KR100824492B1

KR100824492B1 - 스펙트럼 확산 무선 기지국에서 밴드내 방해전파를 검출하기 위한 방법 및 시스템

Info

Publication number: KR100824492B1
Application number: KR1020017012875A
Authority: KR
Inventors: 왈리드 함디; 렌나트 마테; 토드 서튼
Original assignee: 콸콤 인코포레이티드
Priority date: 1999-04-12
Filing date: 2000-04-11
Publication date: 2008-04-22
Also published as: EP1337050B1; EP1166458B1; DE60013108D1; ATE345599T1; CN1346545A; HK1042996A1; HK1042996B; KR20010108483A; JP2002542651A; DE60031895D1; DE60031895T2; EP1337050A2; WO2000062437A1; CN100361409C; US6229998B1; ATE274258T1; EP1166458A1; DE60013108T2; EP1337050A3; JP4485695B2

Abstract

본 발명은 기지국 비용에서 무시할 수 있는 효과를 가진 밴드내 방해전파의 실시간의 계속적인 검출을 제공하는 무선 통신 기지국에서 사용하는 방법 및 장치에 관한 것이다. 방해전파 검출을 제공하는 것 외에, 본 발명은 개선된 하드웨어 및 시스템 진단 능력을 제공한다. 방해전파 검출 장치는 자동이득제어 기술, 디지털 샘플링 및 디지털 신호처리 기술을 이용하여 수신된 전력 스펙트럼 밀도 곡선의 예외적인 주파수 성분을 식별한다. 또한 복소 샘플링, 복소 고속 푸리에 변환(FFT) 및 해닝 윈도우를 이용하여 방해전파 검출 능력을 향상시킨다. 밴드내 방해전파의 위치를 추정하는 방법은 여러 기지국의 계산된 수신 전력 스펙트럼 밀도 곡선을 이용하여 설명된다.

Description

스펙트럼 확산 무선 기지국에서 밴드내 방해전파를 검출하기 위한 방법 및 시스템{METHOD AND SYSTEM FOR DETECTING IN-BAND JAMMERS IN A SPREAD SPECTRUM WIRELESS BASE STATION}

본 발명은 무선 통신에 관한 것이다. 특히 본 발명은 무선 기지국에서 밴드내 방해전파의 실시간 검출 및 위치 식별을 위한 신규 방법 및 시스템에 관한 것이다.

시장에 셀룰러 전화기를 도입한 이후, 휴대용 전화기를 사용하는 데 있어 폭발적인 증가가 있었다. 그러나 무선 전화기에 사용되는 주파수 스펙트럼은 가입자처럼 빠르게 증가하지는 않았다. 결과적으로, 무선 전화기 서비스에 대한 가입자의 수는 앰프스 이동전화 방식(AMPS) 기술을 사용하는 무선 인프라구조의 용량을 증가하기 시작하였다. 이러한 불균형에 따라서, 퀄컴과 같은 선구적인 회사들은 추가의 주파수 스펙트럼 없이 AMPS를 이용한 것보다 더 큰 통화 용량을 제공하는 방법을 개발하였다.

코드분할 다중액세스(CDMA)와 같은 경우에 있어서, 효율성의 이와 같은 증가는 무선 장비의 복잡도를 증가시킴으로써 수행된다. 핸드셋과 기지국 장비에 강력한 ASIC 및 마이크로프로세서를 구성함으로써, 개선된 무선 시스템은 더 나은 신호 품질과 용량을 달성하기 위해 더욱 강력한 디지털 신호처리 및 통신 시스템 기술을 이용할 수 있다. 코드분할 다중 액세스 통신 시스템은 미국 무선통신 공업협회 TIA/EIA/IS-95-A에서 표준화되었고, "MOBILE STATION-BASE STATION COMPATIBILITY STANDARD FOR DUAL-MODE WIDEBAND SPREAD SPECTRUM CELLULAR SYSTEM"으로 명명되었으며, 이하 IS-95로서 참조되고, 본 명세서에서 상호참조된다.

무선 통신 시스템에서 스펙트럼의 통화운반 용량을 감소시킬 수 있는 문제가 발생할 수 있다. 이러한 문제는 무선 시스템에 의하여 사용이 예약된 스펙트럼으로 유입된 간섭 또는 전파방해 전송이다. 무선 시스템과 관계없는 송신기는 인가되지 않은 신호를 무선 시스템에 예약된 스펙트럼에 의도적으로 또는 잘못하여 전송함으로써 상기와 같은 전파방해 전송을 일으킬 수 있다. 무선 시스템 고유의 열잡음에 의하여 야기된 간섭은 피할 수 없는 반면, 전파방해 신호는 제거될 수 있으며, 최종 손실 용량은 방해전파 송신기를 턴-오프함으로써 재생될 수 있다. 물론, 방해전파 송신기의 소유자를 전송이 멈추도록 재촉하는 것은 방해전파 신호가 검출된 후에만 가능하다. 때때로 방해전파의 문서화된 증거가 요구되기도 한다.

그러나 크게 볼 때, 복잡한 무선 시스템이 언제나 방해전파를 검출하기가 쉬운 것은 아니다. 방해전파는 산발적으로 발생되기 때문에 검출하기 어렵다. 현재 무선 기지국은 전형적으로 수신된 신호의 스펙트럼 분석을 수행하기 위한 고유 능력을 가지지 않는다. 방해전파를 검출하는 현재의 일반적인 방법은 방해전파의 존재가 통화 용량의 분석 및 시스템의 저하된 통화 로그를 분석함으로써 우선 의심되는 것이 요구된다. 기지국이 저하된 통화 품질 또는 알 수 없이 크게 떨어진 통화 속도를 경험할 때, 현장 기술자들은 외부의 스펙트럼 분석장비를 의심되는 기지국에 이동시켜 이를 수신 안테나 시스템에 접속할 것이다. 상기 스펙트럼 분석기는 종래의 가격경쟁 시장에서 기지국에 요구되는 디자인에 대한 막대한 비용으로 인하여 매 기지국마다 설치할 수 없다. 방해전파 검출에 이용되는 외부 스펙트럼 분석기는 무선 시스템 네트워크내의 프로세서에 접속되지 않으며, 따라서 스펙트럼 분석 데이터는 수집되어 현장 기술자들에 의하여 오프라인 및 수동으로 분석된다. 산발적으로 발생되는 방해전파 신호는 상기 방법으로 검출하기가 어려울 수 있는데, 이는 스펙트럼 측정을 할 때 방해 전파 신호가 발생되어야 하기 때문이다. 또한, 상기 방해전파 신호가 상기 방법을 사용하여 검출되는 경우에도, 현장 기술자들은 하나의 기지국에서 수집된 데이터로부터 방해전파의 위치에 대한 어떠한 정보도 갖지 못한다.

대부분의 무선 수신기는 미리 결정된 주파수 밴드를 점유하는 신호를 디코딩한다. 이러한 이유로, 수신된 신호는 전형적으로 밴드패스 필터를 통과하며, 이는 무선 시스템에 의해 예약된 스펙트럼 외부의 신호를 제거한다. 상기 무선 시스템의 여러 수신기는 또한 자동 이득 제어(AGC) 모듈이 장착될 수 있으며, 자동 이득 제어 모듈은 입력 신호를 감쇠시켜서, 연속한 수신기 회로의 다이나믹 범위 내에서 더욱 잘 정합되게 한다. 이러한 AGC 모듈은 수신된 신호를 감쇠시켜서, 수신된 신호가 연속된 샘플링 회로의 다이나믹 범위를 초과하지 않게 하고, 일반적으로 "클립핑"으로 참조되는 신호 왜곡을 일으키지 않는다. 본 발명의 바람직한 실시예에서, 처리된 신호의 제곱평균제곱근(RMS)값을 미리 결정된 상수값에 고정하는 AGC 공식이 사용된다. 무선 시스템의 할당된 스펙트럼내에 존재하는 방해전파 신호는 밴드패스 필터링에 의하여 제거될 수 없다. 상기의 밴드내 방해전파는 AGC 회로로 하여금 방해전파가 없을 시 발생될 수 있는 것보다 수신 신호를 더 많이 감쇠시키도록 할 것이다. 이러한 결과는 종종 신호의 전력 스펙트럼 밀도가 밴드내 방해전파 성분이 없는 신호와는 구별될 수 있는 형태를 가지는 신호이다.

CDMA와 같은 스펙트럼 확산 신호를 사용하는 시스템에서, 모든 가입자 유니트는 동일한 주파수 밴드를 사용하여 기지국에 신호를 전송하며, 서로 상호 간섭을 일으킨다. CDMA 시스템에서, 통화 용량은 기지국에서 미리 결정된 수신 SNR을 유지하는데 필요한 가장 낮은 전력을 모든 가입자국이 전송하도록 함으로써 최대화된다. 밴드내 방해전파는 모든 가입자국이 상기한 SNR을 달성하기 위하여 극복해야만 하는 잡음 레벨을 증가시키므로, 모든 가입자국이 더 높은 전력 레벨로 전송하게 한다.

가입자 전송 전력의 증가는 배터리 소모의 증가를 포함하여 여러 문제를 일으키며, 이는 가입자국의 대기 및 통화 시간을 감소시킨다. 또한, 인접 기지국의 커버리지 지역에서 움직이는 추가의 가입자에 대한 간섭을 일으킨다. 상기 인접 기지국에서 움직이는 가입자는 확대되는 전력 경쟁에서 자신의 전송전력을 증가시킴으로써 대응한다.

또한, 무선 기지국의 커버리지 경계에 가까운 가입자국은 이미 최대 레벨로 전송될 것이다. 만일 상기 가입자가 기지국 수신기에서 허용 SNR을 유지하는데 충분한 전력을 전송할 수 없다면, 상기 기지국에 대한 링크는 중단될 것이다. 그러므로 커버리지의 에지에서 SNR 레벨을 유지하는데 필요한 전송 전력 레벨을 증가시킴으로써, 방해전파는 무선 기지국의 유효한 역방향 링크 커버리지 영역을 감소시킨다.

여러 CDMA 시스템에서, 기지국의 순방향 링크 반경은 역방향 링크 로딩의 결과로서 발생되는 역방향 링크 반경의 감소와 매칭하기 위하여 의도적으로 감소된다. 그러므로 방해전파 신호는 무선 기지국의 유효한 순방향 링크 커버리지 영역을 감소시킬 수도 있다. 순방향 및 역방향 링크 셀 반경의 균형은 "METHOD AND APPARATUS FOR BALANCING THE FORWARD LINK HANDOFF BOUNDARY TO THE REVERSE LINK HANDOFF BOUNDARY IN A CELLULAR COMMUNICATION SYSTEM"으로 명명된 미국특허번호 제5,548,812호에 개시되어 있으며, 본 발명의 양수인에게 양도되고, 본 명세서에서 상호참조된다.

전송하는 가입자국 수가 증가함에 따라, 방해전파 검출은 더욱 어려워진다. 방해전파가 총수신전력에 대해 작은 비율로 나타나기 때문에, 쉽게 표출되지 않는다. 이러한 이유로, 통화 활동시의 자동적인 휴지 동안 수신 스펙트럼을 분석할 수 있는 내장 스펙트럼 분석기가 크게 요구된다.

본 발명은 기지국 비용에서 무시할 수 있을 정도의 작은 부분을 가진 밴드내 방해전파의 실시간 계속 검출을 제공하는 방법 및 장치를 포함한다. 상기 실시간 스펙트럼 분석은 모든 가입자가 동일한 전송 주파수 밴드를 사용하는 CDMA와 같은 광대역 무선 시스템에서 사용하는데 특히 유리하다. 방해전파 검출을 제공하는 외에, 본 발명은 추가의 하드웨어 및 시스템 진단 능력이 가능하다.

CDMA와 같은 개선된 기술이 출현함으로써, 현대의 무선 기지국에서 전력 처리량을 증가시키도록 설계할 수 있다. 종전의 AMPS 기지국은 아마도 하나의 마이크로프로세서와 아날로그 장비의 랙(rack)들로 설계될 수 있는 반면, 현대의 CDMA 기지국은 60MHz를 초과하는 클록속도를 가진 강력한 프로세서를 포함하는 30개 이상의 마이크로프로세서로 설계된다. 본 발명은 현대의 무선 기지국이 복잡한 신호 분석을 수행하는데 충분한 처리 전력을 갖는 현실을 이용한다. 기지국은 가입자국 신호를 복조하는데 사용되는 디지털 샘플 스트림이 디지털 신호 처리를 위한 현존 프로세서에 이용될 수 있도록 설계된다.

필요한 디지털 샘플들을 만들기 위한 가능한 옵션은 I 또는 Q 브랜치중 하나의 데이터만을 이용하는 실수-입력-데이터 FFT만을 사용하는 것과 I 와 Q 브랜치 모두의 데이터를 이용하는 복소-입력 데이터 FFT를 수행하는 것을 포함한다.

실수-입력-데이터 FFT는 FFT당 적은 데이터와 프로세싱을 요구하는 이점을 가지는데, 이는 만일 실수 데이터를 가진다면, 약간의 조작으로 "거의 하나의 비용으로 두 개의 FFT"를 수행할 수 있기 때문이다. 다른 옵션은 F₀-F_S/2에서 F₀+F_S/2에 이르는 "전체 스펙트럼"의 검사를 가능하게 하는 이점을 가지며, 여기에서 F₀은 CDMA 중심 주파수이고 F_S는 (베이스밴드)샘플율이다.

중요한 질문은 다음과 같다: 방해전파 검출 감도와 관련하여 옵션 A와 B중 어느 것이 나은가?

방해전파 전력 Pj와 P에 대한 열+사용자 전력을 상기해 보자. 방해전파 전력은 I 및 Q 브랜치 사이에서 동일하게 분배될 것이다. 특성에 의한 열잡음이 또한 I 및 Q 사이에 동일하게 분배될 것이다. 사용자 전력(=송신 전화기의 신호) 또한 OQPSK PN 확산의 특성으로 인하여 I 및 Q 사이에 동일하게 분배될 것이다.

실수-입력-데이터 FFT에 대하여, 열+사용자 전력 P/2는 밴드폭 0에서 C/2로 확산되는 반면, 허수-입력-데이터 FFT에서는 열+사용자 전력 P가 밴드폭 -C/2에서 C/2로 확산된다. (C는 대략 1.25MHz의 CDMA 신호 밴드폭이다). 이는 (밴드내) 전력 스펙트럼 밀도가 P/C로 양 기술에 대하여 동일하다는 것을 의미한다. 방해전파 검출 임계값은 이러한 "잡음 플로어(noise floor)"와 관련하여 세팅될 것이며, 방해전파 검출 임계값은 두 경우에 대하여 동일하게 될 것이다. 그러나 방해전파 전력이 I 및 Q 브랜치 사이에서 동일하게 분배되기 때문에 방해전파 전력은 허수-입력-데이터 FFT의 경우보다 실수-입력-데이터 FFT의 경우에 3dB 미만이 될 것이다.

최종 스펙트럼 분석 데이터는 무선 시스템의 주파수 밴드에서 합리적인 가입자 전송과는 구별되는 전력 스펙트럼 밀도 특성을 가지는 방해전파 신호를 식별하는데 사용된다. 방해전파 송신기에 가까이에 위치한 여러 기지국을 이용함으로써, 그리고 상기 기지국에서 수신된 전력 스펙트럼 밀도를 비교함으로써, 방해전파 송신기의 위치가 추정된다.

또한, 상기 스펙트럼 분석 데이터는 하드웨어 오동작 또는 실패를 나타낼 수 있는 이상 수신 스펙트럼 특성을 검출하는데 사용된다.

방해전파 신호 또는 하드웨어 오동작을 검출할 때, 기지국은 기지국 제어기(BSC)에 위치한 네트워크 관리자로 백홀(backhaul)을 통하여 적당한 경보를 전송할 수 있다. 네트워크 관리자는 방해전파 송신기의 위치를 추정하기 위하여 여러 기지국으로부터 수신된 알람을 상관시킬 수 있다.

본 발명의 특징, 목적 및 이점들은 도면을 참조로 이하에서 상세하게 설명된다.

도 1은 여러 사용자에 대한 무선 기지국의 수신 전력 레벨과 밴드내 방해전파 시나리오를 도시한 도면이다.

도 2는 본 발명의 바람직한 실시예의 처리 기능 블록도이다.

도 3은 샘플 스트림의 직각형 윈도우를 이용하는 빈이 할당된(bin-aligned) 협대역 방해전파 성분을 포함하는 수신 스펙트럼의 FFT 출력의 예이다.

도 4는 샘플 스트림의 직각형 윈도우를 이용하는 빈이 할당되지 않은(non-bin-aligned) 협대역 방해전파 성분을 포함하는 수신 스펙트럼의 FFT 출력의 예이다.

도 5는 샘플 스트림에서 해닝(Hanning) 윈도우를 이용하는 빈이 할당된 협대역 방해전파 성분을 포함하는 수신 스펙트럼의 FFT 출력의 예이다.

도 6은 샘플 스트림에서 해닝(Hanning) 윈도우를 이용하는 빈이 할당되지 않은 협대역 방해전파 성분을 포함하는 수신 스펙트럼의 FFT 출력의 예이다.

도 7은 광대역 무선 기지국에서 발생할 수 있는 비평균 FFT의 그래픽이다.

도 8은 20 세트의 FFT 출력을 평균하여 획득된 결과의 그래픽이다.

도 9는 방해전파가 없는 광대역 무선 기지국에 의하여 처리된 공칭 수신 스펙트럼의 이상적인 예이다.

도 10은 밴드내 방해전파에 의한 전력을 포함하는 광대역 무선 기지국에 의 하여 처리된 수신 스펙트럼의 이상적인 예이다.

도 11은 기지국의 AGC 모듈에서 하드웨어 실패를 가지는 광대역 무선 기지국에 의하여 처리된 수신 스펙트럼의 이상적인 예이다.

도 12는 방해전파를 포함하는 수신 스펙트럼의 이상적인 예이다.

도 13은 광대역 방해전파를 포함하는 수신 스펙트럼의 이상적인 예이다.

도 14는 무선 네트워크의 여러 기지국과 밴드내 방해전파가 존재하는 각 기지국의 수신 스펙트럼의 이상적인 디스플레이를 도시한다.

도 15는 본 발명의 바람직한 실시예에 대한 구조도이다.

도 16은 도 15의 신호 처리 모듈의 서브-모듈을 도시한 도면이다.

무선 시스템은 전형적으로 무선 시스템의 할당 스펙트럼을 이용하여 가입자국과 통신하는 여러 기지국을 가진다. 각 기지국은 열잡음과 가까운 기지국으로부터 전송된 임의의 신호를 포함하는 아날로그 신호를 수신한다. CDMA와 같은 스펙트럼 확산 기술을 이용하는 무선 시스템에서, 모든 가입자는 동일한 광대역 역방향-링크 주파수내에서 신호를 전송한다. 또한 상기 역방향 링크 주파수 밴드내에서는 원하지 않는 간섭 또는 방해전파 신호가 존재할 수 있다. 만일 상기 간섭 신호가 무선 시스템에 속하지 않는 송신기로부터 방사된다면, 무선 시스템에 속하는 신호와 구별되는 주파수 특성을 가질 것이다.

도 1은 CDMA 무선 시스템에서 밴드내 방해전파가 가질 수 있는 효과를 도시한다. 도면의 시나리오에서, 각 가입자의 수신 SNR은 5%(또는 대략 -13dB)로 유지 되며, 방해전파 전력(118)은 열잡음 전력(112)의 반이다. 상기 그래프에 도시된 SNR 및 방해전파 전력은 설명을 위하여 선택되었지만, 실제 무선 시스템에서는 크게 변경될 수 있다. 실제로, 실제 무선 시스템에서 보여지는 방해전파 전력은 열잡음 전력보다 훨씬 크다.

(1)

(2)

SNR - 기지국 수신기에서의 신호대잡음비

Pu - 각각의 송신 가입자국의 수신 전력

Pj - 밴드내 방해전파의 수신 전력

Pn - 열잡음의 수신 전력

Nu - 송신 가입자국 수

SNR, Pu, Pn, Pj 및 Nu 사이의 관계는 방정식(1)과(2)에서 보여진다. 도 1의 막대 그래프는 다음 시나리오의 가입자 유니트, 열잡음, 방해전파에 의한 밴드내 전력을 보여준다.

- 송신 가입자 유니트 없음, 방해전파 없음(102)

- 하나의 송신 가입자 유니트, 방해전파 없음(104)

- 15개의 송신 가입자 유니트, 방해전파 없음(106)

- 하나의 송신 가입자 유니트, 방해전파 있음(108)

- 15개의 송신 가입자 유니트, 방해전파 있음(110)

도 1에 도시된 바와 같이, 열잡음은 전력이 일반적으로 주파수에 대하여 일정한 백색 잡음(112)이다. 하나의 송신 가입자 유니트이고 방해전파 없는 시나리오(104)에서, 가입자국(114)은 열잡음(112)과 경쟁하기 위하여 충분한 전력을 전송해야만 한다. 그러므로 SNR은 열잡음 전력(112)에 대한 가입자국 전력(114)비와 동일하다. 다른 가입자국이 동일한 기지국에 전송을 시작함에 따라, 각 가입자 유니트는 다른 가입자 유니트가 경쟁해야 하는 잡음 레벨을 증가시킨다. 15개의 송신 가입자 유니트이고 방해전파 없는 시나리오(106)에서, 임의의 수신 가입자 신호(114)에 대한 간섭강도는 모든 15개의 다른 가입자(122)의 수신 전력의 합에 열잡음(112)을 추가하여 계산된다.

방해전파가 존재하고 단지 하나의 가입자국이 송신하는 시스템(108)에서, 하나의 가입자 유니트는 원하는 SNR을 유지하는데 충분한 전송 전력(120)을 증가하도록 전력 제어될 것이다. 이것이 방해전파와 15개의 사용자를 가지는 시스템(110)에서 발생하였을 때, 모든 가입자 유니트는 추가 간섭을 보상하기 위하여 자신의 전송 전력을 증가시켜야 한다. 그러므로, 임의의 가입자 유니트(120)는 열잡음(112), 방해전파(118) 및 시스템의 다른 사용자들(124)의 혼합 전력과 비례한 전송 전력 레벨을 유지하여야 한다. 만일 어떤 가입자국이 요구 SNR을 유지하는데 충분한 전력을 전송할 수 없다면, 이 상태는 통화를 중지시킬 것이다. 증가된 전력 요구조건이 통화를 중지시키지 않을 경우에도, 전력(126)의 증가는 이웃 커버리지 영역내의 가입자국에 대한 간섭을 증가시킨다.

도 2는 기지국에서 현존 하드웨어를 사용하여 밴드내 방해전파를 검출하는 프로세스의 바람직한 실시예를 도시한다. 아날로그 신호는 기지국의 안테나 시스템에 의하여 수신되며, 밴드패스 필터링되어 기저대역으로 하향변환된다(단계는 도시되지 않음). 이러한 밴드패스-필터링 및 하향변환을 수행하는 기술은 기술상 공지되어 있다. 도 2에 도시된 바람직한 실시예에서, 신호들은 자동 이득제어(AGC) 모듈(204) AGC를 통과하고, 이는 샘플링 회로의 다이나믹 범위내에서 더욱 최적이 되도록 입력 신호를 감쇠시킨다.

감쇠된 신호는 이후에 샘플러(208)로 전송되고, 상기 샘플러(208)는 바람직하게 디지털 샘플의 스트림을 생성하기 위하여 아날로그-디지털 변환기로서 수행된다. 본 발명의 바람직한 실시예에서, 샘플러는 코사인 및 사인 디지털 믹서를 포함한다. 아날로그-디지털 변환기의 출력은 복소 샘플을 생성하는 코사인 및 사인 디지털 믹서에 전송된다. 복소 기저대역 샘플링으로 공지된 상기 기술은 공지되어 있으며, 3dB씩 연속 신호 분석을 개선시킨다.

샘플링 후에, 최종 I 및 Q 샘플 스트림은 I 및 Q 데이터 스트림에 대한 복소 고속 푸리에 변환(FFT)(212)을 수행하기 전에 윈도우화 기능(210)에 의하여 다중화된다. FFT는 스펙트럼을 이산이고 동일하게 이격된 주파수값의 각각의 중심에서 여러 직각 서브-밴드 또는 빈으로 분할한다. 사인 신호 성분의 크기는 빈(또는 빈 정렬로도 블림)들 중 하나의 중심 주파수에서 발생될 때만 FFT의 출력에 정확하게 나타날 것이다. 만일 이 신호가 두 개의 인접한 빈(빈이 정렬되지 않은) 사이에서 대신하여 발생한다면, 신호는 양쪽의 인접빈에서 그러나 각각 낮은 크기로 검출될 것이다.

도 3은 입력 샘플이 윈도우화되지 않고, FFT 빈의 중심 주파수와 동일한 주파수를 가지는 사인 신호(302)를 포함하는 FFT의 출력을 도시한다. 도 4는 입력 샘플이 윈도우화되지 않고, 두 개의 인접 FFT 빈의 중심 주파수와 등거리인 주파수를 가지는 사인 신호(402)를 포함하는 FFT의 출력을 도시한다. 도면에서 명백하게 나타난 바와 같이, 빈이 할당되지 않은 사인 신호는 FFT로 하여금 각 방향에서 인접 주파수 빈에 대한 주파수 성분을 검출하도록 한다. 그 결과치는 피크에서 평평한 주파수 스파이크이며, 작은 피크 크기를 가지게 된다. 또한, 빈이 할당되지 않은 신호는 검출된 전력 스파이크(404)의 베이스를 넓히며, 패스밴드(406)의 에지에서와 같이 신호의 중심 주파수에 인접하지 않은 빈의 인공물(artifacts)을 넓힌다.

FFT를 실행하기 전에 샘플 스트림에 윈도우화로서 공지된 윤곽선 기능을 적용함으로써, FFT는 FFT 빈과 관련하여 신호 주파수의 위치설정에 덜 민감하게 될 수 있다. 해닝(Hanning) 윈도우를 포함하는 여러 윈도우화 기능들이 기술상 공지되어 있다. 도 5는 입력 샘플이 해닝 윈도우를 사용하여 변경되고, 샘플들이 FFT 빈의 중심 주파수와 동일한 주파수를 가진 사인 신호(302)를 포함하는 FFT의 출력을 도시한다. 도 6은 입력 샘플들이 해닝 윈도우를 사용하여 변경되고, 샘플들이 두 개의 인접한 FFT 빈의 중심 주파수와 등거리인 주파수를 가진 사인 신호(402)를 포함하는 FFT의 출력을 도시한다. 모두 네 개의 시나리오(도 3-도6)에서 디스플레이된 사인 신호 성분의 크기는 동일하다. 해닝 윈도우는 직각 윈도우(304)와 비교하여 검출된 빈이 할당된 신호(504)의 베이스를 넓혀주지만, 곡선형태는 동일한 신호가 두 개의 빈 주파수(604) 사이에서 발생할 때 더욱 일정하다. 또한, 윈도우화는 빈이 할당된 피크값(502)과 빈이 할당되지 않은 피크값(602) 사이의 차이를 감소시키며, 패스밴드(506,606)의 에지에서 보여지는 다른 주파수 인공물을 크게 감소시킨다.

도 2의 바람직한 실시예에서, FFT 단계(212)는 한 세트의 서브-밴드 전력을 측정하며, 각각의 측정값은 FFT 빈에서 수신된 전력을 나타낸다. 여러 세트의 디지털 샘플들에 대하여 FFT를 수행함으로써, 여러 세트의 서브-밴드 전력 측정값은 수집되어 단계(212)에 도시된 바와 같이 서로 평균된다. 여러 FFT 결과를 평균함으로써, 부드러운 곡선이 생성되고 연속 주파수 분석이 신호 잡음에 대하여 덜 민감하게 되도록 한다. 평균은 방해전파 검출 및 시스템 진단 애플리케이션에 적당한데, 이는 입력 스펙트럼이 검출된 신호잡음보다 훨씬 늦게 변화되기 때문이다. 도 7은 전형적인 FFT 출력의 그래프이다. 도 8은 서로 평균된 유사한 세트의 20개의 전형적인 FFT 샘플의 그래프이다.

여러 세트의 FFT 출력(214)을 평균한 후에, 최종 서브-밴드 전력 측정값은 전력 스펙트럼 이상을 식별하기 위하여 분석된다(216). CDMA 무선 기지국은 열잡음과 추가의 백색 가우시안 잡음(AWGN)을 근사화한 신호의 조합을 수신하기 때문에, 수신된 신호의 공칭 주파수 스펙트럼은 도 9에서 이상적인 형태로 도시된 밴드제한된 백색 잡음을 근사시킨다. 도시된 바와 같이, 공칭 스펙트럼은 역방향 링크 주파수 밴드(902)의 외부에 에너지를 거의 가지지 않는다. 역방향 링크 주파수 밴드내에서 측정된 전력 스펙트럼 밀도는 특성상 평평하게 유지되거나 일정한 신호 에너지 플로어(904)로 유지된다. 본 발명의 바람직한 실시예에서, 수신 신호는 AGC 모듈을 사용하여 감쇠되며, 이는 신호 에너지 플로어(floor)가 공칭 입력 신호에 대하여 예측할 수 있는 레벨로 유지되도록 한다.

도 10은 역방향 링크 주파수 밴드(1004)내에 존재하는 협대역 방해전파(1002)를 포함하는 신호의 주파수 스펙트럼의 이상적인 그래프를 도시한다. 협대역 방해전파 성분(1002)은 AGC에 의하여 세팅된 신호 플로어(1006)를 측정할 수 있도록 영향을 미치는데 충분한 전력을 포함할 것 같지는 않으므로, 방해전파 검출 임계값(1008)을 넘는 임의의 피크값을 찾음으로써 검출될 수 있다.

본 발명은 또한 수신 스펙트럼의 형태를 변경하는 임의의 하드웨어 문제를 검출하는데 사용될 수 있다. 도 11은 AGC 메카니즘에서 실패한 기지국의 이상적인 수신 주파수 스펙트럼 그래프이다. 도시된 바와 같이, 주파수 스펙트럼은 직각 형태일 수 있으며, 역방향 링크 주파수 패스밴드(1104)내에 포함될 수 있다. 그러나 만일 패스밴드(1102)내의 평균 전력 레벨이 공칭 레벨(1106)보다 작다면, AGC 모듈 실패가 나타날 것이다. 도시되지 않은 시나리오에서, AGC 실패는 또한 패스밴드내의 평균 전력 레벨이 공칭값보다 클 때 검출될 수 있다. AGC 모듈에 의하여 수신된 신호의 충분하지 않은 감쇠는 샘플러에 의하여 클립핑되며, 이는 충분한 주파수 성분이 역방향 링크 주파수 밴드(1104)의 외부에서 검출될 수 있도록 한다.

방해전파가 상대적으로 광역 주파수 밴드에서 전송되는 경우, 공칭 협대역 방해전파 검출 임계값을 초과하는 하나의 주파수 빈 피크값을 가지지 않으면서, 충분한 간섭 전력을 수신 신호에 기여하도록 할 것이다. 이와 같은 경우, 연속적인 서브-밴드 전력 측정값의 런(run)은 그룹단위로 평가되며 런 랭스(run length)에 따라 변경되는 서로 다른 임계값과 비교된다. 도 12는 여러 서브-밴드(1204)의 런을 초과하여 확산되는 방해전파 성분(1202)을 가지는 신호에 대한 스펙트럼의 이상적인 그래프를 도시한다. 그래프에서는 어떠한 신호 빈도 하나의 빈 임계값(1206)을 넘는 전력을 가지지 않았지만, 방해전파는 여러 서브-밴드 측정값들이 여러-빈 임계값(1208)을 초과하는 것으로 평가될 때에 여전히 검출될 것이다.

도 13은 매우 넓은 주파수 밴드(1304)를 점유하는 방해전파 성분(1302)을 갖는 신호에 대한 스펙트럼의 이상적인 그래프를 도시한다. 또한, 상기의 방해전파는 하나의 빈 방해전파 검출 임계값(1306)을 사용하여 검출되지 않지만, 여전히 광대역 임계값(1308)을 사용하여 검출될 것이다. 이와 같은 접근방법에서, 인접 주파수 빈 값의 그룹은 서로 평균화될 수 있고, 빈 수의 그룹에 따라 여러 빈 방해전파 검출 임계값과 비교된다.

이러한 방해전파 검출 능력을 가지고 있는 여러 기지국을 가진 무선 통신 시스템에서, 여러 기지국으로부터의 역방향 링크 스펙트럼의 분석은 방해전파 송신기의 위치 추정을 가능하게 할 것이다. 도 14는 방해전파 송신기(1402)로부터 여러 거리에 위치한 여러 무선 기지국(1404,1406)을 도시한다. 각각의 기지국은 이상적인 형태의 수신 스펙트럼(1408)으로 도시되어 있다. 방해전파는 방해전파(1402)와 가장 가까운 기지국(1404)에 의하여 최대 전력 레벨로 검출된다. 방해전파(1402)와 매우 떨어진 기지국(1406)에 의하여 방해전파는 매우 낮은 레벨로 검출될 수 있거나, 전혀 검출되지 않을 수도 있다. 각각의 기지국의 위치와 함께 상기 측정값은 방해전파 송신기의 위치를 추정할 수 있도록 분석된다.

도 15는 기지국 방해전파 검출 장치의 바람직한 실시예를 블록도 형식으로 도시한다. 기지국의 안테나 시스템(도시되지 않음)에 의하여 수신된 아날로그 신호는 밴드패스 필터(도시되지 않음)와 하향변환기 회로(도시되지 않음)를 사용하여 처리된다. 최종 밴드패스 필터링되고 하향변환된 신호는 자동 이득 제어(AGC) 모듈(1502)에 의하여 감쇠되고, 이는 신호를 샘플링 회로의 다이나믹 범위내에서 조절한다. AGC 모듈(1502)의 출력은 샘플링 모듈(1504)에 전송되며, 상기 모듈(1504)은 그 출력을 신호 처리 모듈(1506)로 전송한다. 상술한 바와 같이, 샘플링 모듈(1504)은 복소 샘플 스트림이 신호 처리 모듈(1506)에 전송될 때 복소 샘플링을 이용할 수 있다. 당업자는 신호 처리 모듈이 마이크로프로세서에서 또는 ASIC 또는 프로그램가능 로직 장치내에서 가동하는 하드웨어에 포함된 여러 방식으로 실시될 수 있다는 것을 이해할 것이다.

도 16은 신호 처리 모듈내에 포함된 서브-모듈의 전형적인 실시예를 도시한다. I와 Q로 표시된 복소 샘플은 윈도우화 모듈(1604)내의 해닝 윈도우를 이용하여 처리된다. 최종의 윈도우화된 신호는 복소 FFT를 수행하고 복소 서브-밴드 전력 성분을 출력하는 FFT 모듈(1606)에 의하여 처리된다. 복소 서브-밴드 전력 성분의 크기는 절대 전력 모듈(1608)의 두 개 성분의 제곱을 합산하여 획득된다. 여러 최종 세트의 서브-밴드 전력 측정값은 수집되어 스펙트럼 분석 모듈(1612)에서 분석되기 전에 평균 모듈(1610)에서 평균된다.

Claims

무선 통신 기지국에서, 밴드내 간섭 신호를 검출하는 방법으로서:

(a) 수신된 아날로그 신호의 하향변환 및 밴드패스 필터링을 수행하여 미리 결정된 역방향 링크 주파수 밴드내에 위치하는 하향변환되고 밴드패스 필터링된 아날로그 신호를 생성하는 단계;

(b) 상기 하향변환되고 밴드패스 필터링된 아날로그 신호의 자동이득제어를 수행하여 RMS 크기가 미리 결정된 값과 일치하는 제 1 이득제어 신호를 생성하는 단계;

(c) 상기 제 1 이득제어 신호의 아날로그-디지털 변환을 수행하여 디지털 샘플 스트림을 생성하는 단계;

(d) 상기 디지털 샘플들의 스트림 분석을 수행하여, 인접한 주파수 서브-밴드와 관련된 수신 전력에 대응하는 서브-밴드 전력 측정값들의 제 1 세트를 생성하는 단계 - 여기서, 상기 각각의 서브-밴드는 미리 결정된 스펙트럼 분석 밴드의 일부를 나타내고, 상기 스펙트럼 분석 밴드는 상기 역방향 링크 주파수 밴드의 포함집합(superset)을 나타냄 - ; 그리고

(e) 미리 결정된 임계값을 초과하는 하나 이상의 인접한 서브-밴드 전력 측정값의 그룹을 식별하는 스펙트럼 평가를 수행하는 단계를 포함하는,

밴드내 간섭 신호를 검출하는 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 분석 단계는 고속 푸리에 변환(FFT)을 이용하여 수행되는 것을 특징으로 하는 밴드내 간섭 신호를 검출하는 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 분석을 수행하는 단계 이전에 상기 디지털 샘플 스트림에 윈도우화(windowing)를 수행하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 밴드내 간섭 신호를 검출하는 방법.
제 3 항에 있어서, 상기 윈도우화 단계는 해닝(Hanning) 윈도우를 이용하는 것을 특징으로 하는 밴드내 간섭 신호를 검출하는 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 미리 결정된 임계값은 상기 그룹내의 상기 서브-밴드 전력 측정값의 수에 따라 변경되는 것을 특징으로 하는 밴드내 간섭 신호를 검출하는 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 스트림의 서로 다른 부분에 대하여 상기 분석을 여러 번 반복하여 서브-밴드 전력 측정값들의 다수 세트를 생성하는 단계 및 상기 다수 세트를 평균하여 상기 식별 및 평가를 수행하는 단계에 사용하기 위한 서브-밴드 전력 측정값들의 제 2 세트를 생성하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 밴드내 간섭 신호를 검출하는 방법.
제 6 항에 있어서, 상기 미리 결정된 임계값은 평균된 상기 다수 세트의 수에 따라 변경되는 것을 특징으로 하는 밴드내 간섭 신호를 검출하는 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 평가는 상기 역방향 링크 주파수 밴드의 내에 존재하며 미리 결정된 최소 플로어(floor) 임계값 미만인 하나 이상의 서브-밴드 전력 측정값들의 임의의 그룹을 식별하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 밴드내 간섭 신호를 검출하는 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 평가는 상기 역방향 링크 주파수 밴드의 외부에 존재하며 미리 결정된 밴드외 임계값 이상인 하나 이상의 서브-밴드 전력 측정값의 임의의 그룹을 식별하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 밴드내 간섭 신호를 검출하는 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 아날로그-디지털 변환 단계는 복소 샘플링을 수행하여 상기 디지털 샘플들의 스트림을 생성하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 밴드내 간섭 신호를 검출하는 방법.
무선 통신 시스템 기지국에서, 밴드내 간섭 신호를 검출하는 장치로서,

하향변환되고 밴드패스 필터링된 신호를 감쇠하여 미리 결정된 값과 일치하는 RMS 크기를 가지는 이득제어 신호를 생성하는 자동이득제어 모듈;

상기 자동이득제어 모듈에 접속되거나, 디지털 샘플들의 스트림을 생성하기 위해 상기 이득제어 신호의 출력을 처리하는 아날로그-디지털 변환기; 그리고

상기 아날로그-디지털 변환기에 접속되며 상기 디지털 샘플들의 스트림을 처리하는 신호 처리 모듈을 포함하며, 상기 신호 처리 모듈은:

상기 디지털 샘플 스트림의 일부를 분석하여 인접한 주파수 서브-밴드에 대응하는 수신된 서브-밴드 전력 측정값을 생성하는 시간-주파수 변환기 모듈 - 여기서, 상기 각각의 서브-밴드는 전송 주파수 밴드의 일부를 나타냄 - ; 그리고

미리 결정된 임계값을 초과하는 하나 이상의 인접한 서브-밴드 전력 측정값의 임의의 그룹을 식별하는 스펙트럼 평가 모듈을 포함하는,

밴드내 간섭 신호를 검출하는 장치.
제 11 항에 있어서, 상기 시간-주파수 변환기 모듈은 고속 푸리에 변환(FFT)을 이용하는 것을 특징으로 하는 밴드내 간섭 신호를 검출하는 장치.
제 11 항에 있어서, 상기 신호 처리 모듈은 상기 디지털 샘플들의 스트림의 비직각(non-rectangular) 윈도우화를 수행하는 윈도우화 모듈을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 밴드내 간섭 신호를 검출하는 장치.
제 13 항에 있어서, 상기 윈도우화 모듈은 해닝 윈도우를 이용하는 것을 특징으로 하는 밴드내 간섭 신호를 검출하는 장치.
제 11 항에 있어서, 상기 미리 결정된 임계값은 상기 그룹내의 상기 서브-밴드 전력 측정값들의 수에 따라 변경되는 것을 특징으로 하는 밴드내 간섭 신호를 검출하는 장치.
제 11 항에 있어서, 상기 신호 처리 모듈은 서브-밴드 전력 측정값들의 다수 세트를 평균하여 상기 스펙트럼 평가 모듈에 의한 이용을 위해 제 2 세트의 서브-밴드 전력 측정값을 생성하는 서브-밴드 전력 평균 모듈을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 밴드내 간섭 신호를 검출하는 장치.
제 16 항에 있어서, 상기 미리 결정된 임계값은 평균된 상기 다수 세트의 수에 따라 변경되는 것을 특징으로 하는 밴드내 간섭 신호를 검출하는 장치.
제 16 항에 있어서, 상기 아날로그-디지털 변환기는 복소 샘플링을 수행하는 수단을 더 포함하며, 상기 디지털 샘플들의 스트림은 복소 디지털 샘플이고, 상기 시간-주파수 변환기 모듈은 고속 푸리에 변환(FFT)을 이용하며, 상기 신호 처리 모듈은 상기 시간-주파수 변환기 모듈과 상기 평균 모듈 사이에 접속된 절대 전력 모듈을 더 포함하며, 상기 수신된 서브-밴드 전력 측정값들은 상기 절대 전력 모듈에 의하여 생성되는 것을 특징으로 하는 밴드내 간섭 신호를 검출하는 장치.
제 11 항에 있어서, 상기 스펙트럼 평가 모듈은 상기 역방향 링크 주파수 밴드 내에 존재하고 미리 결정된 최소 플로어 임계값 미만인 하나 이상의 서브-밴드 전력 측정값의 소정의 그룹을 식별하는 것을 특징으로 하는 밴드내 간섭 신호를 검출하는 장치.
제 11 항에 있어서, 상기 스펙트럼 평가 모듈은 상기 역방향 링크 주파수 밴드의 외부에 존재하고 미리 결정된 밴드외 임계값 이상인 하나 이상의 서브-밴드 전력 측정값의 그룹을 식별하는 것을 특징으로 하는 밴드내 간섭 신호를 검출하는 장치.