KR101005876B1 - 다중 사용자 다중 입력 다중 출력 통신 시스템에서 코드북을 이용하여 빔성형하는 방법 및 시스템 - Google Patents

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Abstract

코드북을 이용하여 다중 사용자 다중 입력 다중 출력(MIMO) 통신 시스템 내에서 빔성형을 하기 위한 방법 및 시스템은 노드 B 내에 간섭 제거 행렬 (WR)의 생성을 가능하게 하는 프로세서를 포함할 수 있다. 간섭 제거 행렬은, 다르게는 정합 필터라고도 일컬어지는데, 복합 신호(Y)를 복수의 부속 신호들 (yi)로써 표현되도록 할 수 있고, 이 부속 신호들 각각은 상응하는 i 번째 UE 단말국에서의 수신을 위해 노드 B에 의해 송신된다. 부속 신호들 yi 각각은 복수의 데이터 스트림 신호들 (xi) 중에서 상응하는 데이터 스트림 신호에 기초하여 생성될 수 있다. 프로세서는 간섭 제거 행렬에 기초하여 프리코딩 행렬 (WT)의 생성을 수행할 수 있다. 노드 B 내에 있는 송신기는 프리코딩 행렬에 기초하여 복수의 신호들의 생성을 가능하게 할 수 있다. 이 신호들은 무선 통신 매체를 통하여 전송될 수 있다.

Description

다중 사용자 다중 입력 다중 출력 통신 시스템에서 코드북을 이용하여 빔성형하는 방법 및 시스템{A METHOD AND SYSTEM FOR BEAMFORMING IN A MULTIPLE USER MULTIPLE INPUT MULTIPLE OUTPUT (MIMO) COMMUNICATION SYSTEM USING A CODEBOOK}
본 발명은 일반적으로 무선 통신 시스템에 관한 것이다. 더욱 상세하게는 본 발명은 다중 사용자 다중 입력 다중 출력(MIMO) 통신 시스템에서 코드북을 이용하여 빔성형(beamforming)하는 방법 및 시스템에 관한 것이다.
이동 통신은 사람들이 통신하는 방식을 바꾸었으며, 이동 전화는 사치품에서 일상생활의 필수품으로 전환되었다. 오늘날 이동 전화의 사용은 지역 또는 기술에 의해 방해받기보다는 오히려 사회적인 환경에 의해 일반적으로 지배된다. 음성 통화가 통신에 대한 기본적인 요구를 충족시키고, 이동 음성 연결이 일상 생활의 구조 속으로 계속해서 더욱더 침투하는 동안, 모바일 인터넷이 이동 통신 변혁에 있어서 다음 단계로 부상하고 있다. 모바일 인터넷은 일상적인 정보의 공통된 원천이 될 준비를 하고 있으며, 이러한 데이터에 대한 간편하고 자유로운 모바일 접속이 당연한 일로 여겨질 것이다.
3 세대(3G) 셀룰러 네트워크는 특히 모바일 인터넷에 대한 이러한 미래의 수 요를 충족시키도록 설계되어 왔다. 3GPP(3rd Generation Partnership Project)는 전 세계의 많은 통신 업체들의 제휴 단체로서 그 목적은 모바일 인터넷의 수요를 충족할 수 있는 무선 네트워크를 위한 표준들을 개발하는 것이다. 3GPP가 이러한 목적을 위해 수행하는 프로젝트들 중 하나는 3GPP LTE(long term evolution) 프로젝트라고 불리는 것이다. 3GPP LTE 프로젝트는 무선 통신 네트워크들에서의 데이터 전송률 및 주파수 스펙트럼 이용에 관한 세부 규정들에 관한 광범위한 목표들을 가지고 있다.
종래의 통상적인 접근에 따른 그 밖의 제한들 및 단점들은 도면을 참조하여 본 출원의 나머지 부분에서 언급되는 바와 같은 본 발명의 몇몇 측면들과 이러한 시스템의 대비를 통해 당업자에게 자명하게 드러날 것이다.
다중 사용자 다중 입력 다중 출력(MIMO) 통신 시스템에 있어서 코드북을 이용하여 빔성형하는 방법 및 시스템은, 실질적으로 도면들 중 적어도 하나와 관련되어 나타내어지거나 또는 설명되며, 청구항에서 더욱 완전하게 기재되는 바와 같다.
일 측면에 따르면, 무선 통신 시스템 내에서 정보를 통신하기 위한 시스템이 제공되는데, 상기 시스템은,
복합 신호(composite signal)가 복수의 부속 신호들(subsidiary signals)로써 표현될 수 있도록 하는 간섭 제거 행렬(interference cancellation matrix)의 생성을 가능하게 할 수 있는 하나 또는 다수의 회로들을 포함하며, 상기 복수의 부속 신호들의 각각은 복수의 데이터 스트림 신호들 중의 상응하는 데이터 스트림 신호에 기초하여 생성되고,
상기 하나 또는 다수의 회로들은 상기 생성된 간섭 제거 행렬에 기초하여 프리코딩 행렬(precoding matrix)의 생성을 가능하게 할 수 있으며,
상기 하나 또는 다수의 회로들은 상기 생성된 프리코딩 행렬에 기초하고 또한 상기 복수의 데이터 스트림 신호들에 기초하여, 송신을 위한 복수의 신호들의 생성을 가능하게 할 수 있고,
상기 하나 또는 다수의 회로들은 무선 통신 매체를 통해 상기 생성된 복수의 신호들의 전송을 가능하게 할 수 있다.
바람직하게는, 상기 하나 또는 다수의 회로들은 상기 생성된 프리코딩 행렬 및 생성된 빔성형 행렬(beamforming matrix)에 기초하여, 변형된 빔성형 행렬의 생성을 가능하게 할 수 있다.
바람직하게는, 상기 하나 또는 다수의 회로들은 상기 무선 통신 매체를 통해 수신된 신호들에 기초하여, 상기 생성된 빔성형 행렬 및 하나 또는 다수의 사용자 채널 행렬들의 생성을 가능하게 할 수 있다.
바람직하게는, 상기 하나 또는 다수의 회로들은 상기 수신된 신호들을 통하여 하나 또는 다수의 사용자 빔성형 벡터들 내지 사용자 채널 품질 정보의 수신을 가능하게 할 수 있다.
바람직하게는, 상기 하나 또는 다수의 회로들은 상기 수신된 하나 또는 다수의 사용자 빔성형 벡터들 내지 사용자 채널 품질 정보에 기초하여 상기 프리코딩 행렬 내지 상기 빔성형 행렬의 생성을 가능하게 할 수 있다.
바람직하게는, 상기 하나 또는 다수의 회로들은 상기 무선 통신 매체를 통하여 상기 생성되고 변형된 빔성형 행렬로부터의 데이터의 전송을 가능하게 할 수 있다.
바람직하게는, 상기 하나 또는 다수의 회로들은 상기 생성되고 변형된 빔성형 행렬에 관하여 코드 북에 기초한 양자화 버전의 생성을 가능하게 할 수 있다.
바람직하게는, 상기 하나 또는 다수의 회로들은 상기 무선 통신 매체를 통하여 상기 양자화된 버전으로부터의 데이터의 전송을 가능하게 할 수 있다.
바람직하게는, 상기 하나 또는 다수의 회로들은 상기 생성되고 변형된 빔성형 행렬 내의 각각의 행렬 요소와 상기 코드 북 내의 각각의 항목 값 사이의 상관 값을 계산함으로써 상기 양자화된 버전의 생성을 가능하게 할 수 있다.
바람직하게는, 상기 하나 또는 다수의 회로들은 상기 복수의 행렬 요소들의 각각에 관하여 계산된 최대 값을 기초로 하여 상기 양자화된 버전의 생성을 가능하게 할 수 있다.
바람직하게는, 상기 하나 또는 다수의 회로들은 상기 복수의 행렬 요소들의 각각에 대하여, 상기 복수의 최대 값들에 기초한 상기 코드 북 내의 선택된 항목 값을 참조하는 인덱스 값의 계산을 가능하게 할 수 있다.
바람직하게는, 상기 하나 또는 다수의 회로들은 상기 무선 통신 매체를 통하여 상기 복수의 인덱스 값들의 전송을 가능하게 할 수 있다.
일 측면에 따르면, 무선 통신 시스템 내에서 정보를 통신하기 위한 방법이 제공되며, 상기 방법은,
복합 신호(composite signal)가 각각이 복수의 데이터 스트림 신호들 중에서 상응하는 한 데이터 스트림 신호에 기초하여 생성되는 복수의 부속 신호들로써 표현될 수 있도록 하는 간섭 제거 행렬(interference cancellation matrix)을 생성하는 단계;
상기 생성된 간섭 제거 행렬에 기초하여 프리코딩 행렬(precoding matrix)을 생성하는 단계;
상기 생성된 프리코딩 행렬에 기초하고 또한 상기 복수의 데이터 스트림 신호들에 기초하여, 송신을 위한 복수의 신호들을 생성하는 단계; 및
무선 통신 매체를 통하여 상기 생성된 복수의 신호들을 전송하는 단계를 포함한다.
바람직하게는, 상기 방법은 상기 생성된 프리코딩 행렬 및 생성된 빔성형 행렬에 기초하여, 변형된 빔성형 행렬을 생성하는 단계를 포함한다.
바람직하게는, 상기 방법은 상기 무선 통신 매체를 통해 수신된 신호들에 기초하여, 상기 생성된 빔성형 행렬 및 하나 또는 다수의 사용자 채널 행렬들을 생성하는 단계를 포함한다.
바람직하게는, 상기 방법은 상기 수신된 신호들을 통하여 하나 또는 다수의 사용자 빔성형 벡터들 내지 사용자 채널 품질 정보를 수신하는 단계를 포함한다.
바람직하게는, 상기 방법은 상기 수신된 하나 또는 다수의 사용자 빔성형 벡터들 내지 사용자 채널 품질 정보에 기초하여 상기 프리코딩 행렬 내지 상기 빔성형 행렬을 생성하는 단계를 포함한다.
바람직하게는, 상기 방법은 상기 무선 통신 매체를 통하여 상기 생성되고 변형된 빔성형 행렬로부터의 데이터를 전송하는 단계를 포함한다.
바람직하게는, 상기 방법은 상기 생성되고 변형된 빔성형 행렬에 관하여 코드 북에 기초하여 양자화 버전을 생성하는 단계를 포함한다.
바람직하게는, 상기 방법은 상기 무선 통신 매체를 통하여 상기 양자화된 버 전으로부터의 데이터를 전송하는 단계를 포함한다.
바람직하게는, 상기 방법은 상기 생성되고 변형된 빔성형 행렬 내의 각각의 행렬 요소와 상기 코드 북 내의 각각의 항목 값 사이의 상관 값을 계산함으로써 상기 양자화된 버전을 생성하는 단계를 포함한다.
바람직하게는, 상기 방법은 상기 복수의 행렬 요소들의 각각에 관하여 계산된 최대 값을 기초로 하여 상기 양자화된 버전을 생성하는 단계를 포함한다.
바람직하게는, 상기 방법은 상기 복수의 행렬 요소들의 각각에 대하여, 상기 복수의 최대 값들에 기초한 상기 코드 북 내의 선택된 항목 값을 참조하는 인덱스 값을 계산하는 단계를 포함한다.
바람직하게는, 상기 하나 또는 다수의 회로들은 상기 무선 통신 매체를 통하여 상기 복수의 인덱스 값들을 전송하는 단계를 포함한다.
본 발명의 이러한 장점들 및 그 밖의 장점들, 측면들 및 신규한 특징들 뿐만 아니라 본 발명의 기재된 실시예의 자세한 설명은 후술하는 상세한 설명과 도면으로부터 더욱 충분히 이해될 것이다.
본 발명의 다양한 실시예들은 다중 사용자 다중 입력 다중 출력(MIMO) 통신 시스템에서 코드북(codebook)을 이용하여 빔성형하는 방법 및 시스템으로서, 제3 세대 파트너쉽 프로젝트(3GPP) LTE(long term evolution) 시스템들과 연관되어 구현될 수 있다.
본 발명의 일부 실시예들은 다중 사용자 다중 입력 다중 출력(MIMO) 통신 시스템에서 코드북(codebook)을 이용하여 빔성형하는 방법 및 시스템으로 볼 수 있다. 본 발명의 다양한 실시예들은 제3 세대 파트너쉽 프로젝트(3GPP) LTE(long term evolution) 시스템들과 연관되어 구현될 수 있다. 본 발명의 다양한 실시예들에 있어서, 무선 통신 시스템 내의 MIMO 기지국은 복수의 MT 송신 안테나들을 통해 프리코딩된(precoded) 신호들을 동시적으로 송신할 수 있다. 상기 프리코딩된 신호들은 이어서, 상기 복수의 송신 안테나들을 통해 송신되기에 앞서, 빔성형 기술들을 이용하여 처리될 수 있다. 본 발명의 다양한 실시예들에서, 상기 프리코딩 및 빔성형 단계들은 그 일반성을 잃지 않는 상태에서 서로 결합될 수 있다. 상기 복수의 MT 개의 동시적으로 송신되는 신호들은 복수의 K 개의 사용자 장치(UE: user equipment) 단말국들에서 수신될 수 있는데, 이들의 각각은 복수의 MR 개의 수신 안테나들을 통해 수신될 수 있다. 상기 송신되는 신호들은 상기 UE 단말국들 각각으로부터 수신된 피드백 데이터에 기초하여 프리코딩될 수 있다.
수신 측에서, 상기 UE 단말국들의 각각은 간섭 제거 필터(interference cancellation filter)를 이용하여 상기 프리코딩된 신호들 중의 일 부분들을 선택적으로 수신하고 동시에 상기 프리코딩된 신호들의 나머지 부분들을 수신 억제(reject)할 수 있다. 상기 각각의 UE 단말국의 간섭 제거 필터에 관한 필터링 특성은 상기 기지국으로부터 수신된 데이터에 기초하여 결정될 수 있다. 본 발명의 다양한 실시예들에 있어서, i번째 UE 단말국(K 개의 UE 단말국들 중에서)에 의해 이용되는 간섭 제거 필터는 상기 UE 단말국으로 하여금 상기 기지국으로부터 수신되는 신호들을 복수의 K 개 신호들로 변환하는 것을 가능하게 할 수 있다. 상기 UE 단말국은 이후의 처리를 위해 상기 복수의 K 개 신호들 중에 i 번째 신호를 선택하는 동시에 j≠i인 신호들을 억제할 수 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 관련하여 이용될 수 있는 예시적인 MIMO 송수신기의 블록도이다. 도 1을 참조하면, 무선 송수신국(102)과 복수의 안테나들(132a, ... 132n)이 나타나 있다. 상기 무선 송수신국(102)은 예시적인 무선 통신 장치로서, 무선 통신 시스템 내의 기지국 또는 UE에서 이용되는 것일 수 있다. 예시적인 3GPP 무선 통신 시스템에 있어서, 기지국은 노드 B(node B)라고 일컬어진다. 복수의 안테나들(132a, ... 132n)은 상기 무선 송수신국(102)이 신호들, 예를 들어 무선 주파수(RF: radio frequency) 신호들을 무선 통신 매체를 통해 송신 내지 수신할 수 있게 한다. 도 1에 나타낸 상기 무선 송수신국(102)은 또한 그 일반성을 잃지 않는 상태로서 송신기(116)에 결합된 하나 또는 다수의 송신 안테나들과, 수신기(118)에 결합된 하나 또는 다수의 수신 안테나들을 포함하는 것으로 묘사될 수 있다.
상기 예시적인 무선 송수신국은 프로세서(112), 메모리(114), 송신기(116), 수신기(118), 송신/수신(T/R) 스위치(120) 및 안테나 매트릭스(122)를 포함한다. 상기 안테나 매트릭스(122)는 상기 무선 송수신국(102)에서 신호를 송신하거나 또는 수신할 수 있도록 하나 또는 다수의 안테나들(132a, ... 132n)의 선택을 가능하게 할 수 있다. 상기 T/R 스위치(120)는 상기 안테나 매트릭스(122)가 상기 송신 기(116) 또는 수신기(118)에 통신가능하도록 결합될 수 있게 할 수 있다. 상기 T/R 스위치(120)가 상기 송신기(116) 및 상기 안테나 매트릭스(122) 사이에서 통신 결합을 활성화하는 경우에는, 선택된 안테나들(132a, ... 132n)은 신호를 송신하는 데에 이용될 수 있다. 상기 T/R 스위치(120)가 상기 수신기(118) 및 상기 안테나 매트릭스(122) 사이에서 통신 결합을 활성화하는 경우에는, 선택된 안테나들(132a, ... 132n)은 신호를 수신하는 데에 이용될 수 있다.
상기 송신기(116)는 신호들의 생성을 할 수 있고, 이 신호들은 선택된 안테나들(132a, ... 132n)을 통해 송신될 수 있다. 상기 송신기(116)는 코딩 기능들, 신호 변조 내지 신호 증폭을 수행함으로써 신호들을 생성할 수 있다. 본 발명의 다양한 실시예들에서, 상기 송신기(116)는 프리코딩 내지 빔성형 기술들을 이용하여 신호들의 생성을 수행할 수 있다.
상기 수신기(118)는 선택된 안테나들(132a, ... 132n)을 통해 수신된 신호들의 처리를 수행할 수 있다. 상기 수신기(118)는 신호 증폭, 신호 복조 내지 디코딩 기능들을 수행함으로써 수신된 신호들을 바탕으로 데이터를 생성할 수 있다. 본 발명의 다양한 실시예들에서, 상기 수신기(118)는, 생성된 신호들의 프리코딩 내지 빔성형을 하는 데에 상기 송신기(116)에 의해 이용되었을 수 있는, 그러한 데이터의 생성을 수행할 수 있다.
상기 프로세서(112)는 송신되는 데이터의 생성 내지 수신된 데이터의 처리를 수행할 수 있다. 상기 프로세서(112)는 데이터를 생성할 수 있는데, 이 데이터는 상기 송신기(116)에 의해 신호를 생성하는 데에 이용된다. 상기 프로세서(112)는 상기 수신기(118)에 의해 생성된 데이터를 처리할 수 있다. 본 발명의 다양한 실시예들에서, 노드 B 내의 상기 프로세서(112)는 상기 수신기(118)에 의해 수신된 데이터를 처리하고 계수 데이터(coefficient data)를 생성할 수 있으며, 이 계수 데이터는 상기 송신기(116)에 의해 상기 생성된 신호들의 프리코딩 또는 빔성형을 하는 데에 이용될 수 있다. 상기 계수 데이터는 상기 메모리(114)에 저장될 수 있다.
본 발명의 다양한 실시예들에서, UE 단말국 내의 상기 프로세서(112)는 상기 수신기에 의해 수신된 데이터를 처리하여 빔성형 데이터 내지 채널 품질 정보(CQI: channel quality information)를 생성하도록 동작할 수 있다. 상기 빔 성형 데이터 내지 CQI는 상기 메모리(114)에 저장될 수 있다. 상기 빔성형 데이터 내지 CQI는 상기 송신기(116)에 의해 상기 메모리(114)로부터 검색될 수 있다. 상기 송신기(116)는 이러한 빔성형 데이터 내지 CQI를 이용하여 신호들을 생성할 수 있고, 이 신호들은 상기 송신 안테나들(132a, ... 132n)을 통해 송신된다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 관련하여 이용될 수 있는 예시적인 다중 사용자 MIMO 송수신기의 블록도이다. 도 2를 참조하면, 복수의 송신 안테나들(212a, 212b, ..., 212n)을 가지는 송신기(116)(도 1에서 온 것임), 수신기(118)(도 1에서온 것임), 복수의 안테나들(232a, ..., 232n)을 가지는 UE 단말국(222a), 복수의 안테나들(242a, ..., 242n)을 가지는 UE 단말국(222b), 복수의 안테나들(252a, ..., 252n)을 가지는 UE 단말국(222n) 및 통신 매체(262)를 포함한다. 상기 UE 단말국들(222a, 222b, ..., 222n)의 수는 수량 값 K로 표현될 수 있다. 상기 안테나들(232a, ... 232n, 242a, ... 242n, 252a, ..., 252n)은 각각의 UE(222a, 222b, 222n)에서 신호들의 송신 내지 수신에 이용될 수 있다. 각각의 UE에 있는 안테나들의 수는 수량 값 MR이라 표현될 수 있다. 그렇지만, 본 발명의 다양한 실시예들에서, 어떤 주어진 UE에서의 안테나들의 개수는 독립적으로 결정될 수 있다. 상기 송신기(116)는 프리코더(precoder)(202) 및 빔성형부(beamformer)(204)를 포함할 수 있다. 상기 수신기(118)는 빔성형 제어부(beamforming controller)(206)를 포함할 수 있다. 본 발명의 다양한 실시예들에서, 상기 송신기(116)와 상기 수신기(118)는 노드 B 내에 있는 구성요소들일 수 있다. 상기 송신 안테나들(212a, 212b,...212n)의 개수는 수량 값 MT라고 표현될 수 있다.
본 발명의 다양한 실시예들에 있어서, 노드 B는 데이터 스트림들 x1, x2, ..., xK를, 복수의 K 개의 UE 단말국들에 대해 i 번째 UE가 데이터 스트림 xi의 의도된 수신자가 되도록 동시적으로 송신할 수 있다. 상기 데이터 스트림들의 각각은 MS 개의 공간 스트림들(spatial streams) 또는 공간-시간 스트림들(space-time streams)을 의미할 수 있다. 본 발명의 예시적인 실시예에서, MS=1이면 각각의 데이터 스트림은 단일한 데이터 스트림 또는 공간-시간 스트림을 의미한다. 상기 프리코더(202)는 송신기 프리코딩 매트릭스 WT에 기초하여 상기 송신 데이터 스트림들 x1, x2, ..., xK를 프리코딩함으로써 프리코딩된 데이터 스트림들을 생성할 수 있다. 상기 빔성형부(204)는 상기 프리코딩된 데이터 스트림들을 수신하고, 빔성형 행렬 V에 기초하여 복수의 MT 개 송신 신호들을 생성할 수 있다. 상기 MT 개의 송신 신호들 각각은 상기 송신 안테나들(212a, 212b, ... 212n) 중의 개별 안테나를 통해 송신될 수 있다. 상기 송신 신호들은 통신 매체(262)를 통해 전파될 수 있다. 상기 송신된 신호들의 진폭 내지 위상은 이 신호들이 통신 매체(262)를 거쳐 전파되는 동안 변경될 수 있다. 전파되는 신호들의 신호 특성 변화는 페이딩(fading)이라고 부른다. 상기 통신 매체(262)의 신호 페이딩 특성은 채널 추정 행렬 H로 표현될 수 있다. UE(222a)에서 수신되는 신호들은 신호 y1이라 할 수 있고, UE(222b)에서 수신되는 신호들은 신호 y2이라 할 수 있으며, UE(222c)에서 수신되는 신호들은 신호 y3이라 할 수 있다.
상기 UE(222a)는 간섭 제거 필터를 이용하여 상기 수신된 신호 y1을 처리할 수 있으며 그럼으로써 수신 신호 r1의 검출을 수행할 수 있다. 수신 신호 r1은 송신 데이터 스트림 x1에 대한 추정 값을 나타낸다고 할 수 있다. 상기 UE(222a)에서 이용되는 간섭 제거 필터의 특성은 행렬 wR1로써 나타낼 수 있다. 간섭 제거 필터는 또한 "정합 필터(matched filter)"라고도 불릴 수 있다. 상기 UE(222b)는 간섭 제거 필터를 이용하여 상기 수신된 신호 y2을 처리할 수 있으며 그럼으로써 수신 신호 r2의 검출을 수행할 수 있다. 수신 신호 r2은 송신 데이터 스트림 x2에 대한 추정 값을 나타낸다고 할 수 있다. 상기 UE(222b)에서 이용되는 간섭 제거 필터의 특성 은 행렬 wR2로써 나타낼 수 있다. 상기 UE(222n)는 간섭 제거 필터를 이용하여 상기 수신된 신호 yK을 처리할 수 있으며 그럼으로써 수신 신호 rK의 검출을 수행할 수 있다. 수신 신호 rK은 송신 데이터 스트림 xK에 대한 추정 값을 나타낸다고 할 수 있다. 상기 UE(222n)에서 이용되는 간섭 제거 필터의 특성은 행렬 wRK으로써 나타낼 수 있다.
수신 신호 y1에 기초하여, 상기 UE(222a)는 수신기(118)에 피드백 정보를 전달할 수 있다. 예를 들어, 수신 신호 y1은 상기 송신기(116)로부터 PDU들의 수신이 가능하게 만들 수 있다. 각각의 PDU는 프리앰블 필드(preamble field)를 포함할 수 있는데, 이 프리앰블 필드는 상기 UE(222a)로 하여금 빔성형 행렬 내지 CQI를 상기 수신된 신호 y1에 기초하여 생성할 수 있게 한다. 상기 빔성형 행렬은 행렬 v1로 표시될 수 있고 CQI는 CQI1로 나타낼 수 있다. 상기 빔성형 행렬 및 CQI는 통신 매체(262)를 통해 피드백 신호 (v1, CQI1)로써 수신기(118)에 전달될 수 있다. 상기 피드백 신호 (v1, CQI1)는 프리앰블 데이터를 포함하는 프레임들 내에(또는 일반적으로는 프로토콜 데이터 유닛들(PDU: protocol data units) 내에) 포함되어 전달될 수 있다. 상기 프리앰블 데이터는 노드 B로 하여금 사용자 채널 행렬 H1을 계산할 수 있게 하는데, 상기 사용자 채널 행렬은 상기 UE(222a)에 의해 송신되고 상기 수신기(118)에 의해 수신된 신호들에 대하여 상기 통신 매체(262)를 특성화한다. 이 와 유사하게, 상기 UE(222b) 및 UE(222n)은 피드백 정보 (v2, CQI2)와 (vK, CQIK)를 상기 통신 매체(262)를 통해 각각 수신기(118)로 전달할 수 있다. (v2, CQI2)를 포함하는 PDU들 내에 있는 피드백 신호 및 (vK, CQIK)를 포함하는 PDU들 내에 있는 피드백 신호의 수신은 노드 B로 하여금, 상기 UE(222b) 및 UE(222n)에 의해 각자 송신되고 상기 수신기(118)에 의해 수신된 신호들에 대하여 상기 통신 매체(262)를 특성화하는 사용차 채널 행렬들 H2 및 HK를 각각 계산할 수 있게 한다.
상기 빔성형 제어부(206)는 하나 또는 다수의 UE 단말국들로부터 피드백 정보 (vi, CQIi)를 수신할 수 있다. 상기 빔성형 제어부(206)는 프리코딩 내지 빔성형 계수들의 생성을 가능하게 할 수 있는데, 이들은 프리코딩 행렬 WT 내지 빔성형 행렬 V와 연계되어 프리코더(202) 내지 빔성형부(204)에 의해 이용될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에서, 신호들 yi는 다음과 같이 데이터 스트림들 xi의 함수로서 표현될 수 있다.
Figure 112008063425899-pat00001
여기서 yi은 MR 개의 행(이때 MR은 신호 yi를 수신하기 위해 i 번째 UE 단말 국에서 이용되는 안테나들의 개수)으로 구성된 열(column) 벡터이고, ni는 신호 노이즈를 나타내며, H는 다음과 같다.
Figure 112008063425899-pat00002
여기서, Hi는 i 번째 UE 단말국에서 수신된 신호들 yi에 대한 신호 채널 추정 행렬(즉 사용차 채널 행렬)을 나타낸다. V는 다음과 같다.
Figure 112008063425899-pat00003
여기서, vi는 MT 개의 행(이때 MT은 노드 B에서 이용되는 송신 안테나들의 개수)으로 구성된 열 벡터로서, i 번째 UE 단말국으로부터 수신되는 빔성형 행렬에 기초하여 생성된다.
각각의 UE 단말국에서 간섭 제거 처리 후 신호들 ri는 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008063425899-pat00004
여기서 행렬 WR은 각각의 UE 단말국에 대한 개별 행렬들 wRi에 기초한 행렬이다.
본 발명의 다양한 실시예들에 있어서, 행렬들 WR 및 WT 내의 계수들은 WR×H×V×WT가 직교 행렬(orthogonal matrix)로 적어도 대략적으로 표현될 수 있도록 노드 B에서 결정될 수 있다. 나아가, 행렬 VT가 정의될 수 있다. 본 발명의 다양한 실시예들에서, 행렬 VT는 다음과 같이 행렬들 V와 WT의 선형 결합 연산으로서 정의될 수 있다.
Figure 112008063425899-pat00005
여기서, 노드 B는 하나 또는 다수의 UE 단말국들로부터 온 CQI 피드백에 기초하여 프리코딩 행렬 WT를 생성할 수 있다. 본 발명의 다양한 실시예들에서 상기 프리코딩 행렬 WT는 CQI 피드백에 기초하여 생성되는데, 상기 프리코딩 행렬은 서로 다른 가중 인자들(weighting factors)이 서로 다른 UE 단말국들에 할당됨으로써 상 기 노드 B로 하여금 샤논(Shannon) 용량에 근접할 수 있는 합산 출력 속도로 다수의 UE 단말국들에 대해 동시적으로 데이터를 송신할 수 있도록 계산될 수 있다.
행렬들 WR 및 WT의 결정에 관한 한가지 접근 방식에 있어서, 특이값 분해(SVD: singular value decomposition)가 행렬 WR을 결정하는 데에 이용될 수 있으며, 그 후에 WR×H×V×WT가 직교 행렬로 적어도 대략적으로 표현될 수 있도록 행렬 WT가 결정될 수 있다.
SVD는 행렬 M이 대각 특이 행렬(diagonal singular matrix) S, M의 "출력" 기저 벡터들(output basis vectors)의 행렬 U 및 M의 "입력" 기저 벡터들의 행렬 V의 행렬 곱으로서 다음과 같이 표현되도록 할 수 있는 방법이다.
Figure 112008063425899-pat00006
여기서 V*는 행렬 V의 켤레 전치 형태(conjugate transpose version)이다.
SVD 절차에서 첫 단계로서, 상기 데이터 스트림 xi는 각각이 단일한 공간 스트림 또는 공간-시간 스트림을 포함(MS=1)하는 것으로 가정할 수 있고, 행렬 WR은 행렬 U로써 나타내어질 수 있으며, 수학식 4에서 행렬 WT는 대해 이 시점에서는 단위 행렬(identity matrix)인 것으로 가정할 수 있다. 이러한 경우에, 수학식 4는 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008063425899-pat00007
상기 행렬 U는 K 개의 UE 단말국 수량 각각에 대한 일군의 정합 필터들을 나타내며, i 번째 행 내에 있는 행렬 요소들을 ui(즉, i 번째 UE 단말국에 관한 정합 필터)라고 표현할 수 있는 대각 행렬로써 표현될 수 있다. 결과적으로, 수학식 7은 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008063425899-pat00008
나아가, MS=1인 경우에, 각 UE 단말국(222a, 222b, ... 222n)에 있는 수신 안테나들의 개수는 또한 1과 같을 수 있다. 그러한 경우에, 각 사용자 채널 행렬 Hi는 1의 행렬 계수(matrix rank)를 가지는 행렬로 표현될 수 있다. 사용자 채널 행렬 Hi의 SVD 표현식은 하나의 특이값으로 표현될 수 있다. 이러한 예에서, 수학식 8 은 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008063425899-pat00009
여기서 λi는 행렬 Hi의 특이값을 나타내며, ρij=ν* i·νj 및 u* i=νi -1이다.
수학식 9에 기초하여, 행렬 WT는 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008063425899-pat00010
CQI의 함수로 표현되는 경우에는 WT는 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008063425899-pat00011
여기서 αi(CQIi)는 i 번째 UE 단말국에 대한 CQI 가중 인자(weighting factor)를 가리킨다. 수학식 10b는 행렬 WT가 CQI 피드백에 기초하여 생성될 경우를 제시한다. αi(CQIi)=αj(CQIj)인 예에서는 수학식 10b의 우변에 있는 두 번째 행렬은 단위 행렬로 대체될 수 있다.
행렬 곱 WR×H×V×WT은 다음과 같이 나타낸 바와 같은 직교 행렬에 의해 적어도 대략적으로 표현될 수 있다.
Figure 112008063425899-pat00012
Figure 112008063425899-pat00013
여기서, 수학식 10b에 나타낸 CQI 가중 인자 행렬은, 예시의 목적으로서, 단위 행렬로 표현되었다.
각각의 벡터 vi가 각각의 벡터 vj(i≠j인 때)에 직교하는 경우에, 각각의 행렬 곱 vi·vj = 0이고, 행렬 WT는, 수학식 10a에 나타나 있듯이, 단위 행렬로써 표현될 수 있다. 수학식 10a에 나타낸 행렬은 상관 행렬(correlation matrix)라고 불 린다. 수학식 12에서와 같이 행렬 VT를 계산하고 난 후에, 상기 노드 B는 이 행렬 VT를 각각의 UE 단말국에 전달할 수 있다.
행렬 VT는 각각의 구성 벡터 vTi에 관하여 부동 소수점 값들의 집합을 포함할 수 있는데, 이 경우에, 상기 vTi는 수학식 12에 나타낸 바와 같이 부동 소수점 행렬 V를 상기 부동 소수점 행렬 WT의 i 번째 열에 곱함으로써 계산될 수 있는 행렬이다. 본 발명의 다양한 실시예들에서, 상기 노드 B에서 각 UE 단말국으로 전달되는 데이터의 양은 상기 행렬 VT의 양자화된 버전(quantized version)을 생성함으로써 감소될 수 있는데, 여기서 상기 행렬 VT의 양자화 버전이 노드 B에 의해 각 UE 단말국으로 전달될 수 있다.
본 발명의 다양한 실시예들에 있어서, 행렬 VT에 관한 계수 값들은 가능성 있는 계수 값들을 가지는 코드 북(예를 들어 3GPP 코드 북)에 기초하여 선택될 수 있다. 행렬 VT에 관하여 상기 코드 북 중에서 선택되는 선택 계수 값들은 수학식 12에서 계산되는 행렬 VT 내의 계수들에 대한 양자화 버전을 나타낸다고 할 수 있다.
양자화된 값 vl Q는, 다음 수학식에서 나타낸 바와 같이, 벡터 vTi를 가지고 계산된 가장 높은 상관 값을 가지는 값으로써 상기 코드 북 중에서 선택될 수 있다.
Figure 112008063425899-pat00014
, 이때 l = 1,2,..., L
여기서 L은 코드 북 내의 잠재적인 양자화 값들 vl Q의 개수이고, l은 코드 북 내의 선택된 후보 양자화 값 vl Q에 대한 인덱스를 나타낸다. 함수 arg(x)는 복소 값 x의 극좌표 표현의 각 성분과 같은 값을 돌려주는 함수이다. 수학식 13에서, 함수 max(x)는 vTi *과의 상관 값(
Figure 112008063425899-pat00015
로써 표현됨)이 가장 높을 것으로 보이는 후보 양자화 값 vl Q가 선택될 수 있음을 의미한다. 수학식 13에서 계산되는 값 p는 가장 큰 상관 값과 연관될 수 있는 값 l을 나타낸다(즉, p는 코드 북의 인덱스 값을 나타낸다). 결과적으로, 벡터 vTi 내 계수들의 양자화 버전은 vp Q와 같이 표현될 수 있다. 벡터 vTi의 양자화 버전, vTi Q는 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008063425899-pat00016
여기서 p(i)는 i 번째 UE 단말국에 관한 p의 값을 나타낸다.
수학식 13에 개시된 양자화 방법은, 코달 거리 계산(cordal distance computation)에 기초하는데, 예시적인 양자화 방법의 일종이며, 본 발명의 다양한 실시예들에서 이용될 수 있다. 하지만 본 발명의 다양한 실시예들은 수학식 13에 나타낸 양자화 방법에 한정되는 것은 아니다.
노드 B는 각 UE 단말국에 대하여 양자화 벡터 vTi Q를 선택할 수 있다. 양자화된 vT Q는 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008063425899-pat00017
본 발명의 다양한 실시예들에서, 노드 B는 상기 양자화 벡터들
Figure 112008063425899-pat00018
을 각각의 UE 단말국에 전달할 수 있다. 본 발명의 일 측면의 경우에, 상기 노드 B는 상기 양자화 벡터들
Figure 112008063425899-pat00019
을, i=1,2,...K에 관하여(K는 상술하였듯이 UE 단말국들의 개수를 나타냄) 수학식 13에서 계산되는 바와 같이 구한 일군의 코드 북 인덱스 값들 p(i)를 전달하는 방법을 통해, 전달할 수 있다. 예를 들어, 노드 B는 UE 단말국들의 각각에 대해 코드 북 인덱스 값들 [p(1) p(2) … p(K)]를 전달할 수 있다.
일반적으로, 수학식 10a에 보인 상관 행렬이 단위 행렬이 아닌 경우에 있어서, 양자화 값은 아래에서 나타낸 것처럼 행렬 VT 내의 각 요소에 관하여 계산된다.
Figure 112008063425899-pat00020
여기서, quantize 함수 (V×WT)로 얻는 값은 행렬 곱 V×WT에 관한 양자화된 값을 가리킨다. 본 발명의 예시적인 실시예에서, 상기 quantize (V×WT) 함수는 수학식 13에서 설명된 바와 같은 양자화 방법을 이용할 수도 있다. 예를 들어, 양자화 벡터 vTi Q는 다음의 수학식에 나타낸 바와 같이 계산될 수 있다.
Figure 112008063425899-pat00021
여기서, WTi는 행렬 WT의 i 번째 열을 가리킨다.
i 번째 UE는 노드 B로부터 수신된 일군의 코드 북 값들 vT Q에 기초하여 정합 필터 행렬 wRi를 생성할 수 있다. 상기 정합 필터 행렬 wRi는 i 번째 UE로 하여금, j≠i인 데이터 스트림 xj로 인한 기여분들을 역시 포함하는 수신 신호 yi로부터 데이터 스트림 xi를 선택적으로 수신할 수 있게 한다. 이 점에 있어서, 상기 정합 필터 행렬 wRi는, 송신 측 노드 B에 의해 데이터 스트림들 x1, x2, ..., xMT에 기초하여 생성된 수신 신호 yi의 간섭 제거 필터링을 위해 i 번째 UE에서 이용될 수 있을 것이다. i 번째 UE에서, xi는 선택적 수신을 위한 바람직한 데이터 스트림에 상응하는 반면, 데이터 스트림 xj(j≠i)는 간섭 신호에 상응한다.
본 발명의 다양한 실시예들에 있어서, i 번째 UE는 수신된 일군의 양자화 벡터들
Figure 112008063425899-pat00022
에 기초하여, 또는 그 밖에 양자화 벡터들
Figure 112008063425899-pat00023
에 상관되는 값들을 가지는 지표에 기초하여, 정합 필터 행렬 wRi를 생성할 수 있다. 상술한 바와 같은 본 발명의 예시적인 일 실시예에서, 각 UE는 상기 일군의 양자화 벡터들과 상관 관계에 있는 일군의 코드 북 값들 VT Q를 수신할 수 있다.
본 발명의 예시적인 일 실시예에서, i 번째 UE는 다음과 같이 정합 필터 행렬 wRi를 계산할 수 있다.
Figure 112008063425899-pat00024
여기서 값 "1"은 수학식 18의 우변에 있는 행렬의 i 번째 열에 위치하며, 그래서 다음과 같다.
Figure 112008063425899-pat00025
수학식 19에 나타낸 바와 같이 계산되는 상기 정합 필터 값들 wRi는 갱신된 정합 필터 값들로서, 상기 양자화 값들 vTj Q에 응답하여 계산된 값일 수 있다.
일반적으로, 수학식 10a에 보인 상관 행렬이 단위 행렬이 아닌 경우에 있어서, UE 단말국은 코드 북 값들 p(i,j)의 행렬을 수신할 수 있으며, 수학식 16에 나타낸 바와 같이 양자화 행렬 VT Q를 생성할 수 있다. 이러한 경우에, 상기 정합 필터 행렬 wRi는, 일군의 양자화 벡터들
Figure 112008063425899-pat00026
에 기초하는 대신에, 수학식 18 및 19에 있는 양자화 벡터 VT Q에 기초하여 계산될 수 있다.
본 발명의 다양한 실시예들에 있어서, i 번째 UE는 이 UE가 상술하였던 절차와 실질적으로 동일한 절차를 통해 노드 B로부터 제공된 일군의 부동 소수점 값들 VT를 수신할 경우에 정합 필터 행렬 wRi를 생성할 수 있다.
본 발명의 다양한 실시예들에 있어서, i 번째 UE는 수신된 부동 소수점 행렬 VT의 양자화 버전인 VT Q = quantized(VT)를 생성함으로써, 그리고 그 양자화 행렬 VT Q에 기초하여 정합 필터 행렬 wRi를 생성함으로써, 정합 필터 행렬 wRi의 계산 시에 수행되어야 하는 연산의 회수를 감소시킬 수 있다. 이 점에 있어서, 좀더 높은 성능의 UE들은 상기 부동 소수점 행렬 VT를 이용함으로써 좀더 높은 정확도를 가지는 정합 필터 행렬 wRi를 생성할 수 있는 반면에, 좀더 낮은 성능의 UE들은 양자화된 행렬 VT Q를 이용함으로써 좀더 낮은 정확도를 가진 정합 필터 행렬 wRi를 생성할 수 있다.
본 발명의 다양한 실시예들은 MS>1인 경우에도 구현될 수 있다. 그러한 각각의 UE 단말국은 MR ≥ MS인 안테나들을 이용할 수 있다. 예를 들어, MS=1인 경우에, 수학식 10a에 보인 상관 행렬 내의 각각의 ρij 성분은 스칼라 값으로서 표현될 수 있다. MS=2인 경우에는, 수학식 10a에 보인 상관 행렬 내의 각각의 ρij 성분은 2x2 행렬로 표현될 수 있다. 이와 유사하게, 사용자 채널 행렬 Hi는 2x2 대각 행렬로서 표현될 수 있을 것이며, 이는 2 개의 특이값을 포함한다.
본 발명의 다양한 실시예들은 SVD을 적용하는 방식에 한정되지 않을 수 있다. 예를 들어, 본 발명의 다양한 실시예들은 또한 기하학적 평균 분해(GMD: geometric mean decomposition), QR 분해 또는 최소 평균 제곱 오차(MMSE: minimum mean square error) 기술들과 관련하여 구현될 수 있다. 본 발명의 예시적인 일 실시예에서, MMSE를 이용한다고 하면, 상기 행렬 WT는 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008063425899-pat00027
여기서 R은 벡터 vi 및 vj 간의 상관 행렬을 나타내고, σ2은 통신 매체(262)와 관련한 노이즈 출력을 나타내며, Λ2는 수신 신호 yi에 관한 신호 출력을 나타낸다. Λ는 직교 행렬로써 표현될 수 있는데, UE 단말국들로부터의 피드백으로서 수신되는 CQI 값들에 기초하여 노드 B에서 계산될 수 있는 행렬이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따라, 3GPP LTE 시스템 용의 노드 B MIMO 설계에 관한 예시적인 단계들을 설명하는 순서도이다. 도 3을 참조하면, 단계(302)에서, 노드 B에 있는 빔성형 제어부(206)는 복수의 K 개 UE 단말국의 각각으로부터 빔성형 벡터들 vi 및 CQIi를 수신할 수 있다. 단계(310)에서, 상기 노드 B 내에 있는 프로세서(112)는 각 UE 단말국으로부터 수신된 빔성형 벡터들 vi 내지 CQIi에 기초하여, 복수의 상관 인자들 ρij의 계산을 수행할 수 있다. 단계(312)에서, 프리코딩 필터 WT가, 예를 들어 수학식 10a에 나타낸 바와 같이, 상기 상관 인자들에 기초하여 계산될 수 있다. 단계(314)에서는, 단계(302)에서 수신된 일군의 빔성형 벡터들 vi와 단계(312)에서 계산된 프리코딩 필터 WT가 수학식 12에 나타낸 바와 같이 변형된 빔성형 행렬 VT를 계산하는 데에 이용될 수 있다. 단계(316)에서, 노드 B는 소정의 코드 북에 기초하여 상기 행렬 요소들 vTi를 양자화할 수 있다. 단계(318)에서는, 일군의 코드 북 선택 값들 VT Q는 상기 노드 B 내에 위치한 송신기(116)로부터 상기 복수의 K 개 UE 단말국들의 각각으로 전달될 수 있다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따라, 코드북으로부터 양자화된 빔성형 벡터들을 선택하는 예시적인 단계들을 설명하는 순서도이다. 도 4는 도 3의 단계들(316, 318)을 참조한다. 도 4를 참조하면, 단계(402)에서, 상기 프로세서(112)는 양자화된 값들이 선택될 수 있는 코드 북을 선정할 수 있다. 상기 코드 북은 L 개의 양자화 벡터들 vl Q의 집합을 포함할 수 있다. 단계(404)에서는, 상기 빔성형 벡터 vTi와 상기 코드 북에서 선택된 각각의 양자화 벡터 vl Q 간에서 상관 값이 생성될 수 있다. 상관 값들은 다수의 K 개 UE 단말국들의 각각에 관하여 계산될 수 있다. 단계(406)에서, 노드 B는 각각의 UE 단말국에 관한 빔 성형 벡터 vTi와 가장 큰 상관 관계에 있는 양자화 벡터
Figure 112008063425899-pat00028
를 수학식 13에 나타난 바와 같이 선택할 수 있다. 단계(408)에서는, 상기 노드 B는 상기 코드 북 인덱스들의 집합 (p1, p2,..., pK)를 각 UE 단말국에 전달할 수 있다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따라 3GPP LTE 시스템 용의 UE 단말국 MIMO 설계에 관한 예시적인 단계들을 설명하는 순서도이다. 도 5를 참조하면, 단계(502) 에서 i 번째 UE 단말국은 빔 성형 벡터 vi와 CQIi를 노드 B에 전송할 수 있다. 단계(504)에서는, 상기 i 번째 UE 단말국은 노드 B로부터 일군의 코드 북 인덱스들 (p1, p2, ..., pK)을 수신할 수 있다. 단계(506)에서, 상기 i 번째 UE 단말국은 사용자 채널 행렬 Hi를 계산할 수 있다. 상기 사용자 채널 행렬은 수신된 신호 yi를 통해 전달되는 프리앰블 데이터에 기초하여 계산될 수 있다. 단계(508)에서, 상기 UE 단말국은 수신된 양자화 인덱스들 (p1, p2, ..., pK)과 상기 i 번째 UE 단말기에서 이용되었던 빔 성형 벡터 vi에 기초하여 행렬 VT를 생성할 수 있다. 단계(510)에서, i 번째 UE 단말국은 행렬 Hi 및 VT에 기초한 역 행렬 곱을 생성할 수 있다. 단계(512)에서는, i 번째 UE 단말국에 대한 정합 필터 행렬 wRi가 단계(510)에서 계산된 역 행렬 곱의 i 번째 열을 선택함으로써 결정된다. 단계(514)에서는, i 번째 UE 단말국은 상기 정합 필터 행렬 wRi를 이용하여 수신된 신호 yi를 필터링한다. 상기 정합 필터 wRi는 i 번째 UE 단말국으로 하여금 복수의 데이터 스트림들 (x1, x2, ..., xK)에 의한 기여분들을 포함하는 수신 신호 yi로부터 데이터 스트림 xi을 선택적으로 수신할 수 있게 한다.
3GPP LTE 시스템들을 위한 MIMO 설계에 관한 방법 및 시스템들은 간섭 제거 행렬 WR의 생성을 가능하게 하는 프로세서(112)를 노드 B(102) 내에 포함할 수 있다. 상기 간섭 제거 행렬은 정합 필터라고도 일컬어지는데, 복합 신호(composite signal) (Y)를 복수의 부속 신호들(subsidiary signals) (yi)로써 나타내어지도록 할 수 있는데, 이들 부속 신호들의 각각은 상응하는 i 번째 UE 단말국(222)에서 수신될 수 있도록 노드 B에 의해 송신될 수 있다. 상기 부속 신호들 yi의 각각은 노드 B에서 복수의 데이터 스트림 신호들 (xi) 중의 상응하는 스트림 신호에 기초하여 생성될 수 있다. 복합 신호 Y를 상기 간섭 제거 행렬 WR에 기초하여 복수의 신호들 yi(xi)로 분해할 수 있는 가능성은 직교성 조건(orthogonality condition)이라고 일컬어지기도 한다. 본 발명의 예시적인 실시예에 있어서, 간섭 제거 행렬 WR은 수학식 8에 나타낸 것과 같이 표현될 수 있다. 상기 간섭 제거 행렬 WR 내의 한 요소라고 할 수 있는 정합 필터 wRi는 i 번째 UE 단말국(222)이 상기 복합 신호 Y로부터 신호 yi를 선택적으로 수신할 수 있게끔 한다. 신호 yi의 선택적인 수신은 i 번째 단말국(222)으로 하여금 신호들 yj(j≠i)로부터의 간섭을 억제하면서 동시에 데이터 스트림 xi를 디코딩할 수 있게 한다.
프로세서(112)는 간섭 제거 행렬에 기초하여 프리코딩 행렬 (WT)의 생성을 가능하게 할 수 있다. 노드 B(102) 내에 있는 송신기(116)는 이 프리코딩 행렬에 기초하여 복수의 신호들의 생성을 실현할 수 있다. 상기 복수의 신호들은 변형된 빔성형 행렬 (VT) 상에 상기 데이터 스트림 신호 xi에 기초하여 생성될 수 있어서, 프리코더(202) 및 빔성형부(204)에 의해 생성될 수 있다. 이렇게 생성된 복수의 신호들은 복수의 송신 안테나들(212a, 212b, ..., 212n)에 의해 무선 통신 매체(262)를 통해 송신될 수 있다.
상기 프로세서(212)는 프리코딩 행렬 WT와 생성된 빔성형 행렬 (V)에 기초하여, 수학식 12에 나타낸 바와 같이, 변형된 빔성형 행렬 VT의 생성을 수행할 수 있다. 본 발명의 예시적인 일 실시예에서, 상기 프리코딩 행렬 WT는 수학식 10a에 보인 것과 같이 계산될 수 있으며, 상관 행렬이라고 일컬어진다. 상기 빔성형 행렬 V나 하나 또는 다수의 사용자 채널 행렬들 (Hi)은 무선 통신 매체(262)를 통해 수신된 신호들에 기초하여 생성될 수 있다. 노드 B의 수신기(118)에 있는 빔성형 제어부(206)는 이렇게 수신된 신호들을 통해 하나 또는 다수의 사용자 빔성형 행렬들 (vi) 내지는 사용자 채널 품질 정보 (CQIi)의 수신을 수행할 수 있다. 상기 신호들은 도 2에 보인 바와 같이 하나 또는 다수의 UE 단말국들(222)로부터 수신될 수 있다. 상기 프리코딩 행렬 WT 내지 빔성형 행렬 V는 상기 사용자 빔성형 행렬들 내지 사용자 채널 품질 정보에 기초하여 생성될 수 있다.
상기 변형된 빔성형 행렬 VT로부터의 데이터는 상기 복수의 안테나들(212a, 212b, ..., 212n)에 의해 무선 통신 매체(262)를 통하여 송신될 수 있다. 상기 노드 B 내에 있는 상기 프로세서(112)는 소정의 코드 북에 기초하여 상기 변형된 빔 성형 행렬 VT의 양자화 버전(VT Q)의 생성을 수행할 수 있다. 상기 복수의 송신 안테나들(212a, 212b, ..., 212n)은 상기 양자화 행렬 VT Q로부터의 데이터가 무선 통신 매체(262)를 통해 송신되는 것을 수행할 수 있다.
상기 프로세서(112)는 수학식 13에서 보인 바와 같이, 상기 변형된 빔성형 행렬 VT 내의 각 요소와 상기 코드 북 내의 각 항목 값 사이에 상관 값을 계산함으로써 상기 양자화 행렬 VT Q의 생성을 실현할 수 있다. 상기 양자화 행렬 VT Q는 수학식 13에 보인 바와 같이 행렬 요소들 각각에 대하여 계산된 최대 값에 기초하여 생성될 수 있다. 상기 코드 북 내의 선택된 항목 값을 참조하는 인덱스 값 (p)는 수학식 13 내에 보인 바와 같이 계산된 복수의 최대 값들에 기초하여 행렬 요소의 각각에 대해 계산될 수 있다. 복수의 송신 안테나들(212a, 212b, ..., 212n)은 상기 복수의 인덱스 값들이 무선 통신 매체(262)를 통해 송신되게할 수 있다.
본 발명의 다른 실시예는 기계적 판독가능한 스토리지(machine-readable storage)를 제공할 수 있으며, 여기에는 기계(machine)에 의해 실행될 수 있는 적어도 하나의 코드부(code section)를 갖는 컴퓨터 프로그램이 저장되어 있어서, 그 기계 장치로 하여금, 본 명세서에서 설명된 바와 같이 코드북을 사용하여 다중 사용자 다중 입력 다중 출력(MIMO) 통신 시스템에서 빔성형을 하기 위한 단계들을 수행하도록 한다.
각각의 경우에 따라서, 본 발명은 하드웨어나 소프트웨어, 또는 이들을 조합 한 형태로 실현될 수 있다. 본 발명은 적어도 하나의 컴퓨터 시스템 안에 중앙 집중 방식으로 구현될 수도 있고, 서로 다른 요소들이 여러 개의 상호 연결된 컴퓨터 시스템들에 걸쳐 퍼져있는 분산된 방식으로 구현될 수도 있다. 여기에 설명된 방법들을 수행할 수 있도록 설계된 어떠한 형태의 컴퓨터 시스템 또는 기타 장치도 적합하다. 통상적으로 하드웨어와 소프트웨어의 조합은 컴퓨터 프로그램이 탑재된 범용 컴퓨터 시스템이 될 수 있으며, 이때 상기 컴퓨터 프로그램은 로딩되어 실행될 경우에 상기 컴퓨터 시스템을 제어하여, 이 컴퓨터 시스템이 여기에서 설명한 방법들을 수행할 수 있게 한다.
본 발명은 또한 컴퓨터 프로그램 제품(computer program product)에 내장될 수 있다. 이때, 상기 컴퓨터 프로그램 제품은 여기서 설명한 방법들의 구현을 가능하게 하는 모든 특징들을 모두 포함하며, 컴퓨터 시스템에 탑재될 경우에는 그러한 방법들을 수행할 수 있다. 본 발명의 맥락에서 컴퓨터 프로그램이란, 어떠한 종류의 언어, 코드 또는 표기법으로 나타낸, 일단의 명령에 관한 어떠한 종류의 표현을 뜻한다. 이때, 상기 일단의 명령들이란, 정보 처리 능력을 가진 시스템이 어떤 특정한 기능을 직접적으로, 또는 다음의 (a) 다른 프로그램 언어, 코드나 표기법으로 컨버젼(conversion)되거나, (b) 상이한 물질적인 형태로 재생산을 각각 거치거나 또는 두 가지 모두를 거친 후에, 수행하도록 의도된 것들을 말한다.
본 발명이 특정한 실시예들에 관하여 설명되었지만, 본 발명의 사상에서 벗어남이 없이, 다양한 변경이 이뤄질 수 있고 또한 균등물들이 치환될 수 있다는 점은 당해 기술 분야에 숙련된 자들에게 이해될 것이다. 추가적으로, 본 발명의 사상 에서 벗어남이 없이, 특정한 상황이나 물적 요건을 본 발명의 지침에 맞게 조절할 수 있도록 다양한 개조가 이뤄질 수 있다. 따라서, 본 발명은 개시된 특정한 실시예에 한정되는 것이 아니며, 본 발명은 첨부된 청구 범위의 사상 내에 들어오는 모든 실시예들을 포함한다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 관련하여 이용될 수 있는 예시적인 MIMO 송수신기의 블록도이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 관련하여 이용될 수 있는 예시적인 다중 사용자 MIMO 송수신기의 블록도이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따라, 3GPP LTE 시스템 용의 노드 B MIMO 설계에 관한 예시적인 단계들을 설명하는 순서도이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따라, 코드북으로부터 양자화된 빔성형 벡터들을 선택하는 예시적인 단계들을 설명하는 순서도이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따라 3GPP LTE 시스템 용의 UE 단말국 MIMO 설계에 관한 예시적인 단계들을 설명하는 순서도이다.

Claims (10)

  1. 무선 통신 시스템 내에서 정보를 통신하기 위한 시스템에 있어서,
    복합 신호(composite signal)가 복수의 부속 신호들(subsidiary signals)로써 표현될 수 있도록 하는 간섭 제거 행렬(interference cancellation matrix)의 생성을 가능하게 할 수 있는 하나 또는 다수의 회로들을 포함하며, 상기 복수의 부속 신호들의 각각은 복수의 데이터 스트림 신호들 중의 상응하는 데이터 스트림 신호에 기초하여 생성되고,
    상기 하나 또는 다수의 회로들은 상기 생성된 간섭 제거 행렬에 기초하여 프리코딩 행렬(precoding matrix)의 생성을 가능하게 할 수 있으며,
    상기 하나 또는 다수의 회로들은 상기 생성된 프리코딩 행렬에 기초하고 또한 상기 복수의 데이터 스트림 신호들에 기초하여, 송신을 위한 복수의 신호들의 생성을 가능하게 할 수 있고,
    상기 하나 또는 다수의 회로들은 무선 통신 매체를 통해 상기 생성된 복수의 신호들의 전송을 가능하게 할 수 있고,
    상기 하나 또는 다수의 회로들은 상기 생성된 프리코딩 행렬 및 생성된 빔성형 행렬(beamforming matrix)에 기초하여, 변형된 빔성형 행렬의 생성을 가능하게 할 수 있고,
    상기 하나 또는 다수의 회로들은 상기 생성되고 변형된 빔성형 행렬에 관하여 코드 북에 기초한 양자화 버전의 생성을 가능하게 할 수 있고,
    상기 하나 또는 다수의 회로들은 상기 생성되고 변형된 빔성형 행렬 내의 각각의 행렬 요소와 상기 코드 북 내의 각각의 항목 값 사이의 상관 값을 계산함으로써 상기 양자화된 버전의 생성을 가능하게 할 수 있는 것을 특징으로 하는 정보 통신 시스템.
  2. 삭제
  3. 청구항 1에 있어서, 상기 하나 또는 다수의 회로들은 상기 무선 통신 매체를 통해 수신된 신호들에 기초하여, 상기 생성된 빔성형 행렬 및 하나 또는 다수의 사용자 채널 행렬들의 생성을 가능하게 할 수 있는 것을 특징으로 하는 정보 통신 시스템.
  4. 청구항 3에 있어서, 상기 하나 또는 다수의 회로들은 상기 수신된 신호들을 통해 하나 또는 다수의 사용자 빔성형 벡터들 내지 사용자 채널 품질 정보의 수신을 가능하게 할 수 있는 것을 특징으로 하는 정보 통신 시스템.
  5. 청구항 4에 있어서, 상기 하나 또는 다수의 회로들은 상기 수신된 하나 또는 다수의 사용자 빔성형 벡터들 내지 사용자 채널 품질 정보에 기초하여 상기 프리코딩 행렬 내지 상기 빔성형 행렬의 생성을 가능하게 할 수 있는 것을 특징으로 하는 정보 통신 시스템.
  6. 청구항 1에 있어서, 상기 하나 또는 다수의 회로들은 상기 무선 통신 매체를 통해 상기 생성되고 변형된 빔성형 행렬로부터의 데이터의 전송을 가능하게 할 수 있는 것을 특징으로 하는 정보 통신 시스템.
  7. 무선 통신 시스템 내에서 정보를 통신하기 위한 방법에 있어서,
    복합 신호(composite signal)가 각각이 복수의 데이터 스트림 신호들 중에서 상응하는 데이터 스트림 신호에 기초하여 생성되는 복수의 부속 신호들로써 표현될 수 있도록 하는 간섭 제거 행렬(interference cancellation matrix)을 생성하는 단계;
    상기 생성된 간섭 제거 행렬에 기초하여 프리코딩 행렬(precoding matrix)을 생성하는 단계;
    상기 생성된 프리코딩 행렬에 기초하고 또한 상기 복수의 데이터 스트림 신호들에 기초하여, 송신을 위한 복수의 신호들을 생성하는 단계; 및
    무선 통신 매체를 통해 상기 생성된 복수의 신호들을 전송하는 단계를 포함하고,
    상기 생성된 프리코딩 행렬 및 생성된 빔성형 행렬에 기초하여, 변형된 빔성형 행렬을 생성하는 단계;
    상기 생성되고 변형된 빔 성형 행렬에 관하여 코드 북에 기초하여 양자화 버전을 생성하는 단계; 및
    상기 생성되고 변형된 빔성형 행렬 내의 각각의 행렬 요소와 상기 코드 북 내의 각각의 항목 값 사이의 상관 값을 계산함으로써 상기 양자화된 버전을 생성하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 정보 통신 방법.
  8. 삭제
  9. 청구항 7에 있어서, 상기 무선 통신 매체를 통해 수신된 신호들에 기초하여, 상기 생성된 빔성형 행렬 및 하나 또는 다수의 사용자 채널 행렬들을 생성하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 정보 통신 방법.
  10. 청구항 9에 있어서, 상기 수신된 신호들을 통해 하나 또는 다수의 사용자 빔성형 벡터들 내지 사용자 채널 품질 정보를 수신하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 정보 통신 방법.
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