14C示出将电源调制器的动态效率与已知设计进行比较的曲线图。
图15示出在27dBm RF PA输出功率下对于20MHz LTE信号的所测量的RF PA输出频谱。
图16示出ET PA和独立RF PA的所测量的功率附加效率(PAE)与RF PA输出功率的关系。
具体实施例
以下详细描述参考附图，附图以说明的方式示出可以实践本发明的具体细节和实施例。这些实施例被足够详细地描述以使本领域技术人员能够实践本发明。可利用其它实施例，并且可在不脱离本发明的范围的情况下作出结构、逻辑和电改变。各种实施例不一定是相互排斥的，因为一些实施例可与一个或多个其它实施例组合以形成新的实施例。
在方法或设备中的一个的上下文中描述的实施例对于其他方法或设备类似地有效。类似地，在方法的上下文中描述的实施例对于设备类似地有效，反之亦然。
在实施例的上下文中描述的特征可以对应地适用于其它实施例中的相同或相似特征。在实施例的上下文中描述的特征可以对应地适用于其它实施例，即使在这些其它实施例中没有明确地描述。另外，在实施例的上下文中针对特征描述的添加和/或组合和/或替代可以相应地适用于其他实施例中的相同或相似特征。
在各种实施例的上下文中，短语“至少基本上”可以包括“精确地”和合理的变化。
在各种实施例的上下文中，应用于数值的术语“约”或“近似”包括精确值和合理方差。
如本文所使用的，术语“和/或”包括一个或多个相关联的所列项的任何和所有组合。
首先讨论已知的电源调制器的操作，随后是针对多标准应用的电源调制器的设计挑战。使用图1A的电源调制器181作为已知电源调制器的示例来提供讨论。根据输入信号、和由D类放大器184和AB类放大器183提供的电流的量，可以将电源调制器181的操作分成两种情况，现在将详细描述这两种情况。
情况1：低输入频率(窄带应用)
在这种情况下，输出信号vDD_PA的平均转换速率SRiO小于D类放大器184的转换速率SRiD(即，SRiO＜SRiD)，使得D类放大器184能够紧密地跟踪输出信号。另外，D类放大器184的切换频率fsw(nb)比输入频率fin高得多，fin是输入信号vENV的频率。因此，D类放大器184将大部分电流(包括DC和AC分量)提供给RF PA 182，并且AB类放大器183仅提供纹波电流(以消除由于D类放大器184的切换而引起的纹波)。在这种情况下，fsw(nb)由控制器185和D类放大器184中的纹波电流控制。具体地，控制器185感测D类放大器184中的纹波电流，并且当纹波电流大于预定值(即，滞后控制器185的滞后)，控制器185的输出从数字“0”变为数字“1”，或者反之亦然。切换频率的解析表达式可以表示为：
Figure BDA0002817565040000061
其中VDD是电源电压，vDD_PA是由电源调制器181提供的可变电压供应，IHYS是电源调制器181的滞后电流，以及LO是图1A中的输出电感器186。
图3A示出对于各种输入频率fin(具有1.8VDC和0.5Vpp)的平均切换频率和功率效率。为了完整，下面将进一步描述的情况2的切换频率和功率效率也在图3A中示出。可以看出，基于等式(1)的切换频率与从仿真获得的切换频率相似。从等式(1)可以看出，切换频率fsw(nb)受电源调制器181的设计参数(在这种情况下，IHYS＝6mA，VDD＝3.6V，LO＝4.7μH)和信号的转换速率SRiO的影响。当SRiO低时，切换频率几乎恒定，以及当SRiO增大时切换频率减小。当SRiO进一步增加时，D类放大器184不能跟踪输出信号，并且这导致D类放大器184的情况2(即，SRiO＞SRiD)；进一步参见下文。
对于最大功率效率的最佳切换频率fsw_op(nb)可以如下面的等式(2)限定。
Figure BDA0002817565040000071
其中Ceq是D类放大器184中的驱动器187和功率晶体管188a、188b的寄生电容。
等式(2)可以如下导出。在情况1中，电源调制器181的功率耗散Ploss可以分成两部分：来自D类放大器184的功率损耗Ploss_D、和来自AB类放大器183的功率损耗Ploss_AB。在等式(3)中表达的Ploss_D包括由于驱动器187和功率晶体管188a、188b的寄生电容(Ceq)和寄生电阻(Req)而引起的切换损耗和传导损耗。在等式(4)中表示的Ploss_AB包括由于静态电流IQ引起的静态功率、以及由于在D类放大器184中吸收纹波电流引起的功率损耗(iAB(pp)＝IHYS)。
Figure BDA0002817565040000072
Figure BDA0002817565040000073
其中RL表示RF负载，iO是电源调制器181的输出电流，其中iO＝iAB+iD。
通过将等式(1)代入等式(3)，可以如下导出Ploss：
Figure BDA0002817565040000074
最佳切换频率fsw_op(nb)可以通过取等式(5)的Ploss的导数导出并且使之等于零(即，
Figure BDA0002817565040000075
)，从而产生在等式(2)中限定的fsw_op(nb)。
为了验证等式(2)，图3B描绘在三个不同的切换频率下的仿真的功率效率。用于线条①和线条②的切换频率使用固定的IHYS(IHYS＝6mA和50mA，分别地)仿真；在低频(fin＜500kHz)下，用于线条①的切换频率为约25MHz，以及用于线条②的切换频率为约4MHz。线条③是从等式(2)导出的最佳切换频率，在fin＜500kHz时为约10MHz，并且在fin＝1.5MHz时降至约4MHz。如在图3B中还可以看出，与对应于最佳切换频率的线条③相关联的功率效率是最高的。
当切换频率被设计在最佳切换频率时，功率效率处于其最大值，当切换频率低于或高于最佳切换频率时，功率效率降低。这主要是由于D类放大器184的切换损耗和AB类放大器183中的功率耗散之间的折衷。换句话说，AB类放大器183中的功率耗散随着切换频率的降低(即，切换损耗的降低)而增加。这是因为AB类放大器183的输出电流iAB由控制器185的滞后电流IHYS限制(即，峰至峰电流iAB(pp)等于IHYS)，以消除由于D类放大器184的切换而引起的纹波电流，并且在IHYS和fsw(nb)之间存在如等式(1)中所表达的折衷。考虑到两种功率耗散机制，在等式(2)中表达的fsw_op(nb处达到最大功率效率。
从等式(2)可以看出，最佳切换频率取决于信号的转换速率SRiO。换句话说，针对不同的通信标准的最佳切换频率是不同的。然而，如已知的设计体现固定的IHYS，例如图3B中的线条①和线条②，经优化的功率效率仅能针对特定的输入信号达到，因此未针对其他输入信号优化。
情况2：高输入频率(宽带应用)
当输入频率高时(即，对于宽带应用)，输出信号vDD_PA的转换速率超过D类放大器184的转换速率(即，SRiO＞SRiD)。在这种情况下，输出信号的DC分量由D类放大器184提供，而AC分量由D类放大器184和AB类放大器183共同提供，这与前面的情况1不同。D类放大器184的切换频率fsw(wb)仅取决于输入信号vENV，并且其独立于滞后IHYS。这可以从图3A中分析地验证。
图4示出AB类放大器183中的峰至峰电流iAB(pp)、以及各种滞后电流IHYS的功率效率。对于图4，输入频率是2.5MHz(具有1.8VDC和0.5Vpp)。可以看出，当滞后电流IHYS增加时，AB类放大器183的电流负担增加，并且电源调制器181的功率效率降低。这是因为，在这种情况下，滞后导致D类放大器184中的相位滞后(延迟)。D类放大器184中的相位滞后随后导致AB类放大器183和D类放大器184之间的电流流动-这是为了补偿由于D类放大器184中的相位滞后而引起的输出信号vDD_PA中的失真。因此，AB类放大器183中的输出电流增加，从而降低了电源调制器181的总功率效率。简单地说，为了提高功率效率，在情况2中，电源调制器181的滞后应该是低的。滞后电流IHYS由已知的滞后比较器185的阈值电流±IT和电源调制器181的固有延迟所贡献。鉴于此，对于宽带应用，推荐IT＝0，并且固有延迟应当尽可能小。
如上所述，在已知的设计中，其中电源调制器的滞后IHYS是固定的，IHYS和fsw(nb)仅能针对单个的标准应用进行优化。毫无疑问，设计针对多标准应用或操作优化的电源调制器存在挑战。
对于窄带应用，切换频率应当被设计在其最佳切换频率(参见等式(2))，并且它是依赖于应用的。相反，对于宽带应用，滞后应该尽可能小，这与窄带应用的要求有些矛盾，因为小的滞后在窄带应用中转化为高的切换频率，导致高的切换损耗。作为相关的情况，在IHYS＝6mA(由于各种实施例的设计中的固有延迟而导致的最小滞后(例如，参见图6和下文进一步的对应的描述))的情况下，电源调制器达到针对宽带应用的最高功率效率(参见图4)。然而，由于其过高的切换频率(参见图3B中的线(1))，其功率效率在窄带应用中将折衷。简单地说，为了达到针对多标准应用的高功率效率，电源调制器的控制器应当针对每种应用进行不同的设计。这可以通过本文公开的针对各种实施例的设计和技术来解决。
各种实施例可提供针对多标准应用的超宽带宽且超高输出电源调制器。
各种实施例可以提供针对多标准应用的电源调制器。
各种实施例可以提供一种电源调制器以解决现有技术的一个或多个上述限制。可以对电源调制器的操作进行自调整，使得可以针对多标准应用优化电源调制器的功率效率，同时具有宽带宽、足够的输出功率和低切换噪声。
各种实施例的电源调制器可采用具有双模式∑-Δ控制的混合电源调制器及自适应偏置AB类放大器以根据通信标准自动调整电源调制器的操作模式。双模式∑-Δ控制使得两种操作模式能够改善电源调制器的功率效率——用于窄带应用的同步∑-Δ模式和用于宽带应用的异步∑-Δ模式。对于窄带应用(参见下表1)，电源调制器在同步∑-Δ模式中操作，其中D类放大器的切换频率可由时钟信号降低并控制——目的是在跟踪窄带包络信号时降低切换损耗。相反，对于宽带应用(参见下表1)，电源调制器在异步∑-Δ模式中操作，在异步∑-Δ模式中，可以通过电源调制器的固有传播延迟来最小化和控制控制器的滞后，这里的目的是减少在跟踪宽带包络信号时由于D类放大器的相位滞后而导致的功率损耗。各种实施例的AB类放大器可根据应用来调整偏置电流(因此，随后的静态电流)，以使AB类放大器的静态功率耗散最小化。在窄带应用期间，AB类放大器的所需输出电流可以是低的，并且可以使用固定的低静态电流。相反，在AB类放大器的输出电流可能很高的宽带应用期间，可以使用高且可变的静态电流——当输出功率增加时静态电流增加，反之亦然。
表1：针对各种无线移动电信标准的操作
Figure BDA0002817565040000101
Figure BDA0002817565040000111
*3类功率的UE最大输出功率
各种实施例可以涉及一个或多个电源调制器。电源调制器可以包括两个放大器，例如，AB类放大器和D类放大器。AB类放大器可耦接到D类放大器。AB类放大器可耦接到偏置电流控制块。偏置电流控制块可被配置为将输入电压(vENV)与多个预定的参考电压进行比较，并根据比较结果控制AB类放大器的操作。例如，可通过调整AB类放大器的偏置电流来控制AB类放大器的操作。因此，AB类放大器的静态电流可以相应地调整。D类放大器可耦接到双模式∑-Δ控制块。双模式∑-Δ控制块可被配置为接收来自AB类放大器的输出信号，将接收到的(输出)信号转换为数字信号(或脉冲信号)，以及根据数字信号控制D类放大器的切换频率。在各种实施例中，偏置电流控制块可与AB类放大器整体地形成，和/或所述双模式∑-Δ控制块可与D类放大器整体地形成。
对于窄带应用，电源调制器可以在同步∑-Δ模式下操作。AB类放大器的静态电流可以处于固定的低值，以及D类放大器的切换频率可以由时钟信号降低和控制。
对于宽带应用，电源调制器可以在异步∑-Δ模式下操作。AB类放大器的静态电流可以是高并且可变的，以及D类放大器的切换频率可以根据数字信号是可调整/可变的。
图5A示出根据各种实施例的电源调制器500的示意性框图。电源调制器500包括被配置为生成用于驱动电负载的第一电输出信号的第一放大器电路502、电耦接(如由线条508表示)到第一放大器电路502的控制电路504、以及电耦接(如由线条509表示)到控制电路504的第二放大器电路506，第二放大器电路506被配置为生成用于驱动电负载的第二电输出信号，其中控制电路504被配置为基于第一电输出信号生成脉冲电信号，以及还被配置为基于脉冲电信号向第二放大器电路506供应输出控制信号用于控制第二电输出信号的生成，其中电源调制器500被配置为在第一操作模式中，用于第一放大器电路502响应于第一放大器电路502的静态电流具有固定的第一幅度而生成第一电输出信号；用于控制电路504根据由控制电路504接收的时钟信号来对脉冲电信号进行采样，以生成调制电信号作为输出控制信号；以及用于第二放大器电路506生成第二电输出信号，以根据调制电信号的时间相关参数在第一频率下操作；以及在第二操作模式中，用于第一放大器电路502响应于静态电流具有可变的第二幅度而生成第一电输出信号；用于控制电路504提供脉冲电信号作为输出控制信号；以及用于第二放大器电路506生成第二电输出信号，以根据脉冲电信号的时间相关参数在第二频率下操作。
换句话说，可以提供电源调制器500。电源调制器500可以包括第一放大器电路502、控制电路504和第二放大器电路506。第一放大器电路502和第二放大器电路506和控制电路504可以(电)耦接到彼此。第一放大器电路502可以生成用于驱动电负载(例如，RF负载)的第一电输出信号(例如，电流)，而第二放大器电路506可以生成用于驱动电负载的第二电输出信号(例如，电流或电压)。控制电路504可以基于第一电输出信号生成脉冲电信号(例如，电压；vC)，以及还被配置为基于脉冲电信号向第二放大器电路506提供(电)输出控制信号(例如，电压；vC_CLK)用于控制第二电输出信号的生成。
电源调制器500可以在两种操作模式下操作。在第一操作模式中(例如，对于窄带应用，或者响应于电源调制器500接收窄带(输入)信号，或者响应于电源调制器500接收具有低频率的(输入)信号)，第一放大器电路502可以响应于第一放大器电路502的静态电流(例如，IQ)具有可以是固定的第一幅度而生成第一电输出信号，控制电路504可以根据由控制电路504接收的时钟信号(例如，vCLK)对脉冲电信号进行采样以生成调制电信号(例如，脉冲密度调制信号)作为输出控制信号，以及第二放大器电路506可以为了生成第二电输出信号而根据调制电信号的时间相关参数在第一(切换)频率下操作。第一电输出信号的幅度可以是可变的。第一电输出信号可以是由于第二放大器电路506的切换而产生的纹波电流。在第二操作模式中(例如，对于宽带应用，或者响应于电源调制器500接收宽带(输入)信号)，或者响应于电源调制器500接收具有高频的(输入)信号)，第一放大器电路502可以响应于静态电流具有可变的第二幅度而生成第一电输出信号，控制电路504可以提供脉冲电信号作为输出控制信号，以及第二放大器电路506可以为了生成第二电输出信号而根据脉冲电信号的时间相关参数在第二(切换)频率下操作。在两种操作模式中，静态电流可以由外部电源供应并且由第一放大器电路502接收。
因此，在各种实施例中，在第一操作模式中，第一(切换)频率可借助于时钟信号来控制，而在第二操作模式中，第二(切换)频率可根据脉冲电信号来调整/变化。作为在电源调制器500的操作中使用时钟信号的结果，可以降低第一(切换)频率。在第一操作模式中，与没有时钟信号或电源调制器500在异步(∑-Δ)模式中操作时的操作模式相比，可以降低第一频率。另外，与在操作中不使用时钟信号的已知设计相比，可以降低第一(切换)频率。作为非限制性示例，为了比较的目的，在第一操作模式中没有使用时钟信号的情况下，可以通过诸如磁滞比较器、电感器等的磁滞范围之类的若干参数来确定相关联的切换频率，并且针对切换频率的数学表达式可以如等式(1)所示。当使用或添加时钟信号时，切换频率被降低到时钟频率。
在各种实施例中，时钟信号被用于或被用于在第一操作模式中的电源调制器500的操作，而时钟信号不被用于或被采用于在第二操作模式中的电源调制器500的操作。
在各种实施例中，第一频率可以低于第二频率。在另外的实施例中，第一频率可以高于第二频率。作为非限制性示例，可以将电源调制器500设计为具有约25MHz的第一(切换)频率和从＜5MHz到约60MHz的第二(切换)频率。请同时参见图3A。
在各种实施例中，第二放大器电路506的切换频率可由于时钟信号而减小。例如，对于时钟信号，最大切换频率是时钟频率，而另一方面，如果不使用时钟信号，则最大切换频率较高。
在各种实施例中，可以根据通信标准或应用的带宽来选择时钟信号的时钟速率/采样频率fCLK。
与第一操作模式相比，在第二操作模式中可以最小化或减少控制电路504的滞后或与之相关联的滞后。在第二操作模式中，控制电路504的或与之相关联的滞后可以被最小化并且由电源调制器500的固有传播延迟来控制。这可能意味着仅电源调制器500的固有传播延迟对滞后有贡献，因此，该滞后被最小化。
在各种实施例中，控制电路504可以形成为第二放大器电路506的一部分。控制电路504可以与第二放大器电路506集成地形成。
在各种实施例中，第一放大器电路502可以包括一对输出功率晶体管，该一对输出功率晶体管(电)耦接到每个输出功率晶体管并且进一步电耦接到控制电路504。该一对输出功率晶体管可以是相反的导电类型。该一对输出功率晶体管可以包括P型FET(场效应晶体管)(例如，PMOS晶体管，即，P沟道MOSFET或P型FinFET，即，FinFET)、和N型FET(例如，NMOS晶体管，即，N沟道MOSFET、N型FinFET)。在另外的实施例中，该一对输出功率晶体管可以是相同的导电类型。
作为非限制性示例，第一放大器电路502可以包括或者可以是AB类放大器。第一电输出信号可以是电流iAB。
作为非限制性示例，第二放大器电路506可以包括或者可以是D类放大器。第二电输出信号可以是电流iD或电压vD。
在各种实施例的上下文中，在电源调制器500可在两种操作模式下操作的情况下，控制电路504可以是双模式控制电路。
作为非限制性实例，控制电路504可以包括或可为∑-Δ控制电路(或∑-Δ控制块)。在第一操作模式中，控制电路504可以在同步模式(例如，同步∑-Δ模式)中操作，其中在电源调制器500的操作中可以使用时钟信号。在第二操作模式中，控制电路504可以在异步模式(例如，异步∑-Δ模式)中操作，其中在电源调制器500的操作中不使用时钟信号。
在各种实施例的上下文中，第二操作模式中的第一电输出信号的幅度可高于第一操作模式中的第一电输出信号的幅度。
在各种实施例的上下文中，静态电流的第二幅度可以高于静态电流的第一幅度。第一操作模式中的静态电流可以低。第二操作模式中的静态电流可以高。
在各种实施例的上下文中，脉冲电信号可以包括对类似数字的电信号或数字信号的参考。
在各种实施例的上下文中，电信号的上下文中的时间相关参数可以包括对电信号的时间(例如，周期)或相关联的频率的参考。
在各种实施例的上下文中，在电负载的上下文中的术语“驱动”意味着将电信号供应给电负载。
在各种实施例中，电源调制器500还可以包括电流控制器电路，其中，在第二操作模式中，电流控制器电路可以被配置为接收(电)输入信号(例如，输入电压)，将输入信号的幅度与多个参考幅度电平(例如，参考电压或参考电压电平)进行比较，并且根据与多个参考幅度电平的比较的结果来调整用于第一放大器电路502的至少一个偏置电流的幅度，以及电源调制器500可以被配置为用于第一放大器电路502响应于静态电流和至少一个偏置电流来生成第一电输出信号。多个参考幅度电平中的至少一些可以彼此不同。在第二操作模式中，电流控制器电路可以被启用或处于“ON(接通)”状态。在第一操作模式中，电流控制器电路可以被禁用或处于“OFF(关断)”状态。电流控制器电路可以指偏置电流控制块。
电流控制器电路可以电耦接到第一放大器电路502。电流控制器电路可以形成在第一放大器电路502的外部。电流控制器电路可以形成为第一放大器电路502的一部分。电流控制器电路可以与第一放大器电路502集成地形成。
电流控制器电路可以包括多个比较器和多个开关，其中多个开关中的每个开关可以与多个比较器中的相应比较器相关联，其中，为了调整至少一个偏置电流的幅度，对于多个比较器中的每个比较器，比较器可以被配置为将输入信号的幅度与多个参考幅度电平中的相应参考幅度电平进行比较，并且与比较器相关联的开关可以被配置为根据对应于比较器的比较的结果而处于两个状态中的一个。
在各种实施例中，第一放大器电路502可以包括彼此电耦接的第一电路(或输入电路)、第二电路(或中间电路)和第三电路(或输出电路)，其中第一电路可被配置为接收输入信号，并且还被配置为将增益提供到输入信号用于生成第一电输出信号，以及其中第二电路可被配置为基于至少一个偏置电流将一或多个偏置电压提供到第三电路以控制第三电路用于生成第一电输出信号。
第一电路(或第一级电路)可以是高增益级并且可以放大输入信号。第二电路(或中间级电路)可以向第三电路(或输出级电路)提供一个或多个偏置电压，第三电路(或输出级电路)进而可以向电负载提供第一电输出信号。第二电路可以电耦接到电流控制器电路。第三电路可以包括上述一对输出功率晶体管。在各种实施例中，偏置电流以及因此一个或多个偏置电压可以根据输入信号(例如，输入电压)而变化并且通过电流控制器电路来控制。
在各种实施例中，第一电路的增益以及因此第一放大器电路502的增益和电源调制器500的增益通常可以是1。如果第一电路的增益以及因此第一放大器电路502和电源调制器500的增益不是1，例如＞1，则电源调制器500可以被建模为具有增益的前置放大器和单位增益电源调制器。因此，对于电源调制器500的相同输出信号，第一电输出信号可以独立于电源调制器500的增益。
在各种实施例中，控制电路504可以包括被配置为基于第一电输出信号生成脉冲电信号的比较器。该比较器可以电耦接到第一放大器电路502。比较器可以没有滞后或具有最小滞后。该比较器可以包括或者可以是电流比较器或电压比较器。
在各种实施例中，控制电路504可以包括采样电路，其中电源调制器500可以被配置为在第一操作模式中，用于采样电路根据时钟信号对脉冲电信号进行采样以生成调制电信号作为输出控制信号，以及在第二操作模式中，用于采样电路通过脉冲电信号作为输出控制信号。时钟信号可以由采样电路接收。在第一操作模式中，采样电路可以被启用或处于“ON”状态。在第二操作模式中，采样电路可以被禁用或处于“OFF”状态。
在各种实施例中，采样电路可以电耦接到控制电路504的比较器。采样电路可以接收控制电路504的比较器的输出信号。
在各种实施例的上下文中，采样电路可以是或可以包括触发器电路(例如，D触发器DFF)。
在各种实施例中，控制电路504可以包括感测电路，其中感测电路可以被配置用于生成脉冲电信号，以基于第一电输出信号生成感测电信号，感测电信号具有可以相对于第一电输出信号的幅度由所限定的因子缩放的幅度。感测电路可以电耦接到第一放大器电路502。
在各种实施例的上下文中，感测电路可以包括一个或多个感测(电)元件或者可以使用一个或多个感测(电)元件来实现。作为非限制性示例，感测电路可以包括彼此(电)耦接的一对感测晶体管或者可以使用彼此(电)耦接的一对感测晶体管来实现。该一对感测晶体管可以至少基本上与第一放大器电路502的一对输出功率晶体管匹配。该一对感测晶体管可以是相反的导电类型。该一对感测晶体管可以包括P型FET(场效应晶体管)(例如，PMOS晶体管，即，P沟道MOSFET或P型FinFET，即，FinFET)，和N型FET(例如，NMOS晶体管，即，N沟道MOSFET、N型FinFET)。在另外的实施例中，该一对感测晶体管可以是相同的导电类型。作为另外的非限制性示例，感测电路可以包括电阻器或电阻器对，或者可以使用电阻器或电阻器对来实现。
在各种实施例中，第二放大器电路506可以包括彼此(电)耦接的一对晶体管，其中该一对晶体管被配置用于生成第二电输出信号。在一些实施例中，该一对晶体管可以是相反的导电类型。该一对晶体管可以限定反相器(电路)。该一对晶体管可以包括P型FET(场效应晶体管)(例如，PMOS晶体管，即，P沟道MOSFET或P型FinFET，即，FinFET)和N型FET(例如，NMOS晶体管，即，N沟道MOSFET、N型FinFET)。在另外的实施例中，该一对晶体管可以是彼此(电)耦接的相同的导电类型，例如两个n型晶体管。
第二放大器电路506还可以包括电耦接到一对晶体管的子电路，其中该子电路可以被配置为向由控制电路504供应的输出控制信号引入传播延迟，以生成到该一对晶体管的相应电信号，用于生成第二电输出信号，该相应电信号在时间上至少基本上不重叠(即，相对于时间不重叠)。该子电路可以包括被配置为引入传播延迟的一个或多个延迟电路。该子电路可以包括反馈电路径。该子电路可以通过最小化击穿电流来帮助最小化或防止击穿。击穿是指短路状态，例如，当该一对晶体管中的两个晶体管同时接通(或启用，或导通)时，可能发生该短路状态。
在各种实施例中，电源调制器500还可以包括电感器LO，以降低第二放大器电路506的切换噪声。电感器可以电耦接到第二放大器电路506。电感器可以形成在第二放大器电路506的外部。电感器可以形成为第二放大器电路506的一部分。电感器可以与第二放大器电路506集成地形成。
电感器还可影响第二放大器电路506的转换速率以及第一操作模式与第二操作模式之间的转变。这可以意味着电感器可以被配置用于控制第二放大器电路506的转换速率，用于确定电源调制器在第一操作模式和第二操作模式之间转变的转变频率。另外，应当理解的是，转换速率和转变也可以受一个或多个其他参数影响，包括第一放大器电路502的设计和/或第二放大器电路506的设计。
图5B示出根据各种实施例的功率放大器510的示意性框图。功率放大器510包括电源调制器500和电负载512(例如RF负载)，该电负载电耦接(如线条514所示)到电源调制器500，其中电源调制器500被配置为接收输入(电)信号(例如电压)，并且还被配置为跟踪输入信号的包络用于生成用于驱动电负载512的第一电输出信号和第二电输出信号。应当理解的是，在电源调制器500的上下文中的描述可以对应地适用于功率放大器510。
图5C示出根据各种实施例的说明用于控制电源调制器的方法的流程图530。
在532，借助于电源调制器的第一放大器电路生成第一电输出信号，用于驱动电负载。
在534，基于第一电输出信号，借助于电源调制器的控制电路生成脉冲电信号。
在536，借助于电源调制器的第二放大器电路生成第二电输出信号，用于驱动电负载。
在538，基于脉冲电信号并借助于控制电路来供应输出控制信号，用于控制第二电输出信号的生成。
在第一操作模式中，在532a，响应于第一放大器电路的静态电流具有固定的第一幅度而生成第一电输出信号，在544a，根据时钟信号(由控制电路接收)，借助于控制电路对脉冲电信号进行采样以生成调制电信号作为输出控制信号，以及在546a，根据调制电信号的时间相关参数在第一频率下操作第二放大器电路用于生成第二电输出信号。
在第二操作模式中，在532b，响应于静态电流具有可变的第二幅度而生成第一电输出信号，在544b，借助于控制电路提供脉冲电信号作为输出控制信号，以及在546b，根据脉冲电信号的时间相关参数在第二频率下操作第二放大器电路用于生成第二电输出信号。
在各种实施例中，第一频率可以低于第二频率。
在各种实施例中，在第二操作模式中，在542b，该方法可以包括：(借助于电源调制器的电流控制器电路)接收输入信号，将输入信号的幅度与多个参考幅度电平进行比较，以及根据与多个参考幅度电平的比较的结果来调整用于第一放大器电路的至少一个偏置电流的幅度，其中生成第一电输出信号可以包括响应于静态电流和至少一个偏置电流来生成第一电输出信号。
在各种实施例中，在534，可以基于第一电输出信号生成感测电信号用于生成脉冲电信号，感测电信号具有可以相对于第一电输出信号的幅度由所限定的因子缩放的幅度。
该方法还可以包括借助于第二放大器电路将传播延迟引入到输出控制信号以生成相应电信号到第二放大器电路的一对晶体管用于生成第二电输出信号，该一对晶体管彼此耦接，并且相应电信号在时间上至少基本上不重叠。
该方法还可以包括控制(例如，至少借助于电感器)第二放大器电路的转换速率，用于确定电源调制器在第一操作模式和第二操作模式之间转变的转变频率。
该方法还可以包括借助于电感器来降低第二放大器电路的切换噪声。
应当理解的是，在电源调制器500的上下文中的描述可以对应地适用于在流程图530的上下文中描述的用于控制电源调制器的方法，反之亦然。
图5D示出根据各种实施例的用于控制功率放大器的方法的流程图520。功率放大器可以是图5B的功率放大器510。
在522，借助于功率放大器的电源调制器接收输入信号，其中电源调制器如本文所述，例如电源调制器500(图5A)。
在524，跟踪输入信号的包络用于生成用于驱动功率放大器的电负载的第一电输出信号和第二电输出信号。
应当理解的是，在电源调制器500的上下文中的描述可以对应地适用于在流程图520的上下文中描述的用于控制功率放大器的方法。
现在将更详细地描述各种实施例的电源调制器的设计和操作。为了解决上述针对多标准应用的设计挑战，电源调制器可以包括双模∑-Δ控制和自适应偏置AB类放大器。
系统架构
图6示出根据各种实施例的电源调制器600的示意图。电源调制器600可以包括双模式∑-Δ控制604、具有自适应偏置电流的AB类放大器602以及包括抗击穿驱动器650和输出电感器LO的高效D类放大器606。控制块604中的感测晶体管MPS及MNS可以被设计为匹配AB类放大器602的输出功率晶体管MPA及MNA。通过这种方式，控制块604中的感测电流iSEN可以是AB类放大器602的电流iAB的比例为k的经缩放的版本(即iSEN＝1/k*iAB)。双模式∑-Δ控制604中的比较器652可以由电压比较器或电流比较器来实现。使用电压比较器作为非限制性示例，iSEN由跨比较器652的输入端子连接的电阻器RSEN转化为电压vSEN。通过感测vSEN的幅度和极性，控制块604中的比较器652可以生成类似数字的信号(或脉冲信号)vC，其可以在电源轨电压VDD和地之间切换。信号vC可以被提供给采样电路，例如D触发器(DFF)654，以及DFF 654的输出C_CLK可以经由抗击穿驱动器650控制D类放大器606的输出电压vD和输出电流iD，以防止大的击穿电流。负载电流iO是iAB和iD的和。iO表示输出电流，vDD_PA表示输出电压。在该架构中，大信号负反馈回路被有效地建立-当iAB为正时，D类放大器606“接通”(即，vD＝VDD和iD增加)以提供更多电流。相反，当iAB为负时，D类放大器606为“关断”(即，vD＝0并且iD减小)。
双模式∑-Δ控制
∑-Δ控制电路604可以包括一对感测晶体管MPS和MNS，它们彼此耦接，并且将感测电流iSEN提供给运算放大器(OP)656的反相输入。如可以理解，感测晶体管MPS是PMOS(p型金属氧化物半导体)晶体管，而另一个感测晶体管MNS是NMOS(n型金属氧化物半导体)晶体管。运算放大器656的反相输入(-)可以电耦接到电阻RSEN和比较器652的一个输入端子(+)，而运算放大器656的输出端可以电耦接到比较器652的另一个输入端子(-)。运算放大器656的非反相输入(+)可以电耦接到AB类放大器602。
DFF 654的D输入可以电耦接到比较器652的输出以接收类似数字的信号vC。时钟信号vCLK可以被提供给DFF 654的时钟输入。可以将启用信号CLK_EN提供给DFF 654。DFF654的Q输出可以电耦接到D类放大器606以供应输出信号vC_CLK。如图6所示，DFF 654可以由多个逻辑门G1-G8、多个PMOS晶体管M21-M22、以及多个NMOS晶体管M23-M24来限定。
对于窄带应用，DFF 654可以被启用(例如，CLK_EN＝0)，并且电源调制器600可以使用同步∑-Δ控制进行操作。在该模式中，DFF 654可以在时钟信号vCLK的上升沿对比较器输出vC进行采样，以及DFF 654的输出vC_CLK可以是脉冲密度调制信号。由有限时钟速率引起的D类放大器606的量化噪声可以主要由AB类放大器602并行地衰减。为了在宽范围的通信标准上获得高功率效率，可以根据通信标准的带宽来选择时钟速率/采样频率fCLK。这是为了实现经优化的切换频率(参见等式(2))；也参见上表1。例如，在fCLK＝20MHz的情况下，用于跟踪低频信号(例如GSM EDGE)的切换频率可以是约10MHz。与已知的滞后控制相比，同步∑-Δ控制可以实现针对多标准应用的更高的功率效率，而不损害硬件简单性。
对于宽带应用，电源调制器600可以通过禁用DFF654(例如，CLK_EN＝1)而使用异步∑-Δ控制进行操作，并且vC_CLK跟随vC。代替已知滞后控制中的滞后比较器，控制块604可以体现或包括没有滞后的简单比较器，即IT＝0。这是因为，如前所述，滞后可能不期望地在用于宽带应用的D类放大器606中生成延迟/相位滞后，从而降低功率效率。在本文公开的设计中，滞后可以是最小的，可以(仅)取决于电源调制器600的固有延迟。
为了说明电源调制器600的操作，应用从20MHz和1.4MHz LTE标准中提取的两个包络信号作为非限制性示例。前者用于说明宽带应用，后者用于说明窄带应用。包络信号的概率密度函数(PDF)和功率谱密度(PSD)分别在图7A和7B中描述。如图7A中可以观察到的，两个包络信号具有类似的PDF，并且在两种情况下的功率主要在DC到10kHz的频率范围内。
图7C示出用于跟踪20MHz LTE包络信号的电流波形。在这种情况下，电源调制器600在宽带模式下操作，即，DFF654被禁用并且采用异步∑-Δ控制。从图7C可以看出，切换频率可以与输入(输出)频率基本相同。图7D描述当跟踪1.4MHz LTE包络信号的窄带信号时，电源调制器600的波形。为了说明同步∑-Δ控制(DFF654被启用)的功效，图7E示出通过使用异步∑-Δ控制(DFF 654被禁用)的波形。可以看出，通过使用同步∑-Δ控制，电源调制器600的切换频率可以显著降低，从高约25MHz(图7E)到低约8MHz(图7D)，转化为从约79％到约82％的经改善的功率效率。
自适应偏置AB类放大器
为了在具有各种输出功率电平的宽范围的通信标准上改善电源调制器600的功率效率，可以提供具有自适应偏置电流的AB类放大器602。AB类放大器602可以包括恒定gm运算放大器658、偏置电流控制器电路(或电流控制器电路)660以及多个晶体管。偏置电流控制器电路660的输入可以电耦接到运算放大器658的非反相输入(+)，其可以接收信号，例如包络信号vENV。另外，可以将启用信号BC_EN提供给偏置电流控制器电路660。运算放大器658的反相输入(-)可以电耦接到运算放大器656的非反相输入(+)。多个晶体管可以彼此电耦接，并且可以电耦接到运算放大器658。多个晶体管可以包括多个PMOS晶体管M1-M4、M11-M12、MP1、MPA以及多个NMOS晶体管M5-M8、M13-M14、MN1、MNA。AB类放大器602可以提供输出电流iAB，用于驱动电负载，例如RF负载670。iAB可以反馈到运算放大器658的反相输入。
AB类放大器602可以是三级放大器。第一级(或第一电路)可以包括具有恒定gm技术的轨到轨输入级和折叠共源共栅放大器以达到稳定且相对高的开环增益，并且可由运算放大器658和晶体管M1-M8限定。中(或中间)级(或第二电路)可以包括两个源极跟随器，这两个源极跟随器被设计为作为缓冲器工作，并且可以由M11-M14、IA、IB、MP1和MN1来限定。偏置电流控制器电路660也可以形成中间级的部分。输出级(或第三电路)可以包括晶体管MPA和MNA。第一级可以提供高增益，中间级可以向输出级提供偏置电压，使得输出级可以在AB类模式下操作。在各种实施例中，轨到轨输出摆动的要求连同高的最大输出电流对静态电流比可规定互补AB类共源输出级的使用。
偏置电流控制块660可以分别控制晶体管M12、M14的偏置电流IA、IB。IA和IB通常是独立的，尽管它们可以相同但不一定相同。然而，由于IA和IB都由偏置电流控制块660控制，当IB增加时，IA也增加，反之亦然。
图8A中描绘偏置电流控制块660的框图作为非限制性实例。虽然图8A中示出具有电路661的偏置电流控制块660用于控制IB，但是应当理解的是，在各种实施例中，图8A中所示的电路661可以用于控制IA和IB(即，IA和IB可以共享相同的控制电路661)。在另外的实施例中，偏置电流控制块660可以包括多个子电路，一个子电路用于控制IA，另一子电路用于控制IB，每个子电路至少基本上类似于电路661。在另外的实施例中，可以为偏置电流控制块660设计其它合适的控制电路和/或子电路，用于控制IA和/或IB。应当理解的是，为了在图8A的上下文中进行描述，对偏置电流IB的引用可以包括对IA的引用，或者包括对IA和IB两者的引用，这取决于偏置电流控制块660的设计。
电路661可以包括多个比较器，作为非限制性示例，该多个比较器可以包括四个比较器662a、662b、662c、662d。偏置电流控制器电路660以及因此电路661可接收信号vENV。可以获得相应的DC分量vENV_DC，然后经由比较器662a、662b、662c、662d将其与多个参考电压Vref1、Vref2、Vref3、Vref4进行比较，这些参考电压可以从电源轨电压VDD导出。可提供对应的数量的逻辑门G31-G34以接收来自对应的比较器662A、662b、662c、662d的相应输出IN1-IN4以及启用信号BC_EN作为输入。可以提供对应的数量的开关SW1-SW4，其中来自逻辑门G31-G34的相应输出可用于控制开关SW1-SW的操作。电路661还可以包括多个NMOS晶体管M30-M35，其中开关SW1-SW可与相应的晶体管M31-M34相关联，用于向晶体管M31-M34供应偏置电流IB。图8B示出电路661的对应的操作。
在各种实施例中，开关SW1-SW4可使用NMOS或PMOS晶体管来实现。在图8B中，“接通”状态意味着晶体管工作在欧姆区并且它们的阻抗非常低，而“关断”状态意味着晶体管工作在截止区并且它们的阻抗高。
参考图6并使用电路661作为用于IB的非限制性实例，控制块660的“OUT(输出)”端子表示控制开关SW1-SW4的多个控制信号。偏置电流IB是晶体管M30中的电流和晶体管M31-M34中的电流在其对应的开关闭合(即，“ON”状态)时的和。例如，如果开关SW1和SW2被闭合而开关SW3和SW4被打开(即，“OFF”状态)，则IB是晶体管M30，M31和M32中的总电流。开关SW1-SW4可以使用NMOS晶体管来实现(其它实施方式也是可能的)。如果NMOS晶体管用作开关，则控制信号(即，逻辑门G31-G34的输出信号)为1以接通(闭合)对应的开关SW1-SW，并且控制信号为0以闭合(打开)对应的开关。
控制块660的操作方式是根据带宽和输出信号vDD_PA的输出功率来调整偏置电流IB。以这种方式，AB类放大器602的静态电流IQ可以根据输入信号vENV而变化，从而提供足够的驱动能力，同时具有最小的静态功率损耗。IQ可以由IB控制，IB又可以由输入信号vENV控制。图8B示出vENV、IB和IQ之间的关系。应当理解的是，类似的描述可以适用于IA，或者IA和IB的组合。
在窄带应用中(参见表1)，偏置电流控制块660可以被禁用(例如，BC_EN＝1)，并且IQ可以被固定为8.2mA。这是因为在窄带应用中，AB类放大器602可以用于仅提供纹波电流，并且所需的纹波电流的量通常较小。相反，在宽带应用中，AB类放大器602所需的电流可能更高，并且很大程度上与电源调制器600的输出功率成比例。这是因为AB类放大器602可能需要提供纹波电流和输出信号vDD_PA的AC分量。在这种情况下，偏置电流控制块660可以被启用(例如，BC_EN＝0)，并且AB类放大器602的静态电流IQ可以是或可以应当是高并且基于输出信号的输出功率是可调整的。在本文所公开的设计中，可通过输出信号的DC电压vENV_DC与参考电压Vref1、Vref2、Vref3、和Vref4之间的比较来确定IQ，如图8A中所示。IQ的范围可以从约8.2mA到约28.2mA，以满足各种通信标准。IQ是由轨到轨输入级(第一级)、两个源极跟随器(中间级)和互补AB类共源输出级汲取的总电流。具体地，参考图6，IQ包括I1-I5、IA、IB以及由于偏置电流控制块660产生的电流。
输出级中的大功率晶体管MPA和MNA可以被设计为具有低开环输出阻抗，并且提供足够的电流用于跟踪宽带应用。在各种实施例的设计中，用于第一级的偏置电流可与中间级分离。通过控制中间级中的偏置电流，即，可以调节浮动电压源MP1、MN1的IA、IB、VGS。如果IA和IB增加，则MP1、MN1的VGS增加，因此用于MPA和MNA的随后静态电流减小。以这种方式，可以自适应地控制用于功率晶体管MPA和MNA的静态电流。由于PMOS晶体管的尺寸可设计为～2×NMOS晶体管的尺寸，以维持相同的上升时间与下降时间，因此用于PMOS晶体管的偏压电流IA可设计为2×用于NMOS晶体管的偏压电流IB。IB、IQ和带宽之间的关系如图9A到9C所示。图9A描述具有各种偏压条件IB的IQ。通过将偏置电流IB从约100μA增加到约500μA，静态电流IQ可以减少约3.5倍，从约28.2mA减小到约8.2mA。图9B中示出具有各种静态电流IQ的AB类放大器602的最大输出电流Imax和增益-带宽乘积(GBW)。图9C中示出相位裕度(PM)和增益裕度(GM)以说明稳定性。可以看出，AB类放大器602可以在整个静态电流范围内保持宽带宽(约200MHz)和良好的稳定性。在IQ＝28.2mA的情况下，AB类放大器602可以驱动高达约300mA。如可以理解的，偏置电流IB影响静态电流IQ，并因此影响AB类放大器602的带宽。具体地，更小的IB导致高带宽，但以更高的IQ为代价(即，更高的功率耗散)。晶体管MPA和MNA(图6)中的电流可为IQ中的主要分量。当IA(IB)增加时，MPA(MNA)中的电流降低。结果，增加IA和/或IB可以导致IQ降低。还参见图8B，IB和IQ之间的关系。
D类放大器
D类放大器606可电耦接到∑-Δ控制电路604。D类放大器606可以包括多个逻辑门G11-G15、G18、延迟电路或块G16-G17，、以及一对PMOS晶体管MPD和NMOS晶体管MND。逻辑门G11-G15、G18和延迟电路G16-G17可以限定抗击穿驱动器650。该一对晶体管MPD、MND可以彼此耦接并且电耦接到抗击穿驱动器650。输出功率晶体管MPD和MND可采用CMOS反相器拓扑。MPD和MND被设计为以低切换损耗和传导损耗为特征，以达到高功率效率。为了防止大的击穿电流，抗击穿驱动器650被包括在D类放大器606中，这可以贡献约4ns的死区时间。通过将两个信号(即，G14和G15的输出信号)反馈到G12和G13，抗击穿驱动器650可以在晶体管MPD和MND的栅极生成两个非重叠信号，因此防止了晶体管MPD和MND中的大的抗击穿电流。
D类放大器606可提供输出电压vD(和相关联的电流iD)用于驱动负载670。电流iO是iAB和iD的和。
可以提供输出电感器LO，其影响D类放大器606的转换速率SRiD，并且确定两种情况之间的转变频率(参见图3A)，即窄带应用和宽带应用之间的转变。小的LO增加SRiD，但是以增加的切换噪声为代价。另外，LO的寄生电阻可能促成来自电感器的功率损耗，其中具有较高电感的电感器通常具有较大(较差)的寄生电阻。考虑到上述折衷，优选地，可以选择约4.7μH的电感值，以优化电源调制器600的性能。
静态电流IQ的改变可能不会直接影响∑-Δ控制电路604和/或D类放大器606的操作。然而，如本文所述，增加IQ可以增加电源调制器600的总带宽，但是以增加的功率耗散为代价。
现在将通过以下非限制性实施例描述测量结果。
图10示出所制造的管芯的显微照片1070，其示出使用180nm CMOS工艺制造的电源调制器。电源调制器包括AB类放大器(位于虚线框1072内)、双模式控制(位于虚线框1074内)和D类放大器(位于虚线框1076内)。IC(集成电路)的总面积为2.25mm2，并且被封装在4mm×4mm QFN(四方扁平无引线)封装中。输出电感器LO为约4.7μH，以及电源调制器输出处的去耦电容为约100pF。电源电压为VDD＝3.6V。约4Ω的电阻负载用于测量-这是用于使电源调制器的性能合格并量化的典型负载。除非另有说明，否则用于同步∑-Δ模式的时钟频率为约20MHz。
图11A和11B分别示出异步模式和同步模式下的D类放大器在vDD_PA＝1.8V的输出波形vD，说明用于宽带应用(异步∑-Δ模式)和用于窄带应用(同步∑-Δ模式)的vD。两种情况的输入都是DC输入，并且vENV＝1.8V(0.8W输出功率)。对于宽带应用(图11A)，DFF(例如654；图6)被禁用并且切换频率是高25MHz-这是电源调制器的最大切换频率。对于窄带应用(图11B)，DFF(例如654；图6)被启用，并且切换频率取决于时钟频率。在这种情况下，切换频率为约10MHz(fCLK＝20MHz)。
图12A和12B示出分别具有异步和同步模式的各种实施例的电源调制器的切换频率和静态功率效率的测量结果的曲线图，示出用于窄带(同步∑-Δ模式)和宽带(异步∑-Δ模式)应用的平均切换频率和静态功率效率。在图12A中可以看出，用于窄带应用(同步模式)的切换频率是4×较低的值，转化为功率效率中的值得的约6％的改善(参见图12B)。另外，对于窄带和宽带应用，切换频率在约0.8W的输出功率(即vDD_PA＝1.8V)处最大，并且当输出功率增加或减小时减小。这可以类似于当输出处于半VDD(或AC接地)时其切换频率为最大的∑-Δ转换器和∑-ΔD类放大器的情况。
图13示出针对vDD_PA＝1.8V的所测量的切换噪声的曲线图，说明在同步模式(fCLK＝20MHz)下在vDD_PA＝1.8V处的电源调制器的纹波噪声的所测量的波形。切换噪声为约18mVpp，其等于约5mVrms。在下面的表2中，功率效率和切换噪声是相对于已知的电源调制器的基准。
图14A和14B示出针对40MHz LTE包络信号的各种实施例的电源调制器的性能。图14A示出跟踪40MHz LTE包络信号的各种实施例的电源调制器的瞬态响应的测量结果的曲线图，其说明输入信号的波形，以及跟踪从40MHz LTE RF信号提取的包络信号的电源调制器的时域响应(约2.6Vrms和约1Vpp)。如可以看出，电源调制器能够非常紧密地跟随包络信号。图14B示出针对各种输出功率电平跟踪40MHz LTE的各种实施例的电源调制器的功率效率的测量结果的图。电源调制器能够以约85％的最大效率提供约1.8W的最大功率(对于最大静态电流IB是100μA)。通过根据包络信号的输出功率来自动调整AB类放大器的静态电流(参见图8A和8B)，对于从约0.5W到约1.8W的宽范围的输出功率，功率效率保持＞80％。
图14C示出将各种实施例的电源调制器的动态效率与已知设计进行比较的曲线图。在图14C中，括号中的数字是指下表2中所示的相同的参考标记。如图14C中可以观察到的，各种实施例的电源调制器广泛地改善了动态功率效率，并且能够提供约1.8W的最大输出功率。
为了确定体现各种实施例的电源调制器和商用RF PA的ET PA的整体性能，将频带VIII、20MHz LTE(100RB，QPSK)RF信号及其所提取的包络信号应用于ET PA。
图15示出在27dBm RF PA输出功率下20MHz LTE信号的测量RF PA输出频谱，其满足20MHz LTE信号的频谱掩模。图16示出各种实施例的ET PA和独立RF PA的所测量的功率附加效率(PAE)与RF PA输出功率的对比。ET PA的所测量的总PAE为41.1％@28.5dBm-与独立PA相比功率效率显著改善11％。在3dB补偿附近，功率效率的改善甚至更显著，其中改善为约13％-与没有电源调制器的RF PA相比显著＞1.6倍改善。
各种实施例的电源调制器的测量在表2中被统一，并且对照已知设计进行基准测试。从表2可以看出，各种实施例的电源调制器具有以下特征：所有基准电源调制器的最高输出功率(2.5W)、最高静态功率效率(91％)和最高带宽(40MHz)。各种实施例的电源调制器还具有高动态功率效率(85％)和低切换噪声(18mVpp)的特征。另外，各种实施例的电源调制器也具有高补偿功率效率的特征，如图14C和表2所示。总之，各种实施例的电源调制器的性能是高度竞争的。
表2：各种实施例与已知电源调制器的比较
Figure BDA0002817565040000281
[1]J.Sankman，et.al.，IEEE Trans.on Power Electronics，卷31，817-826页，2016年。
[2]S.Sung et al.，IEEE Trans.on Power Electronics，卷31，8282-8292页，2016年。
[3]M.Tan，et.al.，IEEE J.of Solid-State Circuits，卷51，号2，533-542页，2016年2月。
[4]J.S.Paek et al.，IEEE J.of Solid-State Circuits，卷51，号11，2757-2768，页2016年11月。
[5]M.Tan，et.al.，IEEE J.of Solid-State Circuits，卷52，号2，569-578页，2017年2月。
[6]J.S.Paek et al.，IEEE ISSCC Dig.Tech.Papers，2016年，354-355页。
如上所述，各种实施例可以提供用于多标准应用的具有双模式∑-Δ控制的电源调制器。该电源调制器可以体现用于宽带应用的简单的比较器而不增加滞后，可以调节用于窄带应用的D类放大器的切换频率，并且可以根据包络信号的特性自调整AB类放大器的静态电流。同样如上所述，对于具有不同的输出功率电平的广泛应用，可以改善电源调制器的功率效率。当对照已知的电源调制器进行基准测试时，该电源调制器是有竞争力的设计。
各种实施例的电源调制器被设计并以180nm CMOS工艺一体成型地实现。在对所制造的IC进行测量的基础上，电源调制器的静态功率效率的特征有显著的6％的改善和约91％的峰值效率。当对照已知的电源调制器进行基准测试时，各种实施例的电源调制器的特征在于最高带宽(40MHz)，但在3.6V电源下具有高输出功率(2.5W)、高峰值效率(91％)、高输出电压摆动(3V)和低输出噪声(18mVpp)。为了跟踪40MHz LTE-A包络信号，所制造的电源调制器在1.8W输出功率下达到85％的高功率效率，并且在从0.5W到1.8W的宽输出功率范围内保持＞80％。具有用于跟踪20MHz LTE包络信号的所制造的电源调制器的ETPA在28.5dBm的峰值输出功率下达到41.4％的高功率效率，并且在3dB补偿处达到34.4％的高功率效率，这是相对于没有电源调制器的RF PA的显著的＞1.6倍改善。
尽管已经参照具体实施例具体示出和描述本发明，但是本领域技术人员应当理解的是，在不脱离由所附权利要求限定的本发明的精神和范围的情况下，可以在形式和细节上对其进行各种改变。因此，本发明的范围由所附权利要求书来表示，并且因此旨在包括落入权利要求书的等效方案的含义和范围内的所有改变。

Claims (18)

1.一种电源调制器，包括：
第一放大器电路，被配置为生成用于驱动电负载的第一电输出信号；
控制电路，电耦接到所述第一放大器电路；以及
第二放大器电路，电耦接到所述控制电路，所述第二放大器电路被配置为生成用于驱动所述电负载的第二电输出信号，
其中，所述控制电路被配置为基于所述第一电输出信号生成脉冲电信号，以及还被配置为基于所述脉冲电信号向所述第二放大器电路供应输出控制信号用于控制所述第二电输出信号的生成，
其中，所述电源调制器被配置为：
在第一操作模式中，
针对所述第一放大器电路，响应于所述第一放大器电路的静态电流具有固定的第一幅度而生成所述第一电输出信号，
针对所述控制电路，根据由所述控制电路接收的时钟信号来对所述脉冲电信号进行采样，以生成调制电信号作为所述输出控制信号，以及
针对所述第二放大器电路，根据所述调制电信号的时间相关参数以第一频率进行操作，用于生成所述第二电输出信号，以及
在第二操作模式中，
针对所述第一放大器电路，响应于所述静态电流具有可变的第二幅度而生成所述第一电输出信号，
针对所述控制电路，提供所述脉冲电信号作为所述输出控制信号，以及
针对所述第二放大器电路，根据所述脉冲电信号的时间相关参数以第二频率进行操作，用于生成所述第二电输出信号。
2.根据权利要求1所述的电源调制器，还包括：
电流控制器电路，
其中，在所述第二操作模式中，
所述电流控制器电路被配置为：
接收输入信号，
将所述输入信号的幅度与多个参考幅度电平进行比较，以及
根据与所述多个参考幅度电平的比较结果来调整所述第一放大器电路的至少一个偏置电流的幅度；以及
所述电源调制器被配置为针对所述第一放大器电路响应于所述静态电流和所述至少一个偏置电流而生成所述第一电输出信号。
3.根据权利要求2所述的电源调制器，其中，所述电流控制器电路包括：
多个比较器；以及
多个开关，其中，所述多个开关中的每个开关与所述多个比较器中的相应比较器相关联，
其中，为了调整所述至少一个偏置电流的幅度，针对所述多个比较器中的每个比较器，
比较器被配置为将所述输入信号的幅度与所述多个参考幅度电平中的相应参考幅度电平进行比较，以及
与所述比较器相关联的开关被配置为根据对应于所述比较器的比较结果而处于两个状态中的一个。
4.根据权利要求2或3所述的电源调制器，其中，所述第一放大器电路包括：
第一电路、第二电路和第三电路，所述第一电路、所述第二电路和所述第三电路彼此电耦接，
其中，所述第一电路被配置为接收所述输入信号，以及还被配置为向所述输入信号提供增益用于生成所述第一电输出信号，以及
其中，所述第二电路被配置为基于所述至少一个偏置电流而将一个或多个偏置电压提供给所述第三电路，以控制所述第三电路用于生成所述第一电输出信号。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的电源调制器，其中，所述控制电路包括比较器，所述比较器被配置为基于所述第一电输出信号生成所述脉冲电信号。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的电源调制器，
其中，所述控制电路包括采样电路，
其中，所述电源调制器被配置为：
在所述第一操作模式中，针对所述采样电路，根据所述时钟信号对所述脉冲电信号进行采样，以生成所述调制电信号作为所述输出控制信号，以及
在所述第二操作模式中，针对采样电路，使所述脉冲电信号穿过以作为所述输出控制信号。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的电源调制器，其中，所述控制电路包括：
感测电路，
其中，所述感测电路被配置为：基于所述第一电输出信号生成感测电信号，用于生成所述脉冲电信号，所述感测电信号具有相对于所述第一电输出信号的幅度由限定因子缩放的幅度。
8.根据权利要求1至7中任一项所述的电源调制器，其中，所述第二放大器电路包括：
一对晶体管，彼此耦接，
其中，所述一对晶体管被配置用于生成所述第二电输出信号。
9.根据权利要求8所述的电源调制器，其中，所述第二放大器电路还包括：
子电路，所述子电路电耦接到所述一对晶体管，
其中，所述子电路被配置为：将传播延迟引入到由所述控制电路供应的输出控制信号，以生成到所述一对晶体管的相应电信号，用于生成所述第二电输出信号，所述相应电信号在时间上至少基本上不重叠。
10.根据权利要求1至9中任一项所述的电源调制器，还包括：
电感器，降低所述第二放大器电路的切换噪声。
11.一种功率放大器，包括：
根据权利要求1至10中任一项所述的电源调制器；以及
电负载，电耦接到所述电源调制器，
其中，所述电源调制器被配置为接收输入信号，以及还被配置为：跟踪所述输入信号的包络，用于生成用于驱动所述电负载的第一电输出信号和第二电输出信号。
12.一种用于控制电源调制器的方法，包括：
借助于所述电源调制器的第一放大器电路，生成用于驱动电负载的第一电输出信号；
借助于所述电源调制器的控制电路，基于所述第一电输出信号生成脉冲电信号；
借助于所述电源调制器的第二放大器电路，生成用于驱动所述电负载的第二电输出信号；以及
基于所述脉冲电信号并且借助于所述控制电路，供应用于控制所述第二电输出信号的生成的输出控制信号，
其中，在第一操作模式中，所述方法包括：
响应于所述第一放大器电路的静态电流具有固定的第一幅度而生成所述第一电输出信号；
借助于所述控制电路，根据时钟信号对所述脉冲电信号进行采样，以生成调制电信号作为所述输出控制信号；以及
根据所述调制电信号的时间相关参数以第一频率操作所述第二放大器电路，用于生成所述第二电输出信号；
其中，在第二操作模式中，所述方法包括：
响应于所述静态电流具有可变的第二幅度而生成所述第一电输出信号；
借助于所述控制电路，提供所述脉冲电信号作为输出控制信号；以及
根据所述脉冲电信号的时间相关参数以第二频率操作所述第二放大器电路，用于生成所述第二电输出信号。
13.根据权利要求12所述的方法，
其中，在所述第二操作模式中，所述方法包括：
接收输入信号；
将所述输入信号的幅度与多个参考幅度电平进行比较；以及
根据与所述多个参考幅度电平的比较结果来调整所述第一放大器电路的至少一个偏置电流的幅度，
其中，生成所述第一电输出信号包括：响应于所述静态电流和所述至少一个偏置电流而生成所述第一电输出信号。
14.根据权利要求12或13所述的方法，
其中，生成所述脉冲电信号包括：基于所述第一电输出信号生成感测电信号，用于生成所述脉冲电信号，所述感测电信号具有相对于所述第一电输出信号的幅度由限定因子缩放的幅度。
15.根据权利要求12至14中任一项所述的方法，还包括：
借助于所述第二放大器电路，将传播延迟引入到所述输出控制信号以生成到所述第二放大器电路的一对晶体管的相应电信号，用于生成所述第二电输出信号，所述一对晶体管彼此耦接并且所述相应电信号在时间上至少基本上不重叠。
16.根据权利要求12至15中任一项所述的方法，还包括：
控制所述第二放大器电路的转换速率，用于确定用于所述电源调制器的转变频率，以在所述第一操作模式和所述第二操作模式之间转变。
17.根据权利要求12至16中任一项所述的方法，还包括：
借助于电感器来降低所述第二放大器电路的切换噪声。
18.一种用于控制功率放大器的方法，包括：
借助于所述功率放大器的电源调制器来接收输入信号，其中，所述电源调制器为根据权利要求1至10中任一项所述的电源调制器；以及
跟踪所述输入信号的包络，用于生成用于驱动所述功率放大器的电负载的第一电输出信号和第二电输出信号。
CN201980037512.6A 2018-06-07 2019-06-06 电源调制器、具有其的功率放大器和对应的控制方法 Active CN112236938B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
SG10201804846Y 2018-06-07
SG10201804846Y 2018-06-07
PCT/SG2019/050289 WO2019236009A1 (en) 2018-06-07 2019-06-06 Supply modulator, power amplifier having the same, method for controlling the same, and method for controlling the power amplifier

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN112236938A true CN112236938A (zh) 2021-01-15
CN112236938B CN112236938B (zh) 2022-03-08

Family

ID=68770093

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201980037512.6A Active CN112236938B (zh) 2018-06-07 2019-06-06 电源调制器、具有其的功率放大器和对应的控制方法

Country Status (3)

Country Link
US (1) US11218122B2 (zh)
CN (1) CN112236938B (zh)
WO (1) WO2019236009A1 (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN117459149A (zh) * 2023-12-19 2024-01-26 成都明夷电子科技有限公司 一种探测转换电路及高速光通信芯片用激光器的控制系统

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11552609B2 (en) * 2021-03-02 2023-01-10 Cirrus Logic, Inc. Amplifier circuitry
US11641188B1 (en) 2021-12-29 2023-05-02 International Business Machines Corporation Current-mode signal path of an integrated radio frequency pulse generator
US11757431B2 (en) 2021-12-29 2023-09-12 International Business Machines Corporation Current-mode signal path of an integrated radio frequency pulse generator

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20110273235A1 (en) * 2010-05-07 2011-11-10 Industrial Technology Research Institute Feedforward controlled envelope modulator and feedforward control circuit thereof
US20150236652A1 (en) * 2014-02-19 2015-08-20 Research & Business Foundation Sungkyunkwan University Multi mode bias modulator operating in envelope tracking mode or average power tracking mode and envelope tracking power amplifier using the same
CN108023478A (zh) * 2016-11-01 2018-05-11 三星电子株式会社 包括开关模式电源的电源调制器

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8698558B2 (en) * 2011-06-23 2014-04-15 Qualcomm Incorporated Low-voltage power-efficient envelope tracker
US9813088B2 (en) * 2015-07-31 2017-11-07 Washington State University Supply modulators with voltage and frequency partitioning
US10673385B2 (en) * 2017-11-08 2020-06-02 Mediatek Inc. Supply modulator, modulated power supply circuit, and associated control method

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20110273235A1 (en) * 2010-05-07 2011-11-10 Industrial Technology Research Institute Feedforward controlled envelope modulator and feedforward control circuit thereof
US20150236652A1 (en) * 2014-02-19 2015-08-20 Research & Business Foundation Sungkyunkwan University Multi mode bias modulator operating in envelope tracking mode or average power tracking mode and envelope tracking power amplifier using the same
CN108023478A (zh) * 2016-11-01 2018-05-11 三星电子株式会社 包括开关模式电源的电源调制器

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN117459149A (zh) * 2023-12-19 2024-01-26 成都明夷电子科技有限公司 一种探测转换电路及高速光通信芯片用激光器的控制系统
CN117459149B (zh) * 2023-12-19 2024-03-12 成都明夷电子科技有限公司 一种探测转换电路及高速光通信芯片用激光器的控制系统

Also Published As

Publication number Publication date
US11218122B2 (en) 2022-01-04
WO2019236009A1 (en) 2019-12-12
CN112236938B (zh) 2022-03-08
US20210250002A1 (en) 2021-08-12

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN112236938B (zh) 电源调制器、具有其的功率放大器和对应的控制方法
Hassan et al. A combined series-parallel hybrid envelope amplifier for envelope tracking mobile terminal RF power amplifier applications
Kwak et al. A 2 W CMOS hybrid switching amplitude modulator for EDGE polar transmitters
Kaymaksut et al. Dual-mode CMOS Doherty LTE power amplifier with symmetric hybrid transformer
Li et al. Design of high efficiency monolithic power amplifier with envelope-tracking and transistor resizing for broadband wireless applications
Shrestha et al. A wideband supply modulator for 20 MHz RF bandwidth polar PAs in 65 nm CMOS
He et al. A 2.5-W 40-MHz-bandwidth hybrid supply modulator with 91% peak efficiency, 3-V output swing, and 4-mV output ripple at 3.6-V supply
Hassan et al. High efficiency envelope tracking power amplifier with very low quiescent power for 20 MHz LTE
DK2622736T3 (en) Adjustment of working cycle to improve the efficiency of a digital RF PA
Jing et al. A high slew-rate adaptive biasing hybrid envelope tracking supply modulator for LTE applications
US20180287572A1 (en) Power source circuit
He et al. A 40 MHz bandwidth, 91% peak efficiency, 2.5 W output power supply modulator with dual-mode Sigma–Delta control and adaptive biasing amplifier for multistandard communications
Sira et al. A cascode modulated class-E power amplifier for wireless communications
Zavarei et al. Envelope-tracking common-drain CMOS power amplifier with a switching-only supply modulator for LTE applications
Diddi et al. Broadband digitally-controlled power amplifier based on CMOS/GaN combination
Jeon et al. A pulsed dynamic load modulation technique for high-efficiency linear transmitters
Oh et al. Dual-mode supply modulator IC with an adaptive quiescent current controller for its linear amplifier in LTE mobile power amplifier
US20180241351A1 (en) Linear amplifier having higher efficiency for envelope tracking modulator
KR102534476B1 (ko) 스위치드 드라이버를 위한 적응형 게이트 바이어스 방법 및 장치
El Mahalawy et al. An all-GaN differential driver for a 60 V GaN-based power amplifier with 1 GHz switching frequency
Qian et al. A 44.9% PAE digitally-assisted linear power amplifier in 40 nm CMOS
KR101890579B1 (ko) 위상변조 왜곡의 감소가 가능한 전력 증폭기
Bhardwaj et al. A linearity enhancement technique for envelope tracked cascode power amplifiers
CN114467261B (zh) 具有宽带乘积模式控制的极化调制发射机
US11277097B1 (en) Open-loop adaptive bias power amplifier

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant