KR100682059B1 - 초 저전력 과전압 보호회로 - Google Patents

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Abstract

본 발명은, 과전압 보호회로에 관한 것으로서, 상호 직렬연결되어 정류소자로부터의 입력전압의 크기에 따라 순차적으로 턴온되는 복수의 반도체 소자로 형성된 제1스위칭부, 전류특성이 상이한 한 쌍의 반도체 소자가 직렬연결되어 형성되며, 제1스위칭부와 병렬연결되는 적어도 한 쌍의 제2스위칭부를 포함하는 것을 특징으로 한다. 이에 의해, 기준전압 이하에서는 누설전류를 최소화하고, 기준전압 이상에서 누설전류를 최대화할 수 있게 됨으로써, 기준전압 이상에서 회로에 과전압이 공급되는 것을 방지할 수 있을 뿐만 아니라, 기준전압 이하에서는 충분한 전류가 회로로 제공될 수 있다.
RFID, 리미터, n채널 MOSFET, PNP형 BJT

Description

초 저전력 과전압 보호회로{ULTRA LOW POWER LIMITER}
도 1은 RF 태그의 부분 회로도,
도 2는 종래의 제1실시예에 따른 RF 태그에 사용되는 리미터의 회로도,
도 3은 종래의 제2실시예에 따른 RF 태그에 사용되는 리미터의 회로도,
도 4는 본 발명의 제1실시예에 따른 과전압 보호회로의 회로도,
도 5는 본 발명의 제2실시예에 따른 과전압 보호회로의 회로도이다.
* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명 *
10 : 리미터 20 : 레귤레이터
30, 50 : 제1스위칭부 40, 60 : 제2스위칭부
본 발명은 과전압 보호회로에 관한 것으로서, 보다 상세하게는, 기준전압 미만에서는 누설전류가 최소가 되고, 기준전압 이상에서는 누설전류가 급격히 증가하도록 하는 과전압 보호회로에 관한 것이다.
RFID는 Radio Frequency IDentification의 약자로서, 스마트 태그라고도 불리며, 각종 물품에 소형 칩을 부착해 사물의 정보와 주변 환경정보를 무선주파수로 전송하고 처리하는 비접촉식 인식시스템이다.
RFID 시스템을 구성하는 기본 요소로는 안테나, 태그, 판독기를 들 수 있으며, 판독기에서 사물에 부착된 얇은 평면 형태의 태그를 식별함으로써 정보를 처리한다. 이러한 RFID 시스템 중, 저주파 전파식별 시스템(30 kHz~500 kHz)은 1.8m 이하의 짧은 거리에서 사용되며, 고주파 시스템(850 MHz~950 MHz 또는 2.4 GHz~2.5 GHz)은 27m 이상의 먼 거리에서 전송이 가능하다.
한편, RF 태그는 반도체로 제작된 트랜스폰더 칩과 안테나로 구성되며, 수동식과 능동식이 있다. 수동식의 RF 태그는 내부 전원 없이 판독기의 전파신호로부터 에너지를 공급받아 동작하는 데 반해, 능동식은 스스로 작동하기 위해 전지가 내장되어 있다.
수동식의 RF 태그로부터 데이터를 공급받기 위해서, 판독기에서는 안테나를 통해 전력을 공급하며, RF 태그는 전력에 대한 응답으로 데이터를 제공한다. 안테나에서 전력을 공급하는 방식으로는 자기장을 이용하는 방식과 전파를 이용하는 방식이 주로 사용된다. 자기장 방식인 Inductive Coupling 방식은 안테나에서 강한 고주파를 발생시켜 자기장을 생성하고, 이 자기장이 RF 태그의 안테나 코일을 통과하면서 생기는 전류에 의해 RF 태그가 작동되며, 전파 방식인 Backscatter Coupling 방식은 안테나에서 전파를 보내면, RF 태그에서 전파를 받아 파워로 사용함으로써 RF 태그가 작동된다.
이러한 수동식 RF 태그의 경우, 안테나와 RF 태그와의 거리에 따라 RF 태그에 도달하는 RF 파워가 상이하다. 즉, 안테나와 RF 태그와의 거리가 가까우면 RF 태그에 도달하는 RF 파워가 커지게 되는데, 일반적인 RF 태그의 동작전압인 1.5 내지 5V보다 RF 파워가 커져 회로소자가 안정되게 동작하는 전압의 범위를 벗어나게 된다. 이러한 안테나와 RF 태그 사이의 거리(
Figure 112005009906711-pat00001
)와, RF 태그가 동작가능한 파워(
Figure 112005009906711-pat00002
)는 다음의 수학식 1과 같은 관계를 갖는다.
Figure 112005009906711-pat00003
여기서, η는 정류기의 효율,
Figure 112006013594552-pat00004
는 안테나의 게인,
Figure 112006013594552-pat00005
은 태그가 동작가능한 파워를 나타내며, GR은 수신기 게인, PT은 전송 파워, λ는 파워신호의 파장이다. 수학식 1에 따르면 안테나와 RF 태그와의 거리(
Figure 112006013594552-pat00006
)는 태그가 동작가능한 파워(
Figure 112006013594552-pat00007
)의 제곱근에 반비례함을 알 수 있다.
이러한 RF 태그의 회로소자에 과도한 전압이 제공되는 것을 방지하기 위해 과전압 보호 회로인 리미터를 사용하고 있다.
도 1은 RF 태그의 부분 회로도이다. 도시된 바와 같이, RF 태그에 안테나로부터 RF 파워가 제공되면, RF 태그에서는 먼저 다이오드(D1)와 커패시터(C1)를 이용하여 RF 파워를 DC 파워로 변환시키고, DC 파워를 리미터(10)로 제공한다.
도 2는 종래의 제1실시예에 따른 RF 태그에 사용되는 리미터의 회로도이다. 도시된 바와 같이, 리미터(10)는, 직렬로 연결된 복수 개의 반도체 스위칭 소자 (M0, M1, M2, M4, M5)와, 이 반도체 스위칭 소자 (M0, M1, M2, M4, M5)와 병렬연결된 하나의 반도체 스위칭 소자(M3)를 포함한다. 여기서, 모든 반도체 스위칭 소자는, n채널형 MOSFFET으로 형성되며, 병렬연결된 MOSFET(M3)은 질렬연결된 MOSFET 중 하나로부터 게이트전압을 제공받아 소스와 드레인 간 전류가 흐르도록 한다.
이러한 리미터(10)에서는 RF 태그의 회로소자를 작동시키는 기준전압 미만에서는 회로소자인 레귤레이터(20)로 최대한으로 전류가 제공되도록 하고, 기준전압 이상에서는 레귤레이터(20)로 최소한의 전류가 제공되도록 한다. 예를 들어, 도 2의 회로도에서 5V를 기준전압으로 하고, 기준전압 미만에서 누설전류가 100nA 이하가 되고, 기준전압 이상에서는 누설전류가 100uA 이상이 되어야 한다고 설정하였다고 하자. 이를 만족시키기 위해서는, 정류소자로부터 공급되는 전압이 5V 이하이면 모든 전류가 레귤레이터로 제공되어야 하고, 5V 이상이면 전류가 급격히 그라운드 되어야 한다.
그런데, 다음의 표 1에서 볼 수 있는 바와 같이, 실제 작동 결과에 따르면, 기준전압인 5V에서 0.45uA의 누설전류가 흐름을 알 수 있다. 즉, 기준전압 이상에서 누설전류가 100uA 이상으로 급격히 흘러야 하는 기준에 절대적으로 못 미침을 알 수 있다.
입력전압(V) 누설전류
2.5 0.053nA
3.0 0.29nA
4.0 13.15nA
5.0 0.45uA
5.5 2.0uA
6.0 7.30uA
이러한 종래의 리미터에서 기준전압 이상에서 누설전류가 급격히 증가하지 아니하는 이유는, MOSFET의 전류특성을 나타내는 다음의 수학식 2를 통해 파악할 수 있다.
Figure 112005009906711-pat00008
여기서,
Figure 112005009906711-pat00009
는 MOSFET의 게이트-소스 간 입력되는 전압이고,
Figure 112005009906711-pat00010
는 MOSFET을 턴온시키기 위해 소스에 제공되는 턴온전압이다. 즉, MOSFET의 전류특성(
Figure 112005009906711-pat00011
)은 게이트-소스 간 전압(
Figure 112005009906711-pat00012
)의 제곱에 비례함을 알 수 있다. 따라서, MOSFET의 턴온전압(
Figure 112005009906711-pat00013
)이 일정한 상태에서, 게이트-소스 간 전압 (
Figure 112005009906711-pat00014
)이 커질수록 누설전류의 증가폭이 커지기는 하나, 기준전압 이상에서 급격히 누설전류가 증가할 수는 없는 것이다.
도 3은 종래의 제2실시예에 따른 RF 태그에 사용되는 리미터의 회로도이다. 도시된 바와 같이, 리미터 회로는, 직렬로 연결된 복수의 n채널 MOSFET (MN0, MN1, MN2, MN4, MN5)과, 직렬연결된 n채널 MOSFET(MN0, MN1, MN2, MN4, MN5)과 상호 병렬연결된 세 쌍의 n채널 MOSFET(MN8,MN3)(MN9,MN6)(MN10,MN7)를 갖는다. 여기서, MN10의 게이트에는 MN1의 드레인전압이 입력되어 MN10을 턴온시키며, 턴온시 정류소자로부터 제공된 전류를 MN7로 제공한다. MN7의 게이트에는 MN9의 턴온시 소스전압이 입력되어 MN7을 턴온시키며, MN9가 턴온되려면 MN1이 턴온되어야 한다. 따라서 MN1이 턴온되어야만 MN7이 턴온될 수 있다. 마찬가지로 MN9와 직렬연결된 MN6은 MN8의 소스전압을 게이트로 제공받아 턴온되며, MN8의 게이트에는 MN2의 소스전압이 제공되므로, MN3이 턴온되어야 MN5가 턴온될 수 있다. 이에 반해, MN3은 정류소자로부터의 전압이 MN0, MN1, MN2 and MN4를 통해 게이트로 직접 입력되므로, MN0과 마찬가지로 입력전압이 MN3의 턴온전압을 초과하면 턴온된다.
이러한 리미터 회로에서 상호 직렬연결된 각 MOSFET(MN0, MN1, MN2, MN4, MN5)은 정류소자로부터 입력되는 입력전압에 따라 턴온되고, 입력전압이 미리 설정된 기준전압에 도달할 때까지 순차적으로 턴온된다. 그리고, 상호 병렬연결된 세 쌍의 MOSFET(MN8,MN3)(MN9,MN6)(MN10,MN7)중, MN10은 MN0이 턴온되면 턴온되고, MN9와 MN7은 MN1이 턴온되면 거의 동시에 턴온되며, MN8과 MN6은 MN2가 턴온되면 거의 동시에 턴온된다. 이렇게 턴온된 각 MOSFET을 통과하면서 전류가 감쇠된다.
아래의 표 2는 도 3의 리미터 회로에서의 입력전압에 대한 누설전류를 나타내고 있다.
입력전압(V) 누설전류
2.5 10uA
3.0 112uA
4.0 897uA
4.5 1.6mA
5.0 2.4mA
5.5 3.4mA
6.0 4.5mA
표 2에 나타난 바와 같이, 입력전압이 기준전압인 5V 이상에서는 100uA가 넘는 누설전류가 발생되어 전류특성이 우수하다. 그러나, 입력전압이 기준전압 이하인 경우에는 누설전류가 100nA 이하여야 함에도 불구하고, 입력전압이 3V 인 경우를 보면 누설전류가 112uA로서 너무 과도한 누설전류가 발생하여 레귤레이터(20)로 공급되는 전류가 급격히 작아진다는 문제점이 있다.
이에 따라, 기준전압 미만에서는 누설전류가 최소가 되고, 기준전압 이상에서는 누설전류가 급격히 증가하는 리미터를 설계함으로써, 기준전압 이상에서 RF 태그 회로에 과전압이 공급되는 것을 방지할 수 있을 뿐만 아니라, 기준전압 이하에서는 충분한 전류가 레귤레이터로 제공될 수 있도록 해야 할 것이다.
따라서, 본 발명의 목적은, 기준전압 미만에서는 누설전류가 최소가 되고, 기준전압 이상에서는 누설전류가 급격히 증가하여 최대가 되도록 하는 과전압 보호 회로를 제공하는 것이다.
이러한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 구성은, 상호 직렬연결되어 정류소자로부터의 입력전압의 크기에 따라 순차적으로 턴온되는 복수의 반도체 소자로 형성된 제1스위칭부; 전류특성이 상이한 한 쌍의 반도체 소자가 직렬연결되어 형성되며, 상기 제1스위칭부와 병렬연결되는 적어도 한 쌍의 제2스위칭부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 제1스위칭부는 n채널 MOSFET으로 형성될 수 있다.
상기 제2스위칭부는 n채널 MOSFET과, PNP형 BJT가 직렬로 연결되어 형성되는 것이 바람직하다.
상기 각 제2스위칭부는 상호 병렬 연결되는 것이 바람직하다.
상기 제2스위칭부의 각 n채널 MOSFET은 상기 제1스위칭부의 각 n채널 MOSFET으로부터 게이트전압을 공급받을 수 있다.
상기 제2스위칭부의 각 n채널 MOSFET은 상기 PNP형 BJT의 에미터로 전압을 제공할 수 있다.
상기 제2스위칭부의 n채널 MOSFET과 직렬연결되며, 상기 제1스위칭부의 n채널 MOSFET으로부터 게이트전압을 제공받는 복수의 n채널 MOSFET을 더 포함할 수 있다.
이하에서는 첨부도면을 참조하여 본 발명을 상세히 설명한다.
도 4는 본 발명의 제1실시예에 따른 과전압 보호회로의 회로도이다. 도시된 바와 같이, 본 과전압 보호회로는, 직렬연결된 복수의 제1스위칭부(30)와, 상호 병렬 연결되며 제1스위칭부(30)와도 병렬연결된 복수 쌍의 제2스위칭부(40)를 포함한다.
각 제1스위칭부(30)(MMN1, MMN2, MMN4, MMN6, MMN8)는, n채널 MOSFET으로 형성되며, 각 제1스위칭부(30)는 게이트와 드레인이 연결되어 동일한 전압이 제공된다. 따라서, 각 제1스위칭부(30)는 다이오드로서의 역할을 한다. 이러한 제1스위칭부(30)는 누설전류 제어의 기준이 되는 기준전압과, 제1스위칭부(30)를 턴온시키는 턴온전압에 의해 직렬연결되는 제1스위칭부(30)의 갯수가 결정된다.
각 제2스위칭부(40)(MMN7,Q3)(MMN5,Q2)(MMN3,Q1)는 각각 하나의 MOSFET (MMN7, MMN5, MMN3)과, 하나의 BJT(Q3,Q2,Q1)가 직렬연결되어 형성된다. 여기서, 제2스위칭부(40)의 각 MOSFET의 게이트에는 제1스위칭부(30) 중 하나로부터 게이트 전압이 제공된다. 예를 들어, MMN3의 게이트에는 MMN2의 게이트전압이 제공되고, MMN5의 게이트에는 MMN4의 게이트전압이 제공되고, MMN7의 게이트에는 MMN6으로부터의 게이트전압이 제공된다. 따라서, 제2스위칭부(40)인 MMN3은 제1스위칭부(30)인 MMN2와 동일한 게이트전압을 사용하므로 MMN2와 동시에 턴온되며, MMN5과 MMN4, MMN7과 MMN6도 동일한 이유로 동시에 턴온된다.
한편, 제2스위칭부(40)의 각 BJT(Q3,Q2,Q1)는 기질 PNP 트랜지스터로 형성된다. 제2스위칭부(40)의 BJT인 Q1은 MMN3의 턴온시 에미터로 드레인전압을 제공받아 턴온되며, Q2는 MMN5의 턴온과 연동하여 턴온되고, Q3는 MMN7의 턴온과 연동하여 턴온된다.
이러한 과전압 보호회로의 제2스위칭부(40)에 포함되는 BJT의 전류특성(
Figure 112005009906711-pat00015
)은 다음의 수학식 3으로 표현된다.
Figure 112005009906711-pat00016
여기서, BJT의 전류특성은 베이스-에미터간 전압(
Figure 112005009906711-pat00017
)에 지수함수적으로 변화함을 알 수 있다. 따라서, 지수함수의 특성상 턴온전압(
Figure 112005009906711-pat00018
)과 입력전압을 조절하면 특정한 기준전압 이상에서 급격히 누설전류가 증가하도록 설계할 수 있다.
이러한 구성에 의한 과전압 보호회로의 동작을 기준전압 미만의 입력전압이 공급된 경우와 기준전압 이상의 입력전압이 공급된 경우, 각각에 대해 살펴보면 다음과 같다.
먼저, 기준전압 미만의 입력전압이 공급된 경우, 입력전압에 따라 턴온되는 제1스위칭부(30)의 갯수가 달라진다. 예를 들어, 기준전압이 5V이고, 제1스위칭부(30)가 5개이며 각 제1스위칭부(30)는 턴온전압이 1V라고 가정하자. 입력전압이 1V 미만이면 입력전압은 전류가 누설되지 아니한 상태로 레귤레이터로 제공되고, 입력전압이 1V 이상 2V 미만이면 제1스위칭부(30)의 MMN1만이 턴온된다. 이 때, 제2스위칭부(40) 중 MMN3, MMN5, MMN7은 턴온전압이 1V 이하이더라도 입력전압은 게이트가 아닌 소스로 제공되므로 턴온되지 아니한다.
입력전압이 2V 이상이면, 입력전압이 증가함에 따라 MMN2, MMN4, MMN6, MMN8이 순차적으로 턴온된다. 이 때, MMN2의 턴온과 동시에 MMN3가 턴온되고, MMN4와 동시에 MMN5가 턴온되고, MMN6이 턴온되는 동시에 MMN7이 턴온된다. 이렇게 MMN3, MMN5, MMN7이 턴온되면, MMN3, MMN5, MMN7으로부터 에미터전압을 제공받는 BJT Q1, Q2, Q3는 MMN3, MMN5, MMN7의 턴온에 따라 순차적으로 턴온된다.
한편, 입력전압이 기준전압인 5V에 도달하면, 제1스위칭부(30)의 각 MOSFET과 제2스위칭부(40)의 각 MOSFET 및 BJT가 턴온되며, 정류소자로부터 입력된 입력전압은 제1스위칭부(30)와 제2스위칭부(40)의 모든 트랜지스터를 통과하면서 누설전류가 급격히 증가하게 된다.
이러한 실시예에 따라 과전압 보호회로를 설계한 경우, 입력전압에 따라 누 설전류는 다음의 표 3과 같이 나타난다.
입력전압(V) 누설전류
2.5 0.14nA
3.0 1.72nA
4.0 0.57uA
5.0 85.9uA
5.5 410uA
6.0 1.10mA
표 3에 나타난 바와 같이, 5V 이상에서는 410uA, 1.10mA로 급격히 누설전류가 증가하는 반면, 5V 미만에서는 0.14nA, 1.72nA, 0.57uA로 누설전류가 매우 작음을 볼 수 있다. 특히, 기준전압인 5V에서 85.9uA로 도 2에 개시된 종래기술에 비해 200배에 이르는 누설전류가 형성되었음을 알 수 있다. 즉, 본 과전압 보호회로는 일반적인 과전압 보호회로에서 목적하는 바처럼, 기준전압 이하에서는 누설전류를 최소화하고, 기준전압 이상에서는 누설전류를 최대화할 수 있음을 알 수 있다.
도 5는 본 발명의 제2실시예에 따른 과전압 보호회로의 회로도로서, EEPROM과 같은 메모리에 사용되는 과전압 보호회로이다. 일반적으로 EEPROM 등은 15 내지 20V의 동작전압이 필요하며, 통상적인 리미터 만으로는 충분한 누설전류를 생성하기 어렵다. 이에 따라, 전하 펌프 리미터를 사용하여 회로소자에 입력되는 전압을 일정하게 유지시키고 누설전류를 조절하게 된다.
본 전하 펌프 리미터는, 다수의 n채널 MOSFET이 직렬로 연결되어 형성된 제1스위칭부(50)와, 제1스위칭부(50)와 병렬로 배치되며 n채널 MOSFET과 PNP형 BJT로 이루어진 복수의 제2스위칭부(60)를 포함한다. 여기서, 제2스위칭부(60)의 각 MOSFET은 제1스위칭부(50)의 각 MOSFET으로부터 게이트전압을 제공받아 턴온되며, 각 BJT는 제2스위칭부(60)의 각 MOSFET으로부터 에미터전압을 제공받아 턴온된다는 점에서 도 4의 과전압 보호회로와 거의 유사하다. 다만, 본 전하 펌프 리미터는, 제2스위칭부(60)의 각 MOSFET에 직렬연결되며, 제2스위칭부(60)의 각 MOSFET에 게이트전압을 제공하는 제1스위칭부(50)의 MOSFET보다 입력전압에 가까이 배치된 MOSFET(MMAT24,MMAT6)으로부터 게이트전압을 공급받는 복수의 MOSFET(MMAT2, MMAT3, MMAT4)이 형성되어 있다.
이러한 전하 펌프 리미터의 제2스위칭부(60)에서의 전류 소비방식을 보면, MMAT26와 MMAT28에 걸리는 전압의 합이 MMAT25와 Q4에 걸리는 전압의 합과 같으며, 입력전압의 증가에 따라 MMAT26와 MMAT28에서는 게이트-소스간 전압의 제곱에 비례하도록 누설전류가 증가하고, Q4에서는 베이스-에미터간 전압에 지수함수적으로 누설전류가 증가한다. 이러한 동작은 Q1, Q2, Q3에서도 거의 유사하게 나타나며, 결과적으로 입력전압의 변화에 따라 누설전류가 지수함수적으로 증가하도록 한다.
이와 같이, 본 과전압 보호회로에서는 제2스위칭부(60)에서 누설전류를 증가시키는데 기존의 MOSFET 대신 BJT를 사용함으로써, BJT의 전류특성에 따라 누설전류를 지수함수적으로 변화시키도록 하고 있다. 이에 따라, 기준전압 이하에서는 누설전류를 최소화하고, 기준전압 이상에서 누설전류를 최대화할 수 있게 됨으로써, 기준전압 이상에서 RF 태그 회로에 과전압이 공급되는 것을 방지할 수 있을 뿐만 아니라, 기준전압 이하에서는 충분한 전류가 레귤레이터로 제공될 수 있다.
이상에서 설명한 바와 같이, 본 발명에 따르면, 기준전압 이하에서는 누설전 류를 최소화하고, 기준전압 이상에서 누설전류를 최대화할 수 있게 된다.
또한, 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시형태에 관해 설명하였으나, 이는 예시적인 것으로 받아들여져야 하며, 본 발명의 기술적 사상에서 벗어나지 않는 한도내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로, 본 발명의 범위는 설명된 실시 형태에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구범위 뿐만 아니라 이 특허청구범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

Claims (7)

  1. 상호 직렬연결되어 정류소자로부터의 입력전압의 크기에 따라 순차적으로 턴온되는 복수의 반도체 소자로 형성된 제1스위칭부;
    전류특성이 상이한 MOSFET과 BJT가 직렬연결되어 쌍을 이루어 형성되며, 상기 제1스위칭부와 병렬연결되는 적어도 한 쌍의 제2스위칭부를 포함하는 것을 특징으로 하는 과전압 보호회로.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제1스위칭부는 n채널 MOSFET으로 형성되는 것을 특징으로 하는 과전압 보호회로.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 제2스위칭부의 상기 MOSFET는 n채널 MOSFET이며, 상기 BJT는 PNP형 BJT인 것을 특징으로 하는 과전압 보호회로.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 각 제2스위칭부는 상호 병렬 연결되는 것을 특징으로 하는 과전압 보호회로.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 제2스위칭부의 각 n채널 MOSFET은 상기 제1스위칭부의 각 n채널 MOSFET으로부터 게이트전압을 공급받는 것을 특징으로 하는 과전압 보호회로.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 제2스위칭부의 각 n채널 MOSFET은 상기 PNP형 BJT의 에미터로 전압을 제공하는 것을 특징으로 하는 과전압 보호회로.
  7. 제 1 항 내지 제 6 항중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제2스위칭부의 MOSFET과 직렬연결되며, 상기 제1스위칭부로부터 게이트전압을 제공받는 복수의 n채널 MOSFET을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 과전압 보호회로.
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