KR100668590B1 - 확산 스펙트럼 신호의 신속하고 정확한 식별 - Google Patents

Abstract

본 발명은 반드시 동일한 기지국으로부터 입수되지는 않은 다중 신호를 사용자국이 변조할 수 있는 부호 분할 다중 접속(CDMA) 셀룰러 기반 통신 시스템에서, 실제 신호 경로가 존재하는 확산 스펙트럼 부호 오프셋을 사용자국에서 신속하게 식별하기 위한 방법을 제공한다. 이러한 시스템에서 복수의 기지국은 데이터 비변조 파일럿 신호들을 전송하는데 여기에서 파일럿 신호 각각은 미리 정해진 확산 스펙트럼 부호에 의해 미리 정해진 비율로 변조된 고주파 신호를 포함한다. 기지국들은 동일한 확산 스펙트럼 부호를 가지고 각각의 고주파 신호를 변조하지만 각각은 기지국은 주어진 근접도에서 기지국들 중 다른 기지국과 다른 미리 정해진 확산 스펙트럼 부호의 오프셋을 구비하거나, 대안적으로 기지국들은 사용자국에 공지된 다른 확산 스펙트럼 부호를 가지고 각각의 고주파 신호를 변조한다. 통신 유닛이 특정 기지국으로부터 시작하는 다른 경로의 신호를 변조하기 위한 특정 부호 오프셋을 선택하여 특정 기지국으로부터의 각 경로의 도착 시간을 식별하기 위한 방법은 다음과 같은 단계를 포함한다. 첫째, 미리 정해진 확산 스펙트럼 부호에 의해 변조된 고주파 신호가 수신된다. 고주파 신호는 복조 신호를 생성하기 위해 복조된다. 미리 정해진 레이트와 실질적으로 동일한 레이트로 확산 스펙트럼 부호를 가지고 인코드된 생성 신호를 제공한다. 미리 정해진 집합의 부호 오프셋 내에 기지국의 다른 경로의 신호에 대해 탐색하기 위한 것이 제공된다. 부호 오프셋의 새로운 부분 집합 선택은 a. 복조 신호와 생성 신호 사이의 상관 정도에 관한 판단값을 생성하기 위해 부호 오프셋 세트의 제1의 미리 정해진 오프셋에서 생성 신호를 가지고 복조 신호를 처리하고(42) b. 미리 정해진 오프셋에서 판단값을 사용하여 SNR 측정을 판단하고(43) c. 부호 오프셋 집합에서 나머지 오프셋들에 대해 제1의 미리 정해진 반복 회수 동안 처리 및 판단하는 단계를 반복하고(45) d. 부호 오프셋의 집합에 포함되고 미리 정해진 개수이며 최대 SNR 값을 가진 부호 오프셋의 부분 집합에 대해 처리를 더 계속하여(49) 새로운 부분 집합이 선택된다. 부호 오프셋의 새로운 부분 집합을 선택하는 단계는 미리 정해진 반복 회수만큼 반복된다(50).

CDMA 시스템, 확산 스펙트럼 부호, PN 부호 오프셋, 기지국, 사용자국, 파일럿 신호

Description

확산 스펙트럼 신호의 신속하고 정확한 식별{FAST AND ACCURATE IDENTIFICATION OF SPREAD SPECTRUM SIGNALS}

도 1은 셀룰러 시스템 및 사용자국을 예시하는 도면.

도 2는 사용자국에 의해 다른 칩 오프셋들에서 수신된 변동 세기 다중 경로들을 도시하는 도면.

도 3은 본 발명에 관한 주요 사용자국 기능들을 도시하는 블록도.

도 4는 본 발명에 대한 알고리즘 및 가능한 일 구현을 도시하는 흐름도.

도 5는 본 발명에 대한 알고리즘 및 가능한 다른 구현을 도시하는 흐름도.

<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>

10: 사용자국

11, 12, 13, 14, 15, 16, 17 : 기지국

40: 경로 식별 유닛

42: 탐색기 제어기

46: PN I 및 PN Q 생성기

본 발명은 의사 잡음(pseudo noise: PN) 신호와 같은 비변조(unmodulated)(파일럿(pilot)) 확산 스펙트럼 신호(spread spectrum signal)가 기지국 특정 PN 부호 오프셋(base station specific PN code offset)을 가지고 각 기지국에 의해 발신되고, 이 신호가 사용자국에서 수신될 때 다수의 존재하는 기지국을 식별하고 각 기지국으로부터의 신호에 대한 세기 표시를 제공하기 위해 사용자에 의해 사용되는 CDMA 확산 스펙트럼 셀룰러 통신 시스템에 관한 것이다. 구체적으로는, 본 발명은 모든 발신 기지국으로부터 시작되고 모든 규정 신호 대 잡음 비(SNR)를 가진 파일럿 경로의 신속한 식별을 달성하기 위한 새로운 방법 및 구현에 관한 것이다.

확산 스펙트럼 통신은 셀룰러 시스템들에 대한 더욱 실행가능한 대안들 중 하나로서 구축되어 왔다. 이러한 시스템에서, 한 부호 성분(칩) 이상의 양만큼 시간상 분리된 신호에 대한 PN 확산 스펙트럼 부호들의 낮은 상호 상관도(cross-correlations)라는 특히 요구되는 특성은 용량을 최대화하고 시스템 엔지니어링을 용이하게 하기 위해 동일한 주파수 대역에서 다른 기지국에 의해 동일한 PN 부호를 사용하게 하였다. PN 부호는 2진 의사 랜덤 부호(pseudorandom code)이고 그 성분 각각은 칩이라 지칭된다. M 시퀀스 및 골드 부호(Gold codes)와 같은 여러 공지된 PN 부호 집합들이 존재한다. 의사잡음 부호 특성 때문에, 부호 자기 상관도(autocorrelation)는 수신된 부호와 로컬 PN 부호 사이의 오프셋이 한 칩보다 작을 때에만 피크(peak)를 낸다. 그 경우에, 수신된 부호 및 로컬 부호는 효과적으로 동기화된다.

다른 셀들 사이에서의 신호 분리는 다른 기지국들이 동일한 PN 부호의 다른 오프셋들을 사용하게 하여 달성될 수 있다. 사용자국은 배경 잡음에서 분리될 수 있을 정도로 강하고 시간상 한 칩 이상 떨어져 있는 신호들을 동시에 복조할 수 있다. 그러므로, 대개 이동체인 사용자국은 기지국들 사이에서 부드럽게 천이가 일어날 수 있도록, 동시에 하나 이상의 기지국과 통신을 유지할 수 있다. 이 개념은 소프트 핸드오프라는 용어로 공지되어 있다. 소프트 핸드오프를 용이하게 하기 위해서, 사용자 국은 동일한 PN 부호를 사용하지만 적절하게 다른 PN 부호 오프셋을 가지는 여러 기지국들로부터 수신된 파일럿 다중 경로들을 식별할 수 있고, 각 기지국에서 발신된 파일럿 신호에 해당하는 다중 경로들의 결합 SNR을 측정할 수 있으며, 파일럿 PN 부호 오프셋 및 SNR 측정량을 사용자국이 현재 통신 중인 기지국 또는 기지국들에게 보고한다.

셀 사이트들이 다른 크기를 가지고 사용자국이 특정 셀 내의 어느 지점에나 있을 수 있으므로, 기지국에서 발신된 파일럿의 전파 지연은 수십 내지 수백 칩 단위일 수 있다. 사용자국이 최소한 한 기지국과 통신을 설정하면, 그 기지국은 셀룰러 시스템에 관한 정보에 관련된 어떤 미리 정해진 파라메터를 사용자국과 통신한다. 이 파라메터 중에는 다른 기지국들에 해당하는 파일럿의 PN 부호들에 대해, 기지국의 파일럿 오프셋으로부터의 PN 부호 오프셋 관점의 타이밍 정보가 있다. 이 기지국들 및 해당 파일럿들은 기지국이 소프트 핸드오프에 관여할 가능성에 따라 집합으로 분류된다.

각 파일럿에 대해, 전파 지연 범위는 원래 해당 기지국에 의해 파일럿이 발신된 PN 부호 오프셋 근처에 PN 부호 오프셋 불확실 영역을 설정한다. 사용자국은 이러한 PN 부호 오프셋 불확실 영역의 전부를 조사하고, 규정된 수준 이상의 SNR을 가진 경로가 존재하는 각 오프셋을 판단하며, 각 기지국에 의해 발신된 파일럿 신호로부터 시작하는 가능한 하나 이상의 경로들에 대한 결합 SNR을 정확하게 측정하고, 현재 통신을 지원하고 있는 기지국 또는 기지국들에 그 결과를 보고한다.

사용자국은 파일럿 신호를 핸드오프 집합이라 지칭되는 집합으로 유지해야 할 필요가 있다. 특정 기지국으로부터의 각 파일럿 집합은 해당 SNR에 의해 주로 판단된다. 보통 각 집합에는 여러 파일럿 신호가 있고 그 각각은 그 세기 및 집합 의존(set-dependent) 시간 주기 내에서 판정된 상대적인 오프셋을 가질 필요가 있다. 신뢰성 있는 통신을 위해 중요한 파일럿 집합은 더욱 자주 갱신되어야 한다. 적절한 성능을 위해서는, 연속적인 SNR 측정들 간에 과잉 지연이 방지되어야 한다. 그러므로, 사용가능 파일럿 신호에 해당하는 오프셋을 신뢰성 있게 식별하기 위해 요구되는 시간을 최소화할 필요가 있다. 그 오프셋들에 대해서만 후속하는 시간 소비적인 SNR 측정이 수행된다. 사용가능 파일럿 경로를 식별하기 위해 요구되는 시간을 최소화하는 또 다른 이유는 사용자국에서의 전력 소비를 한정하기 위함이다.

마지막으로, 소프트 핸드오프와 더불어, 사용자국은 최대 SNR을 가진 경로를 레이크 핑거(Rake fingers)로 공지된 가용 복조기에 할당하기 위해 그 경로에 해당하는 오프셋을 식별할 필요가 있고, 통신 품질을 최적화시키기 위해 총 SNR을 최대화시킬 필요가 있다. 정보 신호에 해당하는 경로들이 그 목적을 위해 식별될 필요가 있지만, 기지국으로부터의 신호 전송이 동기적이라면 파일럿 경로를 식별하는 것은 정보 신호 경로를 식별하는 것과 동등한 일이다. 이 목적은 경로 식별 및 SNR 측정을 위한 윈도우를 연속적인 탐색할 것을 또한 요구한다.

본 발명은 사용자국(user station)이 반드시 동일한 기지국으로부터 입수되지 않는 다중 신호(multiple signals)들을 복조할 수 있는 부호 분할 다중 접속(code division multiple access: CDMA) 셀룰러 기반 통신 시스템에서 동작한다. 본 발명에 따르면, 실제 신호 경로(signal paths)들이 존재하는 확산 스펙트럼 부호 오프셋(spread spectrum code offset)을 사용자국에서 신속하게 식별하기 위한 방법이 제공된다. 이러한 시스템에서, 복수의 기지국(base stations)은 데이터 비변조 파일럿 신호(data unmodulated pilot signals)들을 발신하는데, 여기에서 각 파일럿 신호는 미리 정해진 확산 스펙트럼 부호에 의해 미리 정해진 비율로 변조된 고주파 신호를 포함한다. 기지국은 동일한 확산 스펙트럼 부호를 가지고 각 고주파 신호를 변조하지만, 각 기지국은 주어진 근접도에서 다른 기지국과 다른 미리 정해진 또는 랜덤한 확산 스펙트럼 부호 오프셋을 가지거나, 대안적으로 기지국은 사용자국에게 공지된 다른 확산 스펙트럼 부호를 가지고 각 고주파 신호를 변조한다. 통신 유닛이 특정 기지국으로부터 발신된 다른 경로의 신호를 복조하기 위한 특정 부호 오프셋들을 선택하여 특정 기지국으로부터의 각 경로의 도착 시간을 식별하기 위한 본 발명의 방법은 다음과 같은 단계를 포함한다. 첫째, 미리 정해진 확산 스펙트럼 부호에 의해 변조된 고주파 신호가 수신된다. 고주파 신호는 복조 신호를 생성하기 위해 복조된다. 미리 정해진 비율과 실질적으로 동일한 비율에서 확산 스펙트럼 부호를 가지고 인코드된 생성 신호가 제공된다. 기지국의 다른 경로의 신호를 탐색하기 위한 미리 정해진 집합의 부호 오프셋이 또한 제공된다. 부호 오프셋의 새로운 부분 집합 선택은 복조 신호와 생성 신호 사이의 상관 정도에 관한 판단값을 생성하기 위해서 부호 오프셋 집합 중의 미리 정해진 제1 오프셋에서 생성 신호를 가지고 복조 신호를 처리하고, 미리 정해진 오프셋에서 판단값을 사용하여 SNR 측정값을 판단하며, 미리 정해진 반복 회수만큼 부호 오프셋 집합 내 나머지 오프셋에 대해 처리 및 판단하는 단계를 반복하고, 부호 오프셋 집합에 포함되고 미리 정해진 개수이고 최대 신호 대 잡음 비(signal to noise ratio: SNR) 값을 가진 부호 오프셋의 부분 집합에 대한 처리를 더 계속하여 선택된다. 부호 오프셋의 새로운 부분 집합 선택 단계는 미리 정해진 반복 회수만큼 반복된다.

몇몇 실시예에서 사용자국은 현재 통신을 지원하고 있는 기지국 또는 기지국들 이외의 다른 기지국과 통신을 설정하는 처리에 있어서 기지국에 의해 발신된 신호의 SNR을 측정하여 그것을 기지국 식별 PN 부호 오프셋 및 가능한 다른 추가 정보와 함께 현재 통신 중인 기지국 또는 기지국들에 보고함으로써 관여할 수 있다. 본 방법은 각 SNR에 대해 최적화된 트레이드오프(최소 조사 시간 대 높은 정확도)를 달성하기 위한 알고리즘 파라메터의 직접적인 수정에 의해 모든 관심 SNR 레벨에 대해 쉽게 적용할 수 있다.

동일한 기지국에서 발신된 가능한 신호 경로에 해당하는 것으로 생각된 오프셋의 식별은 불확실 오프셋 윈도우를 다중 스캔(multiple scan)하여 대개 달성된다. 각 스캔은 불확실 오프셋 윈도우의 모든 오프셋이 조사될 때까지의 각 오프셋에서의 상관 관계 조사를 포함할 수 있다. 상관 관계 조사의 길이는 가변적일 수 있다. 상관 관계 조사는 원하는 정확도로써 각 경로를 식별하고 그 SNR을 측정하기 위해 요구되는 시간을 최소화하기 위한 요구에 따른 특정 SNR 범위에 대해 최적화될 수 있다.

본 발명은 사용가능한 SNR의 경로에 해당하는 오프셋의 신속한 식별을 위한 알고리즘 및 단순한 구현을 제공한다. 알고리즘의 파라메터는 관심 SNR에 대해 쉽게 동적으로 적응될 수 있다.

도 1은 관심 통신 시스템에 대한 통상적인 시나리오를 제공하고 있다. 사용자국(user station)(10)은 사용자국의 현재 셀(cell)(17) 내의 기지국(base station)에 의해 발신된 신호 뿐아니라 인접 셀(11, 12, 13, 14, 15, 16)(6셀이 도시됨) 내의 기지국에 의해 발신된 신호들을 포함하는 신호드을 수신한다. 각 셀에서 발신이 섹터화되어 있다면, 사용자국(10)은 점선으로 표시된 일반적으로 사용자국(10) 쪽으로 배향된 인접 셀들의 섹터들(sector)로부터 신호를 수신한다. 그리고, 예를 들면, 사용자국(10)이 신호를 수신하는 인접 셀(12)의 섹터는 점선(18, 19)에 의해 경계지어진다.

가능한 다중경로 전파 때문에, 기지국에 의해 발신된 신호의 여러 복사 신호(replicas)가 사용자국에서 다른 지연(부호 오프셋(code offset))들로 수신될 수 있다. 사용자국(10)은 각 기지국으로부터의 각 도착 신호에 대한 오프셋을 식별하고 그 SNR을 측정해야 할 수도 있다.

도 2는 여러 가지 PN 부호 오프셋 가정(hypotheses)에 대해 얻어진 판단 통계량(decision statistic) 값들의 예시적인 프로파일(20)을 도시한다. 수직축 DS는 판단 통계량을 나타내고, 수평축은 PN 부호 오프셋 가정을 나타낸다. 각 피크(21, 22, 23, 24, 25, 26, 27, 28, 29)가 다른 탐색 윈도우(search window)에서 경로를 식별한다고 가정하면, 경로는 경로 SNR이 임계값(threshold) A-C 중 어떤 것을 초과하는 지에 따라 집합으로 분류될 수 있다. 그러므로, A보다 큰 경로의 집합들은 모든 피크(21, 22, 23, 24, 25, 26, 27, 28, 29)를 포함한다. B보다 큰 경로의 피크 집합은 피크(21, 23, 24, 25, 26, 27)를 포함한다. C보다 큰 경로의 집합은 피크(23, 24, 27)를 포함한다. D보다 큰 피크의 집합은 피크(24, 27)를 포함한다.

도 3은 본 발명의 양호한 실시예가 동작할 수 있는 통상의 경로 식별 유닛의 상위 블록도이다. 사용자국은 직교 위상 시프트 키잉("quadrature phase shift keyed: QPSK") 변조 확산 스펙트럼확산 스펙트럼테나(30)에서 수신하는데, 이것은 전송선(31)을 통해 수신기(32)로 전송된다. 수신기(32)는 신호를 저주파수로 필터(filter)하고 하향 변환(downconvert)한다. 신호의 "I" 및 "Q" 성분은 수신기(32)에 의해 신호로부터 복조된 다음 선(33 및 34)을 통해 역확산 및 축적 소자(despreading and accumulating element)(35)로 제공된다. 대개, 복조된 신호는 정규적으로 샘플되고 샘플된 값은 디지털화된다. 이 디지털화된 값이 역확산 소자(35)로 제공되는 것이다. 이러한 디지털화는 예를 들면 디지털 신호 처리기(digital signal processor: DSP) 또는 주문형 집적 회로(application specific integrated circuit: ASIC)를 통해 통신 처리의 차후 단계를 수행하기 위한 디지털 처리를 가능하게 한다.

역확산 및 축적 소자(35)는 수신된 신호 I 및 Q 성분을, I 및 Q PN 발생기(46)에 의해 생성된 I 및 Q PN 부호와 승산한다. 이 승산의 결과는 그리고 신호의 위상 안정성에 주로 의존하는 특정 수의 칩 주기(chip period)에 걸쳐 합산 또는 축적된다. 예시적인 실시예에서, I 및 Q PN 발생기(46)에 의해 생성된 PN 부호들 및 도입 PN 부호들은 최대 길이 쉬프트 레지스터(maximal length shift registers) 쌍에 의해 생성된다고 가정된다. 그러므로, 오프셋 판단 면에서 행해지는 경로 식별은 경로가 존재하는 것으로 판단된 쉬프트 레지스터에 대한 정확한 시간 오프셋 판정과 등가이다.

수신된 신호가 QPSK 변조된다고 가정하면, 역확산 및 축적 소자(35)의 출력에서의 I 및 Q 성분은 선(36 및 37)을 통해 비동기 엔벨로프 검출 소자(noncoherent envelope detector element)(38)에 제공되어, 제곱되고 합산되어서 그 결과의 위상 의존성이 제거되고 단지 PN 부호 오프셋들에만 의존하는 결과를 갖는다. 비동기 엔벌로프 검출 소자(38)의 출력은, 본 발명의 양호한 실시예의 경로 식별 방법에 대한 탐색 알고리즘을 구현하는 경로 식별 유닛(40)(path identification unit)으로 선(39)을 통해 제공되는 판단 통계량("DS")을 생성한다.

각 오프셋에서의 상관 관계 조사 이후에, 경로 식별 유닛(40)은 제어선(41)을 통해 탐색기 제어기(42)에게 다음 조사 칩 오프셋에 대해 상관 관계 조사를 수행하도록 명령한다. 통상 상관 주기(correlation period)는 신호가 실질적으로 동일한 위상을 유지하도록 되어 있다. 역확산 및 축적 소자(35)에서의 축적은 상관 주기의 길이를 규정하고, 마지막 결과를 출력하며, 각 상관 주기 끝에서 합산 결과를 리셋하기 위해, 제어선(44)을 통해 제공된 제어 신호들을 통해 탐색기 제어기(42)에 응답한다.

경로 식별 유닛(40)은 탐색기 제어기(42)로 결과를 통신한다. 탐색기 제어기(42)는 추가 탐색 수행이 있을 때 그것을 수행할 방법을 판단하거나 또는 새로운 탐색 영역으로 전환될지를 판단한다. 탐색기 제어기(42)는 제어선(43)을 통해 경로 식별 유닛(40)을 제어한다. 반드시 연속적이지는 않은 다음 부호 오프셋을 조사하기 위해, 탐색기 제어기(42)는 필요한 부호 오프셋 정보를 I 및 Q PN 부호 발생기(46)로 제공한다. 본 발명의 특정 형태가 나머지 부분에서 기술되면서 경로 식별 유닛(40), 탐색기 제어기(42), I 및 Q PN 부호 발생기(46)의 상호 동작에 대해 하기에 상세히 기술될 것이다.

때때로 "탐색 영역"으로 지칭되는 불확실 영역을 탐색하는 방법은 직렬 탐색(serial search), Z 탐색, 확장 윈도우 탐색과 같은 모든 종래의 방법에 기반을 둘 수 있다. 예를 들면, 이에 대한 배경기술로서 A. Polydoros 및 C. L. Weber의 "A Unified Approach to Serial Search Spread-Spectrum Code Acquisition - Part I: General Theory," IEEE Trans. Commun. vol. COM-32, pp. 542-549, May 1984, A. Polydoros 및 M. K. Simon의 "Generalized Serial Search Code Acquisition: The Equivalent circular State Diagram Approach," IEEE Trans. Commun. vol. COM-32, pp. 1260-1268, Dec. 1984, A. Polydoros 및 C. L. Weber의 "A Unified Approach to Serial Search Spread-Spectrum Code Acquisition - Part II: A Matched Filter Receiver," IEEE Trans. Commun. vol. COM-32, pp. 550-560, May 1984에 제안된 기술을 보자.

탐색 영역이 공지된 기술을 사용하여 결정된 다음, 통상 현재 통신을 지원 중인 기지국 또는 기지국들로부터 통신되어진 미리 정해진 파라메터들로부터 탐색기는 각 가정에 대해 상관 관계 조사를 수행한다. (본원에서 사용된 "가정"은 한 칩 간격보다 작고 상관 관계 값을 검정하는데 사용될 수 있는 규정된 부호 오프셋 간격이다.)

상관 관계 조사 결과는 두 방법으로 처리될 수 있다. 제1 방법에서는, 각 상관 관계 조사 결과는 해당 오프셋에서 SNR 측정에 기여할 수 있다. 제1의, 미리 정해진 수의 스캔(scan)(상관 관계 조사) 이후에, 각 오프셋에서의 SNR 측정은 해당 오프셋에서 실제 경로가 존재할 가능성에 대한 표시를 제공하기에 충분히 신뢰성있다고 고려될 것이다. 상기한 스캔(상관 관계 조사) 회수는 소프트 핸드오프(soft-handoff) 및 핑거(finger) 할당 목적을 위해 요구되는 정확도로써 SNR 측정을 하기 위해 필요한 회수보다 상당히 작다. 일단 미리 정해진 수의 스캔이 완료되면, SNR 값이 최대인 제1의 미리 정해진 수의 오프셋은 더 고려되기 위해 유지된다. 제2의 미리 정해진 수의 스캔(상관 관계 조사)이 완료될 때까지는 그 오프셋에 대해서만 처리가 계속된다. 그리고 나서, 실제 경로에 해당할 가능성이 있는 오프셋을 고려한 판정이 이루어지고, 제2의 미리 정해진 수의 오프셋이 더 고려되기 위해 유지된다. 그 오프셋은 다시 SNR 값이 최대일 때의 오프셋이다. 명확하게, 경로 식별을 위해 유지된 제2 수의 오프셋은 제1보다 작다. 이 처리는 마지막의 미리 정해진 수의 경로가 SNR 측정들에 대해 선택될 때가지 반복된다. 일단 선택되면, 처리의 경로 식별 부분은 완료된다. 식별된 오프셋은 실제 경로에 해당되거나 해당되지 않을 수 있다. 오프셋이 실제 경로에 해당되지 않는다면, 이는 처리의 SNR 측정부분에 의해 식별될 것이다. 이 부분 처리가 완료된 후에, 해당 SNR 측정값이 미리 정해진 값보다 크지 않다면 오프셋은 버려진다. 경로 식별 목적을 위해 SNR 측정을 사용하는 간접적인 유리함은 아주 적은 선택 오프셋에 대해 수행된 마지막 SNR 측정의 일부로서 그 측정을 또한 이용할 수 있다는 것이다.

제2 방법에서는, 각 오프셋에서의 상관 관계 조사 결과가 배경 간섭 추정(background interference estimate)에 의해 통상 정규화된 임계값과 적절한 처리 이후에 비교되고, 임계값보다 클 때에만 그 오프셋에 해당하는 계수기(counter)를 증가시킨다. 경로 식별 처리는 상관 관계 조사 결과가 SNR 측정에 기여하도록 사용되는 상기 방법에서와 동일하다. 각각의 미리 정해진 수의 스캔이 완료된 후에, 더 고려되기 위해 선택된 오프셋은 최대 SNR 값들 대신 해당 계수기들에 대해 최대값을 갖는 오프셋들이다.

상기한 처리는 각 오프셋에서 상대적으로 정확한 SNR 측정값을 얻기 위해 요구되는 것보다 훨씬 적은 수의 상관 관계 조사 후에 실제적으로 완전히 확실하게 관심 범위의 SNR을 가진 경로에 해당하는 오프셋의 식별을 달성한다. 다른 SNR범위의 경로 식별은 임계값 및/또는 상관 길이의 단순한 수정에 의해 쉽게 수행된다. 그리고 시간 소비적인 SNR 측정은 기술된 처리에 의해 식별된 아주 적은 오프셋에 대해서만 이어질 수 있다.

경로 식별이 상관 관계 결과를 임계값과 비교하는 것에 기반하여 된다면 임계값이 클 때 그 특정 가정에 해당하는 계수기가 증가된다. 불확실 영역에서 각 계수기와 각 부호 가정 사이에는 1: 1 대응관계가 있다.

불확실 영역이 상대적으로 다수의 가정을 포함한다면, 이는 여러 개의 작은 영역으로 분리된 다음 이미 언급된 모든 탐색 방법에 따라 따로따로 조사될 수 있다. 마찬가지로, 상관 관계 조사 결과(SNR 측정 수 또는 계수기 수)를 저장하기 위한 메모리 크기는 수용가능하고 비용 효율적인 제약 내에서 상대적으로 작게 유지된다. 탐색 영역을 작게 유지하는 또다른 이유는 탐색 영역의 조사가 완료되는 시간만큼 본 방법이 동작하는 통신 유닛의 전송 클록과 수신 클록 사이의 불일치로 인한 상당한 시간 편차(time drift)를 방지하기 위한 것이다. 탐색 영역은 여러 번 스캔된다. 이는 총 불확실 영역이 최대 수백 칩으로 보통 한정되고 이는 발신 기지국에서의 공지된 PN 부호 오프셋에 대한 전파 지연의 결과이므로 실제적인 옵션이다.

개선된 전반적인 탐색의 시간 효율성 및 정확성을 위해, 다중 테스트(multiple tests)(스캔)의 총 수는 그 오프셋을 발견해야하는 경로들의 최소 SNR에 의존하도록 될 수 있다. 각 신호는 이러한 경우에 이 다중 경로의 결합 SNR에 따라 다른 집합으로 분류될 수 있다. 예를 들면, IS-95 기반 시스템에서는 최고 SNR 값들을 가진 약 3-5 개 파일럿의 "활성 집합(active set)", 활성 집합보다는 낮지만 다음 순간에는 통신을 설정할 가능성이 충분한 정도로 높은 SNR을 가진 5-10개 파일럿의 "후보 집합(candidate set)", 후보 집합 파일럿보다 더욱 낮은 SNR을 가진 약 20 개 파일럿의 "이웃 집합(neighbor set)", 가장 낮은 SNR을 가진 시스템 내 나머지 파일럿을 포함하는 "나머지 집합(remaining set)"인 4 집합의 파일럿 신호들이 별도로 사용자국에 유지된다. 동일한 탐색 영역의 연속 스캔 사이에서 가능한 SNR 변화를 수용하기 위해서, 탐색 영역의 경로에 대해 고려된 SNR 범위는 정상 조건 하에서 규정된 것보다 어느 정도 클 수 있다.

경로 식별을 위해 임계값이 비교되면, 각 상관 관계 조사를 위한 임계값은 또한 그 오프셋이 발견되어야 하는 경로들의 최소 SNR에 의존하도록 될 수 있다. 최소 SNR 값에 기초하여, 임계값 및 다중 테스트 수에 대한 적절한 값은 가산가능 백색 정규 잡음 채널(additive-white-Gaussian noise channel) 및 페이딩 채널(fading channel)(레일리(Rayleigh),나카가미(Nakagami), 리시안(Rician) 등 페이딩)의 신호 값들에 대한 공지된 분포 함수를 사용하는 원리에서 쉽게 발견될 수 있다. 모의실험 및 실제 측정은 필요시 선택 설정을 더 지원할 수 있다.

임계값은 양호하게는 결합된 배경 잡음 및 간섭 수준(잡음 플로어(noise floor)) 위로 설정되어야 한다. 이는 유용한 경로에 해당하지 않는 부호 오프셋을 신속하게 제거한다. 임계값은 식별되어야 할 경로의 최소 SNR에 대해 적절한 인수(factor)로 잡음 플로어를 교정하여 설정된다. 계수기의 내용에 의해 생성된 그래프가 규정된 최소보다 큰 SNR을 가진 실제 경로 오프셋의 정확한 통계적 식별을 제공하도록 임계값을 선택하는 것이 목적이다.

명확하게, 최소 경로 SNR이 클수록, 요구되는 탐색 영역 스캔 수는 작아지고, 임계값이 사용된다면 임계값이 클수록, 그래프 해상도는 더 좋을 것이다. 즉, 실제 경로에 해당하는 오프셋에서의 "히트(hit)" 수와 나머지 오프셋에서의 히트 수 사이의 차이가 크다. 나아가, 각 가정이 비연속적인 방식으로 여러 번 스캔되는 사실은 페이딩에 대한 상당히 효율적인 다이버시티(diversity)를 제공한다. 이는 종래의 SNR 측정 방법에서는 불가능한 것이다.

탐색 영역에 대한 총 스캔 수를 한정하고 처리 시간 및 전력 요구를 감소시키기 위해서, 일정한 수의 스캔 이후 상당히 작은 히트 값(절대 값 또는 다른 오프셋에 대한 히트 수에 상대적인 값)을 내는 오프셋은 더이상 조사되지 않을 수 있다. 이는 잡음 플로어 위의 상당히 큰 세기를 가진 경로(0 dB보다 상당히 높은 예를 들면 5 dB 경로 SNR)에 대해 특히 유리하다. 이 목적을 위해, 탐색 처리에 있어 벤치마크(benchmark)가 도입된다. 벤치마크는 다수의 탐색 반복과 다수의 보다 큰 SNR 값, 또는 임계값 방법이 경로 식별을 위해 사용되면 히트 수의 쌍에 의해 단순히 규정된다. 벤치마크는 절대적 또는 상대적일 수 있다.

절대적 벤치마크는 히트 수 또는 SNR 값이 일정한 수의 탐색 반복 이후에 통계적으로 해당 수준 위에 있을 것으로 고려된다. 각 경로에 대한 히트 수는 경로 SNR 및 임계값 설정에 의존한다. 벤치마크에서 규정된 히트 수는 최소 관심 SNR에 대해 통계적으로 나올 히트 수 이하이어야 하고 매우 큰 확률을 가지고 간섭으로부터 나올 히트 수보다 커야 한다. 벤치마크에서 규정된 탐색 반복 회수는 요구되는 통계적 정확도를 제공하도록 된 것이다. 벤치마크에 규정된 것 이상의 히트 수를 포함하는 계수를 가지는 오프셋만이 각 벤치마크 이후에 더 탐색 반복되도록 고려된다. 각 오프셋에서의 SNR 측정이 경로 식별을 위해 사용될 때 비슷한 개념이 적용될 수 있다.

탐색 처리는 상대적 벤치마크를 도입할 기회를 제공한다. 상대적 벤치마크는 조사 오프셋의 아주 적은 것만이 실제 경로에 해당한다는 사실을 이용한다. 그 러므로, 벤치마크 후의 이후 고려를 위해 선택된 오프셋 수는 기대 실제 경로의 최대 수 이상의 일정한 수로 미리 정해질 수 있다. 후자의 벤치마크에 상대적으로, 전자 벤치마크는 보다 많거나 동일한 수의 오프셋 선택을 규정해야만 한다. 그 방식에서, 실제 경로에 해당하지 않는 대부분의 오프셋은 신속하게 제거되고 탐색 처리는 매우 적은 수의 오프셋에 대해서만 진행된다.

벤치마크를 적절하게 설정함으로써, 실제 경로에 해당하는 오프셋은 거의 확실하게 벤치마크 내에 유지되고 적절하게 큰 수의 탐색 반복 후에 선택된 마지막 것에 포함된다. 상대적 벤치마크는 비적절한 임계값 설정, SNR 가정 에러, 페이딩에 대해 명확하게 덜 민감하다. 이는 SNR 측정이 경로 식별을 위해 사용될 때는 더욱 그렇다.

판단 통계법에 대해 임계값 비교를 사용하는 탐색 처리의 예시적인 실시예는 도 4의 흐름도에 의해 기술된다. 알고리즘에 의해 사용되는 파라메터들에 대한 표기는 다음과 같다. OC는 오프셋 계수기(offset counter)이고, IC는 반복 계수기(iteration counter), BC는 벤치마크 계수기(benchmark counter), HC(OC)는 히트 계수기(hit counter)(OC의 함수, 벡터), TH(BC)는 임계값(BC 벡터의 함수), BIN(BC)는 반복 회수에 대한 벤치마크(BC의 함수, 벡터), BN은 벤치마크의 수, TN(BC)은 테스트의 수(BC의 함수, 벡터)이다.

새로운 탐색 영역에 대한 탐색 처리의 시작에서, 파라메터는 블록(41)에서 초기화된다. 파라메터 및 그 초기값들은 흐름도의 각 블록에 대한 기능을 설명하면서 하기에 정의된다.

오프셋 계수기(OC)는 탐색 영역의 제1 오프셋으로 초기화되어 OC=1이다. 탐색 처리의 시작을 위해, N(N>=1) 테스트가 각 칩 간격에 대해 수행되면, OC를 1 증가시키는 것은 부호 오프셋을 1/N 칩 간격만큼 전진시키는 것에 해당한다. 즉, 연속적인 상관 관계 조사는 연속적인 1/N 칩 간격에 대해 수행되고 OC는 연속적인 1/N 칩 오프셋에 대응된다. 예를 들면, N에 대한 통상의 값은 1 및 2이다.

다음에, 판단 통계량(DS)이 OC 값에 해당하는 특정 부호 오프셋에 대해 블록(42)에서 계산된다. 그러므로, DS 값은 OC 값에 의존하고 이 의존성은 DS(OC)로서 표시된다.

DS가 계산된 후에, 이는 블록(43)에서 특정 벤치마크에 대한 임계값(TH)과 비교된다. 현재 벤치마크는 벤치마크 계수기(BC)에 의해 표시된다. 임계값은 벤치마크의 함수일 수 있다. 즉, 제1 벤치마크에 대한 것과 다른 임계값이 제2 벤치마크를 위해 사용될 수 있다. 벤치마크의 TH 의존성은 TH(BC)로서 표시된다. BC에 대한 초기값은 BC=0이다.

DS(OC)가 TH(BC)보다 크면, 해당 테스트를 위한 히트 계수기(HC)는 블록(44)에서 하나 증가된다. HC의 해당 OC로의 맵핑(mapping)은 HC(OC)로 표시된다. 모든 오프셋에 대한 HC의 초기값은 0이다.

단계(44)의 테스트 결과에 상관없이, 다음 단계에서는 탐색 영역의 끝에 도달했는지를 점검한다. 이는 블록(45)에서 OC를 총 테스트 수를 표시하는 TN과 비교하여 수행된다. TH와 마찬가지로, TN도 벤치마크 사이에서 변화할 수 있다. 이 의존성은 TN(BC)로 표시된다.

OC가 TN(BC)보다 작다면, 즉, 블록(45)의 테스트 결과가 "예"이면, 탐색 영역의 끝 이전에 테스트가 더 수행된다. 다음 단계는 블록(46)인데, 여기에서 OC는 다음 칩 오프셋에 대응하기 위해 하나식 증가된다. 그리고 처리는 단계(42)로 되돌아가서 탐색 처리는 새로운 DS(OC)를 계산한 후에 반복된다.

OC가 TN(BC)보다 작지 않다면, 즉, 블록(45)의 테스트 결과가 "아니오"이면, 탐색 영역의 끝이 그 특정 반복에 대해 도달한 것이다. 그리고 다음 단계는 블록(47)인데, 여기에서 반복 계수기(IC) 값은 해당하는 벤치마크에 대한 반복 회수(BIN)보다 작은지를 판정하도록 점검된다. BIN은 BC에 의해 식별되므로 벤치마크에 의존할 수 있고 이것은 BIN(BC)에 의해 표시된다. IC에 대한 초기값은 IC=1이다.

IC가 BIN(BC)보다 작다면, 즉, 블록(47)의 테스트 결과가 "예"이면, 탐색 영역의 탐색 반복이 더 수행되어야 한다. 그리고 다음 단계는 블록(48)인데, 여기에서 OC는 새로운 탐색 반복의 제1 테스트에 대응하도록 1로 설정되고 IC는 1만큼 증가된다. 새로운 DS(OC)를 계산한 후에 탐색 처리는 반복된다.

IC가 BIN(BC)보다 작지 않다면, 즉, 블록(47)의 테스트 결과가 "아니오"이면, 특정 벤치마크에 대한 총 반복 수에 도달한 것이다. 그리고 다음 단계는 블록(49)인데, 여기에서 다음 벤치마크에 대한 파라메터는 BC를 1만큼 증가시켜 간접적으로 설정된다. 이는 새로운 파라메터를 얻기 위해서 벡터 인덱스를 전진시키고 필요한 대응을 수행한다. 이어서, 동일한 블록(49)에서, 조사된 오프셋에서의 HC가 그 값에 따라 정렬되고 TN 최대인 값이 더 고려되기 위해 선택된다. TN은 벤치마크의 함수일 수 있으며 이것은 TN(BC)로 표시된다.

다음 단계, 블록(50)에서 BC가 총 벤치마크 수(BN) 이하인지를 점검한다.

그렇다면, 블록(49)에서 선택된 것과 같이 최대 수의 히트를 가진 테스트만을 포함하기 위해서 블록(51)에서 새로운 탐색이 형성된다. IC 및 OC는 1로 설정되고 HC 벡터의 모든 성분은 0으로 설정된다. 제1 벤치마크에 도달한 이후에 OC는 나머지 오프셋 수를 나타낸다는 것을 주지하기 바란다. 예를 들면, 1만큼 증가하는 OC는 이후 반복을 위해 선택된 다음 오프셋이 조사된다는 것을 의미한다. 그 오프셋은 이전 오프셋과 몇 칩 간격만큼 떨어져 있을 수 있다.

그렇지 않다면, 마지막 벤치마크는 완료된 것이고, 선택된 오프셋에 대한 SNR 계산이 수행되고 블록(52)에서 다음 탐색 영역에 대해 처리가 계속된다.

본 발명의 원리가 이해되면, 예시적인 실시예가 임의의 기준에서 수정이 가능하다는 것을 이 기술분야에서 숙련된 사람에게는 명확할 것이다. 예를 들면, 블록(49)에서 최대 히트 수를 가진 미리 정의된 오프셋 수를 선택하는 대신에, 선택된 오프셋은 각 벤치마크에 대해 일정한 히트 수가 초과된 오프셋만으로 될 수 있다. 후자 옵션은 "절대 벤치마크"로서 이미 설명되었고, 현 옵션은 상대적 벤치마크를 구현한다.

SNR 측정값이 각 오프셋에서 경로 식별을 위해 사용될 때의 탐색 처리는 임계값 비교 처리와 거의 동일하다. 기본적인 차이점은 각 오프셋에서의 판단 통계량 임계 비교를 하지 않는다는 것이다. 경로 식별을 위해 SNR 측정값을 사용하는 탐색 처리의 예시적인 실시예는 도 5의 흐름도에 의해 기술된다. 알고리즘에 의해 사용되는 파라메터를 위한 표기는 임계값 비교 방법에서와 거의 동일하다. 단지 차이점은 히트 계수기(HC) 벡터가 이제 SNR 벡터로 대체되고 각 오프셋에서의 판단 통계량(DS)이 그 오프셋에서의 SNR로 대체된다는 것이다.

새로운 탐색 영역을 위한 탐색 처리 시작에서, 파라메터는 블록(61)에서 초기화된다. 파라메터 및 그 초기값은 흐름도에서 각 블록에 대한 기능을 하기에 설명하면서 정의된다.

오프셋 카운터(OC)는 탐색 영역의 제1 오프셋으로 초기화되어 OC=1이다.

이어서, 해당 오프셋 OC에서의 SNR이 블록(62)에서 계산된다. SNR의 OC 의존성은 SNR(OC)로서 표시된다.

SNR이 새로운 반복을 위해 계산되면, 이는 블록(63)에서 이전 반복 중에 축적된 SNR 값에 합산된다. 각 오프셋에서의 초기 SNR값은 0이다.

다음 단계는 탐색 영역의 끝이 도달하였는지를 점검하는 것이다. 이것은 블록(64)에서 OC를 총 테스트 수를 표시하는 TN과 비교하여 수행한다. TN은 벤치마크 사이에서 변화한다. 이 의존성은 TN(BC)에 의해 표시된다.

OC가 TN(BC)보다 작다면, 즉, 블록(64)의 테스트 결과가 "예"이면, 탐색 영역 끝 이전에 수행될 SNR 측정을 가진 오프셋이 더 있는 것이다. 그리고 다음 단계는 블록(65)인데, 여기에서 다음 칩 오프셋에 맵핑시키기 위해 OC는 1 증가되고, 새로운 SNR(OC)를 계산한 후에 탐색 처리가 반복된다.

OC가 TN(BC)보다 작지 않다면, 즉, 블록(64)의 테스트 결과가 "아니오"이면, 특정 반복에 대해 탐색 영역의 끝에 도달한 것이다. 그리고 다음 단계는 블록(66)인데, 여기에서 반복 카운터 IC는 해당 벤치마크에 대한 반복 회수(BIN)보다 작은지를 판단하기 위해 점검된다. BIN은 BC에 의해 식별되므로 벤치마크에 의존할 수 있고 이는 BIN(BC)로 표시된다. IC의 초기값은 IC=1이다.

IC가 BIN(BC)보다 작다면, 즉, 블록(66)의 테스트 결과가 "예"이면, 탐색 영역의 탐색 반복이 더 수행되어야 한다. 그리고 다음 단계는 블록(67)인데 여기에서 OC는 새로운 탐색 반복의 제1 테스트를 맵핑하기 위해 1로 설정되고 IC는 1 증가된다. 새로운 SNR(BC)를 계산한 후에 탐색 처리가 반복된다.

IC가 BIN(BC)보다 작지 않다면, 즉, 블록(66)의 테스트 결과가 "아니오"이면, 특정 벤치마크에 대한 총 반복 회수에 도달한 것이다. 그리고 다음 단계는 블록(68)인데, 여기에서 다음 벤치마크를 위한 파라메터는 BC를 1 증가시켜 간접적으로 설정한다. 이는 벡터의 인덱스를 전진시킬 것이고, 새로운 파라메터를 얻기 위해 필요한 대응을 수행할 것이다. 이어서, 조사 오프셋에서의 SNR은 그 값에 따라 정렬되고 TN 최대인 값이 더 고려되기 위해 선택된다. TN은 벤치마크의 함수일 수 있고 이것은 TN(BC)로 표시된다.

다음 단계 블록(69)에서 BC가 총 벤치마크 수(BIN) 이하인지가 점검된다.

그렇다면, 즉, 블록(69)의 테스트 결과가 "예"이면, 블록(68)에서 선택된 것과 같이 최대 SNR 값을 가진 테스트만을 포함하기 위해 새로운 탐색이 블록(70)에서 형성된다. IC 및 OC는 1로 설정되고 SNR 벡터의 모든 성분은 0으로 설정된다. 제1 벤치마크가 도달된 후에, OC는 나머지 오프셋의 수를 나타낸다는 것을 알자. 예를 들면, OC를 1 증가시키는 것은 이후 반복을 위해 선택된 다음 오프셋을 조사한다는 것을 의미한다. 그 오프셋은 이전 오프셋에서 몇 칩 간격만큼 떨어져 있을 수 있다.

그렇지 않다면, 즉, 블록(69)의 테스트 결과가 "아니오"이면, 마지막 벤치마크가 완료된 것이다. 그리고 마지막 SNR 계산을 제공하기 위해 선택된 오프셋에 대해 추가적인 SNR 측정이 수행되고 블록(71)에서 다음 탐색 영역을 위해 처리가 계속된다.

본 발명이 특정한 예로 기술되고 예시되었지만, 본 개시는 예시로서만 제시된 것이고, 본 기술의 숙련자는, 부분의 결합 및 배열에서의 많은 변화가 청구된 본 발명의 사상 및 범위로부터 벗어나지 않고 존재할 수 있다는 것을 알 수 있을 것이다.

개시된 본 발명은 유용한 SNR을 가진 파일럿 경로를 특정 기능에 대해 수용가능한 제약 내에 있는 짧은 시간 내에 분리하기 위한 매우 효과적인 방법을 제공한다. 이는 다른 필요한 기능을 수행하기 위해 사용자국에 의해 통상 요구되는 유닛을 사용하는 단순한 구현을 제공한다. 일단 유용한 파일럿 신호가 있는 오프셋이 결정되면, 이어서 SNR 측정은 종래 방법으로 수행될 수 있다.

Claims (13)

1. 복수의 기지국(base station)들이 데이터 비변조 파일럿 신호(data unmodulated pilot signals)들을 전송하고, 한 기지국으로부터의 한 파일럿 신호가 다중 경로를 통해 통신 유닛으로 전송되는 부호 분할 다중 접속(code division multiple access: CDMA) 통신 시스템 -상기 파일럿 신호 각각은 미리 정해진 확산 스펙트럼 부호(spread spectrum code)에 의해 미리 정해진 레이트로 변조된 고주파 신호를 포함하고, 상기 기지국들은 동일한 확산 스펙트럼 부호를 갖고 그 각각의 고주파 신호를 변조하지만 상기 기지국들 각각은 주어진 근접도에서 상기 기지국들과는 다른 기지국으로부터 다른 미리 정해진 또는 상기 확산 스펙트럼 부호의 랜덤 오프셋(random offset)을 갖거나 또는, 대안적으로 상기 기지국들은 사용자국(user station)에 의해 공지된 다른 확산 스펙트럼 부호를 갖고 그 각각의 고주파 신호들을 변조함- 에서,

   상기 통신 유닛이 특정 기지국으로부터 발신된 다른 경로들의 상기 신호들을 복조하기 위한 특정 부호 오프셋을 선택함으로써 상기 특정 기지국으로부터의 각 경로의 도착 시간을 식별하기 위한 방법으로서,

   A. 미리 정해진 확산 스펙트럼 부호에 의해 변조된 고주파 신호를 수신하는 단계,

   B. 복조 신호(demodulated signal)를 생성하기 위해 상기 고주파 신호를 복조하는 단계,

   C. 상기 확산 스펙트럼 부호에 의해 상기 미리 정해진 레이트와 실질적으로 동일한 비율로 인코드된 신호를 생성하는 단계,

   D. 상기 기지국들의 다른 경로들의 신호들을 탐색하기 위한 미리 정해진 부호 오프셋 집합을 제공하는 단계,

   E. a. 상기 복조 신호와 상기 생성 신호 사이의 상관(correlation) 정도에 관한 판단값을 생성하기 위해 상기 부호 오프셋 집합 중에서 미리 정해진 제1 오프셋에서 상기 생성 신호를 가지고 상기 복조된 신호를 처리하는 단계,

   b. 상기 판단값이 미리 정해진 임계값(threshold)보다 큰지를 판단하여 그렇다면 상기 부호 오프셋 집합 중의 상기 제1의 미리 정해진 오프셋에 해당하는 계수기를 하나 증가시키는 단계,

   c. 상기 부호 오프셋 집합의 나머지 상기 오프셋에 대해 미리 정해진 반복 회수동안 처리 및 판단하는 상기 단계를 반복하는 단계, 및

   d. 상기 부호 오프셋의 집합에 포함되고 미리 정해진 개수를 가지며 최대 계수기 값(counter value)을 가진 부호 오프셋의 부분 집합에 대한 처리를 더 계속하는 단계에 의해 새로운 부호 오프셋 부분 집합을 선택하는 단계; 및

   F. 상기 E 단계를 미리 정해진 반복 회수만큼 반복하는 단계

   를 포함하는 것을 특징으로 하는, CDMA 통신 시스템에서 사용되기 위한 방법.
2. 제1항에 있어서, 상기 단계 E를 반복하는 상기 단계 각각에서 상기 단계 E의 서브단계 b의 상기 미리 정해진 임계값은 단계 E의 다른 반복에서 상기 미리 정해진 임계값과 다를 수 있는 것을 특징으로 하는, CDMA 통신 시스템에서 사용되기 위한 방법.
3. 제1항에 있어서, 상기 단계 E를 반복하는 상기 단계 각각에서 상기 단계 E의 서브단계 c의 상기 미리 정해진 회수는 단계 E의 다른 반복에 대한 상기 미리 정해진 반복 회수와 다를 수 있는 것을 특징으로 하는, CDMA 통신 시스템에서 사용되기 위한 방법.
4. 제1항에 있어서, 상기 단계 E를 반복하는 상기 단계 각각에서 상기 단계 E의서브단계 d의 상기 미리 정해진 오프셋 수는 단계 E의 다른 반복에 대한 상기 미리 정해진 오프셋 수와 다를 수 있는 것을 특징으로 하는, CDMA 통신 시스템에서 사용되기 위한 방법.
5. 제1항에 있어서, 상기 임계값은 배경 간섭 추정(background interference estimate)에 따라 정규화(normalized)되는 것을 특징으로 하는, CDMA 통신 시스템에서 사용되기 위한 방법.
6. 제1항에 있어서, 상기 수신된 신호는 직교 위상 시프트 키잉(quadrature phase shift keyed: QPSK) 변조되고 상기 판단 통계량은 상기 신호의 비동기 복조(noncoherent demodulation) 결과인 것을 특징으로 하는, CDMA 통신 시스템에서 사용되기 위한 방법.
7. 삭제
8. 기지국들이 파일럿 신호들을 전송하는 CDMA 통신 시스템 -상기 파일럿 신호들은 미리 정해진 확산 스펙트럼 부호에 의해 미리 정해진 레이트로 변조된 고주파 신호를 포함하고, 상기 기지국들은 동일한 확산 스펙트럼 부호를 갖고 그 각각의 고주파 신호들을 변조하지만 상기 기지국들 각각은 주어진 근접도에서 및 상기 기지국을 탐색하기 위한 미리 정해진 부호 오프셋 집합 내에서 상기 기지국들과는 다른 기지국으로부터 다른 미리 정해진 상기 확산 스펙트럼 부호의 오프셋을 가짐- 에서,

   통신 유닛이 기지국들을 식별하기 위한 방법으로서,

   A. 상기 미리 정해진 확산 스펙트럼 부호에 의해 변조된 고주파 신호를 수신하는 단계;

   B. 복조 신호를 생성하기 위해 상기 고주파 신호를 복조하는 단계;

   C. 샘플된 값(sampled value)을 생성하기 위해 제1 정규 간격들에서 상기 복조 신호를 샘플링하는 단계;

   D. 상기 샘플된 값을 디지털화하는 단계;

   E. 상기 미리 정해진 비율과 실질적으로 동일한 비율로 상기 확산 스펙트럼 부호를 가진 디지털화된 확산 스펙트럼 부호 신호를 제공하는 단계;

   F. a. 상기 복조 신호와 상기 생성 신호 사이의 상관 정도에 관한 판단값을 생성하기 위해 상기 부호 오프셋 집합 중에서 제1의 미리 정해진 오프셋에서 상기 생성 신호를 가지고 상기 복조 신호를 처리하는 단계,

   b. 상기 판단값이 미리 정해진 임계값보다 큰지를 판단하여 그렇다면 상기 부호 오프셋 집합 중의 상기 제1의 미리 정해진 오프셋에 해당하는 계수기를 하나 증가시키는 단계,

   c. 상기 부호 오프셋 집합의 나머지 상기 오프셋에 대해 미리 정해진 반복 회수 동안 처리 및 판단하는 상기 단계를 반복하는 단계, 및

   d. 상기 부호 오프셋의 집합에 포함되고 상기 계수기 값 중 최대값을 가진 미리 정해진 수의 오프셋 및 그 해당 계수기를 더 고려하기 위해 유지하는 단계에 의해 새로운 부호 오프셋 집합을 선택하는 단계; 및

   G. 상기 F 단계를 미리 정해진 반복 회수만큼 반복하는 단계 -상기 반복 각각은 단계 b에서 다른 상기 미리 정해진 임계값을, 단계 c에서 다른 상기 미리 정해진 반복 회수를, 단계 d에서 다른 상기 미리 정해진 오프셋 수를 사용할 수 있음-

   를 포함하는 것을 특징으로 하는, CDMA 통신 시스템에서 사용되기 위한 방법.
9. 기지국들이 파일럿 신호들을 전송하는 CDMA 통신 시스템 -상기 파일럿 신호들은 미리 정해진 확산 스펙트럼 부호에 의해 미리 정해진 레이트로 변조된 고주파 신호를 포함하고, 상기 기지국들은 동일한 확산 스펙트럼 부호를 갖고 그 각각의 고주파 신호들을 변조하지만 상기 기지국들 각각은 주어진 근접도에서 및 상기 기지국을 탐색하기 위한 미리 정해진 부호 오프셋의 집합 내에서 상기 기지국들 중 다른 기지국으로부터 다른 미리 정해진 상기 확산 스펙트럼 부호의 오프셋을 가짐-에서,

   통신 유닛이 기지국들을 식별하기 위한 방법으로서,

   A. 상기 미리 정해진 확산 스펙트럼 부호에 의해 변조된 고주파 신호를 수신하는 단계;

   B. 복조 신호를 생성하기 위해 상기 고주파 신호를 복조하는 단계;

   C. 상기 미리 정해진 비율과 실질적으로 동일한 비율로 상기 확산 스펙트럼 부호를 가지는 생성 신호를 생성하는 단계;

   D. a. 상기 제1 미리 정해진 오프셋에서 신호 대 잡음 비의 측정을 표시하는 판단값을 생성하기 위해 상기 부호 오프셋 집합 중에 제1의 미리 정해진 오프셋에서 상기 생성 신호를 가지고 상기 복조 신호를 처리하는 단계,

   b. 상기 신호 대 잡음 비를, 이전 값들과 상기 제1의 미리 정해진 오프셋에서 평균하는 단계,

   c. 상기 부호 오프셋 집합의 나머지 상기 오프셋에 대해 미리 정해진 반복 회수 동안 처리 및 평균하는 상기 단계를 반복하는 단계, 및

   d. 상기 부호 오프셋의 집합에 포함되고 최대 신호 대 잡음 비 값들을 가진 미리 정해진 수의 오프셋 및 그 해당 신호 대 잡음 비 값들을 더 고려하기 위해 유지하는 단계에 의해 새로운 부호 오프셋 집합을 선택하는 단계; 및

   E. 상기 D 단계를 미리 정해진 반복 회수만큼 반복하는 단계 -상기 반복 각각은 단계 c에서 다른 상기 미리 정해진 반복 회수를, 단계 d에서 다른 상기 미리 정해진 오프셋 수를 사용할 수 있음-

   를 포함하는 것을 특징으로 하는, CDMA 통신 시스템에서 사용되기 위한 방법.
10. 기지국들이 파일럿 신호들을 전송하는 CDMA 통신 시스템 -상기 파일럿 신호들은 미리 정해진 확산 스펙트럼 부호에 의해 미리 정해진 레이트로 변조된 고주파 신호를 포함하고, 상기 기지국들은 동일한 확산 스펙트럼 부호를 갖고 그 각각의 고주파 신호를 변조하지만 상기 기지국들 각각은 주어진 근접도에서 및 상기 기지국들을 탐색하기 위한 부호 오프셋의 미리 정해진 집합 내에서 다른 기지국과 다른 미리 정해진 확산 스펙트럼 부호의 오프셋을 가짐- 에서,

    통신 유닛이 기지국들을 식별하기 위한 방법으로서,

    A. 상기 미리 정해진 확산 스펙트럼 부호에 의해 변조된 고주파 신호를 수신하는 단계;

    B. 복조 신호를 생성하기 위해 상기 고주파 신호를 복조하는 단계;

    C. 샘플된 값들을 생성하기 위해 제1 정규 간격들에서 상기 복조 신호를 샘플하는 단계;

    D. 상기 샘플된 값을 디지털화하는 단계;

    E. 상기 미리 정해진 비율과 실질적으로 동일한 비율로 상기 확산 스펙트럼 부호를 갖는 디지털화된 확산 스펙트럼 부호 신호를 제공하는 단계;

    F. a. 상기 제1 미리 정해진 오프셋에서 신호 대 잡음 비의 측정을 표시하는 판단값을 생성하기 위해, 상기 부호 오프셋 집합 중에서 제1의 미리 정해진 오프셋에서 상기 생성 신호를 가지고 상기 복조 신호를 처리하는 단계,

    b. 상기 신호 대 잡음 비를 이전 값이 있다면 상기 이전 값들과 상기 제1의 미리 정해진 오프셋에서 평균하는 단계,

    c. 상기 부호 오프셋 집합의 나머지 상기 오프셋들에 대해 미리 정해진 반복 회수 동안 처리 및 평균하는 상기 단계를 반복하는 단계, 및

    d. 상기 부호 오프셋의 집합에 포함되고 최대 신호 대 잡음 비 값들을 가진 미리 정해진 수의 오프셋 및 그 해당 신호 대 잡음 비를 더 고려하기 위해 유지하는 단계에 의해 새로운 부호 오프셋 집합을 선택하는 단계; 및

    G. 상기 F 단계를 미리 정해진 반복 회수만큼 반복하는 단계 -상기 반복 각각은 단계 c에서 다른 상기 미리 정해진 반복 회수를, 단계 d에서 다른 상기 미리 정해진 오프셋 수를 사용할 수 있음 -

    를 포함하는 것을 특징으로 하는, CDMA 통신 시스템에서 사용되기 위한 방법.
11. 복수의 기지국들이 데이터 비변조 파일럿 신호들을 전송하고 한 기지국으로부터의 한 파일럿 신호는 다중 경로를 통해 통신 유닛으로 전송되는 CDMA 통신 시스템 -상기 파일럿 신호 각각은 미리 정해진 확산 스펙트럼 부호에 의해 미리 정해진 레이트로 변조된 고주파 신호를 포함하고, 상기 기지국은 동일한 확산 스펙트럼 부호를 가지고 각각의 고주파 신호를 변조하지만 상기 기지국들 각각은 주어진 근접도에서 상기 기지국들 중 다른 기지국으로부터 다른 미리 정해진 확산 스펙트럼 부호의 오프셋을 구비하거나, 또는 대안적으로 상기 기지국들은 사용자국에 공지된 다른 확산 스펙트럼 부호들을 갖고 그 각각의 고주파 신호를 변조함- 에서,

    상기 통신 유닛이 특정 기지국으로부터 발신된 상기 다른 경로들의 신호들을 변조하기 위한 특정 부호 오프셋들을 선택함으로써 상기 특정 기지국으로부터의 각 경로의 도착 시간을 식별하기 위한 방법으로서,

    A. 미리 정해진 확산 스펙트럼 부호에 의해 변조된 고주파 신호를 수신하는 단계;

    B. 복조 신호를 생성하기 위해 상기 고주파 신호를 복조하는 단계;

    C. 상기 확산 스펙트럼 부호를 가지고 상기 미리 정해진 비율과 실질적으로 동일한 레이트로 인코드된 생성 신호를 제공하는 단계;

    D. 상기 기지국들의 다른 경로들의 신호들을 탐색하기 위한 부호 오프셋의 미리 정해진 집합을 제공하는 단계;

    E. a. 상기 제1의 미리 정해진 오프셋에서 신호 대 잡음 비의 측정을 표시하는 판단값을 생성하기 위해, 상기 부호 오프셋 집합 중에 제1의 미리 정해진 오프셋에서 상기 생성 신호를 가지고 상기 복조 신호를 처리하는 단계,

    b. 상기 판단값이 미리 정해진 임계값보다 큰지를 판단하여 그렇다면 상기 부호 오프셋 집합 중의 상기 제1의 미리 정해진 오프셋에 해당하는 계수기를 하나 증가시키는 단계,

    c. 상기 신호 대 잡음 비를 이전 값이 있다면 상기 이전 값과 상기 제1의 미리 정해진 오프셋에서 평균하는 단계,

    d. 상기 부호 오프셋 집합에서 나머지 상기 오프셋들에 대해 미리 정해진 반복 회수 동안 처리 및 평균하는 상기 단계를 반복하는 단계, 및

    e. 상기 부호 오프셋의 집합에 포함되고 최대 신호 대 잡음 비 값들을 갖는 부호 오프셋의 부분 집합을 처리하고, 해당 신호 대 잡음 비 값들을 저장하는 단계를 더 계속함으로써 새로운 부호 오프셋 부분 집합을 선택하는 단계; 및

    F. 상기 E 단계를 미리 정해진 반복 회수만큼 반복하는 단계

    를 포함하는 것을 특징으로 하는, CDMA 통신 시스템에서 사용되기 위한 방법.
12. 제11항에 있어서, 상기 단계 E의 상기 반복들 각각에서 단계 E의 서브단계 c의 상기 미리 정해진 반복 회수는, 단계 E의 다른 반복에 대한 상기 미리 정해진 반복 회수와 다를 수 있는 것을 특징으로 하는, CDMA 통신 시스템에서 사용되기 위한 방법.
13. 제11항에 있어서, 상기 단계 E의 상기 반복들 각각에서 단계 E의 서브단계 d에서 상기 미리 정해진 오프셋 수는, 단계 E의 다른 반복들에 대한 상기 미리 정해진 오프셋들 수와 다를 수 있는 것을 특징으로 하는, CDMA 통신 시스템에서 사용되기 위한 방법.

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