KR100937917B1 - 확실한 확산 스펙트럼 신호 디코딩을 제공하기 위한 신호분리 기술 - Google Patents

확실한 확산 스펙트럼 신호 디코딩을 제공하기 위한 신호분리 기술 Download PDF

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KR100937917B1
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Abstract

확산 스펙트럼 통신 시스템은 원하는 신호 및 원하지 않는 신호의 상이한 합들을 수신하기 위한 안테나 어레이를 포함하며, 수신기들은 안테나 어레이에 결합된다. 각각의 수신기는, 각각의 채널 코드와 연관된 하나 이상의 원하는 신호를 결정하기 위해 원하는 신호 및 원하지 않는 신호를 역확산하고, 역확산 후에 하나 이상의 원하는 신호 및 원하지 않는 신호를 결합하기 위해, 각각의 채널 코드에 기초하여 동작한다. 프로세서는 수신기에 결합되어 각각의 수신기로부터의 결합 신호들에 기초하여 혼합 행렬을 형성한다. 여기서, 혼합 행렬의 대각선 상의 엔트리들은 원하는 신호에 대응하고, 대각선에 인접한 엔트리들은 원하지 않는 신호에 대응한다. 프로세서는 또한, 원하는 신호의 레벨은 증가하고 원하지 않는 신호의 레벨은 감소하도록, 혼합 행렬을 처리한다. 복조기는 프로세서에 결합되어 하나 이상의 원하는 신호를 복조한다.
Figure R1020077020708
원하는 신호, 원하지 않는 신호, 혼합 행렬, 확산 스펙트럼 신호, 채널 코드

Description

확실한 확산 스펙트럼 신호 디코딩을 제공하기 위한 신호 분리 기술{SIGNAL SEPARATION TECHNIQUES TO PROVIDE ROBUST SPREAD SPECTRUM SIGNAL DECODING}
본 발명은 통신 분야에 관한 것으로, 더 구체적으로는, 확산 스펙트럼 통신 수신기에 관한 것이다.
확산 스펙트럼 통신 기술은 무선 통신망에서 광범위한 응용성을 가진다. 이들 기술들의 주요 특성은, 채널이 직교 코드들을 통해 데이터 스트림들로 세분된다는 점이다. 이상적인 신호 수신 상황에서, 원하는 신호는 그 자신과는 완벽한 상관성을 가지며, 그 자신의 시간 지연된 신호를 포함한 기타의 모든 신호들과는 상관성이 0이다. 역확산기를 통과한 후, 하기와 같이 랜덤 노이즈에 의해서만 교란된 채 신호가 복구될 것이다.
Figure 112007065560340-pct00001
그러나, 실제 환경에서, 신호는, 인터믹싱(intermixing)을 야기하여 신호의 직교성을 감소시키는 다중 경로 전파(multiple path propagation)에 기인한 채널 왜곡 및 타이밍 불완전성에 노출된다. 역확산된 신호는, 원하는 신호 뿐만 아니라 기타 신호들의 혼합된 성분들로 종결된다. 즉,
Figure 112009059546710-pct00002
, 여기서, 항
Figure 112009059546710-pct00003
는 원하는 신호이고 기타의 항들은 간섭이다:
Figure 112009059546710-pct00004
. 여기서,
Figure 112009059546710-pct00005
는, 간섭원들에 기인한 노이즈이다.
현재, 역확산된 신호는, 추가 노이즈로서 작용하는 외래항들을 갖는 심볼들을 결정하기 위해 처리된다. 이것은 결과물을 열화시켜, 잠재적으로 바람직하지 않은 에러율로 이어진다. 높은 에러율을 방지하기 위해서는, 데이터 스트림에 적절한 무결성을 제공하는 기술을 사용할 필요가 있다.
한 접근법은 에러 정정 코드의 사용을 증가시키는 것이다. 그러나, 이 방법은 링크의 유효 데이터 레이트를 감소시킨다. 또 다른 접근법은 심볼 레이트를 감소시키는 것이다. 그러나, 이 방법도 역시 링크의 유효 데이트 레이트를 감소시킨다. 역시 또 다른 접근법은, 에러들이 코딩의 정정 능력을 초과할 때 부정 응답(negative acknowledgement)을 사용하는 것이다. 그러나, 이 방법도 역시 링크의 데이터 레이트를 감소시킨다. 또 다른 접근법은, MIMO 또는 다이버시티 기술을 통해 다중경로를 이용하는 것이다. 이 방법은, 송신기 및 수신기 양자 모두에서 더 복잡한 회로와 처리를 요구한다.
따라서, 상기 접근법들은, 링크의 데이터 레이트를 감소시키거나, 송신기 및 수신기 모두에서 더욱 복잡한 구현을 요구하는 경향이 있다. 게다가, 송신기 및 수신기 양자 모두에서 요구되는 구현에 대해서는 대개 표준화가 필요하며, 이로 인해, 기존의 무선 액세스 네트워크와의 비호환성을 초래한다.
전술한 배경 기술에 비추어, 확산 스펙트럼 신호에 대한 디코딩 프로세스를 개선시키는 것이 본 발명의 목적이다.
본 발명에 따른 상기 및 기타의 목적, 특징, 및 잇점들은, 외래 신호들 일부 또는 전부를, 심볼 디코딩 기능에 의해 처리되기 이전에, 수신된 집합체로부터 제거하는 수신기에 의해 제공된다. 따라서, 유효 신호대 간섭원 비가 감소되어, 링크에 대한 에러 정정 공차가 낮아지는 것을 허용한다.
단지 원하는 신호를 추출하려는 시도 대신에, 디코더는 복수의 확산 스펙트럼 신호들,
Figure 112009059546710-pct00006
을 검사할 것이다. s 벡터는 수신기가 확산 스펙트럼 이용 지식을 가진 모든 신호들로 구성된다. 이것은, 수신기가 어느 코드들이 사용중에 있는지를 알고 있거나(예를 들어, 디바이스에 의해 사용중인 제어 채널, 복수의 데이터 채널), 어느 코드들이 사용중에 있는지를 네트워크에 의해 통보받았거나, 코드 공간을 검색하여 발견하였거나, 또는 이들 가능성들의 조합 때문일 것이다.
집합 내에 있지 않은 임의의 잔여 코딩된 신호들은 노이즈로서 취급되며, n에 포함된다. 어떤 경우에는, 제거되어야 할 간섭원들의 갯수는 가용 코드 집합보다 적을 것이다. 이것은, 소정 코드들이 에러 레이트에 대한 중요한 기여자가 되지 않을 정도로 충분히 낮은 간섭원 컴포넌트들을 생성한다는 사실이 밝혀진 경우에, 가능할 것이다. 또 다른 이유는, 모든 알려진 코드들이 포함되는 경우 집합체를 처리하는데 요구되는 과도한 시간일 것이다. 앞서와 같이, s의 생성에 포함되지 않는 임의의 코드들은, 심볼 디코더에 제공되지 않는 추가 노이즈 성분처럼 보일 것이다.
개개의 수신된 신호들을 검사해보면, 이들은 모든 전송된 신호 스트림들의 선형 합(linear sum)이라는 것을 알 수 있다. 모든 신호들에 대한 행렬 방정식은 다음과 같이 다시 쓸 수 있다.
Figure 112007065560340-pct00007
혼합 행렬(mixing matrix)은 각각의 수신기로부터의 결합된 신호들에 기초하여 형성된다. 여기서, 혼합 행렬의 대각선 상의 엔트리들은 원하는 신호에 대응하고, 대각선에 인접한 엔트리들은 원하지 않는 신호들에 대응한다. 혼합 행렬은, 원하는 신호 레벨은 증가하고 원하지 않는 신호 레벨은 감소하도록 처리된다.
혼합 행렬의 처리는, 제로 포싱(ZF; Zero Forcing) 프로세스 또는 최소 평균 제곱 추정(MMSE) 프로세스와 같은, 지식 기반의(knowledge based) 신호 처리에 기초할 수 있다. 대안으로서, 혼합 행렬 신호 처리는 블라인드 신호 분리 처리에 기초할 수도 있다. 블라인드 신호 분리에 해당하는 흔히 사용되는 3가지 기술로는, 주 성분 분석(PCA; Principal Component Analysis), 독립 성분 분석(ICA; Independent Component Analysis), 및 특이값 분해(SVD; Singular Value Decomposition)가 있다. 각각의 행에 대한 원하는 신호는 이미 알고 있기 때문에, 신호 처리시에 전형적인 신호 분리가 수행되지 않는다는 점이 핵심 요소이다. 대신에, 신호 처리시에, 각각의 채널에서 분리된 신호들의 정화(clean up)가 수행된다. 실제의 신호 분리는 역확산 코드들에 기초하여 수신기에서 수행된다.
도 1은 본 발명에 따른 확산 스펙트럼 통신 시스템의 블럭도.
도 2는 도 1에 도시된 확산 스펙트럼 통신 시스템의 수신측의 보다 상세한 블럭도.
도 3은 도 1에 도시된 확산 스펙트럼 통신 시스템의 수신측의 또 다른 실시예의 보다 상세한 블럭도.
도 4는 도 1에 도시된 확산 스펙트럼 통신 시스템의 수신측의 역시 또다른 실시예의 보다 상세한 블럭도.
도 5는 본 발명에 따른 신호 처리에 대해 원하는 신호 및 원하지 않는 신호의 상이한 합들을 제공하기 위해 어레이 편향(array deflection)에 기초하여 동작하는 확산 스펙트럼 통신 시스템의 수신측의 블럭도.
도 6은 본 발명에 따른 신호 처리에 대해 원하는 신호 및 원하지 않는 신호의 상이한 합들을 제공하기 위해 경로 선택(path selection)에 기초하여 동작하는 확산 스펙트럼 통신 시스템의 수신측의 블럭도.
이제 본 발명이, 본 발명의 양호한 실시예들이 도시되어 있는 첨부된 도면들을 참조하여 이하에 더 자세히 기술될 것이다. 그러나, 본 발명은 많은 상이한 형태로 구현될 수도 있으며, 본 명세서에 개시된 실시예들만으로 제한되는 것으로 해석되어서는 안된다. 오히려, 이들 실시예들은, 작금의 공개가 철저하고 완전하게 당업자에게 본 발명의 범위를 충분히 전달하도록 제공된다. 도면 전체를 통해 유 사한 참조번호는 유사한 요소들을 가리키며, 프라임 기호(') 및 더블 프라임 기호(")는, 대안적 실시예들에서 유사한 요소들을 가리키기 위해 사용되고 있다.
도 1을 참조하여 확산 스펙트럼 통신 시스템(10)의 간소화된 블럭도가 먼저 논의될 것이다. 통신 시스템(10)은, 확산 스펙트럼 송신기 어셈블리(20) 및 확산 스펙트럼 수신기 어셈블리(40)를 포함한다. 송신기 어셈블리(20)에서, 변조기(22)는 입력 데이터(24)와 채널 코드를 수신한다.
채널 코드는 채널 코드 전송 발생기(26)에 의해 제공되며 각각에 채널에 대해 고유하다. 채널 코드는 입력 데이터의 데이터 레이트보다 훨씬 높은 레이트이므로, 변조된 확산 스펙트럼 출력 신호(30)는 신호의 기저대역 정보 대역폭보다 훨씬 큰 대역폭을 점유한다.
확산 스펙트럼 출력 신호(30)는 송신기 어셈블리(20)에 결합된 안테나 어레이(50)를 경유해 전송되고, 수신기 어셈블리(40)에 결합된 안테나 어레이(60)에 의해 수신된다. 안테나 어레이(50, 60)는 임의의 특정한 구성으로 제한되는 것은 아니고, 송신 어레이 내에 하나 또는 그 이상의 안테나 요소들 52(1) - 52(N)과, 수신 어레이 내에 하나 또는 그 이상의 안테나 요소들 62(1) - 62(N)을 포함할 수 있다. 비록 어레이들(50, 60) 내의 안테나 요소들의 갯수는 동일한 것으로 도시되어 있지만, 특정한 구현에 따라 달라질 수도 있다.
원하는하는 확산 스펙트럼 신호(30)의 수신에 응답하여, 원하지 않는 신호들도 역시 수신된다. 원하지 않는 신호들은, 인터믹싱을 야기하여 신호의 직교성을 감소시키는 채널 왜곡 및 타이밍 불완전성의 결과물이다.
수신기 어셈블리(40) 내의 역확산 및 결합기 블럭(44)은 복조기(47)에 의한 복조를 위한 원하는 확산 스펙트럼 신호를 결정한다. 역확산 및 결합기 블럭(44)은 상관기(45), 및 채널 코드를 발생하기 위한 수신 채널 코드 발생기(46)를 포함한다. 각각의 송신 및 수신 채널 코드 발생기(26, 46)에 의해 발생된 채널 코드들은 동일하다. 복조 후에, 원하는 신호들은 디코더(48)에 의해 디코딩되어 출력 데이터(49)를 발생한다.
수신기 어셈블리(40)의 보다 상세한 블럭도가 도 2에 제공되어 있다. 예시된 수신기 어셈블리(40)는 복수의 레이크(Rake) 수신기들, 100(1) - 100(k)를 포함한다. 여기서, 각각의 레이크 수신기는 수신된 원하는 신호 및 원하지 않는 신호의 f개의 상이한 다중경로 성분들을 선택하기 위한 f개의 핑거들(102)을 포함한다. 레이크 수신기는 참조번호 100으로 참조될 것이다. 예시된 실시예에서, 비록 핑거(102)의 실제 갯수는 달라질 수 있고, 동일한 전체 수신기 구조 내의 각각의 사례마다 달라질 수 있지만, 각각의 레이크 수신기(100)에 대해 f = 3 이다. 레이크 수신기(100) 대신에, 표준 수신기가 사용될 수도 있다.
각각의 레이크 수신기(100)에 대해, 각각의 핑거(102)는 채널 코드 발생기(46)에 결합된 상관기(45)를 포함한다. 각각의 채널 코드 발생기(46)는, 지연 등화기(104)에 의해 결정된 상이한 시간 프레임만큼 지연된 채널 코드를 발생한다. 상관 프로세스의 일부로서, 수신 채널 코드는, 수신된 신호들 내의 대응하는 송신 채널 코드와의 정합을 발견하기 위해 1 칩 슬라이스만큼 지연된다.
정합된 필터(108)의 출력에서 피크(106)가 제공될 때, 상관기(45)는 원하는 신호 식별의 관점에서 정합을 발견한 것이다. 각각의 레이크 수신기(100)는 다른 레이크 수신기들 내의 채널 코드들과 비교해 볼때 고유한 채널 코드를 가진다. 각각의 채널 코드는 상이한 채널에 대응한다. 예를 들어, 하나 또는 그 이상의 음성 채널과, 하나 또는 그 이상의 데이터 채널이 있을 수 있다.
상관기(45)의 출력은 I 성분 및 Q 성분으로 분류된다. 꼭 필요한 것은 아니지만, I 및 Q 성분은 원하는 신호 및 원하지 않는 신호에 대한 증가된 해상도를 제공한다. 그 다음, 상관기(45)로부터의 I 및 Q 성분은 위상 회전기(110)에 제공된다. 또한 채널 추정기(112)는 채널의 추정값을 위상 회전기(110)에 제공한다.
레이크 수신기(100)에 의한 수신 동안에, I 및 Q 성분은 주파수 스펙트럼에서 회전한다. I 및 Q 성분은 미가공 데이터(raw data)이며, 그 미가공 데이터가 알려져 있지 않더라도, 위상 회전기(110)는 그 미가공 데이터를 회전되기 이전의 위치로 다시 회전시킨다. 그 회전은 데이터 내의 알려진 트레이닝 시퀀스에 기초한다.
위상 회전기(110)의 출력은 지연 등화기(104)에 제공된다. 각각의 레이크 수신기(100)에서, 각각의 핑거(102)에 대해 하나씩, 3개의 상이한 지연이 존재한다. 지연 등화기(104)는 각각의 핑거(102)로부터의 신호들 중에서 어떤 지연이 있는지를 판정한다. 일단, 각각의 지연이 판정되고 나면, 신호들은 결합될 수 있도록 그에 따라 조절될 수 있다.
여전히 레이크 수신기(100)의 일부로서, 각각의 핑거(102)로부터의 I 및 Q 성분들이 결합된다. I 성분들은 결합기(114)에 의해 결합되어, 결합된 I 성분을 발생한다. 마찬가지로, Q 성분들은 상이한 결합기(116)에 의해 결합되어, 결합된 Q 성분을 발생한다. I 및 Q 성분들은 가산기(118)에 의해 함께 가산된다.
이러한 프로세스는 각각의 레이크 수신기(100)에 대해 반복된다. 각각의 가산기(118)로부터의 출력은 신호 처리기(130)에 제공된다. 신호 처리기(130)는 혼합 행렬 모듈(132)을 포함한다. 혼합 행렬 모듈(132)은 각각의 레이크 수신기(100)에 의해 제공된 결합된 신호들에 기초하여 혼합 행렬을 채운다(populate). 혼합 행렬의 각각의 행은 주류 신호(dominant signal)와 하나 이상의 비주류 신호를 가진다. 비주류 신호는 원하지 않는 신호 또는 노이즈 신호이다. 각각의 행에서의 주류 신호는 그 특정 채널에 대한 원하는 신호에 대응한다.
혼합 행렬 신호 처리 모듈(134)은, 행렬의 각 행에서 원하는 신호항의 레벨은 증가하고 원하지 않는 신호항들의 레벨은 감소하도록 혼합 행렬을 처리한다. 즉, 혼합 행렬의 노이즈 플로어(noise floor)는 비대각선으로부터 대각선으로 에너지를 이동시킴으로써 감소된다. 그 다음, 복조를 위한 원하는 신호는 선택 스트림 모듈(136)에 의해 선택된다. 복조를 위해 채널 1 내지 채널 K가 선택될 것이다.
혼합 행렬 모듈(132), 혼합 신호 처리 모듈(134), 및 선택 스트림 모듈(136)은 모두, 예시된 바와 같이, 신호 처리기(130)에서 구현될 것이다. 각각의 행에 대해 원하는 신호를 이미 알고 있기 때문에, 신호 처리기(130)는 전형적인 신호 분리를 수행하지 않는다는 점이 핵심 요소이다. 대신에, 신호 처리기는 각각의 채널에서 분리된 신호들의 정화를 행한다. 실제의 신호 분리는 역확산 코드에 기초하여 레이크 수신기(100)에서 수행된다.
신호 처리기(130)를 사용하지 않는다면, 원하지 않는 신호들의 노이즈 레벨을 극복하기 위해, 수신된 신호들은 일반적으로 더 많은 양의 에러 정정 코드를 요구할 것이다. 간섭원들은 개별적으로는 중요하지 않을 수도 있으나, 전체로서, 이들은 원하는 신호의 신호대 잡음비를 상당히 열화시킬 것이다. 결과적으로, 원하는 신호들에는 더 많은 양의 에러 정정 코드가 전송되고, 그에 따라 전체 유효 데이터 레이트가 저하될 것이다.
혼합 행렬 신호 처리는, 제로 포싱(ZF; Zero Forcing) 프로세스 또는 최소 평균 제곱 추정(MMSE) 프로세스와 같은, 지식 기반의 신호 처리에 기초할 수 있다. 대안으로서, 혼합 행렬 신호 처리는 블라인드 신호 분리 처리에 기초할 수도 있다. 블라인드 신호 분리에 해당하는 3개의 흔히 사용되는 기술로는, 주 성분 분석(PCA; Principal Component Analysis), 독립 성분 분석(ICA; Independent Component Analysis), 및 특이값 분해(SVD; Singular Value Analysis)가 있다.
레이크 수신기(100)에 결합된 안테나 어레이(60)에 의해 수신된 원하는 신호 및 원하지 않는 신호들이 몇가지 측정가능한 특성에 있어서 독립적인 한, 그리고, 그들의 신호 합이 선형으로 서로 독립적이라면, 혼합된 원하는 신호와 원하지 않는 신호로부터 원하는 신호를 강화시키기 위해, 이들 신호 처리 기술들 중 하나 이상이 사용될 수 있다. 측정가능한 특성이란, 종종, 신호들의 제1, 제2, 제3, 및 제4 모멘트의 몇가지 조합을 말한다.
선택 스트림 모듈(136)에 의해 선택된 신호들에 기초하여, 복조기(47)는 선택된 원하는 신호를 복조한다. 복조기(47)의 출력은 또한 조절 인코딩 모듈(140)에 정보를 제공한다. 조절 인코딩 모듈(140)은 송신기(20)에 피드백을 제공한다. 송신기(20)는 수신기에 전송되고 있는 에러 정정 코드들의 양을 조절할 것이다. 만일 신호 처리기(130)가 혼합 행렬에서 신호대 잡음비를 개선시킬려고 한다면, 송신기(20)는 원하는 데이터의 일부로서 수신기(40)에 전송되고 있는 에러 정정 코드들의 양을 감소시킬 수 있다. 이것은 차례로 원하는 신호의 전체 유효 데이터 레이트를 증가시킬 것이다. 대안으로서, 또는 이와 조합하여, 송신기는, 확산 계수, 데이터 레이트, 변조 성상도(modulation constellation), 또는 신호 스트림의 최종 디코딩의 확실성과 연관된 기타의 임의의 수단을 변경할 수 있다.
도 2에 예시된 수신기 어셈블리(40)에 대한 혼합 행렬의 랭크(rank)는 채널 코드들의 갯수와 같거나 작다. k개의 레이크 수신기들에 대해, k개의 채널이 있으며, 그 각각의 채널은 고유 채널 코드를 가진다.
수신기 어셈블리(40')의 또 다른 실시예가 도 3에 예시되어 있다. 각각의 레이크 수신기(100')에 대한 각각의 결합기(114', 116')가 수정됨으로써, 원하는 신호 및 원하지 않는 신호들의 결합된 I 및 Q 성분들은 도 2에 도시된 가산기(118)에 의해 함께 가산되지 않는다. 대신에, 결합된 I 성분 및 결합된 Q 성분들은, 혼합 행렬을 채우기 위한 혼합 행렬 모듈(132') 내로의 별개의 엔트리들로서 취급된다. 그 결과, 혼합 행렬의 랭크는 채널 코드들의 갯수의 2배보다 작거나 같다.
또한, 선택 스트림 모듈(136')의 출력은, I 성분 및 Q 성분들을, 선택된 채널들에 대한 각각의 채널에 대해 각각의 가산기(139')를 경유하여, 복조기(47')에 의해 복조가 수행되기 이전에, 함께 가산한다.
수신기 어셈블리(40")의 역시 또 다른 실시예가 도 4에 도시되어 있다. 이 실시예는 도 3에 예시된 수신기 어셈블리(40')와 유사하나, 각각의 레이크 수신기(100")에 대한 각각의 결합기(114", 116")가 수정되어, 그들로부터의 출력은 각각의 핑거(102")에 의해 제공되는 I 및 Q 성분에 기초하고 있다는 점이 다르다. 그 결과, 혼합 행렬의 랭크는, 핑거 f의 갯수 × 채널 코드들의 갯수의 2배와 같거나 작다.
즉, I 및 Q 성분 모두는 혼합 행렬을 채우기 위해 분리되어 유지된다. 만일 모든 원하는 신호 및 원하지 않는 신호가 강하게 나타나면, 혼합 행렬 모듈(132')은 혼합 행렬을 용이하게 구축할 수 있다. 실제적 환경에서, I 및 Q 성분들 중 일부는 더 양호하게 결합된다. 결과적으로, 선택적 결합기(114" 및 116")로부터의 I 및 Q 값들의 갯수는, I 및 Q 양자 모두 또는 어느 하나에 대해 1이 될 것이다.
또한, 선택 스트림 모듈(136")의 출력은, I 및 Q 성분을, 각각의 채널에 대한 각각의 결합기(137", 138")에 제공한다. 각각의 채널은, 복조기(47")에 의한 복조에 앞서 그 연관된 각각의 채널에 대해 I 및 Q 성분을 가산하기 위한 가산기(139")를 가진다.
본 명세서에서 그 전체를 참고용으로 인용하고 있는, 본 발명의 현 양수인에게 양도된 미국특허출원 제11/232,500호에서 더욱 상세히 논의되고 있는 바와 같이, 혼합 행렬의 랭크를 증가시키기 위해 상이한 기술들이 사용될 수 있다. 이러한 기술들로는, 원하는 신호 및 원하지 않는 신호의 상이한 합들을 수신하기 위해 하나보다 많은 안테나 패턴을 발생하기 위한 상이한 안테나 어레이 구성이 포함된다. 기타의 기술들로는, 혼합 행렬을 더 채우기 위해 원하는 신호 및 원하지 않는 신호의 합을 가산하거나 대체하는 방법이 포함된다. 이들 기술들은 도 5 및 6을 참조하여 논의될 것이다.
수신 안테나 어레이(60)에 대한 많은 상이한 실시예가 있다. N개의 안테나 요소들(62)은 위상 어레이(phased array)를 형성하기 위해 상관될 것이다. 또 다른 실시예에서, N개의 안테나 요소들(62)은, 스위치드 빔 안테나(switched beam antenna)를 형성하기 위해 하나 이상의 능동형 안테나 요소 및 N-1개까지의 수동형 안테나 요소들을 포함할 것이다. N개의 안테나 요소들 중 2개 이상은 상이한 편파(polarization)로 상관될 것이다.
따라서 수신 안테나 어레이(60)는, 원하는 신호 및 원하지 않는 신호의 수신된 상이한 합에 관해 승수 효과(multiplier effect)를 미칠 것이다. 혼합 행렬의 랭크를 증가시킴으로써, 원하는 신호들이 신호 처리기(130)에 의해 강화될 가능성이 더 많아진다.
지금 논의될 또 다른 기술은, 유익하게도, 수신 안테나 어레이(60) 내의 N개 안테나 요소들(62)의 갯수를 증가시키지 않고서 혼합 행렬의 랭크가 더 증가되는 것을 허용한다.
원하는 신호 및 원하지 않는 신호의 수신된 상이한 합들의 갯수에 미치는 승수 효과는, 하기 사항들중 하나 또는 조합을 이용하여 달성할 수 있다. 어레이 편향(array deflection)은, 원하는 신호 및 원하지 않는 신호들의 추가적 합들을 수신하기 위해 안테나 패턴의 고도를 변경하는 단계를 포함한다. 경로 선택이 수행되어, 혼합 행렬을 채우기 위해 사용되는 원하는 신호 및 원하지 않는 신호들의 모든 합들이 상관되고 및/또는 통계적으로 독립이 된다.
신호 처리에 대해 원하는 신호 및 원하지 않는 신호의 상이한 합들을 제공하기 위해 어레이 편향(array deflection)에 기초하여 동작하는 확산 스펙트럼 통신 시스템(10)의 수신측 블럭도가 도 5에 제공되어 있다.
수신 안테나 어레이(260)는, 원하는 신호 및 원하지 않는 신호의 N개의 상이한 합들을 수신하기 위해 N개의 초기 안테나 패턴들을 발생하기 위한 N개의 안테나 요소들(262)을 포함한다. 수신 안테나 어레이(260)는, 한개 이상의 추가 안테나 패턴을 발생시켜 원하는 신호 및 원하지 않는 신호의 추가의 상이한 합이 한개 이상 수신되도록, N개의 초기 안테나 패턴들 중 하나 이상의 안테나 패턴의 고도를 선택적으로 변경하기 위한 고도 제어기(241)를 역시 포함한다.
혼합 행렬은, (채널 코드들의 개수 * N + 추가 안테나 패턴을 이용하여 수신된 원하는 신호 및 원하지 않는 신호의 상이한 합의 추가 갯수)와 같거나 작은 랭크를 가진다.
신호 처리에 대해 원하는 신호 및 원하지 않는 신호의 상이한 합들을 제공하기 위해 경로 선택(path selection)에 기초하여 동작하는 확산 스펙트럼 통신 시스템(10)의 수신측의 블럭도가 도 6에 도시되어 있다.
수신 안테나 어레이(360)는, 원하는 신호 및 원하지 않는 신호의 N개 이상의 상이한 합들을 수신하기 위해 N개 이상의 안테나 패턴을 형성하기 위한 N개의 요소들(363)을 포함한다. 여기서, N은 2보다 크다. 제어기(350)는 N개 이상의 안테나 빔들을 선택적으로 형성하기 위해 안테나 어레이(360)에 접속된다.
신호 처리기(330)는 또한, 원하는 신호 및 원하지 않는 신호들의 상이한 합들이 상관되어 있는지 또는 통계적으로 독립인지의 여부를 판정한다. 만일 그렇지 않다면, 혼합 행렬에서, 상관되어 있지 않거나 통계적으로 독립이지 않은 원하는 신호 및 원하지 않는 신호들의 상이한 합들을 대체하기 위해, 원하는 신호 및 원하지 않는 신호의 새로운 상이한 합들을 수신하기 위한 상이한 안테나 빔들을 형성하기 위해 제어기(350)와 협력한다.
본 발명의 수정 및 기타의 실시예들이, 전술한 설명과 그 연관된 도면들에서 제공된 교시를 통해, 본 발명의 혜택을 입는 당업자들에게는 명백할 것이다. 따라서, 본 발명은 공개된 특정 실시예들만으로 제한되는 것은 아니고, 그 수정 및 실시예들이 첨부된 특허청구범위의 범위 내에 포함되는 것으로 의도되었다.

Claims (26)

  1. 확산 스펙트럼 통신 시스템에 있어서,
    원하는(desired) 신호 및 원하지 않는(undesired) 신호의 상이한 합들을 수신하기 위해 N개(N≥1)의 안테나 요소들을 포함하는 안테나 어레이와;
    각각의 수신기가 상기 안테나 어레이에 결합된 복수의 수신기들로서, 상기 각각의 수신기는, 각각의 채널 코드와 연관된 하나 이상의 원하는 신호를 결정하기 위해 상기 원하는 신호 및 원하지 않는 신호를 역확산하고, 상기 역확산 후에 상기 하나 이상의 원하는 신호 및 원하지 않는 신호를 결합하기 위해, 상기 각각의 채널 코드에 기초하여 동작하는 것인, 상기 복수의 수신기들과;
    상기 복수의 수신기들에 결합되어, 각각의 수신기로부터의 결합 신호들에 기초하여 혼합 행렬―상기 혼합 행렬의 대각선 상의 엔트리들은 상기 원하는 신호에 대응하고, 상기 대각선에 인접한 엔트리들은 상기 원하지 않는 신호에 대응함―을 형성하고, 상기 원하는 신호의 레벨은 증가하고 상기 원하지 않는 신호의 레벨은 감소하도록 상기 혼합 행렬을 처리하기 위한 프로세서와;
    상기 프로세서에 결합되어 상기 하나 이상의 원하는 신호를 복조하기 위한 복조기
    를 포함하는, 확산 스펙트럼 통신 시스템.
  2. 제1항에 있어서, 상기 복수의 수신기들과 연관된 X개의 채널 코드들이 존재하며, 상기 혼합 행렬의 랭크(rank) ≤ X 이고, X ≥ 2 인 것인, 확산 스펙트럼 통신 시스템.
  3. 제1항에 있어서, 각각의 수신기에서, 상기 역확산은, 상기 하나 이상의 원하는 신호와 원하지 않는 신호를 I 성분 및 Q 성분으로 분리하는 단계를 포함하고, 상기 하나 이상의 원하는 신호와 원하지 않는 신호의 결합은 상기 혼합 행렬이 형성되기 이전에 상기 I 성분 및 Q 성분을 서로 합산하는 단계를 포함하는 것인, 확산 스펙트럼 통신 시스템.
  4. 제1항에 있어서, 상기 복조기는 복조 후의 상기 하나 이상의 원하는 신호의 에러율을 판정하고, 상기 에러율은 상기 하나 이상의 원하는 신호를 송신하는 송신기로의 피드백으로서 사용됨으로써, 새로이 송신되는 신호 내의 특성들이 상기 판정된 에러율에 기초하여 조절될 수 있는 것인, 확산 스펙트럼 통신 시스템.
  5. 제4항에 있어서, 상기 새로이 송신되는 신호 내의 조절될 특성들에는, 에러 검출 인코딩, 데이터 레이트, 변조 타입, 및 확산 계수 중 하나 이상이 포함되는 것인, 확산 스펙트럼 통신 시스템.
  6. 제1항에 있어서, 상기 복수의 수신기들과 연관된 X개 채널 코드들이 존재하며, 상기 안테나 어레이 내의 각각의 안테나 요소가 상기 원하는 신호 및 원하지 않는 신호의 하나 이상의 선형 합을 상기 복수의 수신기들에 제공하여 상기 혼합 행렬의 랭크 ≤ N*X 이도록, N ≥ 2인 것인, 확산 스펙트럼 통신 시스템.
  7. 제6항에 있어서, 상기 N개의 안테나 요소들은, 상기 안테나 어레이가 위상 어레이를 형성하도록 N개의 능동형 안테나 요소들을 포함하는 것인, 확산 스펙트럼 통신 시스템.
  8. 제6항에 있어서, 상기 N개의 안테나 요소들은, 스위치드 빔 안테나를 형성하기 위해 하나 이상의 능동형 안테나 요소와 N-1개까지의 수동형 안테나 요소를 포함하는 것인, 확산 스펙트럼 통신 시스템.
  9. 제6항에 있어서, 상기 N개의 안테나 요소들은 상이한 편파(polarizaton)를 갖는 둘 이상의 상관된 안테나 요소들을 포함하는 것인, 확산 스펙트럼 통신 시스템.
  10. 제1항에 있어서, 상기 복수의 수신기들과 연관된 X개의 채널 코드들이 존재하며,
    상기 안테나 어레이는, 상기 원하는 신호 및 원하지 않는 신호의 N개의 상이한 합들을 수신하기 위한 N개의 초기 안테나 패턴을 발생하며, 상기 안테나 어레이는, 하나 이상의 추가 안테나 패턴을 발생시켜 상기 원하는 신호 및 원하지 않는 신호의 추가의 상이한 합이 하나 이상 수신되도록, N개의 초기 안테나 패턴들 중 하나 이상의 고도를 선택적으로 변경하기 위한 고도 제어기를 포함하고,
    상기 혼합 행렬의 랭크 ≤ (N*X + 추가 안테나 패턴을 이용하여 수신된 원하는 신호 및 원하지 않는 신호의 상이한 합들의 추가 갯수)인 것인, 확산 스펙트럼 통신 시스템.
  11. 제1항에 있어서, 상기 안테나 어레이는, 상기 원하는 신호 및 원하지 않는 신호의 N개 이상의 상이한 합들을 수신하기 위한 N개 이상의 안테나 빔들을 형성하고, 여기서 N은 2보다 크며, 상기 안테나 어레이에 결합되어 상기 N개 이상의 안테나 빔들을 선택적으로 형성하기 위한 제어기를 더 포함하고,
    상기 프로세서는 또한,
    상기 원하는 신호 및 원하지 않는 신호의 상이한 합들이 상관되어 있는지 또는 통계적으로 독립인지의 여부를 판정하고, 만일 상기 판정에서 부정적이라면,
    혼합 행렬에서 상관되어 있지 않거나 통계적으로 독립이지 않은 상기 원하는 신호 및 원하지 않는 신호들의 상이한 합들을 대체하기 위해, 상기 원하는 신호 및 원하지 않는 신호의 새로운 상이한 합들을 수신하기 위한 상이한 안테나 빔들을 형성하기 위해 상기 제어기와 협력하는 것인, 확산 스펙트럼 통신 시스템.
  12. 제1항에 있어서, 상기 프로세서는, 주 성분 분석(PCA; principal component analysis), 독립 성분 분석(ICA; independent component analysis), 및 특이값 분해(SVD; single value decomposition) 중 하나 이상에 기초하여 상기 혼합 행렬을 처리하는 것인, 확산 스펙트럼 통신 시스템.
  13. 제1항에 있어서, 상기 프로세서는, 제로 포싱(ZF; zero forcing) 프로세스 및 최소 평균 제곱 추정(MMSE; minimum mean squared estimation) 프로세스 중 하나 이상에 기초하여 상기 혼합 행렬을 처리하는 것인, 확산 스펙트럼 통신 시스템.
  14. 확산 스펙트럼 통신 시스템에 있어서,
    원하는 신호 및 원하지 않는 신호를 수신하기 위한 N개(N≥1)의 안테나 요소들을 포함하는 안테나 어레이와;
    상기 안테나 어레이에 결합되고, 상기 수신된 원하는 신호 및 원하지 않는 신호의 f개(f>2)까지의 상이한 다중경로 성분들을 선택하기 위한 f개까지의 핑거들을 포함하는 하나 이상의 레이크 수신기로서, 각각의 핑거가, 각각의 채널 코드와 연관된 하나 이상의 원하는 신호를 결정하기 위해 상기 원하는 신호 및 원하지 않는 신호를 역확산하는 단계와, 상기 하나 이상의 원하는 신호 및 원하지 않는 신호를 I 및 Q 성분으로 분리하는 단계를 수행하도록, 각각의 레이크 수신기는 상기 각각의 채널 코드에 기초하여 동작하는 것인, 상기 하나 이상의 레이크 수신기와;
    상기 하나 이상의 레이크 수신기에 결합되어, 상기 I 및 Q 성분에 기초하여 혼합 행렬―상기 혼합 행렬의 대각선 상의 엔트리들은 상기 원하는 신호의 I 및 Q 성분에 대응하고, 상기 대각선에 인접한 엔트리들은 상기 원하지 않는 신호의 I 및 Q 성분에 대응함―을 형성하고, 상기 원하는 신호의 I 및 Q 성분의 레벨은 증가하고 상기 원하지 않는 신호의 I 및 Q 성분의 레벨은 감소하도록 상기 혼합 행렬을 처리하며, 상기 하나 이상의 원하는 신호에 대해 상기 I 및 Q 성분을 결합하기 위한, 프로세서와;
    상기 프로세서에 결합되어 상기 하나 이상의 원하는 신호를 복조하기 위한 복조기
    를 포함하는, 확산 스펙트럼 통신 시스템.
  15. 제14항에 있어서, 상기 하나 이상의 레이크 수신기와 연관된 X개의 채널 코드들이 존재하며, X ≥ 1이고, 각각의 레이크 수신기 내의 상기 f개의 핑거들로부터의 각각의 I 성분들은 상기 역확산 후에 단일의 I 성분으로 결합되며, 각각의 레이크 수신기 내의 상기 f개의 핑거들로부터의 각각의 Q 성분들은 상기 역확산 후에 단일의 Q 성분으로 결합되며, 상기 혼합 행렬의 랭크 ≤ 2*X 인 것인, 확산 스펙트럼 통신 시스템.
  16. 제14항에 있어서, 상기 하나 이상의 레이크 수신기와 연관된 X개 채널 코드들이 존재하며, X ≥ 1이고, 각각의 레이크 수신기 내의 상기 f개의 핑거들로부터의 각각의 I 성분들은, 상기 혼합 행렬 내로의 별개의 엔트리들을 위해 상기 프로세서에 각각 제공되고, 각각의 레이크 수신기 내의 상기 f개의 핑거들로부터의 각각의 Q 성분들은, 상기 혼합 행렬 내로의 별개의 엔트리들을 위해 상기 프로세서에 각각 제공되며, 상기 혼합 행렬의 랭크 ≤ 2*f*X 인 것인, 확산 스펙트럼 통신 시스템.
  17. 제14항에 있어서, 상기 복조기는 복조 후의 상기 하나 이상의 원하는 신호의 에러율을 판정하고, 상기 에러율은 상기 하나 이상의 원하는 신호를 송신하는 송신기로의 피드백으로서 사용되어, 새로이 송신되는 신호 내의 특성들이 상기 판정된 에러율에 기초하여 조절될 수 있는 것인, 확산 스펙트럼 통신 시스템.
  18. 제17항에 있어서, 상기 새로이 송신되는 신호 내의 조절될 특성들에는, 에러 검출 인코딩, 데이터 레이트, 변조 타입, 및 확산 계수 중 하나 이상이 포함되는 것인, 확산 스펙트럼 통신 시스템.
  19. 제14항에 있어서, 상기 하나 이상의 레이크 수신기와 연관된 X개의 채널 코드들이 존재하며, 상기 안테나 어레이 내의 각각의 안테나 요소가 상기 원하는 신호 및 원하지 않는 신호의 하나 이상의 선형 합을 상기 하나 이상의 레이크 수신기에 제공하여 혼합 행렬의 랭크 ≤ N*X 이도록, N ≥ 2인 것인, 확산 스펙트럼 통신 시스템.
  20. 제19항에 있어서, 상기 N개의 안테나 요소들은, 상기 안테나 어레이가 위상 어레이를 형성하도록 N개의 능동형 안테나 요소들을 포함하는 것인, 확산 스펙트럼 통신 시스템.
  21. 제19항에 있어서, 상기 N개의 안테나 요소들은, 스위치드 빔 안테나를 형성하기 위해 하나 이상의 능동형 안테나 요소와 N-1개까지의 수동형 안테나 요소를 포함하는 것인, 확산 스펙트럼 통신 시스템.
  22. 제19항에 있어서, 상기 N개의 안테나 요소들은 상이한 편파를 갖는 둘 이상의 상관된 안테나 요소들을 포함하는 것인, 확산 스펙트럼 통신 시스템.
  23. 제14항에 있어서, 상기 하나 이상의 레이크 수신기와 연관된 X개의 채널 코드들이 존재하며,
    상기 안테나 어레이는, 상기 원하는 신호 및 원하지 않는 신호의 N개의 상이한 합들을 수신하기 위한 N개의 초기 안테나 패턴을 발생하며, 상기 안테나 어레이는, 하나 이상의 추가 안테나 패턴을 발생시켜 상기 원하는 신호 및 원하지 않는 신호의 추가의 상이한 합이 하나 이상 수신되도록, 상기 N개의 초기 안테나 패턴들 중 하나 이상의 고도를 선택적으로 변경하기 위한 고도 제어기를 포함하고,
    상기 혼합 행렬의 랭크 ≤ (N*X + 추가 안테나 패턴을 이용하여 수신된 원하는 신호 및 원하지 않는 신호의 상이한 합들의 추가 갯수)인 것인, 확산 스펙트럼 통신 시스템.
  24. 제14항에 있어서, 상기 안테나 어레이는 상기 원하는 신호 및 원하지 않는 신호의 N개 이상의 상이한 합들을 수신하기 위한 N개 이상의 안테나 빔들을 형성하고, 여기서 N은 2보다 크며, 상기 안테나 어레이는 상기 N개 이상의 안테나 빔들을 선택적으로 형성하기 위한 제어기를 포함하고,
    상기 프로세서는 또한,
    상기 원하는 신호 및 원하지 않는 신호의 상이한 합들이 상관되어 있는지 또는 통계적으로 독립인지의 여부를 판정하고, 만일 상기 판정에서 부정적이라면,
    혼합 행렬에서, 상관되어 있지 않거나 통계적으로 독립이지 않은 상기 원하는 신호 및 원하지 않는 신호들의 상이한 합들을 대체하기 위해, 상기 원하는 신호 및 원하지 않는 신호의 새로운 상이한 합들을 수신하기 위한 상이한 안테나 빔들을 형성하기 위해 상기 제어기와 협력하는 것인, 확산 스펙트럼 통신 시스템.
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