KR100848057B1 - Ｍｒｃ 다이버시티와 혼합된 적응형 연판정 결정 궤환 차동위상 복조 시스템 및 방법 - Google Patents

Ｍｒｃ 다이버시티와 혼합된 적응형 연판정 결정 궤환 차동위상 복조 시스템 및 방법 Download PDF

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최원석
권순찬
서종수
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Abstract

본 발명은 MRC 다이버시티 방식과 적응형 결정 궤환 차동 위상 복조 방식을 혼합하여 연판정 값을 출력하는 MRC 다이버시티와 혼합된 적응형 연판정 결정 궤환 차동 위상 복조 시스템 및 방법에 관한 것이다.
본 발명은 복수의 수신 신호와 피드백 신호를 입력받아 연산 처리하여 차동 위상 복조 신호와 적응형 결정 궤환 차동 위상 복조 신호를 출력하는 적응형 결정 궤환 차동 위상 복조부; 상기 적응형 결정 궤환 차동 위상 복조부로부터 출력된 신호들을 입력받아 연산 처리하여 경판정 값을 도출하기 위한 신호를 출력하는 동시에 상기 적응형 결정 궤환 차동 위상 복조부로 피드백 신호를 출력하는 MRC 혼합부; 상기 MRC 혼합부로부터 출력된 신호들로부터 경판정 값을 도출하고 이를 비교 판단하여 연판정 값을 도출하는 연판정부를 포함하여 이루어지는 MRC 다이버시티와 혼합된 적응형 연판정 결정 궤환 차동 위상 복조 시스템을 제공한다.
결정 궤환 차동 위상 복조, MRC(maximum ratio combing), 연판정, 지상파 DMB

Description

ＭＲＣ 다이버시티와 혼합된 적응형 연판정 결정 궤환 차동 위상 복조 시스템 및 방법{System and Method of Adaptive soft decision feedback differential detection combined MRC diversity}
도 1은 본 발명에 따른 MRC 다이버시티와 혼합된 적응형 연판정 결정 궤환 차동 위상 복조 시스템의 구성도이다.
도 2는 본 발명에 따른 적응형 결정 궤환 차동 위상 복조부와 MRC 혼합부의 구체적인 연산 과정도이다.
도 3a는 연판정부의 연판정 구성도이며, 도 3b는 연판정부의 판정표이다.
도 4a는 본 발명에 따른 MRC 다이버시티와 혼합된 적응형 연판정 결정 궤환 차동 위상 복조 방법의 순서도이며, 도 4b는 연판정 값 도출을 위한 순서도이다.
<도면의 주요부분에 대한 부호의 설명>
100 : 적응형 결정 궤환 차동 위상복조부
200 : MRC　혼합부
300 : 연판정부
본 발명은 MRC 다이버시티 방식과 적응형 결정 궤환 차동 위상 복조 방식을 혼합하여 연판정 값을 출력하는 MRC 다이버시티와 혼합된 적응형 연판정 결정 궤환 차동 위상 복조 시스템 및 방법에 관한 것이다.
지상파 DMB(Digital Multimedia Broadcasting) 시스템의 수신 성능은 복조방식에 의하여 영향을 받게 된다. 종래의 차동 위상 복조 방법에 의하는 경우에는 수신 성능의 열화가 발생하였으나, 결정 궤환 차동 위상 복조 방법(Decision-Feedback Differential Detection)에 의하여 수신 성능의 열화를 개선할 수 있었다.
그러나 이러한 결정 궤환 차동 위상 복조 방법은 오류 전파가 발생하는 문제가 있어 이를 극복하는 방법으로 적응형 결정 궤환 차동 위상 복조 방법이 제안되었다. 이는 R. Schober and Wolfgang H. Gerstacker, "Decision-Feedback Differential Detection Based on Linear Prediction for MDPSK Signals Transmitted over Ricean Fading Channels," IEEE Trans. On Selected Areas in Communications, vol.18, no.3, March 2000에 개시되어 있다.
또한 지상파 DMB 시스템의 수신 성능은 다중 경로 페이딩 채널에 의하여 영향을 받게 된다. 이러한 다중 경로 페이딩 채널의 영향에 의한 수신 성능의 열화를 개선하기 위하여 MRC(maximum ratio combining) 다이버시티 방법이 제시되어 있다.
그러나 지상파 DMB 시스템에서 오류 수정을 위하여 비터비 디코더가 사용되 는데, 위 결정 궤환 차동 위상 복조 방법에 의하는 경우에 종래의 차동 위상 복조 방식에 비하여 수신 성능은 개선시킬 수 있지만 출력값이 경판정(hard decision)값을 가지게 되어 단점이 있다.
이에, 지상파 DMB 시스템에 있어 비터비 디코더에서 경판정 값을 이용하는 것보다 연판정(soft decision) 값을 이용하는 것이 보다 우수한 수신 성능을 보장하여 주기 때문에 위 비터비 디코더에서 연판정 값을 이용할 수 있는 것이 요구된다.
본 발명은 상기와 같은 점을 해결하기 위하여 도출된 것으로서, MRC 다이버시티 방식과 적응형 결정 궤환 차동 위상 복조 방식을 혼합하여 연판정 값을 출력하는 MRC 다이버시티와 혼합된 적응형 연판정 결정 궤환 차동 위상 복조 시스템 및 방법을 제공함으로써 다중 경로 페이딩 채널에서 도플러 천이에 의한 에러 플로워(error floor)를 극복하고 비터비 디코더의 성능을 개선하는데 그 목적이 있다.
상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 MRC 다이버시티와 혼합된 적응형 연판정 결정 궤환 차동 위상 복조 시스템은 복수의 수신 신호와 피드백 신호를 입력받아 연산 처리하여 차동 위상 복조 신호와 적응형 결정 궤환 차동 위상 복조 신호를 출력하는 적응형 결정 궤환 차동 위상 복조부; 상기 적응형 결정 궤환 차동 위상 복조부로부터 출력된 신호들을 입력받아 연산 처리하여 경판정 값을 도출하기 위한 신호를 출력하는 동시에 상기 적응형 결정 궤환 차동 위상 복조부로 피드백 신호를 출력하는 MRC 혼합부; 상기 MRC 혼합부로부터 출력된 신호들로부터 경판정 값을 도출하고 이를 비교 판단하여 연판정 값을 도출하는 연판정부를 포함하여 이루어진다.
바람직한 구현예로서, 상기 적응형 결정 궤환 차동 위상 복조부는 지연기, 곱셈기, 합산기, 복소화기를 더 포함하는 것을 특징으로 한다.
더욱 바람직한 구현예로서, 상기 MRC 혼합부는 곱셈기, 합산기를 더 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 또 다른 양태는 MRC 다이버시티와 혼합된 적응형 연판정 결정 궤환 차동 위상 복조 방법으로서, 복수의 수신 신호와 피드백 신호를 입력받아 연산 처리하여 차동 위상 복조 신호와 적응형 결정 궤환 차동 위상 복조 신호를 출력하는 적응형 결정 궤환 차동 위상 복조 단계; 상기 적응형 결정 궤환 차동 위상 복조부로부터 출력된 신호들을 입력받아 연산 처리하여 경판정 값을 도출하기 위한 신호를 출력하는 동시에 상기 적응형 결정 궤환 차동 위상 복조부로 피드백 신호를 출력하는 MRC 혼합 단계; 상기 MRC 혼합부로부터 출력된 신호들로부터 경판정 값을 도출하고 이를 비교 판단하여 연판정 값을 도출하는 연판정 단계를 포함하여 이루어진다.
바람직한 구현예로서, 상기 연판정 단계는 상기 MRC 혼합 단계에서 출력된 신호들로부터 경판정 값을 도출하는 단계와 도출된 경판정 값들로부터 연판정 값을 도출하는 것을 특징으로 한다.
더욱 바람직한 구현예로서, 상기 연판정 값(s[k])을 도출하는 단계는 차동 복조 신호(U[k],V[k])와 적응형 차동 복조 신호(X[k],Y[k])와 비교하여 만약 U[k]=X[k] 이고 V[k]=Y[k]이면 U[k]와 V[k]는 정확한 값이라고 판단하여 z[k] 값의 실수부와 허수부의 부호를 유지하고, 만약 U[k]≠X[k]이거나 V[k]≠Y[k] 라면 U[k] 또는 V[k]는 잘못된 값이라고 판단하여 z[k] 값의 실수부 또는 허수부의 부호를 바꾸고, 이렇게 수정된 z[k] 값을 연판정 값(s[k])으로 하는 것을 특징으로 한다.
이하, 본 발명에 따른 MRC 다이버시티와 혼합된 적응형 연판정 결정 궤환 차동 위상 복조 장치 및 방법을 첨부도면을 참조로 상세하게 설명한다. 본 발명을 설명함에 있어 전체적인 이해를 용이하게 하기 위하여 도면 번호에 상관없이 동일한 수단에 대하여는 동일한 참조번호를 사용하기로 한다.
도 1은 본 발명에 따른 MRC 다이버시티와 혼합된 적응형 연판정 결정 궤환 차동 위상 복조 시스템의 구성도이다. 본 발명에 따른 MRC 다이버시티와 혼합된 적응형 연판정 결정 궤환 차동 위상 복조시스템은 적응형 결정 궤환 차동 위상 복조부(100), MRC 혼합부(200), 연판정부(300)을 포함하여 구성된다. 상기 시스템은 수신단에 다중 안테나를 구비하고 있는 OFDM 통신 환경에서 사용되는 것이 바람직하다.
상기 적응형 결정 궤환 차동 위상 복조부(100)는 송신단(미도시)에서 송신된 수신 신호를 연산 처리하여 MRC 혼합부(200)로 출력함과 동시에, 상기 수신 신호와 MRC 혼합부(200)에서 출력된 피드백 신호를 연산 처리하여 MRC 혼합부(200)로 출력한다.
도 2는 본 발명에 따른 적응형 결정 궤환 차동 위상 복조부와 MRC 혼합부의 구체적인 연산 과정도이다. 도 2를 참조하면, 적응형 결정 궤환 차동 위상 복조부(100)는 지연기(110), 곱셈기(130), 합산기(150), 복소화기(170)를 포함하여 구성될 수 있다. 또한 MRC 혼합부(200)는 곱셈기(210)와 합산기(230)를 포함하여 구성될 수 있다.
여기서 송신된 수신 신호를 연산 처리하는 과정은 i번째 안테나에서의 수신 신호(ri[k])와 지연기(110) 및 복소화기(170)를 통과한 신호를 곱하여 합하는 과정이다. 이러한 차동 위상 복조 과정에 의한 출력값은 zi[k]이고 위 연산 처리 과정은 아래 수학식 (1) 과 같이 표현된다.
Figure 112007009580104-pat00001
(1)
또한 수신 신호(ri[k])와 MRC 혼합부(200)에서 출력된 피드백 신호(
Figure 112007009580104-pat00002
)를 연산 처리하는 과정은 상기 수신 신호와 피드백 신호를 각각 지연기(110)를 통과시킨 후, 곱셈기(130)에서 두 통과된 값을 곱한 후 예측 계수(prediction coefficient)를 곱하여 합산기(150)에서 모두 합산한 다음 복소화기(170)를 통과한 후 곱셈기(130)에서 상기 수신 신호의 값을 곱하는 과정이다. 이 경우 예측 계수는 회귀 최소 자승(recursive least squares) 알고리즘을 통하여 구한다.
이러한 적응형 차동 위상 복조 과정에 의한 이전의 N-1개의 관찰된 신호 샘플 ri[k-v],1≤N-1을 이용하여 i번째 수신 안테나의 출력값은 yi[k]이고 위 연산 처리 과정은 아래 수학식 (2)과 같이 표현된다.
Figure 112007009580104-pat00003
(2)
여기서 ri[k]는 샘플링 시간 일 때 i번째 수신 안테나에서 수신된 신호, civ는 i번째 수신 안테나에서의 예측 계수,
Figure 112007009580104-pat00004
는 결정 궤환 심볼인 피드백 신호를 나타낸다.
상기 MRC 혼합부(200)에서도 두 가지 연산 과정을 수행하게 되는데, 하나의 연산 과정은 상기 수학식 (1)에서 출력값 zi[k]과 수신 안테나의 가중 계수(weighting coefficient)(wi[k])를 곱셈기(210)을 통하여 곱한 후 합산기(230)을 통하여 전부 더한다. 이러한 연산 과정은 아래 수학식 (3)과 같이 표현된다. 결국 zi[k]는 종래의 차동 위상 복조 방식에 의한 출력값을 의미한다.
Figure 112007009580104-pat00005
(3)
여기서 wi[k]는 i번째 수신 안테나의 가중 계수(weighting coefficient)를 나타내고 아래 수학식 (4)과 같이 표현되며, pi[k]는 샘플링 시간 k일 때 i번째 수신 안테나에서 수신된 신호 파워를 나타낸다.
Figure 112007009580104-pat00006
(4)
다른 하나의 연산 과정은 상기 수학식 (2)에서 출력값 과 수신 안테나의 가중 계수(wi[k])를 곱셈기(210)을 통하여 곱한 후 합산기(230)를 통하여 전부 더한다. 이러한 연산 과정은 아래 수학식 (5)과 같이 표현된다.
Figure 112007009580104-pat00007
(5)
또한 상기 피드백 신호(
Figure 112007009580104-pat00008
)는 다음 신호를 결정하기 위한 것으로서 적응형 결정 궤환 차동 위상 복조부(100)로 다시 입력되며, 아래 수학식 (6)과 표현된다. 결국
Figure 112007009580104-pat00009
는 본 발명에 따른 적응형 결정 궤환 차동 위상 복조 방식에 의한 출력값을 의미한다.
Figure 112007009580104-pat00010
(6)
도 3a는 연판정부의 연판정 구성도이며, 도 3b는 연판정부의 판정표이다. 도 3a에서 U[k]와 V[k]는 종래의 차동 위상 복조 방식의 출력 z[k]의 경판정(hard decision) 값이며, X[k]와 Y[k]는 본 발명에 따른 적응형 결정 궤환 차동 위상 복조 방식의 출력
Figure 112007009580104-pat00011
의 경판정 값이다.
여기서 상기 X[k]와 Y[k]는 도 3b의 연판정표(soft decision table)에 나타나 있는 결정 방식에 의하여 구할 수 있다. 결국 본 발명에 따른 최종 출력값인 연판정 값(s[k])은 U[k], V[k]와 X[k], Y[k]를 각각 비교함으로써 구할 수 있다.
이하에서, 본 발명에 따른 MRC 다이버시티와 혼합된 적응형 연판정 결정 궤환 차동 위상 복조 방법에서의 연판정 방법에 대하여 살펴본다. 도 4a는 본 발명에 따른 MRC 다이버시티와 혼합된 적응형 연판정 결정 궤환 차동 위상 복조 방법의 순서도이며, 도 4b는 연판정 값 도출을 위한 순서도이다.
도 4a를 참조하면, (s100)단계는 zi[k]와 yi[k]를 출력하는 적응형 결정 궤환 차동 위상 복조 단계이며, (s200)단계는 z[k]와 피드백 신호인
Figure 112007009580104-pat00012
을 출력하는 MRC 혼합 단계이며, (s300)단계는 경판정 값(U[k], V[k], X[k], Y[k])을 도출하는 단계(s310) 및 연판정 값(s[k])을 도출하는 단계(s320)로 이루어진 연판정 단계이다. (s100)단계와 (s200)단계는 앞에서 서술한 바와 동일하므로 상세한 설명을 생략하며, 연판정 값(s[k])을 도출하는 연판정 단계인 (s300)단계에 대하여 아래에서 상세하게 살펴본다.
도 3b, 4b를 참조하면, 만약 U[k]=X[k] 이고 V[k]=Y[k]이면 U[k]와 V[k]는 정확한 값이라고 판단할 수 있다. 결국 연판정 값(s[k])의 실수부와 허수부 부호는 변하지 아니하며, 연판정 값의 실수부와 허수부 양자화 단계는 부호를 유지한 채 한 단계 올라가게 된다.
여기서, 엄밀히 말하면 z[k]의 실수부와 허수부의 부호가 변하지 않는다. 즉 s[k]는 U[k]와 X[k], V[k]와 Y[k]를 비교하여 z[k]를 변형시켜 얻어지게 된다.
예를 들어 z[k]의 실수부가 양수라면 z[k]의 실수부는 양수이면서 한 단계 높은 양자화 단계의 값을 가지게 되며, 이 경우 z[k]의 실수부의 양자화 단계가 최대값을 가진다면 z[k]의 실수부의 값은 변하지 않는다.
만약 U[k]≠X[k] 이거나 V[k]≠Y[k] 라면 U[k] 또는 V[k]는 잘못된 결정값이라고 판단할 수 있고 그 값이 변해져야 한다. 이 경우 잘못된 결정 값이란, 출력의 부호가 잘못되었다는 것을 의미하므로 z[k]의 실수부와 허수부 부호는 반대로 변하게 된다.
예를 들어 U[k]≠X[k] 이고 z[k]의 실수부의 부호가 양수라면 z[k]의 실수부의 부호가 음수로 바뀌어야 하며, 마찬가지로 V[k]≠Y[k]이고 z[k]의 허수부의 부호가 양수라면 z[k]의 허수부의 부호가 음수로 바뀌어야 한다.
여기서 부호가 바뀐 후 z[k]의 양자화 단계는 그 부호에서 최소 단계의 값을 가지게 되며, 이는 판정이 잘못되었다는 것을 알 수는 있어도 정정되어야할 정확한 값을 모르기 때문이다. 따라서 z[k]의 절대값을 0에 근접하게 정하는 것이 바람직하다. 이렇게 수정된 z[k] 값이 연판정 값(s[k])이 된다.
이상 본 발명을 바람직한 실시예를 사용하여 설명하였지만 본 발명의 범위는 전형적인 바람직한 실시예에 한정되는 것은 아니며 본 발명의 요지를 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지로 개량, 변경, 대체 또는 부가하여 실시할 수 있는 것임은 당해 기술분야에 통상의 지식을 가진 자라면 용이하게 이해할 수 있을 것이다. 이러한 개량, 변경, 대체 또는 부가에 의한 실시가 이하의 첨부된 특허청구범위의 범주에 속하는 것이라면 그 기술사상 역시 본 발명에 속하는 것으로 보아야 한다.
이상에서 본 바와 같이, 본 발명에 따른 MRC 다이버시티와 혼합된 적응형 연판정 결정 궤환 차동 위상 복조 시스템 및 방법을 제안함으로써 아래와 같은 효과가 있다.
첫째, 종래의 결정 궤환 차동 위상 복조 방식에서 발생하는 오류 전파를 정정하는 효과가 있다.
둘째, 다중 경로 페이딩 채널에서 도플러 천이에 의한 에러 플로워(error floor)를 극복하고 비터비 디코더의 성능을 개선하는 효과가 있다.
셋째, 수신기가 간단하고 빠르게 이동하는 수신 환경에서도 적응적으로 수신 성능을 향상시킬 수 있는 효과가 있다.

Claims (6)

  1. 복수의 수신 신호와 피드백 신호를 입력받아 연산 처리하여 차동 위상 복조 신호와 적응형 결정 궤환 차동 위상 복조 신호를 출력하는 적응형 결정 궤환 차동 위상 복조부;
    상기 적응형 결정 궤환 차동 위상 복조부로부터 출력된 신호들을 입력받아 연산 처리하여 경판정 값을 도출하기 위한 신호를 출력하는 동시에 상기 적응형 결정 궤환 차동 위상 복조부로 피드백 신호를 출력하는 MRC 혼합부;
    상기 MRC 혼합부로부터 출력된 신호들로부터 경판정 값을 도출하고 이를 비교 판단하여 연판정 값을 도출하되, 상기 연판정 값은 차동 복조 신호(U[k],V[k])와 적응형 차동 복조 신호(X[k],Y[k])와 비교하여 만약 U[k]=X[k] 이고 V[k]=Y[k]이면 U[k]와 V[k]는 정확한 값이라고 판단하여 z[k] 값의 실수부와 허수부의 부호를 유지하고, 만약 U[k]≠X[k]이거나 V[k]≠Y[k] 라면 U[k] 또는 V[k]는 잘못된 값이라고 판단하여 z[k] 값의 실수부 또는 허수부의 부호를 바꾸고, 이렇게 수정된 z[k] 값을 연판정 값(s[k])으로 하는 연판정부를 포함하여 이루어지는 MRC 다이버시티와 혼합된 적응형 연판정 결정 궤환 차동 위상 복조 시스템.
  2. 청구항 1에 있어서, 상기 적응형 결정 궤환 차동 위상 복조부는
    지연기, 곱셈기, 합산기, 복소화기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 MRC 다이버시티와 혼합된 적응형 연판정 결정 궤환 차동 위상 복조 시스템.
  3. 청구항 1에 있어서, 상기 MRC 혼합부는
    곱셈기, 합산기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 MRC 다이버시티와 혼합된 적응형 연판정 결정 궤환 차동 위상 복조 시스템.
  4. 복수의 수신 신호와 피드백 신호를 입력받아 연산 처리하여 차동 위상 복조 신호와 적응형 결정 궤환 차동 위상 복조 신호를 출력하는 적응형 결정 궤환 차동 위상 복조 단계;
    상기 출력된 적응형 결정 궤환 차동 위상 복조 신호들을 입력받아 연산 처리하여 경판정 값을 도출하기 위한 신호를 출력하는 동시에 상기 적응형 결정 궤환 차동 위상 복조부로 피드백 신호를 출력하는 MRC 혼합 단계;
    상기 MRC 혼합되어 출력된 신호들로부터 경판정 값을 도출하고 이를 비교 판단하여 연판정 값을 도출하되, 상기 연판정 값은 차동 복조 신호(U[k],V[k])와 적응형 차동 복조 신호(X[k],Y[k])와 비교하여 만약 U[k]=X[k] 이고 V[k]=Y[k]이면 U[k]와 V[k]는 정확한 값이라고 판단하여 z[k] 값의 실수부와 허수부의 부호를 유지하고, 만약 U[k]≠X[k]이거나 V[k]≠Y[k] 라면 U[k] 또는 V[k]는 잘못된 값이라고 판단하여 z[k] 값의 실수부 또는 허수부의 부호를 바꾸고, 이렇게 수정된 z[k] 값을 연판정 값(s[k])으로 하는 연판정 단계를 포함하여 이루어지는 MRC 다이버시티와 혼합된 적응형 연판정 결정 궤환 차동 위상 복조 방법.
  5. 청구항 4에 있어서, 상기 연판정 단계는
    상기 MRC 혼합 단계에서 출력된 신호들로부터 경판정 값을 도출하는 단계와 도출된 경판정 값들로부터 연판정 값을 도출하는 것을 특징으로 하는 MRC 다이버시티와 혼합된 적응형 연판정 결정 궤환 차동 위상 복조 방법.
  6. 삭제
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