KR101018140B1 - Ｏｆｄｍ 시스템의 샘플링 주파수 동기 장치 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 OFDM 시스템의 샘플링 주파수 동기 장치에 관한 것으로, OFDM 수신기의 FFT 처리된 주파수영역의 수신신호에 포함된 잡음을 제거하는 적응적 잡음 제거 필터; 상기 적응적 잡음 제거 필터로부터의 수신신호중 인접하는 두 수신신호간의 분산 파일럿을 제1 공액 복소곱 연산하고, 상기 제1 차 복소곱 연산에 의해 생성되는 신호들중 연속되는 두 신호를 제2 공액 복소곱 연산하여 공액 복소 연산값을 생성하는 공액 복소 곱셈부; 상기 공액 복소 곱셈부로부터의 공액 복소 연산값의 분산값(Var)에 따른 가중치를 상기 공액 복소 연산값에 적용하여 샘플링 주파수 옵셋 추정값을 생성하는 가중치 연산부; 상기 가중치 연산부로부터의 샘플링 주파수 옵셋 추정값에 따라 샘플링 주파수를 생성하는 샘플링 주파수 생성부; 및 상기 샘플링주파수생성부로부터의 샘플링 주파수에 따라, 수신신호를 샘플링하여 디지털 신호로 변환하는 A/D 변환부를 포함한다.
샘플링 주파수, 주파수 옵셋, OFDM, 보간, 추정

Description

ＯＦＤＭ 시스템의 샘플링 주파수 동기 장치{FREQUENCY OFFSET ESTIMATION APPARATUS OF OFDM SYSTEM}
본 발명은 디지털 텔레비전 수신장치에 적용될 수 있는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing,직교 주파수 분할 다중화 시스템) 시스템의 샘플링 주파수 옵셋 추정 장치 및 그 방법에 관한 것으로, 특히 OFDM 수신기에서, 샘플링 주파수옵셋의 추정 오차를 줄일 수 있는 OFDM 시스템의 샘플링 주파수 옵셋 추정 장치에 관한 것이다.
일반적으로, OFDM 시스템은, 데이터 심볼을 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)를 수행하여 송신하는 OFDM 송신기와, 상기 OFDM 송신기로부터의 신호를 FFT(Fast Fourier Transform)를 수행하여 데이터를 복원하는 OFDM 수신기로 이루어지는데, OFDM 수신기는 도 1에 도시된 바와 같다.
도 1은 전형적인 OFDM 수신기의 블록도로서, 도 1을 참조하면, 전형적인 OFDM 수신기는, 수신신호를 샘플링 주파수에 따라 샘플링하여 디지털 신호로 변환 하는 A/D 변환부(10)와, 상기 A/D 변환부(10)로부터의 신호를 병렬로 변환하는 직렬/병렬 변환부(20)와, 상기 직렬/병렬 변환부(20)로부터의 신호에서 보호구간을 제거하는 보호구간 제거부(30)와, 상기 보호구간 제거부(30)로부터의 신호를 FFT하는 FFT부(40)와, 상기 FFT부(40)로부터의 신호(
Figure 112009006455328-pat00001
)를 이용하여 샘플링 주파수의 옵셋(
Figure 112009006455328-pat00002
)을 추정하는 샘플링 주파수 옵셋 추정부(50)와, 상기 샘플링 주파수 옵셋 추정부(50)로부터의 샘플링 주파수 옵셋 추정값을 필터링하는 루프필터(60)와, 상기 루프필터(60)로부터의 샘플링 주파수 옵셋 추정값에 따라 샘플링 주파수를 가변시켜 상기 A/D 변환부(10)에 공급하는 국부발진부(70)를 포함한다.
상기 A/D 변환부(10)는 상기 샘플링 주파수에 따라 수신신호를 샘플링하는 샘플러(11)와, 상기 샘플러(11)에 의해 샘플링된 신호를 디지털 신호로 변환하는 A/D 변환기(12)를 포함한다.
이와같은 OFDM 시스템은 데이터 복조를 위하여 시간 영역에서의 샘플링 과정이 선행되어야 하는데, OFDM 송신기와 OFDM 수신기간의 샘플링 오차로 인하여 발생하는 샘플링 위상 옵셋과 샘플링 주파수 옵셋은 OFDM 시스템의 성능 열화를 초래하게 되므로, 샘플링 주파수 옵셋을 보상해 주어야 한다.
도 2는 OFDM 신호의 프레임 구조도로서, 도 2를 참조하면, OFDM 신호의 슈퍼 프레임은 4개의 프레임(프레임1~프레임4,...)으로 구성되고, 4개의 프레임 각각은 68개의 심볼(심볼0~심볼67)로 구성된다. 68개의 심볼 각각은 보호구간(GI)(21)과 복수의 셀을 갖는 유효 데이터 구간(22)으로 이루어진다.
이때, 상기 유효 데이터 구간(22)은 2k모드인 경우에는 2048개의 셀(셀0~셀2047)로 이루어지고, 8k모드인 경우에는 8192개의 셀(셀0~셀8191)로 이루어진다.
또한, 상기 유효 데이터 구간(22)의 마지막 부분은 상기 보호구간(21)으로 복사된다.
도 3은 OFDM 심볼의 파일럿 및 데이터 구조도로서, 도 3을 참조하면, OFDM 심볼은, 8K모드인 경우에는 6817개의 부반송파로 구성되고, 2K모드인 경우에는 1705개의 부반송파로 구성된다.
또한, 하나의 심벌은 연속 파일럿(Continuous pilot)(31), 분산 파일럿(Scattered pilot)(32) 및 데이터(data)를 포함하는 부반송파(Sub-carrier)(33)로 이루어진다.
한편, DVB-T/H시스템에서, OFDM 심벌 내의 연속 파일럿(31)과 분산 파일럿(32)은 PRBS(Pseudo-Random Binary Sequence)에 의해 수학식 1과 같이 변조되며 부스팅(boosting)된 후에 전송된다. 여기서 PRBS 생성 다항식은 '
Figure 112009006455328-pat00003
'과 같다.
Figure 112009006455328-pat00004
상기 수학식 1에서, m은 심벌 번호, k는 부반송파 번호,
Figure 112009006455328-pat00005
는 k번째 부반송파에 대응되는 k번째 기준 시퀀스의 비트이다.
도 3을 참조하면, 분산 파일럿(31)의 위치는 하기 수학식 2에 의해 결정되고, 4개 심벌마다 동일한 위치가 반복되며, 하나의 심벌 내에서 12개의 부반송파의 간격으로 할당된다. 그리고, 상기 연속 파일럿(32)은 8K 모드에서 177개, 2K 모드에서 45개가 고정된 위치에 할당된다.
Figure 112009006455328-pat00006
도 1 내지 도 3을 참조하면, 상기 OFDM 수신기에서, 샘플링 이외의 다른 동기가 완벽히 이루어졌다고 가정한다면, 샘플링 주파수 옵셋이 존재하는 주파수 영역의 복소 심볼(
Figure 112009006455328-pat00007
)은 하기 수학식 3과 같이 나타낸다.
Figure 112009006455328-pat00008
상기 수학식 3에서, η는 상대적인 샘플링 주파수 옵셋이며, "η=(T'-T)/T"로 표현되고, 여기서, T는 정격 샘플 주기, T'은 옵셋이 발생한 수신기의 샘플 주기이다.
Figure 112009006455328-pat00009
는 다중 경로 페이딩 채널의 주파수 응답 특성(CFR : Channel Frequency Response),
Figure 112009006455328-pat00010
는 평균이 제로(zero)이고 분산이
Figure 112009006455328-pat00011
인 AWGN(Additive White Gaussian Noise)을 의미한다. N은 FFT의 크기, "
Figure 112009006455328-pat00012
"와 "
Figure 112009006455328-pat00013
"는 각각 보호구간과 OFDM 심벌의 길이를 의미한다.
이러한 OFDM 시스템의 일반적인 샘플링 주파수 옵셋 추정 방법은, 연속 파일럿을 이용하는 경우, 주파수 영역에서 연속된 2개의 OFDM 심벌의 동일한 위치의 파일럿간 위상 회전량의 차를 이용하여 옵셋을 추정하며, 이에 따른 샘플링 주파수 옵셋의 추정값(
Figure 112009006455328-pat00014
)은 하기 수학식 4와 같다.
Figure 112009006455328-pat00015
상기 수학식 4에서,
Figure 112009006455328-pat00016
는 연속 파일럿의 집합, cp는 연속 파일럿 번호,
Figure 112009006455328-pat00017
는 연속 파일럿의 수, 그리고
Figure 112009006455328-pat00018
는 연속 파일럿간의 간격을 의미한다.
한편, DVB-T/H 시스템의 경우, 샘플링 주파수 옵셋의 추정에 분산 파일럿의 사용이 가능하며, 분산 파일럿의 수가 연속 파일럿의 수보다 많기 때문에 좀 더 정확한 추정이 가능하다. 분산 파일럿을 사용하는 경우에는 샘플링 주파수 옵셋의 추정값(
Figure 112009006455328-pat00019
)은 하기 수학식 5와 같다.
Figure 112009006455328-pat00020
상기 수학식 5에서,
Figure 112009006455328-pat00021
는 분산 파일럿의 집합,
Figure 112009006455328-pat00022
는 분산 파일럿의 수, 그리고 b는 12로서, 하나의 심볼 내의 분산 파일럿간의 간격을 의미한다.
그런데, 종래 샘플링 주파수 옵셋 추정 방법은, 인접 심벌간의 시간 및 주파수 영역으로의 공액 복소 곱의 연산시에 잡음 및 ICI(Inter Carrier Interference) 성분의 증가로 인한 SNR( Signal to Noise Ratio) 손실이 발생한다는 문제점과, 도플러 주파수가 큰 환경에서는 공액 복소 곱의 연산으로 CFR(CFR : Channel Frequency Response)이 완벽히 제거되지 않는다는 문제점이 있다.
또한, 이러한 잔여 CFR 성분은 덧셈으로 계산되는 잡음 성분과는 달리 신호성분에 곱해지기 때문에 추정에 큰 오차를 유발하므로, 하기 수학식 6은 위와 같은 두 번의 공액 복소 곱의 결과를 보인다.
Figure 112009006455328-pat00023
상기 수학식 6에서,
Figure 112009006455328-pat00024
은 CFR의 4차승이며,
Figure 112009006455328-pat00025
는 CFR과 파일럿 신호, 간섭(ICI) 성분과 잡음(AWGN) 성분의 조합으로 구성되는 바람직하지 못한 성분이며, 이러한 성분을 제거하여야 한다.
상기 수학식 6을 참조하면, 종래 샘플링 주파수 옵셋 추정 방법은 낮은 SNR 및 높은 도플러 주파수 환경에서 추정 성능의 열화가 심각하게 발생한다는 문제점이 있다.
Figure 112009006455328-pat00026
도 4는 기존 샘플링 주파수옵셋 추정 방법에서, 잡음이 없는 환경에서 도플러 주파수에 의한 순간적인 추정 오류 그래프로서, 도 4를 참조하면, 잡음이 없는 다중 경로 환경에서 OFDM 수신기의 이동 속도에 의해 발생하는 샘플링 주파수 옵셋의 추정 오차를 보면 알 수 잇는 바와같이, 도플러 주파수 0 Hz인 환경에서는 첫 번째 공액 복소 곱 연산 과정에서 채널의 CFR이 상쇄되기 때문에 잡음이 없는 환경에서 정확한 추정이 가능하지만, 도플러 주파수 200 Hz인 환경에서는 채널의 시간적 변화가 매우 빠르기 때문에 첫 번째 공액 복소 곱 연산 과정에서 두 심벌간의 채널 CFR의 차이와 도플러 주파수로 인한 ICI가 두 번의 공액 복소 곱 과정에서 증폭되어 잡음이 없는 환경에서도 순간적인 추정 오류가 크게 발생하는 문제점이 있다.
본 발명은 상기한 종래 기술의 문제점을 해결하기 위해서 제안된 것으로써, 그 목적은 OFDM 수신기에서, 공액 복소 곱셈 이전에 SNR값에 따라 결정된 잡음을 제거하고, 공액 복소 곱셈 이후에 분산값에 따른 가중치를 샘플링 주파수옵셋 추정값에 적용함으로써, 샘플링 주파수옵셋 추정의 오차를 줄일 수 있는 OFDM 시스템의 샘플링 주파수 옵셋 추정 장치를 제공하는데 있다.
상기한 본 발명의 목적을 달성하기 위한 본 발명의 하나의 기술적인 측면은, OFDM 수신기의 FFT 처리된 주파수영역의 수신신호에 포함된 잡음을 제거하는 적응적 잡음 제거 필터; 상기 적응적 잡음 제거 필터로부터의 수신신호중 인접하는 두 수신신호간의 분산 파일럿을 제1 공액 복소곱 연산하고, 상기 제1 차 복소곱 연산에 의해 생성되는 신호들중 연속하는 두 신호를 제2 공액 복소곱 연산하여 공액 복소 연산값을 생성하는 공액 복소 곱셈부; 상기 공액 복소 곱셈부로부터의 공액 복소 연산값의 분산값에 따른 가중치를 상기 공액 복소 연산값에 적용하여 샘플링 주파수 옵셋 추정값을 생성하는 가중치 연산부; 상기 가중치 연산부로부터의 샘플링 주파수 옵셋 추정값에 따라 샘플링 주파수를 생성하는 샘플링 주파수 생성부; 및 상기 샘플링주파수생성부로부터의 샘플링 주파수에 따라, 수신신호를 샘플링하여 디지털 신호로 변환하는 A/D 변환부를 포함하는 OFDM 시스템의 샘플링 주파수 동기 장치을 제안한다.
상기 적응적 잡음 제거 필터는, OFDM 수신기의 FFT 처리된 주파수영역의 수신신호를 역이산-퓨리에-변환하는 IDFT부; 상기 IDFT부로부터의 시간영역의 수신신호의 SNR값을 계산하는 SNR 계산부; 상기 SNR 계산부로부터의 SNR값에 비례하는 SNR 샘플인덱스값 및 기설정된 채널 최대 지연 탭에 따라, 신호가 존재하는 신호구간과 잡음이 존재하는 잡음 구간으로 구분하고, 상기 구분된 구간별 잡음 제거비를 설정하는 잡음 제거비 설정부; 상기 잡음 제거비 설정부로부터의 구간별 잡음 제거비를 상기 IDFT부로부터의 시간영역의 수신신호에 곱하여, 상기 수신신호의 잡음을 제거하는 잡음 제거부; 및 상기 잡음 제거부로부터의 시간영역의 수신신호를 이산-퓨리에-변환하여, 주파수 영역의 수신신호를 출력하는 DFT부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 가중치 연산부는, 상기 공액 복소 곱셈부로부터의 공액 복소 연산값의 분산값을 구하는 분산 연산부; 상기 분산 연산부로부터의 분산값에 따라 가중치를 설정하는 가중치 설정부; 및 상기 가중치 설정부로부터의 가중치와 상기 공액 복소 연산값을 이용하여, 샘플링 주파수 옵셋의 추정 오차가 제거된 상기 샘플링 주파수 옵셋 추정값을 생성하는 가중치 적용부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 샘플링 주파수 생성부는, 상기 가중치 연산부로부터의 샘플링 주파수 옵셋 추정값을 필터링하는 루프필터; 및 상기 루프필터로부터의 샘플링 주파수 옵셋 추정값에 따른 샘플링 주파수를 생성하는 국부발진부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 A/D 변환부는, 상기 샘플링 주파수에 따라 수신신호를 샘플링하는 샘플러; 및 상기 샘플러에 의해 샘플링된 신호를 디지털 신호로 변환하는 A/D 변환기를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 잡음 제거비 설정부는, 상기 신호구간에서는 잡음 제거비를 "1"로 설정하고, 상기 잡음 구간에서는 잡음 제거비를 "0"으로 설정하는 것을 특징으로 한다.
상기 잡음 제거부는, 상기 잡음 제거비 설정부로부터의 구간별 잡음 제거비를 상기 IDFT부로부터의 시간영역의 수신신호에 곱한 후, 상기 신호 구간중 상기 채널 최대 지연 탭에 의해 결정되는 순수 신호 구간과 신호와 잡음이 공존하는 공존 구간으로 구분하고, 상기 공존 구간에서는 상기 잡음 제거비가 곱해진 신호들중 인접 신호간의 평균 신호를 구하는 것을 특징으로 한다.
상기 가중치 설정부는, 상기 분산 연산부로부터의 분산값이 기설정된 기준 분산값 이하일 경우에는 상기 가중치를 "1"로 설정하고, 상기 분산값이 상기 기준 분산값을 초과하는 경우에는 상기 가중치를 "0"으로 설정하는 것을 특징으로 한다.
상기 가중치 적용부는, 상기 공액 복소 연산값에 아크 탄젠트를 취한 값과 상기 가중치를 곱하여 누적한 후, 기설정된 옵셋 상수를 곱하여 상기 샘플링 주파수 옵셋 추정값을 생성하는 것을 특징으로 한다.
상기 가중치 적용부는, 상기 옵셋 상수를, "
Figure 112009006455328-pat00027
"로 설정하며, 이때, N은 심볼 수이고, 상기
Figure 112009006455328-pat00028
는 "
Figure 112009006455328-pat00029
"이며, 여기서,
Figure 112009006455328-pat00030
는 분산 파일럿간 간격 (b는 파일럿 간 간격),
Figure 112009006455328-pat00031
는 OFDM 심벌의 길이(N은 FFT 길이),
Figure 112009006455328-pat00032
는 분산 파일럿 수,
Figure 112009006455328-pat00033
는 인터폴레이션의 반복 횟수인 것을 특징으로 한다.
이와같은 본 발명에 의하면, OFDM 수신기에서, 공액 복소 곱셈 이전에 SNR값에 따라 결정된 잡음을 제거하고, 공액 복소 곱셈 이후에 분산값에 따른 가중치를 샘플링 주파수옵셋 추정값에 적용함으로써, 신호대 잡음비(SNR) 및 상대적으로 높은 이동체 속도 환경에서의 성능 열화를 극복하였으며, 이에 따라 종래 방식에서 잡음 및 도플러 주파수에 따른 성능 열화를 제거하여 우수한 샘플링 주파수 옵셋 추정 성능을 제공할 수 있으므로, 본 발명 적용시 OFDM 수신기의 성능 향상을 달성할 수 있는 효과가 있다.
이하, 본 발명의 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다.
본 발명은 설명되는 실시예에 한정되지 않으며, 본 발명의 실시예는 본 발명의 기술적 사상에 대한 이해를 돕기 위해서 사용된다. 본 발명에 참조된 도면에서 실질적으로 동일한 구성과 기능을 가진 구성요소들은 동일한 부호를 사용할 것이다.
도 5는 본 발명에 따른 샘플링 주파수 동기 장치의 블록도이다.
도 5를 참조하면, 본 발명에 따른 샘플링 주파수 동기 장치는, OFDM 수신기 의 FFT 처리된 주파수영역의 수신신호(
Figure 112009006455328-pat00034
)에 포함된 잡음을 제거하는 적응적 잡음 제거 필터(100)와, 상기 적응적 잡음 제거 필터(100)로부터의 수신신호(
Figure 112009006455328-pat00035
)중 인접하는 두 수신신호간의 분산 파일럿을 제1 공액 복소곱 연산하고, 상기 제1 차 복소곱 연산에 의해 생성되는 신호들중 연속되는 두 신호를 제2 공액 복소곱 연산하여 공액 복소 연산값(
Figure 112009006455328-pat00036
)을 생성하는 공액 복소 곱셈부(200)와, 상기 공액 복소 곱셈부(200)로부터의 공액 복소 연산값(
Figure 112009006455328-pat00037
)의 분산값(Var)에 따른 가중치(
Figure 112009006455328-pat00038
)를 상기 공액 복소 연산값(
Figure 112009006455328-pat00039
)에 적용하여 샘플링 주파수 옵셋 추정값(
Figure 112009006455328-pat00040
)을 생성하는 가중치 연산부(300)와, 상기 가중치 연산부(300)로부터의 샘플링 주파수 옵셋 추정값(
Figure 112009006455328-pat00041
)에 따라 샘플링 주파수를 생성하는 샘플링 주파수 생성부(400)와, 상기 샘플링주파수생성부(400)로부터의 샘플링 주파수에 따라, 수신신호를 샘플링하여 디지털 신호로 변환하는 A/D 변환부(500)를 포함한다.
도 6은 본 발명에 따른 적응적 잡음 제거 필터의 블록도이다.
도 6을 참조하면, 상기 적응적 잡음 제거 필터(100)는, OFDM 수신기의 FFT 처리된 주파수영역의 수신신호(
Figure 112009006455328-pat00042
)를 역이산-퓨리에-변환하는 IDFT부(110)와, 상기 IDFT부(110)로부터의 시간영역의 수신신호의 SNR값을 계산하는 SNR 계산부(120)와, 상기 SNR 계산부(120)로부터의 SNR값에 따라, 신호구간과 잡음 구간으로 구분하고, 상기 잡음 구간은 SNR값의 크기에 따라 공존 구간과 제로 패딩 구간으로 구 분하고, 상기 구분된 구간별 잡음 제거비를 설정하는 잡음 제거비 설정부(130)와, 상기 잡음 제거비 설정부(130)로부터의 구간별 잡음 제거비(D)를 상기 IDFT부(110)로부터의 시간영역의 수신신호에 곱하여, 상기 수신신호의 잡음을 제거하는 잡음 제거부(140)와, 상기 잡음 제거부(140)로부터의 시간영역의 수신신호를 이산-퓨리에-변환(Discrete Fourier Transform:DFT)하여, 주파수 영역의 수신신호를 출력하는 DFT부(150)를 포함한다.
구체적으로, 상기 잡음 제거비 설정부(130)는, 상기 신호구간에서는 잡음 제거비(D)를 "1"로 설정하고, 상기 잡음 구간에서는 잡음 제거비(D)를 "0"으로 설정할 수 있다.
또한, 상기 잡음 제거부(140)는, 상기 잡음 제거비 설정부(130)로부터의 구간별 잡음 제거비(D)를 상기 IDFT부(110)로부터의 시간영역의 수신신호에 곱한 후, 상기 신호 구간중 상기 채널 최대 지연 탭(L)에 의해 결정되는 순수 신호 구간(L구간)과 신호와 잡음이 공존하는 공존 구간(L+Npr)으로 구분하고, 상기 공존 구간(L+Npr)에서는 상기 잡음 제거비(D)가 곱해진 신호들중 인접 신호간의 평균 신호를 구할 수 있다.
도 7은 본 발명에 따른 가중치 연산부의 블록도이다.
도 7을 참조하면, 상기 가중치 연산부(300)는, 상기 공액 복소 곱셈부(200)로부터의 공액 복소 연산값(
Figure 112009006455328-pat00043
)의 분산값(Var)을 구하는 분산 연산부(310)와, 상기 분산 연산부(310)로부터의 분산값(Var)에 따라 가중치(
Figure 112009006455328-pat00044
)를 설정하는 가중치 설정부(320)와, 상기 가중치 설정부(320)로부터의 가중치(
Figure 112009006455328-pat00045
)와 상기 공액 복소 연값(
Figure 112009006455328-pat00046
)을 이용하여, 샘플링 주파수 옵셋의 추정 오차가 제거된 상기 샘플링 주파수 옵셋 추정값(
Figure 112009006455328-pat00047
)을 생성하는 가중치 적용부(330)를 포함한다.
상기 샘플링 주파수 생성부(400)는, 상기 가중치 연산부(300)로부터의 샘플링 주파수 옵셋 추정값(
Figure 112009006455328-pat00048
)을 필터링하는 루프필터(410)와, 상기 루프필터(410)로부터의 샘플링 주파수 옵셋 추정값(
Figure 112009006455328-pat00049
)에 따른 샘플링 주파수를 생성하는 국부발진부(420)를 포함한다.
상기 A/D 변환부(500)는, 상기 샘플링 주파수에 따라 수신신호를 샘플링하는 샘플러(510)와, 상기 샘플러(510)에 의해 샘플링된 신호를 디지털 신호로 변환하는 A/D 변환기(520)를 포함한다.
도 8은 본 발명의 적응적 잡음 제거 필터의 동작 설명 그래프이다.
도 8을 참조하면, 본 발명의 적응적 잡음 제거 필터에 의한 OFDM 수신기의 FFT 처리된 주파수영역의 수신신호(
Figure 112009006455328-pat00050
)의 신호구간과 잡음구간을 구분하는 방식과, 각 구분된 구간별 잡음 제거비를 설정하는 방식을 설명하기 위한 설명도이다.
도 9는 본 발명의 공액 복소 곱셈부의 출력 신호 그래프로서, 도 9는 잡음 제거 필터를 통과한 파일럿 신호와 통과하지 않은 파일럿 신호 각각에 대한 공액 복소 곱셈부를 통과한 위상값을 나타낸 것으로써, 적용적 잡음 제거 필터를 통과하지 않은 종래 방식에서는 도플러 주파수 및 잡음의 영향이 공존하기 때문에 적절한 임계값의 설정이 불가하나, 본 발명의 적응적 잡음 제거 필터를 통과한 경우의 신호는 도플러 주파수에 의한 추정 오차를 간단한 가중치 설정으로 제거할 수 있음을 나타낸다.
또한, 도 7을 참조하면, 상기 가중치 설정부(320)는, 상기 분산 연산부(310)로부터의 분산값(Var)이 기설정된 기준 분산값 이하일 경우에는 상기 가중치(
Figure 112009006455328-pat00051
)를 "1"로 설정하고, 상기 분산값(Var)이 상기 기준 분산값을 초과하는 경우에는 상기 가중치(
Figure 112009006455328-pat00052
)를 "0"으로 설정할 수 있다.
상기 가중치 적용부(330)는, 상기 공액 복소 연산값(
Figure 112009006455328-pat00053
)에 아크 탄젠트를 취한 값과 상기 가중치(
Figure 112009006455328-pat00054
)를 곱하여 누적한 후, 기설정된 옵셋 상수(CN)를 곱하여 상기 샘플링 주파수 옵셋 추정값(
Figure 112009006455328-pat00055
)을 생성할 수 있다.
이때, 상기 가중치 적용부(330)는, 상기 옵셋 상수(CN)를, "
Figure 112009006455328-pat00056
"로 설정할 수 있다. 이때, N은 심볼 수이고, 상기
Figure 112009006455328-pat00057
는 "
Figure 112009006455328-pat00058
"이다.
여기서,
Figure 112009006455328-pat00059
는 분산 파일럿간 간격 (b는 파일럿 간 간격),
Figure 112009006455328-pat00060
는 OFDM 심벌의 길이(N은 FFT 길이),
Figure 112009006455328-pat00061
는 분산 파일럿 수,
Figure 112009006455328-pat00062
는 인터폴레이션의 반복 횟수이다.
도 10은 본 발명에 따른 신호대잡음비-분산값(MSE) 성능 그래프이다. 도 10에서, G1은 종래기술에 따른 신호대잡음비-분산값(MSE) 성능을 보이는 그래프이고, G2는 본 발명에 따른 신호대잡음비-분산값(MSE) 성능을 보이는 그래프이다.
도 11은 본 발명에 따른 이동속도별 신호대잡음비-분산값(MSE) 성능 그래프이다. 도 11에서, 종래기술에 따른 이동속도별 신호대잡음비-분산값(MSE) 성능을 보이는 6개의 그래프와, 본 발명에 따른 이동속도별 신호대잡음비-분산값(MSE) 성능을 보이는 3개의 그래프를 도시하고 있다.
이하, 본 발명의 작용 및 효과를 첨부한 도면에 의거하여 상세히 설명한다.
도 5 내지 도 11을 참조하여 본 발명에 따른 샘플링 주파수 동기 장치에 대해 설명하면, 도 5에서, 본 발명에 따른 샘플링 주파수 동기 장치는, 디지털 수신신호를 병렬로 변환하는 S/P 변환부(20)와, 상기 S/P 변환부(20)로부터의 신호에서 보호구간을 제거하는 보호구간 제거부(30)와, 상기 보호구간 제거부(30)로부터의 신호를 FFT하는 FFT부(40)를 포함하는 OFDM 수신기에 적용되며, 상기 FFT부(40)로부터의 신호(
Figure 112009006455328-pat00063
)를 이용하여 샘플링 주파수의 옵셋(
Figure 112009006455328-pat00064
)을 추정하여 샘플링 주파수 동기를 수행한다.
이때, 본 발명의 샘플링 주파수 동기 장치는, 적응적 잡음 제거 필터(100), 공액 복소 곱셈부(200), 가중치 연산부(300), 샘플링 주파수 생성부(400) 및 A/D 변환부(500)를 포함할 수 있다.
이때, 상기 적응적 잡음 제거 필터(100)는, OFDM 수신기의 FFT 처리된 주파수영역의 수신신호(
Figure 112009006455328-pat00065
)에 포함된 잡음을 제거하고, 잡음이 제거된 수신신호를 상기 공액 복소 곱셈부(200)에 출력한다.
상기 공액 복소 곱셈부(200)는, 상기 적응적 잡음 제거 필터(100)로부터의 수신신호(
Figure 112009006455328-pat00066
)중 인접하는 두 수신신호간의 분산 파일럿을 제1 공액 복소곱 연산하고, 상기 제1 차 복소곱 연산에 의해 생성되는 신호들중 연속되는 두 신호를 제2 공액 복소곱 연산하여 하기 수학식 7과 같이, 공액 복소 연산값(
Figure 112009006455328-pat00067
)을 생성하여 상기 가중치 연산부(300)에 출력한다.
Figure 112009006455328-pat00068
상기 가중치 연산부(300)는, 상기 공액 복소 곱셈부(200)로부터의 공액 복소 연산값(
Figure 112009006455328-pat00069
)의 분산값(Var)에 따른 가중치(
Figure 112009006455328-pat00070
)를 상기 공액 복소 연산값(
Figure 112009006455328-pat00071
)에 적용하여 샘플링 주파수 옵셋 추정값(
Figure 112009006455328-pat00072
)을 생성하여 상기 샘플링 주파수 생성부(400)에 출력한다.
상기 샘플링 주파수 생성부(400)는, 상기 가중치 연산부(300)로부터의 샘플링 주파수 옵셋 추정값(
Figure 112009006455328-pat00073
)에 따라 샘플링 주파수를 생성하여 상기 A/D 변환부(500)에 출력한다.
상기 A/D 변환부(500)는, 상기 샘플링주파수생성부(400)로부터의 샘플링 주파수에 따라, 수신신호를 샘플링하여 디지털 신호로 변환한다.
도 6을 참조하면, 상기 적응적 잡음 제거 필터(100)는, IDFT부(110)와, SNR 계산부(120)와, 잡음 제거비 설정부(130)와, 잡음 제거부(140) 및 DFT부(150)를 포함할 수 있다.
이때, 상기 IDFT부(110)는 OFDM 수신기의 FFT 처리된 주파수영역의 수신신호(
Figure 112009006455328-pat00074
)를 역이산-퓨리에-변환한다.
상기 SNR 계산부(120)는, 상기 IDFT부(110)로부터의 시간영역의 수신신호의 SNR값을 계산한다.
상기 잡음 제거비 설정부(130)는, 상기 SNR 계산부(120)로부터의 SNR값에 따라, 도 8에 도시한 바와같이 신호구간("0"~"L",Nsp-L"~"Nsp')과 잡음 구간("L+Npr"~"Nsp-L-Npr")으로 구분하고, 상기 잡음 구간은 SNR값의 크기에 따라 순수 신호 구간("0"~"L"구간,"Nsp-L"~"Nsp"구간)과 신호와 잡음이 공존하는 공존 구간("L"~"L+Npr"구간, "Nsp-L-Npr"~"Nsp-L"구간)으로 구분하고, 상기 구분된 구간별 잡음 제거비(D)를 설정한다.
예를 들어, 상기 잡음 제거비 설정부(130)는, 하기 수학식 8과 같이, 상기 신호구간에서는 잡음 제거비(D)를 "1"로 설정하고, 상기 잡음 구간에서는 잡음 제거비(D)를 "0"으로 설정할 수 있다.
Figure 112009006455328-pat00075
여기서, L은 채널의 최대 지연 탭수이고, Nsp는 분산 파일럿의 개수이고, Npr은 수신신호의 신호대잡음비(SNR)에 비례하는 샘플 인덱스값이다.
상기 잡음 제거부(140)는, 상기 잡음 제거비 설정부(130)로부터의 구간별 잡음 제거비(D)를 상기 IDFT부(110)로부터의 시간영역의 수신신호에 곱하여, 상기 수신신호의 잡음을 제거한다.
예를 들어, 상기 잡음 제거부(140)는, 도 9에 도시한 바와 같이 상기 잡음 제거비 설정부(130)로부터의 구간별 잡음 제거비(D)를 상기 IDFT부(110)로부터의 시간영역의 수신신호에 곱한 후, 상기 신호 구간중 상기 채널 최대 지연 탭(L)에 의해 결정되는 순수 신호 구간("0"~"L"구간,"Nsp-L"~"Nsp"구간)과 신호와 잡음이 공존하는 공존 구간("L"~"L+Npr"구간, "Nsp-L-Npr"~"Nsp-L"구간)으로 구분하고, 상기 공존 구간("L"~"L+Npr"구간, "Nsp-L-Npr"~"Nsp-L"구간)에서는 하기 수학식 8과 같이 상기 잡음 제거비(D)가 곱해진 신호들중 인접 신호간의 평균 신호를 구할 수 있다.
Figure 112009006455328-pat00076
상기 DFT부(150)는, 상기 잡음 제거부(140)로부터의 시간영역의 수신신호를 이산-퓨리에-변환(Discrete Fourier Transform:DFT)하여, 주파수 영역의 수신신호를 출력한다.
도 7을 참조하면, 상기 가중치 연산부(300)는, 분산 연산부(310)와, 가중치 설정부(320) 및 가중치 적용부(330)를 포함할 수 있다.
이때, 상기 분산 연산부(310)는, 하기 수학식 10과 같이 상기 공액 복소 곱셈부(200)로부터의 공액 복소 연산값(
Figure 112009006455328-pat00077
)의 분산값(Var)을 구하여 상기 가중치 설정부(320)에 출력한다.
Figure 112009006455328-pat00078
상기 가중치 설정부(320)는, 상기 분산 연산부(310)로부터의 분산값(Var)에 따라 가중치(
Figure 112009006455328-pat00079
)를 설정하여 상기 가중치 적용부(330)에 출력한다.
또한, 도 7 및 8을 참조하면, 상기 가중치 설정부(320)는, 하기 수학식 11과 같이, 상기 분산 연산부(310)로부터의 분산값(Var)이 기설정된 기준 분산값(Var-ref) 이하일 경우에는 상기 가중치(
Figure 112009006455328-pat00080
)를 "1"로 설정하고, 상기 분산값(
Figure 112009006455328-pat00081
)이 상기 기준 분산값(Var-ref)을 초과하는 경우에는 상기 가중치(
Figure 112009006455328-pat00082
)를 "0"으로 설정할 수 있다.
Figure 112009006455328-pat00083
상기 가중치 적용부(330)는, 상기 가중치 설정부(320)로부터의 가중치(
Figure 112009006455328-pat00084
)와 상기 공액 복소 연값(
Figure 112009006455328-pat00085
)을 이용하여, 샘플링 주파수 옵셋의 추정 오차가 제거된 상기 샘플링 주파수 옵셋 추정값(
Figure 112009006455328-pat00086
)을 생성한다.
상기 가중치 적용부(330)는, 상기 공액 복소 연산값(
Figure 112009006455328-pat00087
)에 아크 탄젠트를 취한 값과 상기 가중치(
Figure 112009006455328-pat00088
)를 곱하여 누적한 후, 기설정된 옵셋 상수(CN)를 곱하여 상기 샘플링 주파수 옵셋 추정값(
Figure 112009006455328-pat00089
)을 생성할 수 있다.
보다 구체적으로는, 하기 수학식 12와 같이, 상기 가중치 적용부(330)는, 상기 옵셋 상수(CN)를, "
Figure 112009006455328-pat00090
"로 설정할 수 있다. 이때, N은 심볼 수이고, 상기
Figure 112009006455328-pat00091
는 "
Figure 112009006455328-pat00092
"이다.
Figure 112009006455328-pat00093
여기서,
Figure 112009006455328-pat00094
는 분산 파일럿간 간격 (b는 파일럿 간 간격),
Figure 112009006455328-pat00095
는 OFDM 심벌의 길이(N은 FFT 길이),
Figure 112009006455328-pat00096
는 분산 파일럿 수,
Figure 112009006455328-pat00097
는 인터폴레이션의 반복 횟수로서,
Figure 112009006455328-pat00098
= 0의 개수이다.
또한, 도 5를 참조하면, 상기 샘플링 주파수 생성부(400)는, 루프필터(410) 및 국부발진부(420)를 포함하는 경우, 상기 루프필터(410)는, 상기 가중치 연산부(300)로부터의 샘플링 주파수 옵셋 추정값(
Figure 112009006455328-pat00099
)을 필터링하여 상기 국부발진부(420)에 출력한다. 상기 국부발진부(420)는 상기 루프필터(410)로부터의 샘플링 주파수 옵셋 추정값(
Figure 112009006455328-pat00100
)에 따른 샘플링 주파수를 생성한다.
그리고, 상기 A/D 변환부(500)는, 샘플러(510)와 A/D 변환기(520)를 포함하는 경우, 상기 샘플러(510)는 상기 샘플링 주파수에 따라 수신신호를 샘플링하여 상기 A/D 변환기(520)에 출력한다. 상기 A/D 변환기(520)는, 상기 샘플러(510)에 의해 샘플링된 신호를 디지털 신호로 변환한다.
도 9는 잡음 제거 필터를 통과한 파일럿 신호와 통과하지 않은 파일럿 신호 각각에 대한 공액 복소 곱셈부를 통과한 위상값을 나타낸 것으로써, 적용적 잡음 제거 필터를 통과하지 않은 종래 방식에서는 도플러 주파수 및 잡음의 영향이 공존하기 때문에 적절한 임계값의 설정이 불가하나, 본 발명의 적응적 잡음 제거 필터 를 통과한 경우의 신호는 도플러 주파수에 의한 추정 오차를 간단한 가중치 설정으로 제거할 수 있음을 나타낸다.
도 10을 참조하면, 종래기술에 따른 신호대잡음비-분산값(MSE) 성능을 보이는 그래프(G1)와, 본 발명에 따른 신호대잡음비-분산값(MSE) 성능을 보이는 그래프(G2)를 참조하면, 종래기술에 비해 본 발명에 의하면 분산값이 낮으므로 샘플링 주파수 옵셋의 추정 오차가 낮음을 알 수 있다.
도 11에서, 종래기술에 따른 이동속도별 신호대잡음비-분산값(MSE) 성능을 보이는 6개의 그래프에 비해서, 본 발명에 따른 이동속도별 신호대잡음비-분산값(MSE) 성능을 보이는 3개의 그래프를 참조하면, 본 발명이 종래기술에 비해 성능이 우수하고, 또한 이동속도가 3Km 내지 350Km 범위 내에서 본 발명에 의한 성능이, 종래기술에 의한 성능보다 우수하다는 것을 알 수 있다.
도 1은 전형적인 OFDM 수신기의 블록도.
도 2는 기존 OFDM 신호의 프레임 구조도.
도 3은 기존 OFDM 심볼의 파일럿 및 데이터 구조도.
도 4는 기존 샘플링 주파수옵셋 추정 방법에서, 잡음이 없는 환경에서 도플러 주파수에 의한 순간적인 추정 오류 그래프.
도 5는 본 발명에 따른 샘플링 주파수 동기 장치의 블록도.
도 6은 본 발명에 따른 적응적 잡음 제거 필터의 블럭도.
도 7은 본 발명에 따른 가중치 연산부의 블록도.
도 8은 본 발명의 적응적 잡음 제거 필터의 동작 설명 그래프.
도 9는 본 발명의 공액 복소 곱셈부의 출력 신호 그래프.
도 10은 본 발명에 따른 신호대잡음비-분산값(MSE) 성능 그래프.
도 11은 본 발명에 따른 이동속도별 신호대잡음비-분산값(MSE) 성능 그래프.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명 *
100 : 적응적 잡음 제거 필터 110 : IDFT부
120 : SNR 계산부 130 : 잡음 제거비 설정부
140 : 잡음 제거부 150 : DFT부
200 : 공액 복소 곱셈부 300 : 가중치 연산부
310 : 분산 연산부 320 : 가중치 설정부
330 : 가중치 적용부 400 : 샘플링 주파수 생성부
410 : 루프필터 420 : 국부발진부
500 : A/D 변환부 510 : 샘플러
520 : A/D 변환기

Claims (10)

  1. OFDM 수신기의 FFT 처리된 주파수영역의 수신신호에 포함된 잡음을 제거하는 적응적 잡음 제거 필터;
    상기 적응적 잡음 제거 필터로부터의 수신신호중 인접하는 두 수신신호간의 분산 파일럿을 제1 공액 복소곱 연산하고, 상기 제1 차 복소곱 연산에 의해 생성되는 신호들중 연속하는 두 신호를 제2 공액 복소곱 연산하여 공액 복소 연산값을 생성하는 공액 복소 곱셈부;
    상기 공액 복소 곱셈부로부터의 공액 복소 연산값의 분산값에 따른 가중치를 상기 공액 복소 연산값에 적용하여 샘플링 주파수 옵셋 추정값을 생성하는 가중치 연산부;
    상기 가중치 연산부로부터의 샘플링 주파수 옵셋 추정값에 따라 샘플링 주파수를 생성하는 샘플링 주파수 생성부; 및
    상기 샘플링주파수생성부로부터의 샘플링 주파수에 따라, 수신신호를 샘플링하여 디지털 신호로 변환하는 A/D 변환부
    를 포함하는 OFDM 시스템의 샘플링 주파수 동기 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 적응적 잡음 제거 필터는,
    OFDM 수신기의 FFT 처리된 주파수영역의 수신신호를 역이산-퓨리에-변환하는 IDFT부;
    상기 IDFT부로부터의 시간영역의 수신신호의 SNR값을 계산하는 SNR 계산부;
    상기 SNR 계산부로부터의 SNR값에 비례하는 SNR 샘플인덱스값 및 기설정된 채널 최대 지연 탭에 따라, 신호가 존재하는 신호구간과 잡음이 존재하는 잡음 구간으로 구분하고, 상기 구분된 구간별 잡음 제거비를 설정하는 잡음 제거비 설정부;
    상기 잡음 제거비 설정부로부터의 구간별 잡음 제거비를 상기 IDFT부로부터의 시간영역의 수신신호에 곱하여, 상기 수신신호의 잡음을 제거하는 잡음 제거부; 및
    상기 잡음 제거부로부터의 시간영역의 수신신호를 이산-퓨리에-변환하여, 주파수 영역의 수신신호를 출력하는 DFT부
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템의 샘플링 주파수 동기 장치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 가중치 연산부는,
    상기 공액 복소 곱셈부로부터의 공액 복소 연산값의 분산값을 구하는 분산 연산부;
    상기 분산 연산부로부터의 분산값에 따라 가중치를 설정하는 가중치 설정부; 및
    상기 가중치 설정부로부터의 가중치와 상기 공액 복소 연산값을 이용하여, 샘플링 주파수 옵셋의 추정 오차가 제거된 상기 샘플링 주파수 옵셋 추정값을 생성하는 가중치 적용부
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템의 샘플링 주파수 동기 장치.
  4. 제1항에 있어서, 상기 샘플링 주파수 생성부는,
    상기 가중치 연산부로부터의 샘플링 주파수 옵셋 추정값을 필터링하는 루프필터; 및
    상기 루프필터로부터의 샘플링 주파수 옵셋 추정값에 따른 샘플링 주파수를 생성하는 국부발진부
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템의 샘플링 주파수 동기 장치.
  5. 제1항에 있어서, 상기 A/D 변환부는,
    상기 샘플링 주파수에 따라 수신신호를 샘플링하는 샘플러; 및
    상기 샘플러에 의해 샘플링된 신호를 디지털 신호로 변환하는 A/D 변환기
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템의 샘플링 주파수 동기 장치.
  6. 제2항에 있어서, 상기 잡음 제거비 설정부는,
    상기 신호구간에서는 잡음 제거비를 "1"로 설정하고, 상기 잡음 구간에서는 잡음 제거비를 "0"으로 설정하는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템의 샘플링 주파수 동기 장치.
  7. 제6항에 있어서, 상기 잡음 제거부는,
    상기 잡음 제거비 설정부로부터의 구간별 잡음 제거비를 상기 IDFT부로부터의 시간영역의 수신신호에 곱한 후, 상기 신호 구간중 상기 채널 최대 지연 탭에 의해 결정되는 순수 신호 구간과 신호와 잡음이 공존하는 공존 구간으로 구분하고, 상기 공존 구간에서는 상기 잡음 제거비가 곱해진 신호들중 인접 신호간의 평균 신호를 구하는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템의 샘플링 주파수 동기 장치.
  8. 제3항에 있어서, 상기 가중치 설정부는,
    상기 분산 연산부로부터의 분산값이 기설정된 기준 분산값 이하일 경우에는 상기 가중치를 "1"로 설정하고, 상기 분산값이 상기 기준 분산값을 초과하는 경우에는 상기 가중치를 "0"으로 설정하는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템의 샘플링 주파수 동기 장치.
  9. 제8항에 있어서, 상기 가중치 적용부는,
    상기 공액 복소 연산값에 아크 탄젠트를 취한 값과 상기 가중치를 곱하여 누적한 후, 기설정된 옵셋 상수를 곱하여 상기 샘플링 주파수 옵셋 추정값을 생성하는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템의 샘플링 주파수 동기 장치.
  10. 제9항에 있어서, 상기 가중치 적용부는,
    상기 옵셋 상수를, "
    Figure 112010060115581-pat00101
    "로 설정하며, 이때, N은 심볼 수이고, 상기
    Figure 112010060115581-pat00102
    는 "
    Figure 112010060115581-pat00103
    "이며, 여기서,
    Figure 112010060115581-pat00104
    는 분산 파일럿간 간격 (b는 파일럿 간 간격),
    Figure 112010060115581-pat00105
    는 OFDM 심벌의 길이(N은 FFT 길이),
    Figure 112010060115581-pat00106
    는 분산 파일럿 수,
    Figure 112010060115581-pat00107
    는 인터폴레이션의 반복 횟수인 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템의 샘플링 주파수 동기 장치.
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