KR100964336B1 - 다중 안테나를 사용하는 무선 중계기의 인접 셀 신호 간섭제거방법 - Google Patents

다중 안테나를 사용하는 무선 중계기의 인접 셀 신호 간섭제거방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 인접 셀의 간섭기지국으로부터 수신되는 신호를 제거할 수 있는 다중 안테나를 사용하는 무선 중계기의 인접 셀 신호 간섭 제거방법에 관한 것이다.
이를 위해 본 발명에서는 교신기지국 신호성분 중 단말기 전송신호에 Q개의 전송 가능한 심볼을 대입하여 수신된 신호에서 간섭기지국 신호를 추정 제거하는 신호처리단계를 통해 그에 해당하는 잡음신호를 출력하고, 상기 잡음신호 중 가장 작은 잡음신호 출력 값을 갖는 심볼을 교신기지국의 단말기 전송신호로 선택하여 교신기지국의 단말기 전송신호를 출력하는 다중 안테나를 사용하는 무선 중계기의 인접 셀 신호 간섭 제거방법을 제공한다.
교신기지국, 간섭기지국, 심볼, 중계기.

Description

다중 안테나를 사용하는 무선 중계기의 인접 셀 신호 간섭 제거방법{Inter-cell interference cancellation method for wireless repeaters with multiple antennas}
본 발명은 이동통신 시스템 중 다중 안테나가 적용된 무선 중계기에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 인접 셀의 간섭기지국으로부터 수신되는 신호를 제거할 수 있는 다중 안테나를 사용하는 무선 중계기의 인접 셀 신호 간섭 제거방법에 관한 것이다.
일반적으로 무선 중계기는 이동통신 시스템의 중간에서 약해진 신호를 받아 증폭 재송신하거나 찌그러진 신호의 파형을 정형하고 타이밍을 조정 또는 재구성하여 송신하는 장치로서, 기지국에서 전파를 수신하여 이를 증폭한 후 서비스 영역으로 방사하는 순방향 링크 기능을 수행하고, 서비스 영역에서 전파를 수신하여 이를 증폭한 후 기지국으로 송신하는 역방향 링크 기능을 수행하게 된다.
도 1은 이와 같은 종래의 무선 중계기와 그 중계 환경을 예시한 것으로, 도시된 바와 같이 무선 중계기는 단순히 교신기지국으로부터 수신된 신호를 증폭하여 송신하게 된다.
그러나 종래의 무선 중계기는 송수신 안테나 간의 이격도(Isolation) 등이 좋지 못할 경우, 건물, 차량, 지형 등 다중경로를 통해 송신안테나에서 송신한 신호가 수신안테나로 귀환(feedback)되거나, 인접한 셀의 간섭기지국으로부터도 신호가 수신된다.
이와 같이 귀환된 간섭신호는 무선 중계기의 신호처리 과정에서 원하는 신호뿐만 아니라 간섭신호 성분까지 증폭되므로 무선 중계기의 성능을 현격히 떨어뜨리게 된다.
특히, 인접한 셀의 간섭기지국으로부터 수신된 신호는 무선 중계기가 설치된 지역의 수신 신호 대 간섭비가 낮을수록 시스템 성능 열화에 끼치는 영향이 심각하고, 무선 중계기의 성능도 크게 저하시키므로 이를 해결하기 위한 관련 연구 및 개발 노력이 요구되고 있는 실정이다.
본 발명은 상기한 종래의 문제점을 해결하기 위한 것으로, 본 발명의 목적은 다중 안테나를 사용하는 이동 통신 무선 중계기의 수신신호에서 인접한 셀의 간섭기지국으로부터 수신된 신호를 제거할 수 있는 다중 안테나를 사용하는 무선 중계기의 인접 셀 신호 간섭 제거방법을 제공하는데 있다.
본 발명의 목적은 교신기지국 신호성분 중 단말기 전송신호에 Q개의 전송 가능한 심볼을 대입하여 수신된 신호에서 간섭기지국 신호를 추정 제거하는 신호처리단계를 통해 그에 해당하는 잡음신호를 출력하고, 상기 잡음신호 중 가장 작은 잡음신호 출력 값을 갖는 심볼을 교신기지국의 단말기 전송신호로 선택하여 교신기지국의 단말기 전송신호를 출력하는 다중 안테나를 사용하는 무선 중계기의 인접 셀 신호 간섭 제거방법을 통해 달성할 수 있다.
본 발명은 전송 가능한 심볼을 대입하여 교신기지국의 단말기 전송신호를 추정하므로 인접기지국의 신호를 제거할 수 있다.
따라서 간섭신호의 제거를 통해 이동통신 기지국의 셀 커버리지를 확장할 수 있고, 이를 중계기에 적용되는 경우에 신호 대 간섭비가 낮은 지역에서도 중계기를 효율적으로 운영할 수 있는 매우 유용한 효과가 있다.
이하, 본 발명에 대한 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.
도 2는 본 발명에 따른 다중 안테나를 사용하는 무선 중계기의 인접 셀 신호 간섭 제거방법을 나타낸 흐름도이고, 도 3은 본 발명에 따른 신호처리단계(200)의 신호처리 과정을 나타낸 블록도로서, 크게 초기 q값 설정단계(100), 신호처리단계(200), q값 비교단계(300), 저장단계(400), 잡음신호 비교단계(500), 카운트 비교단계(600), 카운트 가산단계(700), 교신기지국 전송신호 선택 및 출력단계(800)로 이루어진다.
여기서 다중 수신안테나를 통해 수신되는 신호는 송수신 안테나 간 간섭신호가 중계기 내에서 제거된 것으로 가정한다.
먼저, 초기 q값 설정단계(100)는 간섭기지국 신호를 추정하기 위하여 카운트하기 위한 q값을 1로 설정하는 단계이다.
신호처리단계(200)는 카운트 된 q값에 따라 심볼 {Ω1,…,ΩQ} 중 하나를 대입하여 간섭기지국 신호를 추정하고, 그 신호에서 간섭기지국 전송신호를 제거하여 잡음신호
Figure 112008045370214-pat00001
를 출력하는 단계로서, 크게 간섭신호 추정단계와 간섭신호 제거단계 및 잡음신호 출력단계로 이루어진다.
여기서 상기한 R-ML 신호처리단계(200)의 R-ML 신호처리방식은 간섭기지국의 신호 성분을 알아내는 방법의 하나로서, ML방식과 선형 공간 역다중화 방식(ZF 및 MMSE 방식)을 결합한 R-ML(Reduced ML)을 이용하여 교신기지국 신호를 ML방식으로 찾아내는 방식이다. 즉 도1 예시의 교신기지국(BS 1)에서 Q-ary 변조방식으로 변조된 신호를 전송한다고 가정했을 때, Q번의 반복을 통하여 교신기지국 전송신호의 추정 값(
Figure 112010017275669-pat00104
)을 얻을 수 있도록 하였다.
이중에서 기존의 MLD(Maximum Likelihood Detection)의 경우에는 그 성능이 매우 뛰어나지만, 간섭기지국의 개수 및 전송 심볼의 변조 방식에 따라 그 복잡도가 지수승으로 매우 높아지는 단점으로 인하여 실제적으로는 구현하기 어려운 문제점이 있었다.
그리고 MMSE 또는 ZF와 같은 선형 공간 역다중화 방식의 경우에는 그 성능이 MLD에 비하여 열화되지만 낮은 복잡도로 구현이 용이한 장점을 가지고 있었다.
따라서 본 발명에서는 ML방식과 선형 공간 역다중화 방식(ZF 및 MMSE 방식)을 결합한 R-ML방식을 이용하여 MLD에 비하여 복잡도를 줄이면서 교신기지국 신호를 효율적으로 찾아낼 수 있도록 한 것이다.
또한 본 발명의 신호처리단계(200)는 교신기지국으로부터 전송된 신호를 Ωq라고 가정했을 때, 간섭기지국에서 전송된 신호를 알아내기 위한 방법으로 공간 역 다중화 신호처리 기법에서 사용되는 신호처리 행렬 W를 사용하였다.
이러한 공간 역 다중화 신호처리 행렬 W는 MMSE, ZF(Zero Frocing)를 비롯한 기존의 신호 처리 행렬 모두를 포함할 수 있다.
이하, R-ML 방식과 공간 역 다중화 기술을 기반으로 R-ML 방식의 신호처리단계(200)를 각 단계별로 구분하여 상세하게 설명한다.
먼저, 간섭신호 추정단계는 다중 안테나를 통해 수신된 신호 중 간섭기지국 신호를 추정하는 단계로서, 다중 안테나를 통해 수신된 신호를 벡터형식으로 표현하면 아래의 수학식 1과 같다. 여기서는 설명을 위한 예시로 교신기지국 (BS 1)및 간섭기지국(BS 2)의 안테나 개수가 하나인 상황을 가정한다.
Figure 112008045370214-pat00002
여기서 y는 송수신 안테나 간 간섭신호가 제거된 수신신호이고, H는 채널행렬이며,
Figure 112010017275669-pat00003
는 N개의 기지국에서 전송된 송신신호 벡터로서, 각 원소의 평균전력은 Es이다.
각 송수신 안테나 간 독립적인 레일레이 페이딩 채널을 가정하면,
Figure 112010017275669-pat00004
는 M×N 차원의 채널 행렬이 되며,
Figure 112010017275669-pat00005
는 M×1 차원의 j번째 기지국 안테나와 단말기의 안테나 간 채널 벡터이다.
따라서 채널 행렬의 각 원소 hij는 평균이 0이고 분산이 1인 i.i.d. (Independent and Identically Distributed) 복소 가우시안 확률 변수로 모델링 할 수 있다.
그리고 위 N개의 송신신호들 중 x1은 단말기를 위해 전송된 신호이고, x2,…,xN은 간섭으로 작용하는 신호 성분들이며, n은 M×1차원의 수신기 열잡음 벡터 성분으로 평균이 0이고 분산이 N0인 i.i.d. 복소 확률 변수를 그 원소로 한다.
간섭기지국의 신호를 추정하기 위하여 상기한 수학식 1의 수신 신호를 교신기지국 및 간섭기지국 신호 성분으로 나누어 표현하면, 아래의 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112008045370214-pat00006
여기서 h1x1은 단말기를 위해 전송되는 교신기지국 신호 성분이고,
Figure 112008045370214-pat00007
는 간섭기지국 신호로 볼 수 있다.
그리고 단말기를 위해 전송된 교신기지국 신호인 x1은 Q-ary 변조된 신호인 경우, 신호성상도에 대하여 가질 수 있는 후보 값 {Ω1,…,ΩQ} 중 하나의 값을 갖게 된다.
따라서 x1을
Figure 112010017275669-pat00008
로 가정하고, 수신신호 벡터 y를 활용하여 아래의 수학식 3에서와 같이 간섭기지국 신호 성분의 합으로만 이루어진 신호
Figure 112010017275669-pat00105
를 생성할 수 있다.
Figure 112010017275669-pat00010
(if x1 = Ωq )
위 수식에서, y는 수신신호 벡터(송수신 안테나 간 간섭신호가 제거된 신호, 즉 외부 셀 간섭만 포함되어 있는 신호)를 의미하고, h1x1 는 단말기를 위해 전송되는 교신기지국 신호 성분을 의미하며,
Figure 112010017275669-pat00106
는 Ｎ-1개의 간섭기지국으로부터 전송되어 수신된 신호의 합을 의미하고, n 은 수신기의 열잡음 신호를 의미한다.
그리고 h j 는 M×1 차원의 j번째 기지국 안테나와 단말기의 안테나 간 채널 벡터를 나타내며, x1은 단말기를 위해 교신 기지국(1번째 기지국)으로부터 전송된 신호이고, x2,…,xN는 간섭기지국(2, ..., N 번째 기지국)에서 전송한 신호 성분을 말하며, Ωq 는 교신 기지국(1번째 기지국)이 전송했으리라 추정되는 신호(Q-ary 변조된 신호인 경우, 신호 성상도에 대하여 가질 수 있는 후보 값 {Ω1,…,ΩQ} 중 하나의 값을 갖게 된다).
위 수식에서는 교신 기지국 전송 신호의 추정이 완벽한 경우(실제로 x1 = Ωq 인 경우)에는 간섭기지국으로부터의 수신 신호 성분만 남는다는 것을 보여 주고 있다.
그리고 위 수학식 3을 매트릭스 형태로 간단히 표기하면 아래의 수학식 4와 같다.
Figure 112010017275669-pat00011
(if x1 = Ωq )
여기서 H (1)은
Figure 112010017275669-pat00012
인 행렬로서 교신기지국(1번째 기지국)채널 성분을 제외하고 구성한 간섭기지국 채널들로만 이루어진 행렬이고,
Figure 112010017275669-pat00013
이다.
교신기지국 신호 성분을 제외한 간섭기지국 신호 성분들의 합(
Figure 112010017275669-pat00107
)으로만 이루어진 수학식 4를 이용하여 간섭기지국의 전송 신호를 검출하기 위한 방법인 ZF, MMSE등의 공간 역 다중화 방식을 사용한다.
이러한 공간 역다중화 방식 중 ZF 방식은 H(1)의 역행렬 W를 수식
Figure 112010017275669-pat00108
에 곱하는 신호처리 과정을 통하여
Figure 112010017275669-pat00015
을 추정하는 방식이다. H(1)의 역행렬 W는
Figure 112010017275669-pat00016
와 같이 구할 수 있고, 이를 활용하여 아래의 수학식 5와 같은 간섭기지국 전송신호 추정 벡터
Figure 112010017275669-pat00017
을 얻을 수 있다.
Figure 112008045370214-pat00018
위 수식에서 W는 H (1) 의 pseudo inverse 행렬을 말한다.
공간 역 다중화 기법의 또 다른 방법인 MMSE 방식은 잡음 신호 n의 평균 전력값 N0을 W행렬에 활용하는 방식으로써 아래의 수학식 6과 같이 생성되며,
Figure 112008045370214-pat00019
ZF와 마찬가지로
Figure 112010017275669-pat00020
와 같은 신호처리 과정을 통하여 간섭기지국 전송신호 추정 백터
Figure 112010017275669-pat00021
을 얻을 수 있다. 여기서
Figure 112010017275669-pat00109
은 교신기지국 신호를 제외한 간섭기지국 신호만으로 이루어진 벡터이다. 따라서
Figure 112010017275669-pat00110
는
Figure 112010017275669-pat00111
를 추정하기 위한 벡터로 활용된다.
그리고 간섭신호 추정단계를 통해 얻어진 간섭기지국 전송신호
Figure 112008045370214-pat00022
은 열잡음 신호 Wn 을 포함하고 있으므로 이러한 Wn은 슬라이싱(Slicing) 과정을 통해 제거할 수 있으며, 이를 통해 간섭기지국 전송신호만을 추정할 수 있다.
상기한 슬라이싱 과정은 도 3에서 도시한 바와 같이 수신 심볼과 minimum distance를 갖는 심볼을 전송 심볼로 추정하는 기법으로써 AWGN(Additive White Gaussian Noise, 부가적인 백색 가우시안 잡음) 환경에서 잡음 신호를 효과적으로 제거할 수 있는 방법이다.
간섭신호 제거단계는 간섭신호 추정단계를 통해 추정된 간섭기지국의 신호를 제거하는 단계로서, 이를 위해 본 발명에서는 잡음신호 Wn 이 제거된 간섭기지국의 전송 신호
Figure 112008045370214-pat00023
를 이용하여 아래의 수학식 7과 같이 신호처리를 하였다.
Figure 112010017275669-pat00024
간섭기지국 전송신호 추정 백터
Figure 112010017275669-pat00112
을 사용하여 슬라이싱 과정을 수행하여
Figure 112010017275669-pat00113
를 구한다(슬라이싱이란
Figure 112010017275669-pat00114
의 각 원소별로 Q-ary 전송 신호의 성상도 좌표들과의 거리를 계산하여 가장 가까운 거리에 위치한 성상도의 좌표로 mapping 하여 주는 과정
Figure 112010017275669-pat00115
==>
Figure 112010017275669-pat00116
을 의미한다).
따라서
Figure 112008045370214-pat00025
는 간섭기지국 신호성분의 합인
Figure 112008045370214-pat00026
에서 간섭기지국의 전송 신호 성분
Figure 112008045370214-pat00027
가 제거된 순수한 잡음신호가 된다.
잡음신호 출력단계는 상기한 간섭신호 제거단계를 통해 얻어진 잡음신호를 출력하는 단계로서, 상기한 수학식 7을 통해 얻어진
Figure 112010017275669-pat00028
의 Frobenius norm 값인
Figure 112010017275669-pat00029
(벡터 2-norm을 의미함)을 출력하게 된다.
q값 비교단계(300)는 q = 1인 조건을 충족하는 비교하는 단계로서, q = 1 인 경우, 처음 출력된
Figure 112008045370214-pat00030
의 경우에는 비교 대상이 없으므로 다음 단계로 진행하게 된다. 그리고 반복된 카운팅에 따라 다른
Figure 112008045370214-pat00031
등이 출력되는 경우에는 이를 비교하여 그 중 최저값인 다음 단계에서 저장하게 된다.
저장단계(400)는 신호처리단계(200)를 통해 출력된 잡음신호
Figure 112008045370214-pat00032
의 파워 추정값을 γ을 저장하고, 이때의 심볼
Figure 112008045370214-pat00033
의 q값을
Figure 112008045370214-pat00034
에 저장하는 단계로서, 이를 통해 최소값의 잡음신호
Figure 112008045370214-pat00035
와, 이때의 q값을 갱신 및 추정하게 된다.
잡음신호 비교단계(500)는 상기한 q값 비교단계(300)를 통해 q = 1 인 조건을 만족하지 못하는 경우에 수행하는 단계로서, 카운트 값인 q가 2,3,4... 일 때의 각 잡음신호
Figure 112008045370214-pat00036
과 상기한 저장단계(400)의 γ을 비교하게 된다.
따라서 γ >
Figure 112008045370214-pat00037
인 조건을 만족하는 경우에는 γ값을 새로운
Figure 112008045370214-pat00038
으로 갱신하고, 싱가한 조건을 만족하지 못하는 경우에는 저장단계(400) 이후로 넘어가게 되며, 이러한 과정을 통해 γ에는 가장 작은
Figure 112008045370214-pat00039
값이 저장되고,
Figure 112008045370214-pat00040
에는 가장 작은
Figure 112008045370214-pat00041
값에 대한 심볼
Figure 112008045370214-pat00042
의 q값이 저장된다.
카운트 비교단계(600)는 카운트 값인 q 와 전체 심볼의 총 개수(Q)가 같은지를 판단하는 단계로서, 일 예로 전체 심볼이 16개일 때, 카운트 값인 q = 16 을 만족하는지 여부를 판단하는 단계이다.
따라서 q = Q 를 만족하는 하는 경우에는 모든 심볼 {Ω1,…,ΩQ} 에 대한 추정작업이 완료되었음을 의미하므로 다음 단계로 진행하고, 만약 q ≠ Q 를 만족하지 못하는 경우에는 모든 심볼 {Ω1,…,ΩQ} 에 대한 추정작업이 완료되지 못함을 의미하므로 다음 단계인 카운트 가산단계(700)를 진행하게 된다.
카운트 가산단계(700)는 q++과 같이 카운트를 의미하는 q값을 가산하는 단계로서, 신호처리단계(200)를 통해 심볼 {Ω2,…,ΩQ} 에 대한 추정작업을 계속 진행하도록 하는 단계이다.
교신기지국 전송신호 선택 및 출력단계(800)는 상기한 카운트 비교단계(600)를 충족하는 경우, 저장단계(400)를 통해 저장된 잡음신호
Figure 112010017275669-pat00043
값과 이에 대한
Figure 112010017275669-pat00044
를 통해 이에 해당하는
Figure 112010017275669-pat00045
값을 교신기지국 전송신호
Figure 112010017275669-pat00046
값으로 선택하고, 교신기지국 전송신호 추정값
Figure 112010017275669-pat00047
를 출력하는 단계이다.
즉, 교신기지국으로부터 전송된 신호가
Figure 112008045370214-pat00048
라는 가정이 맞고, 상기한 신호처리 행렬 W를 사용하여 얻은
Figure 112008045370214-pat00049
의 추정값
Figure 112008045370214-pat00050
가 정확하다면,
Figure 112008045370214-pat00051
이 되며, R-ML의 출력값
Figure 112008045370214-pat00052
는 최소가 되고, 교신기지국 전송신호 추정 값
Figure 112008045370214-pat00053
은
Figure 112008045370214-pat00054
를 만족한다고 볼 수 있다.
따라서 교신기지국 전송신호
Figure 112008045370214-pat00055
값으로
Figure 112008045370214-pat00056
를 선택하고, 이때
Figure 112008045370214-pat00057
는 ML 방식을 사용하여 아래의 수학식 8과 같이 구하게 된다.
Figure 112010017275669-pat00058
간섭기지국 신호 성분의 합
Figure 112010017275669-pat00117
는 총 Q 개를 만들 수 있다(교신 기지국 전송신호 x1 으로써 전송 가능한 후보 신호{Ω1,…,ΩQ}를 고려할 수 있으므로).
위 수식에서
Figure 112010017275669-pat00118
는 벡터 2-norm 을 의미하는 것으로써,
Figure 112010017275669-pat00119
의 각 원소의 절대값을 제곱하고 모두 합하는 것을 의미한다.
한편,
Figure 112008045370214-pat00059
일 경우에는
Figure 112008045370214-pat00060
는 아래의 수학식 9와 같이 신호성분으로 추정되는 에러 파라미터
Figure 112008045370214-pat00061
이 추가된 것으로 볼 수 있다.
Figure 112008045370214-pat00062
따라서
Figure 112008045370214-pat00063
이 되며, R-ML의 출력값
Figure 112008045370214-pat00064
인 관계가 성립된다.
그러므로
Figure 112008045370214-pat00065
일 경우에는
Figure 112008045370214-pat00066
이 되므로 상기한 카운트 가산단계(700)를 통해 카운트 q값을 달리하여 심볼 {Ω 2 ,…,Ω Q } 중 다른 하나의 값을 연속적으로 대입하고, 이를 통해
Figure 112008045370214-pat00067
를 얻을 때까지 상기한 R-ML 신호처리단계(200)를 연속 수행하게 된다.
도 6은 본 발명에 따른 다중 안테나를 사용하는 무선 중계기의 신호 검출 성능을 나타낸 그래프로서, 교신기지국 전송신호 추정값을 얻기 위한 방법으로 기존의 MLD 및 MMSE와 본 발명의 R-ML방식의 BER(Bit Error Rate)성능을 비교한 시뮬레이션 결과이다.
도시된 바와 같이 시뮬레이션을 위한 파라미터로 M=2, N=3을 사용하였으며 교신기지국의 전송신호는 BPSK 변조방식을 사용하였다. 본 발명의 R-ML 방식의 신호처리 성능은 ML 보다는 열화되지만 MMSE보다는 우수한 것을 알 수 있다.
또한 복잡도 측면에서는 ML방식을 사용할 경우 QN번의 반복(Iteration)이 필요하고 MMSE의 경우 M×N 행렬의 역행렬을 구하는 연산이 한번 필요한 반면, 본 발명의 R-ML방식은 Q번의 반복 및 M×(N-1) 행렬의 역행렬을 구하는 연산이 한번 필요하게 된다.
따라서 R-ML 방식의 신호처리단계(200)를 갖는 본 발명은 기존의 ML 방식보다 복잡도의 비율이 약 QN -1만큼 감소되며, 기존의 MMSE 방식에 비해서는 Q번의 반복 복잡도가 추가로 요구될 뿐이다.
도 1은 일반적인 무선 중계기와 그 중계 환경을 나타낸 개략도.
도 2는 본 발명에 따른 무선 중계기의 인접 셀 신호 간섭 제거방법을 나타낸 흐름도.
도 3은 본 발명에 따른 신호처리단계의 신호처리 과정을 나타낸 블록도.
도 4는 본 발명에 따른 다중 안테나를 사용하는 무선 중계기의 신호 검출 성능을 나타낸 그래프.

Claims (12)

  1. 삭제
  2. 교신기지국 신호성분 중 단말기 전송신호에 Q개의 전송 가능한 심볼을 대입하기 위하여 카운트 q값으로 1을 설정하는 초기 q값 설정단계(100)와;
    Q개의 전송가능한 심볼 {Ω1,…,ΩQ} 중 상기 카운트 q값에 대응하는 심볼 Ωq를 대입하여 수신된 신호에서 간섭기지국 신호를 추정 제거하고 그에 해당하는 잡음신호를 출력하는 신호처리단계(200)와;
    q = 1인 조건을 충족하는지 비교하는 q값 비교단계(300)와;
    상기 신호처리단계(200)를 통해 출력된 잡음신호
    Figure 112010017275669-pat00068
    의 파워 추정값을 γ에 저장하고, {Ω1,…,ΩQ} 중 카운트한 q값에 대응하는 심볼 Ωq 의 q값을
    Figure 112010017275669-pat00069
    에 저장 갱신하는 저장단계(400)와;
    상기 q값 비교단계(300)를 통해 q = 1 인 조건을 만족하지 못하는 경우에 심볼 Ωq 의 신호처리에 따른 잡음신호
    Figure 112010017275669-pat00070
    와 상기 저장단계(400)의 γ을 비교하여 γ >
    Figure 112010017275669-pat00071
    인 조건을 만족하는 경우 γ값을 새로운
    Figure 112010017275669-pat00072
    으로 갱신하고, 상기 조건을 만족하지 못하는 경우에는 저장단계(400) 이후로 진행하도록 하는 잡음신호 비교단계(500)와;
    카운트 값인 q 와 전체 대입한 심볼의 총 개수(Q)가 같은지를 판단하는 카운트 비교단계(600)와;
    카운트 값인 q값을 가산하여 상기 신호처리단계(200)로 회귀시키는 카운트 가산단계(700)와;
    상기 카운트 가산단계(700) 이후 저장단계(400)를 통해 저장된 잡음신호
    Figure 112010017275669-pat00073
    값에 대응하는
    Figure 112010017275669-pat00074
    를 구하고, 이에 해당하는
    Figure 112010017275669-pat00075
    값을 교신기지국 전송신호
    Figure 112010017275669-pat00076
    값으로 선택하여 교신기지국 전송신호
    Figure 112010017275669-pat00077
    를 출력하는 교신기지국 전송신호 선택 및 출력단계(800)
    를 포함하여 이루어진 것을 특징으로 하는 다중 안테나를 사용하는 무선 중계기의 인접 셀 신호 간섭 제거방법.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 신호처리단계(200)는 ML 방식과 선형 공간 역다중화 방식을 결합한 R-ML 신호처리방식을 통해 신호처리가 이루어지는 것을 특징으로 하는 다중 안테나를 사용하는 무선 중계기의 인접 셀 신호 간섭 제거방법.
  4. 제 2 항에 있어서, 상기 신호처리단계는
    수신된 신호성분 중 교신기지국 신호 x1 에 심볼 {Ω1,…,ΩQ} 중 하나의 값을 대입하여 간섭기지국 신호 성분의 합으로 이루어진 신호
    Figure 112010017275669-pat00120
    을 생성하고, 간섭기지국의 전송신호를 검출하기 위하여 공간 역 다중화 방식을 통해 간섭기지국 전송신호 추정벡터
    Figure 112010017275669-pat00079
    를 구하며, 간섭기지국 전송신호 추정벡터
    Figure 112010017275669-pat00080
    의 열 잡음신호 Wn을 제거하여 추정된 간섭기지국 전송신호
    Figure 112010017275669-pat00081
    를 구하는 간섭신호 추정단계와;
    q 에 대한 간섭기지국 신호 성분
    Figure 112010017275669-pat00082
    와 상기 추정된 간섭기지국 전송신호
    Figure 112010017275669-pat00083
    를 통해 q 에 대한 잡음신호
    Figure 112010017275669-pat00084
    를 구하는 간섭신호 제거단계와;
    간섭신호 제거단계를 통해 구한 잡음신호
    Figure 112010017275669-pat00085
    에 대한
    Figure 112010017275669-pat00086
    를 출력하는 잡음신호 출력단계
    를 포함하여 이루어진 것을 특징으로 하는 다중 안테나를 사용하는 무선 중계기의 인접 셀 신호 간섭 제거방법.
  5. 제 4 항에 있어서, 상기 간섭기지국 신호 성분의 합으로 이루어진 신호
    Figure 112010017275669-pat00121
    은 아래의 수식을 통해 생성하는 것을 특징으로 하는 다중 안테나를 사용하는 무선 중계기의 인접 셀 신호 간섭 제거방법.
    [수식]
    Figure 112010017275669-pat00088
    (if x1 = Ω q )
    Figure 112010017275669-pat00122
    : 간섭기지국 신호 성분의 합
    y : 수신신호(송수신 안테나 간 간섭신호가 제거된 신호, 즉 외부 셀 간섭만 포함되어 있는 신호)
    h1x1 ; 단말기를 위해 전송되는 교신기지국 신호 성분
    Figure 112010017275669-pat00123
    : Ｎ-1개의 간섭기지국으로부터 전송되어 수신된 신호의 합
    n : 수신기의 열잡음 신호
  6. 제 4 항에 있어서, 상기 간섭기지국 전송신호 추정벡터
    Figure 112010017275669-pat00089
    를 구하기 위한 공간 역 다중화 방식은 아래의 역행렬 [수식]을 이용하는 ZF 방식의 공간 역 다중화 방식인 것을 특징으로 하는 다중 안테나를 사용하는 무선 중계기의 인접 셀 신호 간섭 제거방법.
    [수식]
    Figure 112010017275669-pat00090
    W : 역다중화 신호처리 행렬
    H(1) : 간섭기지국 채널로만 이루어진 행렬
  7. 제 4 항에 있어서, 상기 간섭기지국 전송신호 추정벡터
    Figure 112010017275669-pat00091
    를 구하기 위한 공간 역 다중화 방식은 아래의 역행렬 [수식]을 이용하는 MMSE 방식의 공간 역 다중화 방식인 것을 특징으로 하는 다중 안테나를 사용하는 무선 중계기의 인접 셀 신호 간섭 제거방법.
    [수식]
    Figure 112010017275669-pat00092
    W : 역다중화 신호처리 행렬
    H(1) : 간섭기지국 채널로만 이루어진 행렬
    N0 : 잡음신호 n의 평균 전력값
    Ｉ : M-by-M 단위행렬(M은 수신안테나 개수)
  8. 제 4 항에 있어서, 간섭기지국 전송신호 추정벡터
    Figure 112008045370214-pat00093
    의 열 잡음신호 Wn 은 슬라이싱을 통해 제거하는 것을 특징으로 하는 다중 안테나를 사용하는 무선 중계기의 인접 셀 신호 간섭 제거방법.
  9. 제 4 항에 있어서, 상기 잡음신호
    Figure 112010017275669-pat00094
    는 아래의 수식을 통해 구하는 것을 특징으로 하는 다중 안테나를 사용하는 무선 중계기의 인접 셀 신호 간섭 제거방법.
    [수식]
    Figure 112010017275669-pat00095
    Figure 112010017275669-pat00124
    : 순수한 잡음신호
    Figure 112010017275669-pat00125
    : 간섭기지국 신호성분 합
    H(1) : 간섭기지국 채널로만 이루어진 행렬
    Figure 112010017275669-pat00126
    : 간섭기지국의 전송 신호 성분
  10. 제 2 항에 있어서, 상기
    Figure 112010017275669-pat00096
    는 아래의 [수식]과 같이 ML방식을 사용하여 구하는 것을 특징으로 하는 다중 안테나를 사용하는 무선 중계기의 인접 셀 신호 간섭 제거방법.
    [수식]
    Figure 112010017275669-pat00097
    Figure 112010017275669-pat00127
    : 백터 2-norm
  11. 제 2 항 또는 제 4 항에 있어서, 상기 잡음신호
    Figure 112008045370214-pat00098
    은
    Figure 112008045370214-pat00099
    의 Frobenius norm 값인 것을 특징으로 하는 다중 안테나를 사용하는 무선 중계기의 인접 셀 신호 간섭 제거방법.
  12. 제 2 항에 있어서, 상기 수신된 신호는 송수신 안테나 간 귀환 간섭신호가 제거된 신호인 것을 특징으로 하는 다중 안테나를 사용하는 무선 중계기의 인접 셀 신호 간섭 제거방법.
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