KR101075269B1

KR101075269B1 - 통신 시스템에서의 터보 간섭 억제

Info

Publication number: KR101075269B1
Application number: KR1020097008953A
Authority: KR
Inventors: 시아오용 유; 마이클 엔. 클루즈
Original assignee: 모토로라 모빌리티, 인크.
Priority date: 2006-10-30
Filing date: 2007-09-19
Publication date: 2011-10-19
Also published as: KR20090058591A; WO2008054937A3; CN101536393A; CN101536393B; US7979775B2; US20080109701A1; WO2008054937A2

Abstract

간섭을 억제하기 위한 방법 및 통신 장치가 개시된다. 이 방법은, 터보 디코더(314)로, 수신된 신호(1104)에 적어도 한 번의 터보 디코딩 시도(1106)를 수행하는 단계를 포함한다. 터보 디코딩 시도는 그로부터 적어도 하나의 전체 워드 코드 비트를 생성한다(1108). 전체 워드 코드 비트(1108)는 송신된 심볼을 포함하는 비트들의 그룹에 대응한다. 이 방법은, 전체 워드 코드 비트(1108)가 주어진 임계치를 초과하는 신뢰 레벨을 갖는지 여부를 판정한다(1110). 전체 워드 코드 비트(1108)가 주어진 임계치를 초과하는 신뢰 레벨을 갖는다면, 전체 코드 워드 비트는 데이터 심볼 복구에서 사용하기 위해 선택된다(1114).

간섭 억제, 터보 디코더, 채널 추정, 신뢰 레벨, 파일롯 심볼, 데이터 심볼 복구

Description

통신 시스템에서의 터보 간섭 억제{TURBO INTERFERENCE SUPPRESSION IN COMMUNICATION SYSTEMS}

본 발명은 일반적으로 통신 시스템 분야에 관한 것으로, 보다 구체적으로 고차 변조를 사용하는 간섭 억제 통신 시스템에 관한 것이다.

IEEE 802.16e 업링크 부분적 사용 서브채널화("PUSC";Partially Used Subchannelization)에서, 수신 처리를 위한 최소 신호 유닛은 타일(tile)이다. 타일은 주파수 도메인의 4개의 연속적 톤(tone)과 3개의 연속적 직교 주파수 분할 다중 접속("OFDMA";Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 심볼을 포함한다. 의사 랜덤 호핑 시퀀스에 따라 선택된 6개의 타일은 서브채널을 포함한다. 특정 사용자에 대한 송신에 사용되는 서브채널의 집합은 할당으로 불린다. OFDMA 타일은 주파수-시간 그리드(grid) 주변으로 들어가서 간섭 경감을 위한 톤 호핑(tone-hopping)을 용이하게 한다. 이러한 호핑 패턴은 각 셀에 대해 유일한 것이다. 공간 분할 다중 접속("SDMA";Space Division Multiple Access)은 무선 스펙트럼을 최적화하기 위해서 소정의 무선 통신 시스템에서 사용된다. 예를 들어, SDMA는 동일한 시간/주파수 자원을 사용하는 사용자에게 채널 분리를 가능하게 한다.

SDMA가 없는 무선 통신 시스템에서, 타일 호핑 패턴은 섹터 또는 셀에 종속적이다. 따라서, 간섭 씬(seen)은 "평균화"된다. 하지만, SDMA를 사용하는 시스템에서는, 동일한 시간/주파수 자원을 사용하는 2 이상의 사용자들이 빔 형성, 빔 조종(steering), 공간 간섭 소거, 등의 안테나 어레이 기술로 분리되는 것으로 "가정"된다. 일 타일에 존재하는 4개의 파일롯 심볼들은 간단히 2진 위상 편이 변조("BPSK";binary-phase key shifting) 심볼이다. 따라서, 모두 16개의 상이한 파일롯 시퀀스들만이 가능하다.

두 사용자가 모두 타일에 동일한 파일롯 시퀀스를 갖거나 또는 역(inverse) 시퀀스를 가지면, 일 사용자는 그 타일에 대해 나머지 다른 사용자와 완전히 간섭할 수 있다. 즉, 두 사용자가 섹터에서 일 타일을 공유하는 경우에, 공유된 타일이 간섭될 가능성은 1/8이다. 이는 잠재적으로 SDMA 애플리케이션을 제한할 수 있다. 유사한 문제점이 적응 변조 및 코딩("AMC";Adaptive Modulation Coding) 모드에 존재하고, 크지는 않지만, 여기에서 일 빈(bin)(수신 처리를 위한 최소 신호 유닛)이 완전히 간섭될 가능성은 1/32이다.

IEEE 802.16e 시스템에서 사용되는 일 디지털 송신 기술은 직교 주파수 분할 다중(OFDM;Orthogonal Frequency Division Multiplexing)이다. OFDM은, 신호가 상이한 주파수에서 다수의 협대역 서브채널들로 분할되는 디지털 송신 기술이다. 신호의 변조 및 복조 시에, OFDM은 데이터 스트림의 서브채널 및 심볼들에서 서브채널 간 간섭 및 심볼 간 간섭을 최소화한다. 열악한 신호 환경에서 강력한 성능을 얻기 위해서, 순방향 오류 정정(FEC;Forward Error Correction)이 일반적으로 OFDM 과 함께 사용된다. 텔레커뮤니티케이션에서, 예를 들어, FEC는, 수신 장치가, 송신 에러에 의해 열화된 선정된 수 또는 부분보다 적은 심볼 또는 비트를 검출하여 정정할 수 있는 능력을 갖는, 데이터 송신을 위한 에러 제어 시스템을 지칭한다. FEC는 소정 종류의 코딩 또는 알고리즘을 사용해서 송신된 정보에 리던던시(redundancy)를 부가함으로써 구현된다.

FEC를 사용하는 OFDM 수신기의 일 형태는 저밀도 패리티 검사("LDPC";Low Density Parity-Check) 코드와 결합된다. 도 1은, FEC의 수단으로서 LDPC를 사용하는 통상의 OFDM 통신 시스템(100)을 도시하는 블록도이다. LDPC 코드는, 잡음 송신 채널을 통해 메시지를 송신하는 보다 확실한 방법을 제공하는 에러 정정 코드이다. LDPC는, 임의로 생성되며 희소성 제한되는 희소(sparse) 패리티 검사 행렬을 사용한다.

시스템(100)은, 채널(104)을 통해 수신기(106)에 무선 신호를 보내는 송신기(102)를 포함할 수 있다. 송신기(102)는 정보의 비트를 인코딩하는 LDPC 인코더(108)를 포함한다. 인코딩된 정보 비트는 모듈(110)에서 인터리브(interleave)되어 직교 진폭 변조("QAM";Quadrature Amplitude Modulation) 심볼로 매핑된다. 공지된 바와 같이, 인터리빙은 일반적으로 공지된 패턴에 따라서 데이터 스트림의 연속적 순서를 스크램블(scramble)한다. 데이터 스트림은 시간, 주파수에 대해, 또는 시간 및 주파수 둘 다에 대해 인터리빙될 수 있다.

모듈(110)에서 생성된 결과적 QAM 심볼은 모듈(112)에서 역 고속 푸리에 변환("IFFT";Inverse Fast Fourier Transform)을 이용해서 프로세스되어 OFDM 심볼을 생성한다. 모듈(112)은 또한 각 OFDM 심볼에 순환적 전치 부호(prefix)를 부가한다. 결과적 신호는 채널(104)을 통해, 즉, 무선 신호로서 송신될 수 있다.

수신기(106)는, 모듈(116)에서 고속 푸리에 변환("FFT";Fast Fourier Transform)을 이용해서 프로세스될 샘플들을 선택하는 타이밍 모듈(114)을 포함한다. 결과적 신호는 복조기(118)에서 복조된다. 채널 추정, 등화, 자동 주파수 제어("AFC";automatic frequency control), 및 비트-로그-최우비(LLR;log likelihood ratio) 발생을 포함하지만 이것들로 제한되지는 않는 기능들이 또한 복조기(118)에서 수행될 수 있다. 비트 LLR은 디인터리브(de-interleave) 모듈(120)에서 디인터리빙 또는 디스크램블링된다. 디인터리브 모듈(120)은 모듈(110)에 의해 수행되는 인터리빙 프로세스를 효과적으로 역행시켜, 적절한 데이터 순서를 복구한다. 결과적 신호는 정보 비트가 복구되는 LDPC 디코더(122)에 공급된다.

상술한 시스템(100)의 문제점들 중 하나는, 이 시스템이 희망 신호와 간섭 신호를 분리하기 위해서 파일롯 심볼만을 사용한다는 점이다. 특정 타일의 파일롯 심볼이 간섭 신호의 파일롯 시퀀스 또는 역 파일롯 시퀀스 중 하나와 일치하는 경우가 발생하면, 간섭 신호는 희망 신호로부터 분리될 수 없다. 이는 전체 수신기의 성능을 저하시킬 것이다.

따라서, 상술한 바와 같은 종래 기술의 문제점을 극복할 필요가 있다.

간략하게, 본 발명에 따라서, 간섭을 억제하기 위한 방법 및 통신 장치가 개시된다. 이 방법은, 터보(turbo) 디코더로, 수신된 신호에 적어도 한 번의 터보 디코딩 시도를 수행하는 단계를 포함한다. 터보 디코딩 시도는 그로부터 적어도 하나의 전체 워드(word) 코드 비트를 생성한다. 전체 워드 코드 비트는 송신된 심볼을 포함하는 비트들의 그룹에 대응한다. 이 방법은, 전체 워드 코드 비트가 주어진(given) 임계치를 초과하는 신뢰(confidence) 레벨을 갖는지 여부를 판정한다. 전체 워드 코드 비트가 주어진 임계치를 초과하는 신뢰 레벨을 갖는다면, 전체 코드 워드 비트는 데이터 심볼 복구에서 사용하기 위해 선택된다.

다른 실시예에서, 간섭을 억제하기 위한 통신 장치가 개시된다. 통신 장치는 메모리 및 메모리에 통신가능하게 접속된 프로세서를 포함한다. 통신 장치는 또한 프로세서 및 메모리에 통신가능하게 접속된 OFDM 수신기를 포함한다. 터보 디코더는 OFDM 수신기에 통신가능하게 접속된다. 터보 디코더는 수신된 신호에 적어도 한 번의 터보 디코딩 시도를 수행하여, 그로부터 적어도 하나의 전체 워드 코드 비트를 생성한다. 전체 워드 코드 비트는 송신된 심볼을 포함하는 비트들의 그룹에 대응한다. 터보 디코더는, 전체 워드 코드 비트가 주어진 임계치를 초과하는 신뢰 레벨을 갖는지 여부를 판정한다. 주어진 임계치를 초과하는 신뢰 레벨을 갖는 전체 워드 코드 비트에 응답해서, 터보 디코더는 데이터 심볼 복구에서 사용하기 위해 전체 코드 워드 비트를 선택한다.

본 발명의 장점들 중 하나는, 복구된 데이터 심볼이 파일롯으로 사용되어, 다수의 사용자들 간의 간섭 기회를 반복적으로 줄인다는 것이다. 다시 말하면, 본 발명은, 다수의 사용자들이 종래의 안테나 기술에 의해 분리될 수 없는 경우, 그에 따라 사용자들 간의 간섭이 야기되는 경우를 줄인다. 본 발명의 다른 장점은, 변형된 터보 디코더로부터 바로 모든 코드 비트를 생성함으로써 재인코딩(re-encoding)에 비해 에러 전파가 제한된다는 것이다. 에러 전파는, 간섭 소거에 사용되는 디코딩된 비트의 "신뢰" 측정을 획득하고, 특정 비트가 임계치를 초과하지 않는 한 간섭을 소거하기 위해 특정 비트를 사용하지 않음으로써, 더 제한된다. 또한, 추가의 간섭 소거 이점을 제공하기 위해서 데이터 비트가 사용될 뿐만 아니라 변형된 터보 디코더로부터의 패리티 비트도 사용된다.

첨부 도면에 있어서 유사한 참조 번호는 개별 도면들에 있어서 동일 또는 기능적으로 유사한 구성 요소를 지칭하고, 첨부 도면은 후술되는 상세한 설명과 함께 통합되어 본 명세서의 일부를 형성하며, 다양한 실시예들을 더 설명하고 본 발명에 따른 다양한 원리들 및 장점들을 설명하도록 제공된다.

도 1은 종래의 OFDM 통신 시스템을 도시하는 블록도이다.

도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 시스템을 도시하는 블록도이다.

도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 수신기 구조를 도시하는 블록도이다.

도 4 내지 도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 예시적 성상도들이다.

도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 장치를 도시하는 블록도이다.

도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 정보 처리 시스템을 도시하는 블록도이다.

도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템의 간섭 억제 프로세스를 도시하는 작업 순서도이다.

도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템의 간섭 억제에 사용하기 위한 전체 워드 코드 비트를 선택하는 프로세스를 도시하는 작업 순서도이다.

필요에 따라서, 본 발명의 상세 실시예들이 본 명세서에 개시되지만, 개시된 실시예들은 단지 본 발명의 예일 뿐이며, 이 실시예들은 다양한 형태로 구현될 수 있다를 것을 이해해야 한다. 따라서, 본 명세서에 개시된 특정 구조적 및 기능적 상세들은 제한의 의미로 해석되어서는 안 되며, 단지 청구항에 대한 근거로서 그리고 당업자가 실질적으로 임의의 적절한 상세 구조로 본 발명을 다양하게 채용하도록 교시하는 대표적 원리로서 해석되어야 한다. 또한, 본 명세서에서 사용되는 용어 및 구는 제한적인 것이 아니라, 본 발명의 이해가능한 설명을 제공하기 위한 것이다.

"일" 또는 "하나"라는 용어는, 본 명세서에서 사용되는 바와 같이, 하나 이상으로서 정의된다. "복수"라는 용어는, 본 명세서에서 사용되는 바와 같이, 2개 이상으로서 정의된다. "다른"이라는 용어는, 본 명세서에서 사용되는 바와 같이, 적어도 두 번째 이상의 것으로서 정의된다. "접속된"이라는 용어는, 본 명세서에서 사용되는 바와 같이, 연결된 것으로서 정의되지만, 반드시 직접 연결되거나, 기계적으로 연결되어야 한다는 의미는 아니다.

"무선 통신 장치"라는 용어는, 무선으로 신호를 수신할 수 있으며, 선택적으 로 무선으로 신호를 송신할 수 있으며, 또한 무선 통신 시스템에서 동작할 수 있는 다수의 상이한 형태의 장치들을 포괄적으로 포함하는 것으로 의도된다. 예를 들어, 무선 통신 장치는 다음의 것, 즉, 셀룰러 전화기, 이동 전화, 스마트폰, 양방향 라디오, 양방향 무선 호출기, 무선 메시징 장치, 랩탑/컴퓨터, 자동차 게이트웨이, 가정용 게이트웨이, 등 중 임의의 하나 또는 그 조합을 포함할 수 있지만, 이들로 제한되는 것은 전혀 아니다.

무선 통신 시스템

본 발명의 일 실시예에 따라서, 도 2에 도시된 바와 같이, 무선 통신 시스템(200)은, 무선 통신 장치들(204, 206)을 다른 무선 통신 장치들 및/또는 광역 네트워크(208), 지역 네트워크(210), 공중 전화망(212) 등과 같은 다른 네트워크에 게이트웨이(214)를 통해 접속시키는 무선 통신 네트워크(202)를 도시한다. 무선 통신 네트워크(202)는 이동 전화 네트워크, 이동 텍스트 메시징 장치 네트워크, 무선 호출기 네트워크, 등을 포함한다.

또한, 도 2의 무선 통신 네트워크(202)의 통신 표준은 부호 분할 다중 접속(CDMA;Code Division Multiple Access), 시분할 다중 접속(TDMA;Time Division Multiple Access), 이동 통신 세계화 시스템(GSM;Global System for Mobile Communications), 일반적 패킷 무선 서비스(GPRS;General Packet Radio Service), 주파수 분할 다중 접속(FDMA;Frequency Division Multiple Access), OFDM 등을 포함한다. 또한, 무선 통신 네트워크(202)는 텍스트 메시징 표준, 예를 들어, 문자 메시지 서비스(SMS;Short Message Service), 확장 메시지 서비스(EMS;Enhanced Messaging Service), 멀티미디어 메시징 서비스(MMS;Multimedia Messaging Service) 등도 포함한다. 무선 통신 네트워크(202)는 또한 가능 무선 통신 장치들 간의 셀룰러 통신을 통한 푸시투토크(push-to-talk)를 가능하게 한다.

무선 통신 네트워크(202)는 임의의 수의 무선 통신 장치들(204, 206)을 지원한다. 무선 통신 네트워크(202)의 지원은 이동 전화, 스마트폰, 텍스트 메시징 장치, 휴대용 컴퓨터, 무선 호출기, 신호 발신 장치, 무선 통신 카드 등에 대한 지원을 포함한다. 스마트폰은 1) 패킷 PC, 휴대용 PC, 팜탑(palm top) PC, 또는 개인 휴대 정보 단말기(PDA)와 2) 이동 전화의 조합이다. 보다 일반적으로, 스마트폰은 부가적 애플리케이션 프로세싱 능력을 갖는 이동 전화일 수 있다. 일 실시예에서, 무선 통신 카드(미도시됨)는 정보 처리 시스템(미도시됨)내에 존재한다. 일 실시예에서, 정보 처리 시스템(미도시됨)은 개인용 컴퓨터, 개인 휴대 정보 단말기, 스마트폰, 등일 수 있다.

무선 통신 시스템(200)은 또한 사이트 제어기(site controller;220, 222)를 갖는 기지국들(216, 218)의 그룹을 포함한다. 일 실시예에서, 무선 통신 네트워크(202)는, 예를 들어, IEEE 802.16e 표준에 의해, 상술한 바와 같은 시분할 이중화("TDD";time division duplexing)을 사용해서 광대역 무선 통신을 할 수 있다. 이중화 기법 TDD는 단일 주파수를 사용해서 다운스트림 및 업스트림 방향의 신호들의 송신을 가능하게 한다. 본 발명이 TDD 구현을 위한 802.16e 시스템으로 제한되는 것은 아니라는 것을 주지해야 한다. 본 발명이 적용될 수 있는 다른 통신 시스템들은 UMTS LTE, 802.20 시스템 등을 포함한다. 또한, 무선 통신 시스템(200)은 TDD 기법만을 사용하는 시스템으로 제한되는 것은 아니다. 예를 들어, TDD는 시스템(200)의 가용 통신 채널의 일부에 대해서만 사용될 수 있으며, 하나 이상의 기법들이 나머지 통신 채널에 대해 사용될 수 있다.

터보 디코딩

상술한 바와 같이, IEEE 802.16e 시스템의 간섭 억제 또는 SDMA에 대한 현재 방법은 파일롯 심볼만을 사용한다. 특정 타일의 파일롯 심볼이 간섭 신호의 파일롯 시퀀스 또는 역 파일롯 시퀀스 중 하나와 일치하는 경우가 발생하면, 간섭 신호는 희망 신호로부터 분리될 수 없다. 이는 전체 수신기의 성능을 저하시킬 것이다. 일반성의 손실 없이 명료성을 위해서, 최소 평균 제곱 오차("MMSE";minimum mean square error) 간섭 억제가 본 발명에 대한 일 예로서 논의된다. 하지만, 본 발명은 다른 기술들로 용이하게 확장될 수 있다.

상술한 바와 같이, 현재 수신기들은 IEEE 802.16e 시스템에서 SDMA 또는 간섭 억제를 위해 종래의 안테나 어레이를 사용한다. 간섭 억제의 목표는, N 안테나 가중치를 찾아 FFT 후에 각 안테나 브랜치에 적용시킨 다음 합성된 신호를 채널 디코더에 보내는 것이다. 일 예로서, 두 사용자는 SDMA로 일 섹터에서 동일한 타일 호핑 패턴을 공유하는 것으로 가정된다. MMSE에 대해, 사용자 1에 대한 합성 가중치는 다음과 같은 솔루션으로 얻어진다.

여기에서 k 및 b는 각각 톤 인덱스(index) 및 OFDMA 심볼 인덱스에 대해 사 용되고; W(k,b)는 OFDMA 심볼 b의 톤 k에 대한 N×1 벡터이고; X₁(k,b)는 현재 희망되는 사용자인 사용자 1에 대한 파일롯 심볼이고; Y(k,b)는 N개의 안테나들로부터 각각 수신된 신호를 나타내는 N×1 벡터이다. 정규화된 데이터 및 파일롯의 경우, 즉, 모든 사용자에 대해 E｜X_u(k,b)｜²=1인 경우, W(k,b)에 대한 솔루션은 다음과 같이 나타낼 수 있다.

여기에서, {A}_n은 행렬 A의 n번째 컬럼을 의미하고, H(k,b)는, 톤 k 및 OFDMA 심볼 b에 대한 각 사용자의 각 안테나 브랜치의 채널 추정으로 구성된 N×2 행렬, 즉,

및

이다.

여기에서, H₁(k,b) 및 H₂(k,b)는 N개의 안테나 브랜치에 대한 사용자 1 및 사용자 2의 채널 추정이고, σ²는 각 안테나 브랜치의 AWGN 분산이다. 사용자 2에 대한 가중치는 행렬 R(k,b)의 제2 컬럼을 사용해서 마찬가지로 계산될 수 있다. H₁(k,b) 및 H₂(k,b)가 각 안테나 브랜치 신호에 기초해서 각각 사용자 1 및 사용자 2의 파일롯 심볼을 사용해서 결정되기 때문에, 두 사용자가 모두 동일한 파일롯 시퀀스를 갖는다면, 또는 일 파일롯 시퀀스가 그 타일의 다른 시퀀스의 네거티브라면, 타일은 사용자 1 및 사용자 2에 대해 분해될 수 없다.

사용자마다 타일에 각 톤 및 OFDMA 심볼에 대한 상이한 MMSE 합성 가중치가 잠재적으로 존재한다는 것을 알 수 있다. 이는 SDMA의 간섭 억제에 대한 집중적인 계산을 의미한다. 복잡성과 성능 간의 트레이드오프(trade-off)에 대해서, MMSE 가중치는 타일의 모든 톤 또는 모든 OFDMA 심볼에 대해 동일한 것으로, 또는 타일마다 단 하나의 가중치로서 결정될 수 있다.

본 발명의 장점들 중 하나는, 복구된 데이터 심볼이 파일롯으로 사용되어, 다수의 사용자들 간의 간섭을 반복적으로 줄인다는 것이다. 다시 말하면, 본 발명은, 다수의 사용자들이 종래의 안테나 기술에 의해 분리될 수 없는 경우, 그에 따라 사용자들 간의 간섭이 야기되는 경우를 줄인다. 본 발명의 다른 장점은, 변형된 터보 디코더로부터 바로 모든 코드 비트를 생성함으로써 재인코딩에 비해 에러 전파가 제한된다는 것이다.

예를 들어, 종래의 방법은, 송신기에서 데이터 심볼 복구에 요구되는 모든 코드 비트를 재건하는 것과 같이 동일한 채널 인코더를 통해 디코딩된 정보 비트를 전달한다. 이는 재인코딩 기술로서 지칭된다. 이는 콘볼루션(convolutional) 코드에 적용가능하지만, 터보 코드는 추가의 고려가 필요하다. 802.16e의 CTC와 같은 터보 코드의 구성 코드가, 인코더와 결합된 무한 임펄스 응답을 갖는 순환적 콘볼루션 코드이기 때문에, 디코딩된 정보 비트의 임의의 단일 에러는 재인코딩된 비 트 시퀀스에 다수의 에러를 야기시킬 수 있으며, 이는 차례로 데이터 심볼에 다수의 에러를 야기시킨다. 이러한 에러 전파 영향때문에, 본 발명은, 여분의 계산을 무시할 수 있는 정도로 유지하면서, 재인코딩을 피하도록 모든 코드 비트가 디코더(314)로부터 바로 생성되게 하는 터보 디코더(314)(도 3)를 제공한다.

에러의 가능성을 최소화하는, 격자(trellis)로 구성된 실제의 터보 디코딩은 수신된 시퀀스가 주어지면 정보 비트를 검색하며, 또한 수신된 시퀀스가 주어지면 정보 비트가 1 또는 -1(2진 비트 0 및 1에 대응함) 중 하나일 확률을 제공한다. 디코딩 절차 동안, 각 정보 비트에 대한 로그 최우비(LLR)가 다음과 같이 계산된다.

여기에서, 인코딩 격자에서 브랜치 메트릭(branch metric)으로 불리는

γ_k(n,m)는, 현재 수신된 샘플 u_k가 주어지면, 시간 k-1에서의 상태 n으로부터 시간 k에서의 상태 m으로의 전이(transition) 확률을 나타내고, 여기에서 u_k는 정보 비트 k와 관련된 수신된 소프트(soft) 비트의 쌍을 나타내고, α_k-1(m)은 수신된 시퀀스 {u₁, u₂,..., u_k-1}로 시간 k-1에서 상태 m에 있을 확률이고, β_k(m)은 시간 k에서 상태 m으로부터 수신된 시퀀스 {u_k+1,..., u_Q}를 생성할 확률을 나타낸다. 여기에서 Q는 코드 블록의 사이즈를 나타낸다. 확률 α_k(m)은 α_k-1(n) 및 γ_k(n,m) 의 함수로서 표현될 수 있으며 순방향 반복으로 계산된다.

여기에서 M은 구성 코드와 관련된 상태들의 수이다. β_k+1(m) 및 γ_k(n,m)으로부터의 확률 β_k(n)을 계산하기 위한 역 또는 역방향 반복은 다음과 같다.

비트 kb_k의 LLR의 분자는, 모든 전이들이 b_k=1에 대응하는 것을 나타내는 세트 B¹을 합산함으로써 계산된다. 마찬가지로, b_k의 LLR의 분모는, 모든 전이들이 b_k=-1을 제공하는 세트 B^-1에 대해 계산된다. MAP 기준에 따라서, 수신된 샘플 u = {u₁,..., u_Q}가 주어지면 k번째 패리티 비트 p_k의 LLR은 다음과 같이 기재될 수 있다.

여기에서 p(.)은 확률을 나타내고, LLR의 부호에 기초해서 하드 결정(hard decision)이 얻어진다. k번째 패리티 비트 p_k의 LLR은 다음과 같이 표현될 수 있다는 것을 알 수 있다.

여기에서, P¹ 및 P^-1은 각각 B¹ 및 B^-1과 유사한 의미를 갖는다. 터보 디코딩에서, 주요 계산 및 메모리는 γ_k(n,m), α_k(m), β_k(n)을 결정하는데 사용된다. 이들이 정보 비트에 대해 이용가능하면, 매우 적은 양의 여분의 계산이 패리티 비트의 LLR을 계산하는데 필요하다. 또한, 여분의 지연이 도입되지 않는다(이는 재인코딩에 비한 또 다른 장점이다). L(b_k)에 대한 분자는, (0,0), (1,4), (2,5), (3,1), (4,2), (5,6), (6,7) 및 (7,3)으로 주어지는 상태 전이들에 대해 합산되고(실제로, 이는, max^*(a,b) = max(a,b)+ln[1+exp(-｜a-b｜)] 로서 정의되는 max^* 연산을 의미한다), L(p_k)에 대한 분자는 상태 전이들 (0,0), (1,4), (2,1), (3,5), (4,6), (5,2), (6,7) 및 (7,3)에 의해 결정된다. 이와 같이, 이들은 4개의 전이에 있어서 상이하다. 즉, 4개의 새로운 max^* 연산만이 수행될 필요가 있다.

수신기

도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 새로운 전체 코드 비트 터보 디코더(314)를 포함하는 OFDM 수신기(300)를 도시하는 블록도이다. 일 실시예에서, 수신기(300)는 무선 통신 장치(204, 206) 또는 기지국/사이트 제어기 내에 존재할 수 있다. 일 실시예에서, 수신기(300)는, 심볼 타이밍 모듈(304) 및 하나 이상의 고 속 푸리에 변환("FFT";Fast Fourier Transform) 모듈(306, 308, 310)을 포함하는 전처리 모듈(302)을 포함한다. 일 실시예에서, 수신기(300)는 또한 복조기(330), 비트 디인터리브 모듈(312), 전체 코드 비트 터보 디코더(314), 판정 임계치 모듈(316), 비트 인터리브 모듈(318), QAM 심볼 복구 모듈(320), 채널 추정 모듈(322), 및 안테나 가중치 계산 모듈(324)를 포함할 수 있다. 일 실시예에서, 이들 구성 요소 각각은 서로 통신가능하게 접속된다. 수신기(300)의 다양한 구성 요소들 및/또는 서브시스템들은 적절한 디지털 신호 프로세서내에서 실행되는 컴퓨터 프로그램, 하나 이상의 개별 구성 요소, 하나 이상의 프로그램가능 로직 디바이스, 또는 이들의 임의의 조합을 이용해서 구현될 수 있다.

일 실시예에서, 수신기(300)는 적어도 2개의 포대기형 루프(nested loop)를 포함한다. 터보 디코딩 루프로 불리는 제1 루프(326)는 터보 디코더(314)에 의해 구현되는 반복적 터보 디코딩 프로세스를 지칭할 수 있다. 조인트(joint) 복조 디코딩 루프로 불리는 제2 루프(328)는, 복조기(330), 비트 디인터리브 모듈(312), 터보 디코더(314)를 포함하는 순방향 프로세싱 단계, 및 판정 임계치 모듈(316), 채널 추정 모듈(322), 및 안테나 가중치 계산 모듈(324)을 포함하는 피드백 프로세싱 단계로 특성화될 수 있다. 일 실시예에서, 비트 인터리브 모듈(318)은 터보 디코더(314)로부터 신호를 수신하고, QAM 심복 복구 모듈(320)은 신호를 채널 추정 모듈(322) 및 안테나 가중치 계산 모듈(324)로 보낼 수 있다. 특정 데이터 또는 패리티 비트의 LLR이 임계치를 초과하면, 이는 데이터 성상을 디제너레이트(degenerate)시키는데 사용되고, 이는 어떤 성상 심볼이 보내질 지에 대한 가능 한 선택의 범위를 좁히는 것을 의미한다.

소정의 성상 심볼 선택이 높은 신뢰를 갖는 패리티 비트 또는 디코딩된 데이터로부터의 정보로 인해 삭제되면, 나머지 가능한 포인트들 중에서 소프트 수신된 심볼에 가장 근접한 성상 포인트가 선택된다. 소프트 수신된 심볼 뿐만 아니라 이 디코딩된 성상 포인트는 채널 추정 모듈(322) 및 안테나 가중치 계산 모듈(324)에 보내진다. 파일롯 심볼에 따른 패리티 심볼 및 복구된 데이터는 자신의 각 심볼 위치에서 채널 추정을 생성하고, 이 채널 추정들은 채널 추정의 확대 행렬 H(k,b)을 형성한다. H(k,b)는 톤 k 및 OFDMA 심볼 b에 대한 각 사용자의 각 안테나 브랜치의 채널 추정으로 구성된 N×2 행렬이다. 모듈(324)에 의해 계산되는 바와 같은 가중치 행렬 W(k,b)에 대한 솔루션은 다음과 같이 표현될 수 있다.

여기에서 {A}_n은 행렬 A의 n번째 컬럼을 의미하고, H(k,b)는 톤 k 및 OFDMA 심볼 b에 대한 각 사용자의 각 안테나 브랜치의 채널 추정으로 구성된 N×2 행렬, 즉,

및

이다.

여기에서, H₁(k,b) 및 H₂(k,b)는 N 안테나 브랜치에 대한 사용자 1 및 사용 자 2의 채널 추정이고, σ²는 각 안테나 브랜치의 AWGN 분산이다. H₁(k,b) 및 H₂(k,b)가 각 안테나 브랜치 신호에 각각 기초해서 사용자 1 및 사용자 2의 파일롯 심볼을 사용해서 결정되기 때문에, 두 사용자가 모두 동일한 파일롯 시퀀스를 갖는다면, 또는 일 파일롯 시퀀스가 그 타일의 다른 시퀀스의 네거티브라면, 타일은 사용자 1 및 사용자 2에 대해 원래 분해될 수 없다. 하지만, 이 반복에서, 높은 신뢰를 갖는 패리티 비트 및 복구된 데이터와 파일롯 심볼이 모두 H₁(k,b) 및 H₂(k,b)를 확대하는데 사용되어, 이들은 이제 분리될 수 있게 된다.

일 실시예에서, 타이밍 모듈(304)는 하나 이상의 FFT 모듈(306, 308, 310)의 FFT를 사용해서 처리되는 샘플들을 선택할 수 있다. 일 실시예에서, 복조기(330)는 수신된 신호를 복조할 수 있다. 주지된 바와 같이, 복조기(330)는 또한, 채널 추정, 등화, 및 자동 주파수 제어(AFC)를 포함하지만 이들로서 제한되지는 않는 기능들을 수행하도록 구성될 수 있다. 소프트 심볼로 형성되는 디코딩된 신호는 디인터리브 모듈(312)에 공급될 수 있다. 디인터리브 모듈(312)은 디스크램블(descramble), 또는 송신기에 원래 적용된 인터리브 프로세스의 역 프로세스를 효과적으로 적용할 수 있다. 그 다음 디인터리브된 신호는, 디인터리브된 데이터 스트림으로부터의 정보 비트의 복구를 시도할 수 있는 터보 디코더(314)에 공급될 수 있다. 동작시에, 수신기(200)를 통한 제1 경로는, 상술한 바와 같이, 종래의 OFDM 수신기에서와 실질적으로 동일하게 수행될 수 있다.

성공적인 터보 디코딩이 디코딩된 코드 블록에 에러가 없는 것을 보장하지는 않지만, 이러한 조건은 에러 가능성이 낮다는 것을 나타낸다. 에러 가능성은 잘 설계된 터보 코드에 대한 코드 블록 길이의 역 지수 함수이다. 어떤 경우에, 에러의 이러한 다양성은 주기적 덧붙임 검사("CRC";Cyclic Redundancy Check)로 검출될 수 있으며, 이 CRC는 데이터의 대형 블록, 즉, 네트워크 트래픽의 패킷 또는 컴퓨터 파일의 블록에 대한 검사합(checksum)을 생성하는 해시(hash) 함수의 형태로서 구현될 수 있다. 에러는 업레이어(up-layer) 관련 자동 재송 요구("ARQ";Automatic Repeat-reQuest) 함수을 사용해서 처리될 수 있다. ARQ 함수는, 수신기가 메시지에서 송신 에러를 검출하여 송신기로부터 재송신을 자동적으로 요구하는 데이터 송신에 대한 에러 제어 기술을 지칭한다.

수신기(300)내의 디코딩 프로세스는, 선정된 수의 터보 디코딩 반복이 수행되는 시간까지 지속될 수 있다. 선정된 수의 터보 디코딩 반복에 도달하면, 제2 루프(328)가 시작될 수 있다.

제2 루프(328)가 시작되면, 데이터 및 패리티 비트의 LLR 메트릭은 터보 디코더(214)로부터 판정 임계치 모듈(316)로의 피드백으로서 제공될 수 있다. 그 다음 판정 임계치 모듈(316)은 자신의 신호를 비트 인터리브 모듈(318)로 송신할 수 있다. 일 실시예에서, 비트 인터리브 모듈(318)은, 비트 디인터리브 모듈(312)에 의해 수행되는 디인터리브 함수의 역 함수를 수행함으로써 비트를 인터리브한다. 그 다음 결과적 인터리브된 비트는 QAM 심볼 복구 모듈(320)에 제공된다. 일 실시예에서, QAM 심볼 복구 모듈(320)은 수신된 코드 워드와 관련된 QAM 심볼의 하드 결정을 생성한다.

일 실시예에서, 복구된 QAM 심볼은 관련 기준 심볼과 함께 채널 추정 모듈(322) 및 안테나 가중치 계산 모듈(324)에 제공된다. 본 명세서에서 사용되는 바와 같이, 기준 심볼은 데이터 트래픽에 포함된 파일롯 심볼을 지칭한다. 파일롯 심볼은 통상적으로 채널 추정을 위해 사용된다. 본 명세서에서 개시된 구성에 있어서, 파일롯 심볼은 제1 프로세싱 경로 동안 채널 추정 및 안테나 가중치 생성을 위해 사용될 수 있다. 후속하여, 파일롯 심볼 및 복구된 QAM 데이터 심볼은 모두 채널 추정 및 안테나 가중치 생성을 위해 사용될 수 있다.

조인트 복조 디코딩 루프(328)는 선정된 횟수로 반복될 수 있다. 보다 구체적으로, 조인트 복조 디코딩 루프(328)는 선정된 수의 터보 디코딩 반복이 실행될 때마다 한번 수행될 수 있다. 루프(328)는, 루프(328)의 선정된 수의 반복이 수행될 때까지 논의된 바와 같이 실행될 수 있다. 도 3을 참조하여 도시된 구조는 N_turbo×(N_joint+ 1)의 특정 코드 워드에 대한 터보 디코딩 반복의 전체 수를 제공할 수 있고, 여기에서 N_turbo는 터보 디코딩 반복, 즉, 루프(326)의 반복 횟수이고, N_joint는 루프(328)의 반복 횟수이다. 또한, 본 명세서에 개시된 구조는, 특히, 신호 디코딩의 성공에 관계없이 선정된 횟수만큼 프로세싱 루프를 실행하는 종래의 수신기에 비해, 수신기(300)의 계산적 복잡성을 낮춘다.

터보 디코더(314)로부터의 중간 소프트 결정에 기초한 비트의 하드 결정이 다수의 에러를 갖는 경우가 있을 수 있다. 이러한 경우는, 예를 들어, 7개의 연속하는 OFDM 심볼들의 동일한 톤이, 기준으로서 사용되는 중간(middle) 심볼을 갖는 드웰(dwell)을 형성하도록 그룹화되고, 각 드웰이 상이한 이동국에 할당될 수 있는 데이터 구조에서 있을 수 있다. 종래 기술에서 공지된 바와 같이, 드웰은 주파수 차원에서의 일 톤 및 시간 차원에서의 7개의 OFDM 심볼 간격들에 의해 형성되는 최소 데이터 유닛일 수 있다. 이와 같이, 드웰은 페이로드(payload)로서 6개의 QAM 심볼들과, 중간에 일 기준 심볼을 가질 수 있고, 각 QAM 심볼은 일 톤 및 일 OFDM 심볼 간격을 점유한다. 수신기에서, 각 드웰은 중간의 기준 심볼에 기초한 채널 추정을 사용해서 복조될 수 있다. 이는 또한 낮은 신호대 잡음비 동작에서 참일 수 있다. 그러한 경우, 관련된 복구 QAM 심볼은 다수의 에러를 포함할 것이다. 드웰 구조 예는 단지 예시적인 것으로서 본 발명을 제한하는 것은 아니라는 점을 주지해야 한다. 예를 들어, 일 실시예에서는 상술한 바와 같이 타일 구조를 사용한다.

일 실시예에서, 모든 코드 비트가 터보 디코더(314)에 의해 생성되면, 높은 디코드 신뢰를 갖는 코드 비트만이 데이터 심볼 복구를 위해 사용된다. 일 실시예에서, 에러 전파를 경감시키는 것을 돕는 QAM 심볼 복구에 대한 이러한 기술은 터보 디코더(314)로부터 피드백되는 3진(ternary) 비트에 기초한다. 일 실시예에서, 이러한 비트 선택은 판정 임계치 모듈(316)을 통해 터보 디코더(314)로부터의 모든 소프트 결정들(또는 LLR 값들)을 전달함으로써 달성된다. 일 실시예에서, 임계치보다 큰 소프트 결정의 크기를 갖는 비트가 데이터 심볼 복구를 위해 선택된다. 즉, 변형된 터보 디코더로부터의 피드백 비트 시퀀스는 다음과 같이 표현될 수 있다.

상기 규칙에서, LLR(b_k)는 비트 k의 소프트 결정을 나타내고, T는 현재 임계치를 나타낸다. 일반적으로, 높은 신뢰 레벨을 갖는 검출된 비트들만이 정확한 것으로 사용 또는 수용된다.

피드백 시퀀스가 3진 비트를 포함하기 때문에, 3진 비트 스트림이 성상을 디제너레이트시키는데 사용되고, QAM 심볼 복구 모듈(320)이 소프트 수신된 심볼에 가장 근접한 디제너레이트된 성상점을 찾은 후에, M-QAM 데이터 심볼이 복구된다. 3진 비트 대 QAM 매핑에 대한 방법이 후술된다. 일반성의 손실 없이 명료성을 위해서, 도 4에 도시된 성상의 16-QAM 변조가 이 방법의 일례로서 사용된다.

도시 및 명료성을 위해서, 각 16QAM 심볼(402)은 4 비트 그룹에 대응하고, 비트 대 심볼 매핑 규칙은 s_I = 2b₀+b₁ 및 s_Q = 2b₂+b₃이고, 여기에서 16QAM 심볼은 s = s_I + js_Q로서 정의된다. 터보 디코더(314)로부터의 3진 비트로 형성된 4 비트 그룹이 0를 포함하지 않으면, 관련된 16QAM 심볼은 매핑 규칙으로 QAM 심볼 복구 모듈(320)에 의해 복구될 수 있다. 하지만, 하나 이상의 비트가 0이면, 예를 들어, k번째 16QAM 심볼에 대해 b_k= 1, b_k+1= b_k+2= b_k+3= 0이면, 관련된 k번째 16QAM 심볼은, 도 5에 도시된 성상도(500)에 의해 정의된 슬라이서(slicer)를 사용해서, 이전 경로의 결과로서 안테나 가중치 계산 모듈(324)에 저장된 대응하는 소프트 16QAM 심볼을 슬라이스함으로써 모듈(320)에 의해 복구될 수 있다. 일반적으로, 슬라이서는 추정된 점에 대해 성상에서 가장 근접한 점을 결정하고, 이는 QAM 복구 모듈(320)에 의해 수행된다.

복구된 QAM 심볼은 디제너레이트된 성상점들(504), 즉, 도 5의 우측의 점들로 제한된다. 터보 디코더(314) 피드백에 기초한, 소프트 심볼(502)에 대응하는 복구된 16QAM 심볼은, 전체 16QAM 슬라이서가 사용되는 (-1 - j3)이 아니라 (1 - j3)이다. 또한, b_k= 1, b_k+3= -1, 및 b_k+1= b_k+2= 0이면, 슬라이서는 도 6에 도시된 바와 같은 성상도(600)에 의해 정의될 것이다. 소프트 심볼(602)의 슬라이싱이 성상점(604, 606, 608, 610)으로 제한되기 때문에, 결과적 하드 16QAM은 소프트 심볼(602)에 대해 (3 - j) 대신에 (3 - j3)가 될 것이다. b_k= 1, b_k+1= 1, b_k+3= -1이면서, b_k+2= 0이면, 슬라이서는 도 7에 도시된 바와 같은 성상도(700)에 의해 정의될 것이다. 소프트 심볼(702)의 해석이 성상점(704, 706)으로 제한되기 때문에, 복구된 16QAM 심볼은 소프트 심볼(702)에 대해 (1 - j) 대신에 (3 - j3)가 될 것이다. 이러한 기술은 64QAM 및 256QAM과 같은 고차 QAM 변조의 QAM 심볼의 복구시에 보다 유익할 수 있다.

데이터의 전체 QAM 심볼이 복구된 후에, QAM 심볼은 채널 추정에 대한 기준 심볼로서 제2 프로세싱 경로에서 사용될 수 있다. 일 구성에서, 제1 복조 경로 동안, 일 탭(one-tap) 채널 추정기 계수는 드웰 중간의 기준 심볼에 기초하여 채널 추정기에 의해 결정될 수 있다. 이 계수는 328 루프내의 제2 복조 경로 동안 동일 한 드웰에서 전체 6개의 데이터 심볼에 대해 사용될 수 있다.

채널 추정기(322)는 페이딩(fading) 환경으로부터 나오는 크기 및 위상 변화를 제거한다. 일 실시예에서, 등화는 채널 추정기(322)를 통한 모든 경로에서 수행된다. 전체 루프(328)는 더욱 우수한 프레임을 얻기 위해 필요한 횟수만큼 반복될 수 있다. 채널 추정기 계수는 기준 심볼에 기초해서 계산되고, 전체 6개의 복구된 데이터 심볼들에 적용될 수 있다. 평균값은 제2 경로 채널 추정 동안 전체 6개의 데이터 심볼에 적용된다.

이 평균은 단순 평균, 평균, 또는 가중화된 평균일 수 있다. 즉, 특정 드웰에 대한 i번째 톤에 대한 채널 추정기 계수는

또는

으로 표현될 수 있다. 따라서,

및

는 각각 주어진 드웰의 QAM 심볼 및 관련 소프트 심볼이다. 중간 QAM 심볼은 공지된 기준이고, 잔여 QAM 심볼은 복구된 데이터 심볼이다. w_k는 관련 추정에 적용되는 가중치이다. w_k의 값은 관련 QAM 심볼에 대한 3진 비트 값에 따른다. 예를 들어, 16QAM의 경우에, w_k는, 0, 1, 2, 3, 및 4개의 0을 갖는 피드백 4 비트 그룹에 대응하는 1, 0.75, 0.5, 0.25, 및 0일 수 있다.

공지된 바와 같이, OFDM 통신 시스템은, 톤들 간의 간섭에 관련된 FFT 누설과, 도플러(Doppler) 편이 및 주파수 에러의 경우에서의 위상 회전 모두를 경험할 수 있다. 일 탭 채널 추정기는 주파수 에러의 영향을 경감시키기 위한 노력으로 위상 에러를 보상할 수 있다. 이와 같이, 일 탭 채널 추정기 계수는, 추정된 주파수 에러 또는 도플러 편이에 기초해서 일 드웰에 대해 조정된 위상일 수 있다. 이러한 주파수 에러 추정은 기준 심볼 및 복구된 QAM 데이터 심볼에 기초해서 수행될 수 있다.

예를 들어, Δψ가 동일한 톤 인덱스에 따른 2개의 인접한 QAM 심볼들 간의 상대적 위상차를 나타낸다면, 일 이동국에 대한 주파수 에러 추정은

으로서 표현될 수 있다. 여기에서, M은 다수의 드웰 및 톤들에 대한 이동국의 위상차의 전체 수를 나타낸다. 상대적 위상차는 상이한 OFDM 심볼 인덱스들에 대해 동일한 톤에 따라 계산될 수 있다. T_OFDM은 하나의 OFDM 심볼 시간 간격을 나타낸다. 추정에서, 모든 복구된 데이터 QAM 심볼은 "기준 심볼"로서 사용된다. 또한, 가중화된 평균은 이전에 설명한 것과 동일한 방식으로 주파수 에러 추정에 대해 사용될 수 있다. 그 다음, 주어진 드웰의 상이한 데이터 심볼 위치들에 대한 일 탭 등화기 계수의 위상 조정은 Δf, 및 기준 심볼에 대한 관심 데이터 심볼의 상대적 위치에 기초해서 결정될 수 있다. 예를 들어,

이고, 여기에서 k = 1, 2, 3, 4, 5, 6, 및 7이다. 일 실시예에서, Φ는 Δf의 주파수 에러에 기초한, 드웰의 7개의 심볼들 각각에 대한 위상 에러이다. 여기에서, k는 드웰의 데이터 심볼 위치를 나타낸다.

상술한 모든 방법들로, 즉, 전체 비트 디코딩, 3진 비트 피드백 및 디제너레 이트된 QAM 성상으로, 복구된 데이터 심볼은 안테나 결합 가중치 계산에 있어서 매우 신뢰적이다. 어떤 신뢰적인 복구된 데이터 심볼은, 2명의 사용자들이 일 타일내에서 서로 완전히 간섭할 가능성을 상당히 줄일 것이다. 예를 들어, 16QAM의 경우에, 파일롯으로 사용되는 단일 데이터 심볼은 완전 간섭의 확률을 1/16로 낮출 것이고, 2개의 데이터 심볼은 그 확률을 1/256으로 낮출 것이다. 결과적으로, SDMA의 전체 성능이 상당히 향상된다.

무선 통신 장치

도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 장치(204)의 상세 뷰를 도시하는 블록도이다. 도 8은 단지 무선 통신 장치의 일례를 도시하는 것임을 주지해야 한다. 무선 통신 무선 인터페이스 카드(미도시됨)와 같은 다른 무선 통신 장치들도 본 발명에 적합할 수 있으며, 후술되는 바와 같은 다수의 동일한 구성 요소들을 포함한다. 일 실시예에서, 무선 통신 장치(204)는, TDD를 사용하는 802.16e 시스템에서와 같이 동일한 주파수에서 무선 정보를 송수신할 수 있다. 무선 통신 장치(204)는 무선 통신 신호의 송수신을 제어하는 장치 제어기/프로세서(802)의 제어하에서 동작한다. 수신 모드에서, 장치 제어기(802)는 안테나(804)를 송수신 스위치(806)를 통해 수신기(808)에 전기적으로 접속시킨다. 수신기(808)는 수신된 신호를 디코딩하여, 이 디코딩된 신호를 장치 제어기(802)에 공급한다.

송신 모드에서, 장치 제어기(802)는 안테나(804)를 송수신 스위치(806)를 통해 송신기(810)에 전기적으로 접속시킨다. 장치 제어기(802)는 메모리(812)에 저장된 명령들에 따라서 송신기 및 수신기를 동작시킨다. 이들 명령은 예를 들어, 인접 셀 측정 스케줄링(measurement-scheduling) 알고리즘을 포함한다. 메모리(812)는 또한 복조기(330), 비트 디인터리버(312), 전체 코드 비트 터보 디코더(314), 판정 임계치 모듈(316), 비트 인터리버(318), QAM 심볼 복구 모듈(320), 채널 추정 모듈(322), 및 안테나 가중치 계산 모듈(324)을 포함한다. 이러한 구성 요소들은 도 3과 관련하여 상술한 바와 같이 동작하고 상호작용한다. 메모리(812)내에 존재하는 것으로 도시하였지만, 하나 이상의 이러한 구성 요소들은 무선 통신 장치(204) 내의 하드웨어로서 구현될 수 있다.

무선 통신 장치(204)는 또한, 예를 들어, 무선 통신 장치(204)에서의 실행을 대기하는 애플리케이션(미도시됨)을 저장하기 위한 불휘발성 저장 메모리(814)를 포함한다. 이 예에서, 무선 통신 장치(204)는 또한, 무선 통신 장치(204)가 무선 네트워크(미도시됨)를 사용하지 않고 다른 무선 통신 장치와 직접 통신할 수 있도록 하는 선택적 로컬 무선 링크(816)을 포함한다. 선택적 로컬 무선 링크(816)는 예를 들어, 블루투스(Bluetooth), 적외선 통신 액세스(IrDA;Infrared Data Access) 기술 등에 의해 제공된다. 선택적 로컬 무선 링크(816)는 또한, 무선 장치(204)가, 개인용 컴퓨터, 워크스테이션, 등에 통신가능하게 접속된 무선 통신 장치와 같은 다른 무선 통신 장치와 직접 통신할 수 있도록 하는 로컬 무선 링크 송수신 모듈(818)을 포함한다.

도 8의 무선 통신 장치(204)는 또한, 수신기(808) 또는 로컬 무선 링크 송수신 모듈(818)로부터 디코딩된 오디오 출력 신호를 수신하는 오디오 출력 제어기(820)를 포함한다. 오디오 제어기(820)는 수신된 디코딩된 오디오 신호를, 다양 한 조정 기능을 수행하는 오디오 출력 조정 회로(822)에 보낸다. 예를 들어, 오디오 출력 조정 회로(822)는 노이즈를 줄이거나 신호를 증폭시킬 수 있다. 스피커(824)는 조정된 오디오 신호를 수신하여, 오디오 출력을 사용자가 청취할 수 있도록 한다. 오디오 출력 제어기(820), 오디오 출력 조정 회로(822), 및 스피커(824)도 사용자에게 놓친 호출, 수신된 메시지, 등을 통지하는 가청 경보(audible alert)가 생성되게 한다. 무선 통신 장치(204)는 또한, 예를 들어, 헤드폰 잭(미도시됨) 또는 핸즈 프리 스피커(미도시됨)와 같은 부가적 사용자 출력 인터페이스(826)를 포함한다.

무선 통신 장치(204)는 또한, 사용자가 오디오 신호를 무선 통신 장치(204)에 입력할 수 있게 하는 마이크로폰(828)을 포함한다. 음파는 마이크로폰(828)에 의해 수신되어, 전기적 오디오 신호로 변환된다. 오디오 입력 조정 회로(830)는 오디오 신호를 수신하고, 그 오디오 신호에 예를 들어, 노이즈 저감과 같은 다양한 조정 기능을 수행한다. 오디오 입력 제어기(832)는 조정된 오디오 신호를 수신하여, 그 오디오 신호의 표현(representation)을 장치 제어기(802)에 보낸다.

무선 통신 장치(204)는 또한, 사용자가 정보를 무선 통신 장치(204)에 입력할 수 있도록 하는 키보드(834)를 포함한다. 무선 통신 장치(204)는 또한, 사용자가 정지 영상 또는 비디오 영상을 메모리(812)에 캡처할 수 있도록 하는 카메라(836)를 포함한다. 또한, 무선 통신 장치(204)는, 예를 들어, 터치 스크린 기술(미도시됨), 조이스틱(미도시됨), 또는 스크롤 휠(미도시됨)과 같은 부가적 사용자 입력 인터페이스(838)를 포함한다. 일 실시예에서, 무선 통신 장치(204)에 대 한 데이터 케이블의 접속을 가능하게 하는 주변 인터페이스(미도시됨)도 포함된다. 본 발명의 일 실시예에서, 데이터 케이블의 접속은 무선 통신 장치(204)가 컴퓨터 또는 프린터에 접속될 수 있게 한다.

예를 들어, 디스플레이(844) 상의 색 광의 시퀀스 또는 하나 이상의 LED(미도시됨) 플래싱과 같은 가시적 통지(또는 가시적 표시)를 무선 통신 장치(204)의 사용자에게 제공하는 가시적 통지(또는 표시) 인터페이스(840)가 또한 무선 통신 장치(204)에 포함된다. 예를 들어, 수신된 멀티미디어 메시지는 사용자에게 디스플레이될 색 광의 시퀀스를 메시지의 일부로서 포함할 수 있다. 선택적으로, 무선 통신 장치(104)가 메시지를 수신하거나 또는 사용자가 호출을 놓친 경우, 가시적 통지 인터페이스(840)는 디스플레이(844) 상의 색 광의 시퀀스 또는 단일 플래싱 광 또는 LED(미도시됨)를 표시함으로써 경보로서 사용될 수 있다.

무선 통신 장치(204)는 또한 진동 매체 구성 요소, 촉각 경보, 등을 전달하기 위한 촉각 인터페이스(842)를 포함한다. 예를 들어, 무선 통신 장치(204)에 의해 수신된 멀티미디어 메시지는, 멀티미디어 메시지의 재생 동안 진동을 제공하는 비디오 매체 구성 요소를 포함할 수 있다. 일 실시예에서, 촉각 인터페이스(842)는 무선 통신 장치(204)의 정음(silent) 모드 동안 사용되어, 호출 또는 메시지의 착신, 놓친 호출 등을 사용자에게 알린다. 촉각 인터페이스(842)는 이러한 진동이 예를 들어, 진동 모터 등을 통해 발생하도록 한다.

무선 통신 장치(204)는 또한 선택적 위성 위치 확인 시스템(GPS;Global Positioning System) 모듈(846)을 포함한다. 선택적 GPS 모듈(846)은 무선 통신 장치(204)의 위치 및/또는 속도 정보를 결정한다. 이 모듈(846)은 GPS 위성 시스템을 사용하여 무선 통신 장치(204)의 위치 및/또는 속도를 결정한다. GPS 모듈(846) 대신에, 무선 통신 장치(204)는 예를 들어, 셀 타워 삼각측량 및 GPS 지원 측위(assisted GPS)를 사용해서 무선 통신 장치(204)의 위치 및/또는 속도를 결정하기 위한 대안적 모듈을 포함할 수 있다.

정보 처리 시스템

도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 사이트 제어기(220)의 상세 뷰를 도시하는 블록도이다. 일 실시예에서, 사이트 제어기(220)는 자신의 각 기지국(216) 내에 존재한다. 다른 실시예에서, 사이트 제어기(220)는 각 기지국(216) 외부에 존재하여, 각 기지국(216, 218)에 통신가능하게 접속된다. 일 실시예에서, 사이트 제어기(220)는 본 발명의 예시적 실시예를 구현하도록 적응된 적절하게 구성된 처리 시스템에 기초한다. 예를 들어, 개인용 컴퓨터, 워크스테이션, 등의 임의의 적절하게 구성된 처리 시스템은 본 발명의 실시예들에 의해 사이트 제어기(220)로서 유사하게 사용될 수 있다.

사이트 제어기(220)는 컴퓨터(902)를 포함한다. 컴퓨터(902)는 주 메모리(906)(예를 들어, 불휘발성 메모리)에 통신가능하게 접속된 프로세서(904), 불휘발성 저장 인터페이스(908), 단말 인터페이스(910), 네트워크 어댑터 하드웨어(912)를 포함한다. 시스템 버스(914)는 이들 시스템 구성 요소를 상호접속시킨다. 불휘발성 저장 인터페이스(908)는 데이터 저장 장치(916)와 같은 대용량 저장 장치를 게이트웨이에 접속시키는데 사용된다. 데이터 저장 장치의 일 특정 유형 은, 데이터를 저장하고 CD 또는 DVD(918) 또는 플로피 디스켓(미도시됨)으로부터 데이터를 판독하는, CD 드라이브와 같은 컴퓨터 판독가능 매체이다. 데이터 저장 장치의 다른 유형은 예를 들어, NTFS형 파일 시스템 동작을 지원하도록 구성된 데이터 저장 장치이다.

일 실시예에서, 주 메모리(906)는 복조기(330), 비트 디인터리버(312), 전체 코드 비트 터보 디코더(314), 판정 임계치 모듈(316), 비트 인터리버(318), QAM 심볼 복구 모듈(320), 채널 추정 모듈(322), 및 안테나 가중치 계산 모듈(324)을 포함한다. 이들 구성 요소는 도 3과 관련하여 상술한 바와 같이 동작하고 상호작용한다. 메모리(906) 내에 존재하는 것으로 도시하였지만, 하나 이상의 이러한 구성 요소들은 사이트 제어기(220) 내의 하드웨어로서 구현될 수 있다.

주 메모리(906) 내에 함께 존재하는 것으로 도시하였지만, 주 메모리(906)의 각 구성 요소들은 항상 또는 동시에 주 메모리(906) 내에 완전히 존재해야 하는 것은 아니라는 점이 명백하다. 일 실시예에서, 사이트 제어기(220)는 종래의 가상 어드레싱 메카니즘을 사용하여, 프로그램들이, 주 메모리(906) 및 데이터 저장 장치(916)와 같은 다수의 소형 저장 엔티티들에 대한 액세스 대신에, 본 명세서에서 컴퓨터 시스템 메모리로서 언급되는 대형 단일 저장 엔티티에 대한 액세스를 갖는 것처럼 동작할 수 있게 한다. "컴퓨터 시스템 메모리"라는 용어는 본 명세서에서 사이트 제어기(220)의 전체 가상 메모리를 일반적으로 지칭하는 것으로 사용된다.

단 하나의 CPU(904)가 컴퓨터(902)에 대해 도시되었지만, 다수의 CPU를 갖는 컴퓨터 시스템이 동일하게 효과적으로 사용될 수 있다. 본 발명의 실시예들은 또 한, CPU(904)로부터의 오프로드(off-load) 프로세싱에 사용되는 완전히 프로그램된 개별 마이크로프로세서를 각각 포함하는 인터페이스들을 포함한다. 단말 인터페이스(910)는 하나 이상의 단말(920)을 컴퓨터(902)에 직접 접속시키는데 사용되어, 컴퓨터(902)에 대한 사용자 인터페이스를 제공한다. 수동형(non-intelligent) 또는 완전히 프로그램가능한 워크스테이션일 수 있는 이들 단말(920)은, 시스템 관리자 및 사용자들이 사이트 제어기(220)와 통신할 수 있도록 하는데 사용된다. 단말(920)은 또한, 컴퓨터(902)에 접속되고, 비디오 어댑터 및 키보드용 인터페이스, 포인팅 장치, 등을 포함하는 단말 I/F(910)에 포함된 단말 인터페이스 하드웨어에 의해 제어되는 주변 장치들 및 사용자 인터페이스로 구성될 수 있다.

일 실시예에 따라서, 운영 체계(미도시됨)는 주 메모리 내에 포함될 수 있으며, Linux, UNIX, 윈도우 XP, 및 윈도우 서버 2001 운영 체계와 같은 적절한 멀티태스킹(multitasking) 운영 체계이다. 본 발명의 실시예들은 임의의 다른 적절한 운영 체계, 커널, 또는 다른 적절한 제어 소프트웨어를 사용할 수 있다. 본 발명의 일부 실시예들은, 운영 체계(미도시됨)의 구성 요소들의 명령이 클라이언트 내에 위치한 임의의 프로세서에서 실행될 수 있도록 하는, 객체 지향 프레임워크 메카니즘과 같은 구조를 활용한다. 네트워크 어댑터 하드웨어(912)는 네트워크(202)에 인터페이스를 제공하는데 사용된다. 본 발명의 실시예들은 현재의 아날로그 및/또는 디지털 기술을 포함하는 임의의 데이터 통신 접속들로, 또는 미래의 네트워킹 메카니즘을 통해 동작하도록 적응될 수 있다.

본 발명의 예시적 실시예들이 충분히 기능적인 컴퓨터 시스템의 맥락으로 기 술되었지만, 당업자는, 이 실시예들이, 플로피 디스크 9S18와 같은 플로피 디스크, CD ROM, 또는 다른 형태의 기록가능 매체를 통한, 또는 임의의 형태의 전자 송신 메카니즘을 통한 프로그램 프로덕트로서 분산될 수 있다는 것을 이해할 것이다.

간섭 억제 프로세스

도 10은 OFDM 통신 시스템의 간섭 억제 프로세스를 도시하는 작업도이다. 일 실시예에서, 도 10의 프로세스는 OFDM 수신기, 예를 들어, 도 3과 관련하여 상술한 수신기(300)를 사용해서 구현될 수 있다. 도 10의 프로세스는, 무선 신호가 OFDM 수신기 내에 수신되어, 디지털 표현으로 변환된 상태에서 시작할 수 있다. 또한, 본 명세서에서 논의될 OFDM 수신기 내의 카운터가 초기화될 수 있다.

도 10의 작업 순서도는 단계 1002에서 시작하여 단계 1004로 바로 이동한다. 단계 1004에서, 하나 이상의 타이밍 샘플들이 디지털화된 신호로부터 프로세싱을 위해 선택된다. 그 다음, 단계 1006에서, 이 신호는 복조된다. 다음으로 단계 1010에서, 이 신호는 디인터리브된다. 단계 1012에서, 터보 디코딩 반복이 이 신호에 수행된다. 단계 1014에서, 수신기(300)는, N_turbo가 터보 임계치를 초과하는지 여부를 판정한다. 이 판정의 결과가 부정이면, 제어는 단계 1012로 다시 돌아가서 터보 디코딩 반복을 더 수행한다. 본 발명의 일 양상에서, 임계치는 주어진 터보 디코딩 시도의 반복의 수에 따라 결정되거나 또는 이 반복의 수로서 정의될 수 있다는 것을 이해해야 한다. 따라서, 터보 디코딩 반복의 수가 일 시도를 구성하거나 또는 복수의 시도들이 실패하는 경우, 제어 흐름은 단계 1016으로 진행할 수 있 다.

이 판정의 결과가 긍정이면, 단계 1016에서, 수신기(300)는, 카운터 N_joint에 의해 모니터링되는, 조인트 복조 디코딩 루프의 반복의 수가 제2 임계치를 초과하는지 여부를 판정한다. 이 판정의 결과가 긍정이면, 간섭 억제 프로세스는 실패한 것이고, 제어 흐름은 단계 1018에서 종료한다. 이 판정의 결과가 부정이면, 단계 1020에서, 신호는 인터리브된다. 단계 1022에서, QAM 심볼은 신호로부터 복구된다. 단계 1026에서, 수신기(300)는 채널 추정을 수행하고 안테나 가중치를 계산한다. 단계 1028에서, 카운터 N_joint의 값은 증분된다. 다음으로, 단계 1030에서, 카운터 N_turbo는 리셋된다. 그 다음 제어 흐름은 단계 1008로 되돌아 가서 프로세싱을 계속한다.

전체 워드 코드 비트 선택 프로세스

도 11은 OFDM 통신 시스템의 간섭 억제를 위한 전체 워드 코드 비트를 선택하는 프로세스를 도시하는 작업도이다. 일 실시예에서, 도 11의 프로세스는 OFDM 수신기, 예를 들어, 도 3과 관련하여 상술한 수신기(300)를 사용해서 구현될 수 있다. 도 11의 작업 순서도는 단계 1102에서 시작하여 단계 1104로 바로 이동한다. 단계 1104에서, OFDM 수신기(300)는 신호를 수신한다. 단계 1106에서, 터보 디코더(314)는 수신된 신호에 적어도 한 번의 터보 디코딩 시도(또는 반복적 터보 디코딩 시도)를 수행한다. 단계 1108에서, 적어도 하나의 전체 워드 코드 비트가 터보 디코딩 시도로부터 생성된다. 일 실시예에서, 전체 워드 코드 비트는 송신된 심볼 을 포함하는 비트들의 그룹에 대응한다. 단계 1110에서, 판정 임계치 모듈(316)은 전체 워드 코드 비트가 주어진 임계치를 초과하는 신뢰 레벨을 갖는지 여부를 판정한다. 이 판정의 결과가 부정이면, 제어 흐름은 종료한다. 이 판정의 결과가 긍정이면, 단계 1114에서, 전체 워드 코드 비트는 데이터 심볼 복구에 사용되기 위해 선택된다. 그 다음 제어 흐름은 단계 1116에서 종료한다.

비제한적(non-limiting) 예들

본 발명의 특정 실시예들이 개시되었지만, 당업자는, 본 발명의 사상 및 범위로부터 벗어나지 않으면서 특정 실시예들에 대해 변경이 이루어질 수 있다는 것을 이해할 것이다. 따라서, 본 발명의 범위는 특정 실시예들로 제한되는 것은 아니며, 첨부된 청구항들은 본 발명의 범위 내에 있는 임의의 모든 이러한 애플리케이션, 변형 및 실시예들을 포괄하는 것으로 의도된다.

Claims

간섭 억제 방법으로서,

터보(turbo) 디코더로, 수신된 신호에 대해 적어도 한 번의 터보 디코딩 시도를 수행하여, 그로부터 적어도 하나의 전체 워드 코드 비트를 생성하는 단계 - 상기 전체 워드 코드 비트는 송신된 심볼을 포함하는 비트들의 그룹에 대응함 - ;

상기 전체 워드 코드 비트가 주어진 임계치를 초과하는 신뢰 레벨을 갖는지를 판정하는 단계; 및

상기 전체 워드 코드 비트가 상기 주어진 임계치를 초과하는 신뢰 레벨을 갖는 것에 응답해서, 데이터 심볼 복구에 사용하기 위해 상기 전체 워드 코드 비트를 선택하는 단계

를 포함하는 간섭 억제 방법.
제1항에 있어서,

상기 전체 워드 코드 비트는 터보 디코더로부터의 패리티 검사 비트 및 데이터 비트 중 하나를 포함하는 간섭 억제 방법.
제1항에 있어서,

상기 전체 워드 코드 비트를 선택하는 단계는,

터보 디코딩 전의 상기 수신된 신호의 전체 워드 코드 비트를 상기 터보 디코더로부터 선택된 상기 전체 워드 코드 비트로 대체함으로써, 인터리브된(interleaved) 신호를 형성하는 단계; 및

상기 인터리브된 신호로부터 직교 진폭 변조(QAM; Quadrature Amplitude Modulation) 심볼들을 복구하는 단계

를 더 포함하는 간섭 억제 방법.
제1항에 있어서,

터보 디코딩 시도들을 카운팅(counting)하는 단계; 및

상기 터보 디코딩 시도들의 카운팅에 기초해서 적어도 하나의 조인트(joint) 복조 디코딩 루프를 통해 상기 수신된 신호를 프로세싱하는 단계

를 더 포함하는 간섭 억제 방법.
제4항에 있어서,

상기 신호를 선택하는 단계는,

상기 터보 디코딩 시도 카운트를 임계치와 비교하는 단계; 및

상기 터보 디코딩 시도 카운트가 상기 임계치를 초과한다면, 상기 적어도 하나의 조인트 복조 디코딩 루프를 통해 상기 신호를 프로세싱하는 단계

를 더 포함하는 간섭 억제 방법.
제5항에 있어서,

상기 신호를 프로세싱하는 단계는,

미리 정해진 수의 터보 디코딩 시도들이 수행될 때마다 상기 조인트 복조 디코딩 루프를 통해 상기 신호를 프로세싱하는 단계를 더 포함하는 간섭 억제 방법.
제4항에 있어서,

상기 프로세싱 단계는,

터보 디코더 출력을 상기 조인트 복조 디코딩 루프 내의 피드백으로서 수신하는 단계; 및

상기 피드백에 따라서 QAM 성상(constellation)에서의 가능한 포인트들의 수를 줄이는 단계

를 더 포함하는 간섭 억제 방법.
제7항에 있어서,

상기 적어도 한 번의 터보 디코딩 시도를 수행하는 단계는,

소프트 결정(soft decision)의 극성 및 크기에 따라서 -1, 0, 1 중 하나의 값을 갖는 3진(ternary) 비트들을 생성하는 단계를 더 포함하고,

상기 피드백은 상기 3진 비트들을 적어도 일부 포함하는 간섭 억제 방법.
제8항에 있어서,

각각의 비제로(non-zero) 3진 비트에 대해 QAM 성상에서의 가능한 포인트들의 수를 반(half)으로 줄이는 단계를 더 포함하는 간섭 억제 방법.
제1항에 있어서,

적어도 하나의 패리티 비트 및 데이터 비트 중 적어도 하나가 주어진 임계치를 초과하는 신뢰 레벨을 갖는 심볼 위치들에 대해 채널 추정치들을 결정하는 단계;

파일롯 심볼 위치들에 대해 채널 추정치들을 결정하는 단계; 및

파일롯 심볼들과 관련된 채널 추정치들의 세트,

데이터 심볼들, 및

상기 채널 추정치들의 세트와 상기 데이터 심볼들의 조합

중 적어도 하나에 기초해서 적어도 하나의 안테나 가중치를 계산하는 단계

를 더 포함하는 간섭 억제 방법.
제10항에 있어서,

상기 채널 추정치들의 세트는 상기 터보 디코더로부터의 3진 피드백 비트들로부터 도출되는 간섭 억제 방법.
통신 장치로서,

메모리;

상기 메모리에 통신가능하게 결합된 프로세서;

상기 프로세서 및 상기 메모리에 통신가능하게 결합된 직교 주파수 분할 다중(OFDM; Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 수신기; 및

상기 직교 주파수 분할 다중 수신기에 통신가능하게 결합된 터보 디코더 - 상기 터보 디코더는,

수신된 신호에 대해 적어도 한 번의 터보 디코딩 시도를 수행하여, 그로부터 적어도 하나의 전체 워드 코드 비트를 생성하고 - 상기 전체 워드 코드 비트는 송신된 심볼을 포함하는 비트들의 그룹에 대응함 - ;

상기 전체 워드 코드 비트가 주어진 임계치를 초과하는 신뢰 레벨을 갖는지를 판정하고,

상기 전체 워드 코드 비트가 상기 주어진 임계치를 초과하는 신뢰 레벨을 갖는 것에 응답해서, 데이터 심볼 복구에 사용하기 위해 상기 전체 워드 코드 비트를 선택하도록 구성됨 -

를 포함하는 통신 장치.
제12항에 있어서,

상기 터보 디코더는,

터보 디코딩 전의 상기 수신된 신호의 전체 워드 코드 비트를 상기 터보 디코더로부터 선택된 상기 전체 워드 코드 비트로 대체함으로써, 인터리브된 신호를 형성하고,

상기 인터리브된 신호로부터 직교 진폭 변조(QAM) 심볼들을 복구하도록 또한 구성되는

통신 장치.
제12항에 있어서,

상기 전체 워드 코드 비트는 터보 디코더로부터의 패리티 검사 비트 및 데이터 비트 중 하나를 포함하는 통신 장치.
제12항에 있어서,

상기 터보 디코더는,

터보 디코딩 시도들을 카운팅하고,

상기 터보 디코딩 시도들의 카운팅에 기초해서 적어도 하나의 조인트 복조 디코딩 루프를 통해 상기 수신된 신호를 프로세싱하도록 또한 구성되는

통신 장치.
제15항에 있어서,

상기 신호를 선택하는 것은,

상기 터보 디코딩 시도 카운트를 임계치와 비교하고,

상기 터보 디코딩 시도 카운트가 상기 임계치를 초과한다면,

상기 적어도 하나의 조인트 복조 디코딩 루프를 통해 상기 신호를 프로세싱하고,

터보 디코더 출력을 상기 조인트 복조 디코딩 루프 내의 피드백으로서 수신하고,

상기 피드백에 따라서 QAM 성상에서의 가능한 포인트들의 수를 줄이는 것을 더 포함하는

통신 장치.
제16항에 있어서,

상기 신호를 프로세싱하는 것은,

미리 정해진 수의 터보 디코딩 시도들이 수행될 때마다 상기 조인트 복조 디코딩 루프를 통해 상기 신호를 프로세싱하는 것을 더 포함하는 통신 장치.
제16항에 있어서,

상기 적어도 한 번의 터보 디코딩 시도를 수행하는 것은,

소프트 결정의 극성 및 크기에 따라서 -1, 0, 1 중 하나의 값을 갖는 3진 비트들을 생성하는 것을 더 포함하고,

상기 피드백은 상기 3진 비트들을 적어도 일부 포함하는 통신 장치.
제16항에 있어서,

각각의 비제로 3진 비트에 대해 QAM 성상에서의 상기 가능한 포인트들의 수를 반으로 줄이는 것을 더 포함하는 통신 장치.
제12항에 있어서,

상기 터보 디코더는,

적어도 하나의 패리티 비트 및 데이터 비트 중 적어도 하나가 주어진 임계치를 초과하는 신뢰 레벨을 갖는 심볼 위치들에 대해 채널 추정치들의 세트를 결정하고;

파일롯 심볼 위치들에 대해 채널 추정치들을 결정하고;

파일롯 심볼들과 관련된 채널 추정치들의 세트,

데이터 심볼들과 관련된 채널 추정치들의 세트, 및

상기 파일롯 심볼들과 관련된 채널 추정치들의 세트와 상기 데이터 심볼들과 관련된 채널 추정치들의 세트의 조합, 및 상기 데이터 심볼들의 세트

중 적어도 하나에 기초해서 적어도 하나의 안테나 가중치를 계산하도록 또한 구성되고,

상기 파일롯 심볼들과 관련된 채널 추정치들의 세트 및 상기 데이터 심볼들과 관련된 채널 추정치들의 세트는 상기 터보 디코더로부터의 3진 피드백 비트들로부터 도출되는 통신 장치.