KR100926663B1 - 가상 채널을 이용한 양방향 다중 안테나 통신 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 가상 채널을 이용한 양방향 다중 안테나 통신 방법 대한 것으로서, 더욱 상세하게는 가상의 상향 링크 채널과 하향 링크 채널을 생성하여 각각 상, 하향 링크에 할당해 줌으로써, 기지국과 단말 사이의 양방 통신에 있어서 보호 대역 및 보호 시간을 사용하지 않고, 채널 용량을 향상시키며, 페이딩 상관관계(fading correlation)에 강한 특성을 갖는 양방향 다중 안테나 통신 방법에 대한 것이다.
이를 위해,
물리적 채널을 프리코딩 후 포스트코딩하여 가상의 상향 링크 채널을 설정하는 단계;
상기 가상의 상향 링크 채널을 상향링크에 할당하는 단계;
물리적 채널을 프리코딩 후 포스트코딩하여 가상의 하향 링크 채널을 설정하는 단계;
상기 가상의 하향 링크 채널을 하향링크에 할당하는 단계;
상기 상향링크 및 하향링크를 이용하여 양방 통신을 하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 가상 채널을 이용한 양방향 다중 안테나 통신 방법을 제공한다.
양방통신, 다중 안테나, MIMO, 채널 용량, 상향 링크, 하향 링크

Description

가상 채널을 이용한 양방향 다중 안테나 통신 방법 {Method For Duplex MIMO Communication Using Virtual Channel}
도 1은 본 발명에 따른 가상 채널을 이용한 양방향 다중 안테나 통신 방법을 나타낸 흐름도,
도 2는 본 발명에 따른 채널을 인코딩하기 위한 행렬 설정 과정을 나타낸 흐름도,
도 3은 본 발명에 따른 가상 채널을 이용한 양방향 다중 안테나 통신 시스템을 나타낸 도면,
도 4는 본 발명에 따른 채널의 인코딩 단계를 나타낸 도면
도 5는 본 발명에 따른 양방향 통신 송수신기,
도 6은 본 발명에 따른 같은 대역의 신호를 동시에 송수신이 가능한 안테나의 회로를 나타낸 도면,
도 7은 본 발명과 종래 기술을 비교하기 위하여 SNR 값에 따른 채널 용량을 나타낸 그래프,
도 8은 본 발명과 종래 기술을 비교하기 위하여 채널 상관계수에 따른 채널 용량을 나타낸 그래프이다.
본 발명은 가상 채널을 이용한 양방향 다중 안테나 통신 방법 대한 것으로서, 더욱 상세하게는 가상의 상향 링크 채널과 하향 링크 채널을 생성하여 각각 상, 하향 링크에 할당하는 양방향 다중 안테나 통신 방법에 대한 것이다.
현재의 무선 이동 통신 시스템은 고품질, 고속 및 대용량 데이터 전송의 멀티미디어 서비스를 목표로 구현 또는 연구가 활발히 진행 중에 있다. 이러한 무선 이동 통신 시스템에 존재하는 무선 채널 환경은 유선 채널 환경과는 달리 다중 경로 간섭(multipath interference)과, 쉐도잉(shadowing)과, 전파 감쇠와, 시변 잡음 및 간섭 등과 같은 여러 요인들로 인해 실제송신 신호에서 왜곡된 신호를 수신하게 된다. 여기서, 상기 다중 경로 간섭에 의한 페이딩은 반사체나 사용자, 즉 사용자단말기의 이동성에 밀접한 관련을 가지며, 실제 송신 신호와 간섭 신호가 혼재한 형태로 수신된다.
그래서, 상기 수신 신호는 실제 송신 신호에서 심한 왜곡을 겪은 형태가 되어 전체 이동 통신 시스템의 성능을 저하시키는 요인으로 작용하게 된다. 결과적으로 상기 페이딩 현상은 수신 신호의 크기(amplitude)와 위상(phase)을 왜곡시킬 수 있어, 무선 채널 환경에서 고속의 데이터 통신을 방해하는 주요 원인이며, 상기 페이딩 현상을 해결하기 위한 많은 연구들이 진행되고 있다. 결과적으로, 이동 통신 시스템에서 데이터를 고속으로 전송하기 위해서는 페이딩 현상과 같은 이동 통신 채널의 특성에 따른 손실 및 사용자별 간섭을 최소화해야 한다. 이를 해결하고자 제안된 기술 중의 하나가 다중 입력 다중출력(Multiple Input Multiple Output, 이하 'MIMO'라 한다) 기술이다.
이러한 다중 안테나를 사용하는 기존의 셀룰러 이동 통신 시스템에서는 다중 안테나를 공간 다중화(spatial multiplexing) 또는 다이버시티(diversity)를 얻기 위해 사용했으며, 기지국과 단말간의 양방 통신 방식으로서 FDD, 또는 TDD가 사용되었다.
FDD(frequency division duplex)의 경우, 상, 하향 링크가 주파수 영역에서 구분되므로 두 개의 오실레이터가 필요하고 채널의 가역성(reciprocity)을 얻을 수 없으며, 주파수 영역에서의 보호 구간(보호 대역)이 필요하다는 단점이 있다. 하지만 시간 동기에 덜 민감하고 셀 크기에 제한이 없으며, 인접 셀에서의 간섭의 영향이 적다는 장점을 가진다.
TDD(time division duplex)의 경우, 상, 하향 링크가 시간 영역에서 구분되므로, 한 개의 오실레이터만이 필요하며, 채널의 가역성(reciprocity)을 얻을 수 있다는 장점이 있다. 하지만, 시간 동기에 매우 민감하고, 시간 영역에서 보호 구간(보호 시간)이 필요하며 그에 인해 셀 크기에 제한이 있다는 단점이 있다. 또한 인접 셀로부터 들어오는 간섭의 영향을 많이 받는다는 문제점이 있다.
상기의 종래 두가지 양방 통신 기술들은, 한쪽의 장점이 다른 한쪽의 단점으로 작용한다는 특성이 있는데, 이는 시간과 주파수 사이의 역수 관계 때문이다. 또 한 두 양방 통신 기술 모두 보호 구간을 사용해야 하므로 시간, 주파수 자원의 낭비가 발생한다. 따라서 두 종래 양방 통신 시스템 중 하나가 사용될 경우, 그 양방 통신의 단점을 완벽하게 제거할 수는 없다.
이에 의하여, 상, 하향 링크를 시간 및 주파수 영역이 아닌 새로운 영역에서 나눠야 할 필요성이 증가 되었다.
또한, 양방향 다중 안테나 통신이 적합하게 작동하기 위해서는 기지국과 단말의 각 안테나가 같은 대역의 신호를 동시에 송수신 할 수 있어야 한다. 한 안테나가 송신하는 신호의 전자기장과 수신하는 신호의 전자기장은 서로 독립적이므로, 안테나는 같은 대역의 신호를 송수신 할 수 있는 능력이 있다. 하지만, 수신 신호에 비해 전력이 매우 큰 송신신호의 에코 신호가 수신 신호를 간섭하고, 이렇게 큰 송수신 신호간의 전력 차이에 의해 수신 필터의 다이나믹 레인지(dynamic range)의 부담이 너무 커지므로 지금까지의 무선 통신 시스템에서는 안테나를 이러한 방법으로 사용하지 않아왔다.
따라서, 기지국과 단말의 각 안테나가 같은 대역의 신호를 동시에 송수신 할 수 있는 안테나 구조에 대한 논의의 필요성이 대두되었다.
본 발명은 상기와 같은 점을 감안하여 안출한 것으로서, 가상의 상향 링크 채널과 하향 링크 채널을 생성하여 각각 상, 하향 링크에 할당해 줌으로써, 기지국과 단말 사이의 양방 통신에 있어서 보호 대역 및 보호 시간을 사용하지 않고 전체 대역과 전체 시간을 모두 사용하여 시간, 주파수 자원을 절약하며, 채널 용량을 향상시키고, 페이딩 상관관계(fading correlation)에 강한 특성을 갖는 양방향 다중 안테나 통신 방법을 제공한다.
상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명 중 제 1 발명인 양방향 통신 송수신기에 있어서,
다수개의 안테나로 이루어진 송출부;
상기 송출부에 연결되어 에코 신호를 제거하는 에코 신호 제거부;
상기 송출부와 에코 신호 제거부에 연결되어 송신 신호를 전송하는 신호 입력부;및
상기 송출부와 에코 신호 제거부에 연결되어 수신 신호를 검출하는 신호 출력부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 양방향 통신 송수신기를 제공한다.
특히, 상기 에코 신호 제거부는 유선 에코 제거기(wired echo canceler)와 무선 에코 제거기(radio echo canceler)를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 한다.
또한 본 발명 중 제 2 발명인 양방향 다중 안테나 통신 방법에 있어서,
물리적 채널을 프리코딩 후 포스트코딩하여 가상의 상향 링크 채널을 설정하는 단계;
상기 가상의 상향 링크 채널을 상향링크에 할당하는 단계;
물리적 채널을 프리코딩 후 포스트코딩하여 가상의 하향 링크 채널을 설정하 는 단계;
상기 가상의 하향 링크 채널을 하향링크에 할당하는 단계;및
상기 상향링크 및 하향링크를 이용하여 양방 통신을 하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 가상 채널을 이용한 양방향 다중 안테나 통신 방법을 제공한다.
특히, 상기 프리코딩과 포스트코딩은 송신신호의 에코 신호를 제거할 수 있는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 프리코딩과 포스트코딩은,
에코 신호가 통과하는 채널을 측정하는 단계;
상기 채널을 특이값 분해(SVD)하는 단계;및
상기 특이값 분해한 결과를 이용하여 프리코딩과 포스트코딩을 위한 행렬을 설정하는 단계를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 프리코딩과 포스트코딩은 수신 신호를 서로 직교하는 부채널들로 나주어 주는 것을 특징으로 한다.
이하, 본 발명 중 제 1 발명을 첨부도면을 참조하여 보다 상세하게 설명한다.
상기에 서술한 바와 같이, 양방향 다중 안테나 통신이 적합하게 작동하기 위해서는 기지국과 단말의 각 안테나가 같은 대역의 신호를 동시에 송수신 할 수 있어야 한다. 따라서 전력이 매우 큰 송신신호의 에코 신호가 수신 신호를 간섭하고 수신 필터의 다이나믹 레인지(dynamic range)의 부담이 커지는 문제를 해결해야 한 다. 이는 에코 신호 중 안테나에서 안테나로 직접적으로 들어오는 성분을 안테나단에서 제거해 줌으로써 일정 부분 해결될 수 있다. 이 경우, 에코 신호에는 채널 상에서 산란되어 들어오는 송신 신호만이 포함되게 되고, 에코 신호의 전력 또한 상당히 낮아지게 된다.
상기와 같은 송수신기 모델을 도 5에 도시하였다. 상기 송수신기는 다수개의 안테나로 이루어진 송출부(500), 상기 송출부에 연결된 에코 신호 제거부(510), 상기 송출부와 에코 신호 제거부에 연결된 신호 입력부(520)와 신호 출력부(530)를 포함하여 구성된다.
상기 신호 입력부(520)는 송신하고자 하는 데이터를 송출부로 보내고, 상기 신호 출력부(530)는 송출부(500)로 들어온 신호를 검출한다.
상기 신호 제거부는 송수신기를 이루는 하드웨어들 사이의 커플링(coupling)을 제거하기 위한 유선 에코 제거기(wired echo canceler)와 송신 신호가 채널을 겪고 들어오는 에코 신호를 제거하기 위한 무선 에코 제거기(radio echo canceler)로 이루어진다. 이때, 무선 에코 제거기는 모든 에코 신호를 제거할 필요는 없고 인접 안테나로부터 직접 유입되는 에코 신호만 제거할 수 있으면 된다.
상기와 같은 송수신기의 일실시예를 도 6에 도시하였다.
본 발명의 안테나 경우 일반적인 통신 환경에서 사용되는 안테나를 사용할 수 있다.
안테나가 같은 대역의 신호를 동시에 송, 수신하는데 사용되므로, 회로상에서 이를 구분할 필요가 있기 때문에 써큘레이터를 구비한다. R.F 반송파라고 도시 된 부분은 기저 대역의 신호에 반송파(carrier)를 곱하여서 원하는 대역으로 업밴드(upband) 시킨다. 신호가 송출될 때에는, 멀리 떨어져 있는 부분에 전파가 도달하여 전력 감쇄된 후에도 충분한 수신 전력을 유지해야 하므로, 매우 큰 전력을 요구한다. 하지만 DSP 단에서 이러한 큰 전력을 가지는 신호를 가지고 프로세싱을 하게 될 경우 하드웨어적인 부담이 너무 커지므로, 일반적으로 작은 전력을 가지는 신호를 가지고 DSP 단에서 프로세싱을 한 후 전력 증폭기를 통해서 신호의 전력을 충분히 키우게 된다. 반면, 수신단에서 관측되는 수신 신호의 전력의 크기는 매우 작으므로 LNA(Low noise amplifier) 필터를 통해 원하는 수준까지 수신 신호의 전력을 키우게 된다.
본 발명의 경우, 송신단과 수신단이 하나의 안테나에 함께 있으므로, 송신 신호가 수신 신호를 간섭하게 된다. 이러한 간섭 신호는 ⅰ) 하드웨어 커플링, ⅱ) 송신 신호가 직접 안테나로 들어오는 간섭 신호, ⅲ) 송신 신호가 대기중에서 산란을 겪은 후 안테나에 송신되는 간섭 신호의 세 가지 요소로 구성되어 있다. 유선 에코 제거기(Wired echo canceler)는 하드웨어 커플링을 제거하는데 사용되며, 무선 에코 제거기(radio echo canceler)는 도 6에서 전력 증폭기, LNA filter, 써큘레이터 사이에 물려 있는 부분(610)으로, 송신 신호가 직접 안테나로 들어오는 간섭 신호를 제거하는데 사용된다. 송신 신호가 대기에서 산란을 겪은 후 안테나에 송신되는 간섭 신호의 경우, 본 발명에서는 신호 처리(signal processing)를 통해 제거된다.
이하, 본 발명 중 제 2 발명인 양방향 다중 안테나 통신 방법에 대하여 첨부 도면을 참조하여 보다 상세하게 설명한다.
기지국과 단말의 신호는 동시에 같은 물리적 채널을 통과하게 된다. 이렇게 같은 물리적 채널을 통과하는 두 신호를 수신단에서 그대로 분리해 내는 것은 불가능하다. 하지만 물리적 채널을 가상적으로 상향 링크 채널, 하향 링크 채널로 분리할 수 있으면, 기지국과 단말은 각각 하향 링크 채널과 상향 링크 채널에만 보내고자 하는 데이터를 실어 보냄으로써 둘 사이의 통신이 가능할 수 있다. 따라서 본 발명에서는 프리코딩(precoding)과 포스트코딩(postcoding)을 통해 물리적 채널을 가상의 상향 링크 채널과 하향 링크 채널로 분리(10, 20)해 줌으로써 기지국과 단말 모두 보호 시간 또는 보호 대역 없이 전 대역을 동시에 사용할 수 있도록 한다. 이러한 양방향 통신 과정이 도 1에 도시되었다.
상기와 같이 상, 하향 링크가 가상 채널에서 구분되므로, 제안된 양방 통신 방법을 가상 채널 분할 양방 통신 (Virtual-Channel Division Duplex, VDD)라 명한다.
상기와 같은 채널의 프리코딩 및 포스트코딩은, ⅰ) 송신 신호에 의해 발생하는 에코신호를 제거하여야 하고 ⅱ) 수신 신호를 서로 직교하는 부채널들로 분할 할 수 있어야 한다. 따라서 에코 신호를 제거하는 단계를 단계(phase)Ⅰ(100), 수신 신호를 서로 직교하는 부채널들로 분할하는 단계를 단계(phase)Ⅱ(200)라 하며, 이러한 단계를 통해 채널 행렬을 인코딩한다.
이하, 송신 신호에 의해 발생하는 에코신호를 제거하는 phaseⅠ에 대하여 설명한다.
기지국과 단말에서 에코 신호가 통과하는 채널을 각각
Figure 112007034664824-pat00001
, 기지국과 단말 사이의 채널을
Figure 112007034664824-pat00002
, 기지국과 단말에서의 프리코딩, 포스트코딩 행렬을 각각
Figure 112007034664824-pat00003
라 한다(도 1 및 도3 참조) 각각의 프리코딩 행렬은 송신 신호를, 포스트코딩 행렬은 수신 신호를 인코딩 한다. 이 경우, 기지국과 단말에서의 포스트코딩된 수신 신호는 수학식 1과 같이 표현된다.
Figure 112007034664824-pat00004
수학식 1에서, x는 송신신호, y는 수신신호를 나타내며, w는 잡음(noise)를 나타낸다.
에코 신호가 제거되기 위해서는
Figure 112007034664824-pat00005
와
Figure 112007034664824-pat00006
가 각각 영행렬이 되어야 하므로, 이러한 조건을 만족하도록
Figure 112007034664824-pat00007
설정한다.
상기와 같은 에코 신호를 제거하기 위해
Figure 112007034664824-pat00008
와
Figure 112007034664824-pat00009
의 특이값 분해(SVD : singular value decomposition)를 이용하고, 이때 기지국과 단말에서 사용되는 프리코딩, 포스트코딩 행렬들을 각각
Figure 112007034664824-pat00010
라 한다.
Figure 112007034664824-pat00011
와
Figure 112007034664824-pat00012
의 특이값 분해는 수학식 2와 같이 표현된다(120).
Figure 112007034664824-pat00013
이때,
Figure 112007034664824-pat00014
의 열 벡터들은 각각
Figure 112007034664824-pat00015
의 열벡터들로 이루어지며, 모든 열벡터들이 다 사용되는 것이 아니라 일부의 열벡터들이 반복되어 사용되는 구조를 가지게 된다(130).
만약, 기지국과 단말에서 각각 M 개의 안테나들이 사용되었다고 가정하면,
Figure 112007034664824-pat00016
는 모두 M X M 행렬이 되고 수학식 3과 같이 표현된다.
Figure 112007034664824-pat00017
이 때,
Figure 112007034664824-pat00018
와
Figure 112007034664824-pat00019
는 각각
Figure 112007034664824-pat00020
와
Figure 112007034664824-pat00021
의 j번째와 l 번째 열벡터를 의미한다.
Figure 112007034664824-pat00022
의 열벡터들을 이루는
Figure 112007034664824-pat00023
의 집합을 각각
Figure 112007034664824-pat00024
이라 할 때, 수학식 4와 같은 조건이 만족되어야 한다.
Figure 112007034664824-pat00025
여기서
Figure 112007034664824-pat00026
는 공집합을 의미한다. 하나의
Figure 112007034664824-pat00027
와
Figure 112007034664824-pat00028
에 대해서 위의 조건들을 만족하는
Figure 112007034664824-pat00029
는 여러 개 존재하게 된다. 예를 들어
Figure 112007034664824-pat00030
시스템에서는
Figure 112007034664824-pat00031
가 아래의 표 1과 같이 네 가지 경우가 존재하게 된다.
Figure 112007034664824-pat00032
Figure 112007034664824-pat00033
가 위와 같이 생성되었을 때,
Figure 112007034664824-pat00034
에 의해 프리코딩, 포스트코딩 된
Figure 112007034664824-pat00035
와
Figure 112007034664824-pat00036
는 항상 영행렬이 된다.
이상 에코 신호를 제거할 수 있도록 프리코딩 및 포스트코딩에 사용되는 행렬을 계산해 내었다. 이와 같은 과정은 도 2의 phaseⅠ(100)에 나타나 있다.
이하, 수신 신호를 서로 직교하는 부채널들로 분할하는 단계인 phaseⅡ(200)에 대하여 설명한다.
가상 상향 링크 채널과 하향 링크 채널은
Figure 112007034664824-pat00037
가
Figure 112007034664824-pat00038
에 의해 인코딩 된 것으로,
Figure 112007034664824-pat00039
가 각각 가상 상, 하향 링크를 나타낸다고 할 때,
Figure 112007034664824-pat00040
는 수학식 5와 같이 표현된다(210)
Figure 112007034664824-pat00041
Figure 112007034664824-pat00042
과
Figure 112007034664824-pat00043
는 모두 MIMO 채널로, 안테나들 사이의 혼선(crosstalk)이 발생한다. 따라서 수신 신호를 각각 서로 직교하는 부채널들로 분할해 주어야 한다. 이를 위해,
Figure 112007034664824-pat00044
과
Figure 112007034664824-pat00045
의 특이값 분해를 이용한다. 이는 수학식 6과 같이 나타난다(220)
Figure 112007034664824-pat00046
따라서, 프리코딩 및 포스트코딩 행렬
Figure 112007034664824-pat00047
는 각각
Figure 112007034664824-pat00048
와
Figure 112007034664824-pat00049
,
Figure 112007034664824-pat00050
와
Figure 112007034664824-pat00051
,
Figure 112007034664824-pat00052
와
Figure 112007034664824-pat00053
,
Figure 112007034664824-pat00054
와
Figure 112007034664824-pat00055
의 곱의 형태가 된다(310) 상기와 같은 과정은 도 2의 phaseⅡ에 도시되었다.
이때, 이러한 곱으로 표현된 행렬들은 단위 행렬(unitary matrix)이 아니므로 신호와 잡음의 전력에 변화를 가져올 수 있다. 따라서 이러한 전력 변화를 막기 위해 정규화 인자(normalization factor)를 곱해주게 되면,
Figure 112007034664824-pat00056
는 수학식 7과 같이 표현된다.
Figure 112007034664824-pat00057
2 X 2 시스템의 경우,
Figure 112007034664824-pat00058
의 값은 항상 1/2 이 된다.
따라서, 기지국과 단말에서의 포스트코딩된 수신 신호는 수학식 8과 같이 표현된다.
Figure 112007034664824-pat00059
상기에서,
Figure 112007034664824-pat00060
가 모두 일부 열벡터들이 반복되어 있는 구조 를 가지므로,
Figure 112007034664824-pat00061
과
Figure 112007034664824-pat00062
는 최대 랭크(full rank)를 가지지 못하게 된다. 따라서, 기지국과 단말에서 보내고자 하는 데이터 벡터
Figure 112007034664824-pat00063
와
Figure 112007034664824-pat00064
는 각각
Figure 112007034664824-pat00065
벡터가 되어야 한다. 또한
Figure 112007034664824-pat00066
가 여러 개 존재하므로, 기지국과 단말에서
Figure 112007034664824-pat00067
과
Figure 112007034664824-pat00068
의 채널 용량을 계산하여 이들 중 채널 용량을 가장 크게 하는
Figure 112007034664824-pat00069
들을 선택함으로써 채널 용량의 향상을 얻을 수 있다.
이상에서는 본 발명을 특정의 바람직한 실시예에 대하여 도시하고 설명하였으나, 본 발명은 이러한 실시예에 한정되지 않으며, 당해 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 특허청구범위에서 청구하는 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 실시할 수 있는 다양한 형태의 실시예들을 모두 포함한다.
이하, 본 발명의 채널 용량을 기존의 FDD 및 TDD 시스템과 비교하여 설명한다.
도 7은 종래 기술인 FDD 및 TDD 시스템과 제안된 양방향 통신 시스템의 SNR 값에 따른 채널 용량을 비교한 그래프이다. 이때, 채널 용량은 상향 링크의 채널 용량과 하향 링크의 채널 용량을 합한 것으로서 정의한다. 도 7에서 볼 수 있듯이, 제안된 양방향 통신 방법을 사용하고, 가능한
Figure 112007034664824-pat00070
중 채널 용량을 최대로 하는
Figure 112007034664824-pat00071
를 선택하였을 경우에는 보호 대역 또는 보호 시간을 사용하지 않은 이상적인 FDD, TDD 시스템보다도 채널 용량이 커짐을 알 수 있다. 도 7의 도시된 GR은 보호 자원(guard resource)으로써, 여기서 보호 자원은 보호 대역(guard band) 또는 보호 시간(guard time)을 나타낸다.
만약,
Figure 112007034664824-pat00072
가 가능한 조합들 중 임의로 선택되었을 때에는 보호 대역, 보호 시간을 쓰는 FDD, TDD에 비해서는 약 3dB의 채널 용량 손실이 있으나, 보호 대역, 보호 구간을 쓰는 FDD, TDD와 비교했을 때에는 SNR 값이 높아지면서 오히려 채널 용량이 역전되는 것을 알 수 있다.
도 8은 기지국과 단말 사이의 채널에 페이딩 상관관계(fading correlation)가 존재할 경우, FDD, TDD의 채널 용량과 제안된 양방향 통신의 채널 용량을 2 X 2환경에서 비교한 것이다. FDD와 TDD 시스템의 경우, 채널의 상관관계가 극단적으로 커져 1에 가까울 경우, 채널로부터 생성되는 부채널 중 하나가 사라져 버리는 효과가 생기므로 채널 용량이 심하게 떨어지게 된다. 하지만 제안된 양방향 통신의 경우, 2 X 2 환경에서는
Figure 112007034664824-pat00073
과
Figure 112007034664824-pat00074
의 랭크(rank)는 채널의 상관관계에 무관하게 항상 1이 된다. 따라서 FDD나 TDD 에서처럼 스트림 중 하나가 사라져 버리는 효과가 없으므로 채널의 페이딩 상관관계(fading correlation)에 대해서는 FDD, TDD에 비해 더 강한 특성을 가지게 된다.
이상에서 본 바와 같이, 본 발명 가상 채널을 이용한 양방향 다중 안테나 통신 방법에 의하면, 상, 하향 링크 모두에서 전체 시간, 주파수 자원이 사용되어 자원의 효율적 이용이 가능하며, 상, 하향 링크의 대역이 같으므로 하나의 오실레이터만이 필요하고, 채널의 가역성(reciprocity)을 얻을 수 있다.

Claims (8)

  1. 삭제
  2. 삭제
  3. 물리적 채널을 프리코딩 후 포스트코딩하여 가상의 상향 링크 채널을 설정하는 단계;
    상기 가상의 상향 링크 채널을 상향링크에 할당하는 단계;
    상기 물리적 채널을 프리코딩 후 포스트코딩하여 가상의 하향 링크 채널을 설정하는 단계;
    상기 가상의 하향 링크 채널을 하향링크에 할당하는 단계;및
    상기 상향링크 및 하향링크를 이용하여 양방 통신을 하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 가상 채널을 이용한 양방향 다중 안테나 통신 방법.
  4. 청구항 3에 있어서,
    상기 프리코딩과 포스트코딩은 송신신호의 에코 신호를 제거할 수 있는 것을 특징으로 하는 가상 채널을 이용한 양방향 다중 안테나 통신 방법.
  5. 청구항 4에 있어서,
    상기 프리코딩과 포스트코딩은,
    에코 신호가 통과하는 채널을 측정하는 단계;
    상기 채널을 특이값 분해하는 단계;및
    상기 특이값 분해한 결과를 이용하여 프리코딩과 포스트코딩을 위한 행렬을 설정하는 단계를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 가상 채널을 이용한 양방향 다중 안테나 통신 방법
  6. 청구항 5에 있어서,
    에코 신호가 통과하는 채널은
    Figure 112007034664824-pat00075
    와
    Figure 112007034664824-pat00076
    이고, 상기 채널을 특이값 분해한 결과는 각각
    Figure 112007034664824-pat00077
    ,
    Figure 112007034664824-pat00078
    이며, 기지국과 단말에서 사용되는 프리코딩, 포스트코딩 행렬
    Figure 112007034664824-pat00079
    의 열 벡터들은 각각
    Figure 112007034664824-pat00080
    의 열 벡터로 구성되는 것을 특징으로 하는 가상 채널을 이용한 양방향 다중 안테나 통신 방법.
  7. 청구항 3 내지 청구항 6 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 프리코딩과 포스트코딩은 수신 신호를 서로 직교하는 부채널들로 나누어 주는 것을 특징으로 하는 가상 채널을 이용한 양방향 다중 안테나 통신 방법.
  8. 청구항 7에 있어서,
    상기 프리코딩와 포스트코딩은,
    가상의 상향 링크 채널(
    Figure 112007034664824-pat00081
    ) 및 가상의 하향 링크 채널(
    Figure 112007034664824-pat00082
    )을 계산하는 단계;
    상기 채널들(
    Figure 112007034664824-pat00083
    ,
    Figure 112007034664824-pat00084
    )을 특이값 분해하는 단계;
    상기 특이값 분해 결과를 이용하여 프리코딩 및 포스트코딩을 위한 행렬을 설정하는 단계를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 가상 채널을 이용한 양방향 다중 안테나 통신 방법.
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