KR101087689B1 - 삼각파 발생기를 이용한 고정된 도통시간을 갖는 ｐｆｍ 모드 제어기 - Google Patents

삼각파 발생기를 이용한 고정된 도통시간을 갖는 ｐｆｍ 모드 제어기 Download PDF

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Abstract

삼각파 발생기를 이용한 고정된 도통시간을 갖는 PFM 모드 제어기가 개시된다. 본 발명에 따른 삼각파 발생기를 이용한 고정된 도통시간을 갖는 PFM 모드 제어기는 PFM 모드용 고정된 도통시간 제어 신호를 발생하는 도통시간 발생부, 모드별 동작 제어를 수행하는 모드 동작 제어 스위치부, PFM 모드일 경우 상태를 결정하는 상태 신호를 출력하는 상태 제어부 및 PFM 모드일 경우 부하전류를 감지하는 부하전류 감지부를 포함한다. 본 발명에 따르면, 삼각파 발생회로의 전류원을 이용하여, 기존 제어 기법에 대비 정밀한 고정시간 도통 구현이 가능하고, PFM 동작과 PWM 동작 구분을 위한 정확한 부하전류 감지를 간단한 회로를 통해 보장된다는 이점이 있다.
PFM, PWM, 고효율, DC-DC 변환기

Description

삼각파 발생기를 이용한 고정된 도통시간을 갖는 ＰＦＭ 모드 제어기{Fixed on time PFM mode controller using Ramp Generator Circuit}
본 발명은 고정된 도통시간을 갖는 PFM 모드 제어기에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 삼각파 발생기를 이용하여 고정된 도통시간을 갖는 PFM 모드 제어기에 관한 것이다.
DC-DC 변환기는 입력측 DC 전압을 다른 DC 전압으로 출력시키는 DC 전압 변환기이다. DC-DC 변환기는 다양한 분야의 전자 기기들에서 사용되는 전압 공급 장치로 사용된다. DC-DC 변환기의 효율은 작업 능력과 밀접한 관계가 있으므로 DC-DC 변환기에서 효율은 가장 중요한 핵심요소 중 하나이다.
DC-DC 변환기의 피드백 제어 방식에는 PWM(펄스폭 변조: Pulse Width Modulation)과 PFM(펄스 주파수 변조: Pulse Frequency Modulation) 등의 방식이 알려져 있다.
PWM 방식으로 동작하는 DC-DC 변환기의 출력은 듀티 사이클(duty cycle)에 의해서 제어된다. 즉, 구형파의 듀티 사이클을 변조하여 출력 전압을 조정할 수 있 다. 출력 전압과 기준 전압을 연속적으로 비교하고 출력 전압이 실질적으로 일정하게 유지되도록 제어 신호의 듀티 사이클을 조정하는 제어루프 내의 아날로그 제어 회로가 이러한 변조를 수행한다.
PFM 방식으로 동작하는 DC-DC 변환기의 출력은 펄스폭이 일정하게 클럭의 주기를 변화시켜 일정하게 제어된다. 즉, PFM 방식은 부하 전류가 변화 되더라도 출력 전압이 일정하게 유지 될 수 있다.
고정된 기준 전압으로 일정한 출력 전압을 생성하는 종래의 DC-DC 변환기와 달리 최근에는 외부 전압과 같이 유동적인 전압을 기준 전압으로 부여하고, 이러한 기준 전압에 따라 출력 전압이 변하는 DC-DC 변환기가 요구되고 있다. 즉, 휴대 전화나 디지털 카메라 등 배터리 소모를 적게 한다는 점에서 기기 내의 소비 전력 절감의 중요도가 높아지고 있다고 할 수 있다.
부하에서 출력되는 전류가 적을 때는 PWM 방식보다 PFM 방식이 더 효율적이다. 즉, 기기가 동작할 때 부하에서 출력되는 전류에 따라 기준 전압으로 사용되는 외부 전압의 변동에 의해서 신호 대 잡음비가 좋은 PWM 방식과 작은 소비전력으로 저부하에 적합한 PFM 방식이 자동으로 전환하여 넓은 부하영역에 고른 효율을 위한 DC-DC 변환기가 필요하다.
본 발명은 삼각파 발생기를 이용한 고정된 도통시간을 갖는 PFM 모드 제어기 를 제공하는 것이다.
더 나아가 본 발명에 의한 삼각파 발생기를 이용한 고정된 도통시간을 갖는 PFM 모드 제어기를 통해서 넓은 부하영역에 고효율을 위한 PWM/PFM 이중 모드 DC-DC 벅 변환기를 제공하는 것이다.
PFM 모드용 고정된 도통시간 제어 신호를 발생하는 도통시간 발생부, 모드별 동작 제어를 수행하는 모드 동작 제어 스위치부, PFM 모드일 경우 상태를 결정하는 상태 신호를 출력하는 상태 제어부 및 PFM 모드일 경우 부하전류를 감지하는 부하전류 감지부를 포함하는 것을 특징으로 하는 삼각파 발생기를 이용한 고정된 도통시간을 갖는 PFM 모드 제어기가 제공된다.
고정된 도통시간 발생부는 PWM 모드 겸용이 될 수도 있다.
모드 동작 제어 스위치부에 의해서 PWM 모드와 PFM 모드가 전환 된다.
또한, 모드 동작 제어 스위치부에 의한 모드 동작 제어 신호는 플립플롭을 이용한 상태 제어기를 통해서 구현될 수 있다.
상태 제어부는 NS(Next state)신호를 입력 받아 상태 신호를 출력한다.
여기서 NS신호는 비교기들의 출력에 의해서 생성될 수 있다.
상태 신호는 상태_01, 상태_02, 상태_03인 총 3가지 상태로 전환시키는 신호가 될 수 있다. 여기서 상태_01 단계에서는 설계시 계획된 시간만큼 고정된 도통시간을 구현할 수 있다. 이때, 상태_01 단계는 Power_PMOS의 도통을 통한 배터리로부 터의 전류를 공급한다.
또한, 상태_02 단계는 Power_PMOS의 도통을 통해 인덕터의 유도기전력 전류를 공급하고 상태_03 단계는 상태_01 및 상태_02 단계에서 충전된 커패시터의 방전을 통한 전류 공급이 이루어 진다.
부하전류 감지부는 벅 변환기의 설계에 따라 달라지는 PWM 및 PFM 모드의 부하전류 값을 감지한다.
또한, 부하전류 감지부는 PFM 모드용 도통시간 발생부와 전류 노드를 공유 함으로서 안정적인 전류원이 구현될 수 있다.
삭제
삭제
삭제
또한, 부하전류 감지부의 부하전류 감지 값(
Figure 112011002278780-pat00006
)는 하기의 수식과 같이
Figure 112011002278780-pat00007
의 용량과 반비례 하고
Figure 112011002278780-pat00008
의 채널폭(Width)에 비례하는 전류의 조절에 의해서 구현될 수 있다.
[수식 2]
Figure 112011002278780-pat00009

여기서,
Figure 112011002278780-pat00091
은 삼각파 구현을 위해 캐패시터에 전류를 공급하는 POMS와 전류 미러(Current Mirror)를 구성하는 PMOS인
Figure 112011002278780-pat00092
의 채널폭(Width)이고,
Figure 112011002278780-pat00093
는
Figure 112011002278780-pat00094
의 채널폭(Width)이고,
Figure 112011002278780-pat00095
는 PMOS인
Figure 112011002278780-pat00096
의 전류 값이고,
Figure 112011002278780-pat00097
은 상태_03단계의 지속시간이다.
본 발명에 따르면, 본 발명의 고정된 도통시간을 갖는 PFM 모드 제어기는 삼각파 발생회로의 전류원을 이용하여 기존 제어 기법보다 정밀한 고정시간 도통 구현이 가능하게 할 수 있다.
또한, 본 발명의 고정된 도통시간을 갖는 PFM 모드 제어기는 PFM 동작과 PWM 동작 구분을 위한 정확한 부하전류 감지를 간단한 회로를 통해 가능하게 할 수 있다.
따라서, 본 발명의 고정된 도통시간을 갖는 PFM 모드 제어기는 넓은 부하전류 범위를 갖는 고효율 DC-DC 벅 변환기 구현에 이용될 수 있다.
본 발명은 다양한 변환을 가할 수 있고 여러 가지 실시예를 가질 수 있는 바, 특정 실시예들을 도면에 예시하고 상세한 설명에 상세하게 설명하고자 한다.
이하, 본 발명에 따른 PFM 모드 변환기의 실시예를 첨부도면을 참조하여 상세히 설명하기로 하며, 첨부 도면을 참조하여 설명함에 있어, 동일하거나 대응하는 구성 요소는 동일한 도면번호를 부여하고 이에 대한 중복되는 설명은 생략하기로 한다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 PFM 모드 벅 변환기 회로도이다.
도 1은 PFM 모드의 간략화 된 동작 회로로, 본 발명에 따라 고안한 PFM 제어 블록과 함께 PFM 동작을 위해 필요한 파워스위치와 외장 필터 소자를 포함한 회로도이다.
도 1을 참조하면, 다음과 같은 상태_01, 상태_02, 상태_03으로 구분되는 3가지 단계 동작에 의해서 PFM 모드 동작을 한다.
상태_01 단계는 Power_PMOS(102)의 도통을 통한 배터리(107)로부터의 전류공급이다.
상태_02 단계는 Power_NMOS(104)의 도통을 통한 인덕터(105)의 유도기전력 전류를 공급한다.
상태_03 단계는 상태_01 및 상태_02 단계에서 충전된 필터 커패시터(
Figure 112009024784693-pat00010
, 106)의 방전을 통한 전류 공급이 이루어진다.
위의 3가지 단계는 플립플롭을 이용한 PFM 제어회로(101)를 통해서 구현될 수 있다. 각 단계간의 천이는 NS(Next State)신호에 의해서 이루어 질 수 있다. 본 발명에 의해 고안된 회로에서 NS신호는 비교기(103, 108)의 출력 값에 의해 생성된다.
상태_01은 설계시 계획된 시간만큼 Power_PMOS(102)를 도통한 후 종료된다.
즉, 상태_01은 설계시 계획된 시간만큼 도통시간을 고정된 값으로 제어하여 구현할 수 있다.
이때 Power_PMOS(102)를 도통 시키는 PFM 제어회로(101)는 기존의 PFM 제어회로와 다르게 삼각파 회로를 이용할 수 있다.
상태_02에서 상태_03으로의 과정은 비교기_03(103)에 gndp와 SW_out가 입력되어 그 출력값에 의해 이루어진다. 즉, gndp와 SW_out의 비교 값에 의해서 인덕터(105)가 발생시키는 유도기전력에 의한 전류를 Power_NMOS(104)를 통해 공급시킨다. 그리고 인덕터(105)의 유도기전력이 소진되면, SW_out 노드의 전위도 양(+)의 값을 갖게 된다. 이때 비교기_03(103)에 의한 출력 값이 NS1 신호로 사용하여 상태를 변경할 수 있다.
상태_03에서 상태_01상태로의 과정은 비교기_04(108)에 의해
Figure 112009024784693-pat00011
과 비교전압인
Figure 112009024784693-pat00012
이 입력되어 그 출력값에 의해 이루어진다. 여기서,
Figure 112009024784693-pat00013
은 벅 변환기의 출력 목표 전압이 될 수 있다. 전 상태에서 유도기전력이 소진되면, Power_PMPS(102)와 Power_NMOS(104)는 모두 턴 오프(turn off)되고, 필터 커패시터(
Figure 112009024784693-pat00014
, 106)에 충전된 전하를 부하 저항인
Figure 112009024784693-pat00015
(109)에 공급하게 된다. 즉, 부하 저항인
Figure 112009024784693-pat00016
(109)는 상태_03에서 상태_01로의 과정 중에 필터 커패시터(106)의 전하를 방전시킨다. 이때 출력노드의 전위가
Figure 112009024784693-pat00017
보다 작으면 비교기_04(108)의 출력 값이 작아지고 이때의 변화를 NS2신호로 사용한다.
상태_03이 종료되면 다시 상태_01이 되어 다시 한 주기를 시작하게 된다. 즉, 마지막 단계 종료와 함께 PFM 모드의 스위칭 사이클이 다시 시작된다.
여기서, 본 발명은 상기에서 설명한 상태 변환 과정 중에서 상태_01 단계에서의 삼각파 회로를 이용한 고정된 도통시간 구현과 상태_03 단계에서의 삼각파 회로를 이용한 단순화된 부하전류 감지회로를 제안한다.
도 2는 종래 기술에 따른 증폭기를 이용한 삼각파 발생 회로이다.
도 2를 참고하면, 증폭기를 이용한 삼각파 발생회로는 증폭기를 통한 전류원 구동으로, 부하 노드의 전압 변동에 전류가 받는 영향을 억제한다.
즉,
Figure 112009024784693-pat00018
(202)와 같은 전류가 흐르게 전류 복사된
Figure 112009024784693-pat00019
(203)의 전류로 커패시터(
Figure 112009024784693-pat00020
, 201)를 충전하여 삼각파를 구현한다.
전류와 삼각파의 관계는 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112009024784693-pat00021
여기서,
Figure 112009024784693-pat00022
는 커패시터
Figure 112009024784693-pat00023
(201),
Figure 112009024784693-pat00024
(203) 그리고 비교기(Comparator)가 연결되어 있는 노드에 흐르는 전류이고
Figure 112009024784693-pat00025
은 커패시터
Figure 112009024784693-pat00026
(201)에 충전되어 있는 전압이다.
도 3은 본 발명의 실시예에 의한 삼각파 발생기를 이용한 PFM 모드용 고정된도통시간 제어신호를 발생하는 고정된 도통시간 발생 회로이다.
도 3에 의하면, 본 발명의 실시예에 의한 삼각파 발생기를 이용한 PFM 모드용 고정된 도통시간 발생회로는 상기에서 설명한 도 2의 회로에 모드별 동작 제어를 위한 스위치 역할을 하는
Figure 112011002278780-pat00027
(301)과 멀티플랙서(MUX 302)를 추가할 수 있다.
즉,
Figure 112011002278780-pat00028
(301)은 PWM 모드 및 PFM 모드에 따라서 전류원 제어를 한다. 그리고 멀티플랙서(MUX 302)는
Figure 112011002278780-pat00029
(304)의 방전에 있어서, PWM 모드일 경우 기존 방식을 유지하고 PFM 모드일 경우 step_02 값에 따른 방전이 이루어 지도록 한다. 여기서 step_02는 PFM 모드일 경우 상태_02 단계 시작을 위한 신호이다.
다시 말해서, 도 3에 의한 삼각파 발생기를 이용한 PFM 모드용 고정된 도통시간 발생회로는 PFM 모드와 PWM 모드의 겸용이다.
또한, 모드별 동작 제어를 위한 스위치 역할을 하는 모드 동작 제어 스위치부(301, 302)에 의해서 PWM 모드와 PFM 모드가 전환된다.
PWM 모드는 PWM 모드를 제어하는 신호를 입력 받는 NMOS 소자가 도통되어 동작한다.
즉, PWM 모드는 OR 게이트(303)의 PWM 신호가 high가 되면 OR 게이트(303)의 출력값에 의해서
Figure 112009024784693-pat00030
(301)은 도통되면서 기존과 같은 삼각파 발생 동작을 한다.
PFM 모드는 OR 게이트(303)의 PWM 신호가 low가 되고, 별도의 PFM 제어회로에서 발생시키는 상태 신호에 의해서 동작한다.
즉, PFM 제어회로에서 발생시키는 상태 신호 상태_01 신호와 상태_02 신호 값에 의해서 커패시터
Figure 112009024784693-pat00031
(304)이 충전 및 방전된다.
상태_01에서
Figure 112009024784693-pat00032
(301)이 도통되어
Figure 112009024784693-pat00033
(304)을 기준전압인 V_bias까지 충전시긴 후 상태_02로 넘어간다.
상태_02에서는
Figure 112009024784693-pat00034
(301)이 턴 오프(turn off)되어
Figure 112009024784693-pat00035
(304)의 충전이 차단되고
Figure 112009024784693-pat00036
(305)가 도통된다. 그 결과
Figure 112009024784693-pat00037
(304)는 방전된다.
결과적으로, PFM 모드용 고정된 도통시간 발생회로에서 상태_01은
Figure 112009024784693-pat00038
의 충전시간으로 고정된 시간을 갖는 것이 가능하게 된다. 충전시간은
Figure 112009024784693-pat00039
(306)과
Figure 112009024784693-pat00040
(307)의 채널폭(Width, W)과
Figure 112009024784693-pat00041
의 값에 의해서 조절 가능하다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 삼각파 발생기를 이용한 PFM 모드용 부하전류 감지 회로를 나타낸다.
도 4에 의하면, 부하전류 감지회로는 PFM 모드용 도통시간 발생회로와 전류 노드를 공유 함으로서 안정적인 전류원이 구현될 수 있다.
즉, 도 4는 도 3의 회로와 전류 노드(Current bias)를 공유함으로써 안정적인 전류원이
Figure 112009024784693-pat00042
(401)에 구현될 수 있다.
PFM 모드의 상태_03에서는 상태_03신호에 의해서
Figure 112009024784693-pat00043
(402)가 도통이 되고,
Figure 112009024784693-pat00044
(403)이 충전 된다. 상태_03이 종료되면,
Figure 112009024784693-pat00045
(402)가 턴 오프되고
Figure 112009024784693-pat00046
(403)에 충전된 전압을 저장하게 된다.
PFM 모드에서는 부하전류의 크기에 따라 커패시터
Figure 112009024784693-pat00047
(106)을 방전시키는데 소요되는 시간이 달라진다.
본 발명에 따라 고안된 PFM 모드의 부하전류 감지회로는 벅 변환기의 설계에 따라 달라지는 PWM 및 PFM 모드의 부하전류 값의 감지를 용이하게 한다. 이와 같은 부하전류 감지 값(
Figure 112011002278780-pat00048
)은 [수식 2]과 같이 나타낼 수 있다.
삭제
삭제
삭제
[수식 2]
Figure 112009024784693-pat00055
[수식 2]에서의 부하전류 감지 값(
Figure 112011002278780-pat00056
)은
Figure 112011002278780-pat00057
(403)의 용량과는 반비례 하고
Figure 112011002278780-pat00058
(401)의 채널폭(width, W)의 크기에 비례하는 전류의 조절을 통해 부하전류 감지 값(
Figure 112011002278780-pat00059
)를 얻을 수 있다. 여기서,
Figure 112011002278780-pat00098
은 삼각파 구현을 위해 캐패시터에 전류를 공급하는 POMS와 전류 미러(Current Mirror)를 구성하는 PMOS인
Figure 112011002278780-pat00099
의 채널폭(Width)이고,
Figure 112011002278780-pat00100
는
Figure 112011002278780-pat00101
의 채널폭(Width)이고,
Figure 112011002278780-pat00102
는 PMOS인
Figure 112011002278780-pat00103
의 전류 값이고,
Figure 112011002278780-pat00104
은 상태_03단계의 지속시간이다.
상기 도 4에서 서술한 삼각파 발생기를 이용한 PFM 모드용 부하전류 감지회로는 종래 기술에 의한 고부하에서 동작하는 PWM 모드의 부하전류 감지 기법보다 적은 정전류를 요구하여, 대기 및 저부하 전류 조건에 동작하는 PFM 모드에 적합하다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 PFM/PWM 제어용 삼각파 발생 회로를 나타낸다.
도 5에 의하면, PFM 모드일 경우 상태를 결정하는 상태 신호를 출력하는 상태제어기(501)는 NS 신호를 입력 받아 상태 신호를 출력한다.
즉, 상태 제어기(501)는 NS 신호를 입력 받아 각각 상태 전환을 위한 상태 신호인 step_01(상태_01), step_02(상태_02) 및 step_03(상태_03)신호를 출력한다. 상태 신호는 상태_01, 상태_02, 상태_03인 총 3가지 상태로 전환시키는 신호인 것이다.
NS 신호는 비교기의 출력에 의해서 생성된다.
즉, PFM 모드에서 비교기_01(502)의 출력이 low에서 high로 변하는 상승엣지(rising edge)를 상태_01에서 상태_02로 전환하는 전환 신호로 사용할 수 있다. 즉, 이때 상태 제어기(501)에서 step_02신호가 출력되는 것이다.
또한, 비교기_02(503)는 부하전류 감지 값(LCG,
Figure 112009024784693-pat00060
)과 기준전압인 V_bias 값을 비교하여 그 결과에 의해서 PWM 또는 PFM 모드 동작 여부를 결정할 수 있다. 즉, PFM 모드 제어에 활용 가능한 삼각파 회로는 비교기_02(503)의 출력 값이 high 이면 PWM 모드 동작을 실행하게 되고 반대로 출력 값이 low이면 PFM 모드 동작을 실행할 수 있다.
Figure 112009024784693-pat00061
의 충전 전위인 부하전류 감지 값(LCG,
Figure 112009024784693-pat00062
)은 상태_03 단계의 지속시간에 비례하고, 이는 부하전류에 반비례한다. 따라서, 부하전류 감지 값(LCG,
Figure 112009024784693-pat00063
)이 기준 전압인 V_bias 보다 낮아지면, 부하 전류가 기준이상으로 높아진 것으로 판단하여 PWM 모드로의 변경 신호를 발생하게 되는 것이다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 PFM/PWM 제어용 삼각파 발생 회로의 실험 파형이다.
도 6에 의하면, PFM/PWM 제어용 삼각파 발생회로의 부하전류 감지 동작을 알 수 있다.
부하전류에 따라 상태_03의 지속시간이 변하게 되는데 이는
Figure 112009024784693-pat00064
에 충전된 값의 변화에 의한 것임을 알 수 있다.
즉, 부하전류 감지 값인
Figure 112009024784693-pat00065
의 충전 전위를 모니터 하는 것으로 적절한 부하전류 여부 확인이 가능하게 된다.
이와 같이, 본 발명에 따른 위상 잡음 특성이 향상된 딜레이 셀은 종래 기술에 의한 딜레이 셀보다 위상 잡음 특성을 크게 향상 시킬 수 있다. 또한, 종래의 기술에 비해 간단한 회로로 구현 할 수 있다. 따라서 기존보다 더 작은 면적으로 넓은 튜닝범위 구현이 가능하다라는 이점이 있다.
상기에서는 본 발명의 바람직한 실시예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 하기의 특허 청구의 범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.
도 1은 본 본 발명의 실시예에 따른 PFM 모드 벅 변환기 회로도.
도 2는 종래 기술에 따른 증폭기를 이용한 삼각파 발생 회로도.
도 3은 본 발명의 실시예에 의한 삼각파 발생기를 이용한 PFM 모드용 고정된 도통시간 발생 회로도.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 삼각파 발생기를 이용한 PFM 모드용 부하전류 감지 회로도.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 PFM/PWM 제어용 삼각파 발생 회로도.
도 6은 발명의 실시예에 따른 PFM/PWM 제어용 삼각파 발생회로의 실험 파형 결과도.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
101 : PFM 제어회로 102 : Power_PMOS
103 108 502 503 : 비교기 105 : 인덕터
104 : Power_NMOS 106 :
Figure 112009024784693-pat00075
109 :
Figure 112009024784693-pat00076
201, 304 :
Figure 112009024784693-pat00077
202 306 :
Figure 112009024784693-pat00078
203 307 :
Figure 112009024784693-pat00079
301 :
Figure 112011002278780-pat00080
302 : 멀티플렉서
303 : OR 게이트 305 :
Figure 112009024784693-pat00081
401 :
Figure 112009024784693-pat00082
402 :
Figure 112009024784693-pat00083
403 :
Figure 112009024784693-pat00084
501 : 상태 제어기

Claims (11)

  1. PFM 모드용 고정된 도통시간 제어신호를 발생하는 도통시간 발생부;
    PFM 모드일 경우 상태를 결정하는 상태 신호를 출력하는 상태 제어부;
    PFM 모드 및 PWM 모드 별 동작 제어를 수행하며, 상기 모드별 중 상기 PFM 모드인 경우, 상기 상태 신호에 따라 동작을 수행하는 모드 동작 제어 스위치부; 및
    상기 도통시간 발생부와 전류 노드를 공유 함으로서 전류원이 구현되는 부하전류 감지부를 포함하되,
    상기 부하전류 감지부의 부하전류 감지 값(
    Figure 712011003149740-pat00116
    )는 하기의 수식과 같이 커패시터인
    Figure 712011003149740-pat00117
    의 용량과 반비례하고 PMOS인
    Figure 712011003149740-pat00118
    의 너비(Width)에 비례하는 전류의 조절에 의해서 구현되는 것을 특징으로 하는 삼각파 발생기를 이용한 고정된 도통시간을 갖는 PFM 모드 제어기.
    [수식 2]
    Figure 712011003149740-pat00119
    (여기서, 상기
    Figure 712011003149740-pat00120
    은 삼각파 구현을 위해 캐패시터에 전류를 공급하는 POMS와 전류 미러(Current Mirror)를 구성하는 PMOS인
    Figure 712011003149740-pat00121
    의 채널폭(Width)이고, 상기
    Figure 712011003149740-pat00122
    는 상기
    Figure 712011003149740-pat00123
    의 채널폭(Width)이고, 상기
    Figure 712011003149740-pat00124
    는 상기
    Figure 712011003149740-pat00125
    의 전류 값이고, 상기
    Figure 712011003149740-pat00126
    은 상기 PFM 모드의 상기 상태 신호에 따라 수행되는 동작 중 충전된 커패시터의 방전을 통한 전류 공급이 이루어지는 상태의 지속시간임.)
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 고정된 도통시간 발생부는 PWM 모드 겸용인 것을 특징으로 하는 삼각파 발생기를 이용한 고정된 도통시간을 갖는 PFM 모드 제어기.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 모드 동작 제어 스위치부에 의해서 PWM 모드와 PFM 모드가 전환되는 것을 특징으로 하는 삼각파 발생기를 이용한 고정된 도통시간을 갖는 PFM 모드 제어기.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 상태 제어부는 NS(Next State)신호를 입력 받아 상태 신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 삼각파 발생기를 이용한 고정된 도통시간을 갖는 PFM 모드 제어기.
  5. 제 4항에 있어서,
    상기 NS 신호는 비교기의 출력에 의해서 생성되는 것을 특징으로 하는 삼각파 발생기를 이용한 고정된 도통시간을 갖는 PFM 모드 제어기.
  6. 제 1항에 있어서,
    상기 상태 신호는 Power_PMOS의 도통을 통한 배터리로부터의 전류를 공급하는 상태_01 단계, Power_PMOS의 도통을 통해 인덕터의 유도기전력 전류를 공급하는 상태_02 단계, 상태_01 및 상태_02 단계에서 충전된 커패시터의 방전을 통한 전류 공급이 이루어지는 상태_03 단계로 전환시키는 신호인 것을 특징으로 하는 삼각파 발생기를 이용한 고정된 도통시간을 갖는 PFM 모드 제어기.
  7. 제 6항에 있어서,
    상기 상태_01 단계는 설계시 계획된 시간만큼 고정된 도통시간을 구현하는 것을 특징으로 하는 삼각파 발생기를 이용한 고정된 도통시간을 갖는 PFM 모드 제어기.
  8. 제 1항에 있어서,
    상기 부하전류 감지부는 벅 변환기의 설계에 따라 달라지는 PWM 및 PFM 모드의 부하전류 값을 감지하는 것을 특징으로 하는 삼각파 발생기를 이용한 고정된 도통시간을 갖는 PFM 모드 제어기.
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