JP2005518132A - 無線通信送受信局用の受信機および受信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】深いフェーディングを伴うマルチパスまたは市街地などにおけるマルチパス環境でも安定したＣＤＭＡ信号受信の可能な受信機を提供する。
【解決手段】受信信号サンプルの相対電力の算出に時間ダイバース積分を用いた肥大フィンガー割当ておよびＲＡＫＥフィンガー割当てを用いた新規なＲＡＫＥ受信機を提供する。このＲＡＫＥ受信機を第３世代パートナーシッププロジェクトなどのＣＤＭＡ無線通信システムのユーザ装置（ＵＥ）や基地局に用いる。

Description

この発明は無線通信システムに関する。より詳細にいうと、この発明は無線通信システムにおける通信信号の受信に関する。

無線通信においては同期が重要である。モデムシステムでは種々のレベルの同期、すなわち搬送波同期、符号同期、シンボル同期、フレーム同期、網同期などの同期がある。これらレベルの各々において、同期は二つの段階、すなわち捕捉（初期捕捉）とトラッキング（精密同期）とに分けられる。

第三世代パートナーシッププロジェクト（３ＧＰＰ）に規定されるシステムなどの通常の無線通信システムでは、基地局から一つまたは複数のユーザ装置（ＵＥ）にダウンリンク通信信号を送り、ＵＥから基地局にアップリンク通信信号を送る。それらＵＥの各々の内部の受信機は、受信したダウンリンク通信信号と既知の拡散符号系列との相関をとり逆拡散する動作を行う。その符号系列は、相関器からの出力を最大にするように受信信号の系列と同期させる。

受信機は、マルチパスの影響で、送信された通信信号の時間的に互いにずれた複数の相似成分を受信する。マルチパスによるフェーディングを伴うチャネルでは、伝搬パス中における反射および散乱のために、信号エネルギーがある時間長にわたって分散する。そのような信号の受信の品質を上げるために、受信機は上記送信された通信信号の複数のマルチパス通過相似成分を合成することによりチャネルを推算できる。そのチャネルのプロファイルに関する情報が受信機に既知である場合は、互いに異なる上記相似成分パスに複数の相関器ブランチをそれぞれ割り当てて、それらブランチからの出力を合成するのも一つの方法である。この手法はＲＡＫＥ受信機として周知の回路構成で従来用いられてきている。

従来技術によるＲＡＫＥ受信機はマルチパスの複数の反響パスにそれぞれ対応する複数の「フィンガー」を有する。それらフィンガーの各々において、最先受信パスなど基準になるパスの伝搬遅延に対するそのパスの固有の伝搬遅延を推算して信号伝送の全期間にわたってトラッキングしなければならない。そのパスの時間的な初期位置の推算は、マルチパスサーチアルゴリズムによって行うことができる。マルチパスサーチアルゴリズムは、所望のチップ精度を備えるパスの特定のために相関器全体にわたり広範囲のサーチを行う。ＲＡＫＥ受信機は送信信号のパスダイバーシティの効果を得るようにマルチパス伝搬を活用できる。二つ以上の伝搬パスを用いることによって、受信機に利用可能な信号電力を上げることができる。また、複数のパスが深いフェーディングを同時に起こす可能性は低いので、上記の手法はフェーディング防止策にもなる。合成を適切に行うことにより、受信信号の信号対雑音比を改善し、フェーディングを抑え、送信電力問題を軽減することができる。

移動ユーザ装置の場合は、その移動および伝搬環境の変動に伴い、サーチアルゴリズムで用いる伝搬遅延および減衰も変動する。したがって、タップ付き遅延線プロファイルを計測し、伝搬遅延の変動の発生時にはＲＡＫＥ受信機フィンガーの再割当てを行う必要がある。

ＲＡＫＥ受信機の設計において重要な問題は、複数の信号パスを正確にサーチして見出すことである。受信機システムには、平均捕捉時間、最適閾値設定、誤警報の確率など最適化すべき基本パラメータがいくつかある。ＲＡＫＥ受信機の一つの問題は、パスが消失する場合があること、またはＲＡＫＥ配置プロセスでパスが検出できない場合があることである。

ＵＳＰ ５ ６５９ ５７３ ＵＳＰ ５ ６１９ ５２４ ＵＳＰ ６ ２７５ ４８３ ＵＳＰ ６ ４０８ ０３９

したがって、性能を高めた受信機が求められている。

ＲＡＫＥ受信機の設計におけるもう一つの問題は、マルチパス成分のために受信信号を複数の成分に分離できるとは限らないことである。すなわち、複数の信号伝搬パス相互間の相対的遅延差がチップ継続時間に比べてごく小さい場合などには、上記分離はできない。この状態は屋内や市街地での通信チャネルに生ずることが多い。この問題は「肥大フィンガー効果」と呼ばれる。

肥大フィンガーからのデータの回復のための手法は存在するが、それらの手法を適用するには、肥大フィンガー対応の受信信号電力を把握しなければならない。しかし、通常のＲＡＫＥ相関器は、マルチパスチャネルの中の明確なシングルパス成分のサーチを行うよう設計されているので、上記把握を行うことができない。したがって、肥大フィンガーを特定できる受信機が求められている。

この発明はマルチパス経由の通信信号の受信のための改良型通信信号受信機を対象とする。この発明は、新規なＲＡＫＥ受信機と、受信信号電力の相対値の算定のための時間ダイバース積分システムとを提供する。この受信機の発明は３ＧＰＰシステムなどのＣＤＭＡ無線通信システムのＵＥまたは基地局に実施するのが望ましい。

この発明の一つの側面によると、送受信局は通信信号処理用の受信機、すなわち受信した通信信号の複数の互いに異なる伝搬パスからの成分にそれぞれ割り当てられてそれら成分を合成する所定数のＲＡＫＥフィンガーを有するＲＡＫＥ受信機を含む受信機を備える。一つの例では、ＲＡＫＥフィンガーの最大数は５であって、そのうちの一つ以下を肥大フィンガーとする。ＲＡＫＥ受信機の肥大フィンガーは肥大フィンガー復調アルゴリズムを実働化するものであって、例えば慣用の適応フィルタで構成できる。

この受信機は、互いに相続く信号サンプルのグループで画定される窓に基づき信号パスを判定するＲＡＫＥロケータを備える。信号サンプルが第１の信号電力閾値を超えた範囲を窓とする。そのような窓の数、すなわちＲＡＫＥフィンガーの数以下の窓の数を、所定窓の中のサンプルの電力の相対値に基づき候補窓としてＲＡＫＥロケータが指定する。

ＲＡＫＥロケータで、サンプルグループの電力レベルを加算することによって定まる窓電力レベルに基づき窓を画定するのが好ましい。上記電力の第１の閾値を電力レベルが超えた範囲で窓を画定する。ＲＡＫＥロケータで、電力レベル最高値の窓に基づき候補窓を指定するのが好ましい。しかし、もう一つの候補窓に近すぎる場合、すなわち電力レベルのより高い他の窓に含まれるサンプルの数が所定数よりも多い場合は、窓は指定されない。例えば、各窓は２１個のサンプルのグループを含むことができ、候補窓は少なくとも五つの相続くサンプルで互いに分離されるように１６個以下のサンプルのグループを含むことができる。

窓サーチ回路は候補窓を分析してそれら候補窓の中のサンプルの電力レベルが第２の閾値を超えるか否かを判定する。この窓サーチ回路は、候補窓の少なくとも一つが上記第２の閾値以上のサンプルを所定数含む場合は肥大フィンガー候補窓を指定する。窓サーチ回路で肥大フィンガー候補窓、すなわち上記第２の閾値以上の電力レベルの所定数（好ましくは４個）の候補サンプルを有し最大電力レベルを有する候補窓を一つだけ指定するのが好ましい。ここで、候補サンプルとは、第２の閾値以上の互いに相続くサンプルを除去したあとに残るサンプルをいう。

ＲＡＫＥフィンガーアロケータは、慣用の種類のＲＡＫＥフィンガーによる信号処理または肥大ＲＡＫＥフィンガーによる信号処理を割り当てて、肥大フィンガー候補窓として指定されなかった候補窓の各々が互いに異なる慣用のＲＡＫＥフィンガーに割り当てられるようにする。ＲＡＫＥフィンガーアロケータは、肥大フィンガー候補窓に指定された任意の候補窓を肥大ＲＡＫＥフィンガーに割り当てるのが好ましい。

この発明は、例えば五つ以下の所定数のＲＡＫＥフィンガー、すなわち受信した通信信号の互いに異なる複数の信号パスからの信号成分を合成する所定数のＲＡＫＥフィンガーを有するＲＡＫＥ受信機を用いて通信信号を信号処理する方法を提供する。信号パスは、第１の電力閾値を超える互いに相続くサンプルのグループで画定される窓に基づいて定められる。それら窓の所定数以下のＲＡＫＥフィンガーを、サンプルの電力の相対値に基づき候補窓に指定する。候補窓を分析してそれら候補窓のサンプルの電力が第２の閾値を超えているか否かを判定する。候補窓の少なくとも一つで第２の閾値以上の候補サンプルが第２の所定数を超えた場合は肥大フィンガー候補窓を指定する。候補窓を第１のタイプのＲＡＫＥフィンガーでの信号処理、またはそれとは異なる第２のタイプの肥大ＲＡＫＥフィンガーでの信号処理に割り当てて、肥大フィンガー候補窓に指定されなかった候補窓の各々が上記第１のタイプの互いに異なるＲＡＫＥフィンガーに割り当てられるようにする。

第１の電力閾値以上のサンプルのグループの電力レベルを加算することによって定まる電力レベルを有する窓を画定し、電力レベル最大値を備える窓に基づき候補窓を指定する。しかし、電力レベルのより高いサンプルを所定数以上含む窓が候補窓の他にある場合は、その候補窓は指定されない。例えば、サンプルの各グループは２１個のサンプルを含むことができ、上記所定数を１６個に設定して、少なくとも五つの互いに相続くサンプル分だけ互いに分離された窓だけを候補窓に指定するようにすることができる。

肥大フィンガーは１個以下だけ候補窓に指定するのが好ましい。すなわち、候補窓は第２の閾値以上の電力レベルの選ばれた数の候補サンプルを含み、電力レベル最大値を備えるものであるからである。候補サンプルは、上記第２の閾値以上の電力レベルの互いに相続くサンプルを除去したあとに残るサンプルである。

肥大フィンガー候補窓に指定された任意の候補窓を、適応フィルタを含む肥大フィンガーに割り当てるのが好ましい。

この発明の第２の側面では、信号サンプル対応の値の関数として算出される信号サンプル相対電力に基づき通信信号を信号処理するようにこの受信機を構成する。信号サンプルのセットＲを画定する信号サンプルＳ_ｒ対応の少なくとも値ｒ（ｒ）を記憶するバッファを設ける。ここで、Ｒは値ｒ（０）乃至ｒ（Ｘ−１）対応のＸ個の互いに相続く受信信号サンプルＳ_０乃至Ｓ_Ｘ−１のサブセットである。サブセットＲのエレメントの数はＸ以下であり、Ｒは少なくとも二つの互いに排他的な二つのサンプルサブセット｛Ｓ_０乃至Ｓ_ｉ｝および｛Ｓ_ｊ乃至Ｓ_Ｘ−１｝を含む。したがって、ＲはサンプルＳ_ｉ＋１またはＳ_ｊ−１を含まない。バッファは値ｒ（０）乃至ｒ（Ｘ−１）を全部記憶できるが、サブセットＲの表す値だけを記憶する場合は実質的に小さいバッファを用いることができる。

上記Ｘ個の受信信号サンプルのサブセットＲの信号サンプルエレメントＳ_ｒ対応の値ｒ（ｒ）に基づきサンプル相対電力を算出するように、プロセッサをバッファに接続する。サンプルエレメントＳ_ｉ＋１およびＳ_ｊ−１にそれぞれ対応する値ｒ（ｉ＋１）およびｒ（ｊ−１）などＲに含まれないサンプルの値は上記算出には用いない。したがって、上記相対電力は少なくとも二つの時間間隔を表すサンプルシリーズに基づいて算出する。

上記プロセッサは、正の整数の互いに排他的なサブセットからなるインデックスセットＩに基づく関数を用いて相対電力を算出するように構成され、Ｉのサブセットの各々について対応のサブセットＲを相対電力の算出に用いるようにするのが好ましい。

互いに相続くサンプルの各対の時間間隔はｔであり、この時間間隔は受信信号のサンプルを得る際の信号処理速度に対応する。少なくともサンプル｛Ｓ_ｉ＋１乃至Ｓ_ｉ＋５１｝および｛Ｓ_ｊ−５１乃至Ｓ_ｊ−１｝をそれぞれ含み、サブセットＲのサンプルエレメントは何も含まないＸ個の互いに相続くサンプルの少なくとも二つの互いに排他的なサブセットがあるのが好ましい。その場合は、サブセットＲは、ｔの少なくとも５０倍だけ互いにずれた互いに相続くサンプルのグループを表す少なくとも三つの互いに排他的なサンプルサブセットによって画定するのが好ましい。

上記プロセッサは、サンプルＳ_ｋについてのＰＮスクランブル系列と受信信号との間の相関出力電力Ｐ_ｋ ^ＰＮを次式、すなわち、

で算出するのが好ましい。ここで、Ｎは予め画定した定数、ｃ（・）はＰＮスクランブル系列対応の値を表す。処理時間を制限するために、インデックスＩを１５０個以下のエレメントで画定するのが好ましい。一つの例では、インデックスセットＩは｛０−９，５０−６９，１００−１９９｝（ただし、Ｎは２５６）に等しい。その場合は、Ｒは、ｔの５０００倍以上の時間ずれで相互に分離されたサンプルのグループを表す三つの互いに排他的なサンプルサブセットで画定される。

ＲＡＫＥフィンガー割当てブロックは、バッファと、サンプルＳ_ｋの相関電力を時間ダイバース積分ベースで割当てブロック内で算出するように時間ダイバース積分用に構成したプロセッサとを備えるのが好ましい。しかし、時間ダイバース積分の実働化は、サンプル相対電力値算出用の構成部分にも同様に応用できる。
略語表
３ＧＰＰ 第３世代パートナーシッププロジェクト
ＡＦ 適応フィルタ
ＡＷＧＮ 相加性白色ガウス雑音
ＢＣＨ 一斉通報チャネル
ＣＤＭＡ 符号分割多元接続
ＣＦＡＲ 一定誤警報率
ＣＰＩＣＨ 共通パイロットチャネル
ＦＲＦ 第１ランクフィルタ
ＨＧＣ 階層ゴーレイ相関器
ＭＳ 移動局
Ｐ−ＣＣＰＣＨ 一次共通制御物理チャネル
ＰＮ 疑似雑音
ＰＳＣ 一次同期符号
Ｐ−ＳＣＨ 一次同期チャネル
ＳＳＣ 二次同期符号
Ｓ−ＳＣＨ 二次同期チャネル
ＳＮＲ 信号対雑音比
ＵＥ ユーザ装置
ＷＧ４ 作業部会４（３ＧＰＰの）

マルチパス環境に対応できる高性能の３ＧＰＰシステム用ＲＡＫＥ受信機を提供できる。

次に、この発明を第３世代パートナーシッププロジェクト仕様に準拠した通信システムに関連づけて説明する。この種の通信システムでは、ＣＤＭＡ通信信号はシステム時間フレームで規定したチップ速度で送信する。無線通信をユーザ装置（ＵＥ）と基地局、すなわちノードＢとの間で行う。ＵＥおよびノードＢはともに無線通信信号を送受信する。ＵＥおよびノードＢのいずれの送受信局の受信装置においても、この発明によるＲＡＫＥ受信機を受信マルチパス通信信号の効率的信号処理による性能改善に用いることができる。この明細書において特段の説明をする場合を除き、セルサーチ、符号捕捉、および同期のための好ましい信号処理は現行の３ＧＰＰ仕様に準拠したものである。

この発明のＲＡＫＥ受信機の性能を評価するために、種々のシミュレーションを行った。すなわち、相加性白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）チャネルを用いたシミュレーション、および３ＧＰＰ技術仕様書３．２版でＷＧ４ケース１およびＷＧ４ケース５として周知の３ＧＰＰ作業部会４（ＷＧ４）規定の互いに異なる二つのチャネルを用いたシミュレーションなどである。

発明者らは、伝搬チャネルインパルス応答が「肥大」フィンガーパスと通常のＲＡＫＥフィンガーパスとの組合せからなることを認めた。肥大フィンガーパスは互いに近接したマルチプルパスを表し、通常のＲＡＫＥフィンガーパスの各々は他のパスから少なくとも１チップ間隔だけ離れたシングルパスを表す。チャネル応答は通常二つ以上の「肥大」フィンガーパスを備えることはないので、この明細書で述べる好ましい実施例は単一の「肥大」フィンガーを備えるものに限る。しかし、この発明の考え方は複数の「肥大」フィンガーの場合にも同様に適用できる。

この発明においては、ＲＡＫＥロケータで肥大フィンガーパスおよびＲＡＫＥフィンガーパスを常に探索する。肥大フィンガーパスは肥大フィンガーパスを復調できる復調アルゴリズム／システムから成る肥大フィンガーにそれぞれ割り当て、複数の個々のマルチパス成分は複数の通常のＲＡＫＥフィンガーにそれぞれ割り当て、これらフィンガーの各々にはトラッキング機構を設ける。少なくとも１チップ幅だけ互いに離れた通常のＲＡＫＥフィンガーは従来技術のＲＡＫＥ受信機を表す。肥大フィンガーパスを復調できる復調アルゴリズム／システムの一例は適応フィルタ（ＡＦ）である。

図１に示すとおり、ＲＡＫＥロケータはサーチ機構（セルサーチ）とＲＡＫＥ受信機とを接続する重要な役割を果たす。セルサーチプロセスを符号位相捕捉により行ったのち、ＲＡＫＥフィンガーは検出した符号位相に関連づけられる。検出した符号位相は受信した無線チャネルのマルチパスに起因する遅延に対応する。マルチパスに起因する遅延は非定常的であることが多いから、そのチャネル内のマルチパス成分を常にサーチする必要がある。マルチパスに起因する符号位相をＲＡＫＥ受信機に割り当てて復調する。ＲＡＫＥフィンガーの各々に対応する上述の粗同期に引き続き、それら個々のＲＡＫＥフィンガーの符号トラッキング機構で精同期を行う。移動ＵＥが移動して受信チャネルの遅延プロファイルが変動するに伴って、ＲＡＫＥフィンガーへの割当て符号位相は消失する。次に、これらのフィンガーはＲＡＫＥ受信機から割当て解除され、新たな符号位相がＲＡＫＥロケータから再割当てされる。このプロセスは後述のＲＡＫＥ再割当てシステムで説明する。

図１は、初期ＦＡＴフィンガー割当てプロセッサおよびＲＡＫＥフィンガー割当てプロセッサを含む３ＧＰＰシステム用ＲＡＫＥロケータの全体のブロック図を示す。このロケータは、マルチパス信号処理を高速化するように３ＧＰＰ初期セルサーチアルゴリズムと共働する。

同期達成前の期間にユーザ装置（ＵＥ）は信号電力最大の基地局をサーチする。好ましい実施例では、現行３ＧＰＰ仕様準拠の基地局からのダウンリンクスクランブル符号およびフレーム同期信号をセルサーチブロックで判定する。ＲＡＫＥ受信機は、スクランブル符号を特定したあと、無線チャネルの各マルチパスまたはマルチパス群の相対遅延または符号位相に関する情報を肥大フィンガーのために常に必要とする。

ＵＥは、セルサーチ手順の第１のステップの期間中に、一次同期チャネル（Ｐ−ＳＣＨ）の符号を用いてセルへのスロット同期を捕捉する。この動作は、Ｐ−ＳＣＨチャネルに整合した単一の整合フィルタで通常行う。Ｐ−ＳＣＨで用いる符号はすべてのセルに共通である。セルのスロットタイミングはこの整合フィルタの出力のピーク値を検出することによって得ることができる。

セルサーチ手順の第２のステップの期間中に、ＵＥは二次同期チャネル（Ｓ−ＳＣＨ）の符号を用いてフレーム同期をとり、上記第１のステップで把握したセルの符号群を特定する。この動作は、受信信号とあり得る二次同期符号系列全部との相関をとり、最大相関値を把握することによって行う。これら符号系列の循環シフトは互いに独自の値を示すので、符号群およびフレーム同期を判定できる。

セルサーチ手順の最終の第３ステップの期間中に、ＵＥは特定ずみのセルの用いている正確な一次スクランブル符号を判定する。一次スクランブル符号は、上記第２のステップで特定された符号群の中の全符号と、共通パイロットチャネル（ＣＰＩＣＨ）経由でシンボルごとの相関をとることにより通常は特定される。一次スクランブル符号を把握したあと、一次共通制御物理チャネル（Ｐ−ＣＣＰＣＨ）を復調でき、Ｐ−ＣＣＰＣＨ経由で送られてきたシステム特定情報およびセル特定情報を一斉通報チャネル（ＢＣＨ）から読み出すことができる。図２はＰ−ＳＣＨ、Ｓ−ＳＣＨおよびＣＰＩＣＨのフレーム構成およびスロット構成の例を示す。

セルサーチアルゴリズムの性能はＲＡＫＥロケータに多大の影響を及ぼす。セルサーチが不首尾の場合は、誤ったＰＮスクランブル符号がＲＡＫＥロケータに割り当てられ、そのためにＲＡＫＥロケータが誤ったパス表示を生ずる。したがって、ＲＡＫＥロケータはセルサーチアルゴリズムを検証し誤検出を除去するように作用する。

図３は肥大フィンガー割当てプロセッサのブロック図を示す。このプロセッサは三つの主要ブロック、すなわち閾値比較ブロック、窓サーチブロックおよび肥大フィンガー配置ブロックの三つの主要ブロックを含む。閾値比較ブロックは現行３ＧＰＰ準拠の階層ゴーレイ相関器（ＨＧＣ）出力を閾値η_１と比較して雑音成分を抑える。窓サーチブロックは、変動平均窓電力の大きい方から例えば五つの候補窓を選択する。指定された窓の各々をＲＡＫＥフィンガーの一つへの候補窓とする。上記肥大フィンガー配置ブロックは電力最大値の窓を特定する。

閾値比較ブロックで用いる上記第１の閾値η_１はＰ−ＳＣＨの平均雑音電力に比例する。肥大フィンガー配置ブロックで用いる第２の閾値η_２はＣＰＩＣＨの平均雑音電力に基づく値である。これら二つの閾値η_１およびη_２がこの受信機の検出確率および誤警報確率を定める。

これら閾値との比較を用いて、肥大フィンガー配置を、開始タイミングインデックスτ_ｗで特定した窓に割り当てる。このインデックスを、ＲＡＫＥ受信機の肥大フィンガーを含む適応フィルタ（ＡＦ）に供給する。肥大フィンガー割当てプロセスは、窓配置を行い、肥大フィンガーパスの電力を検証するためのものである。

図４は閾値比較ブロックのプロセスを図解する。閾値比較ブロックはＰ−ＳＣＨチャネルの符号位相真値の事前検出およびサーチのためのものである。セルサーチステップ１は０から５１１９までの範囲の値であるスロット境界値を生ずる（チップあたり２サンプルのスロット）。スロット境界が与えられると、スロット境界を囲む半チップ間隔の±２００サンプルの窓が合計４０１個のサンプルを生ずる。上記±２００のサンプル数を選ぶ理由は、無線チャネルの遅延のばらつきの最大値を±１００Ｔ_Ｃと推算しているからである。

Ｐ−ＳＣＨはすべてのセルに共通であるから、閾値比較ブロックへの入力は検出可能な基地局全部からのパスエネルギーに対応する値を含む。したがって、どの信号が所望の基地局に属するかの検証と、それ以外の信号の抑制のために、事後検出が必要である。誤警報確率を低く抑えるためには適切な閾値η_１を定める必要がある。この閾値は平均雑音電力に比例する。閾値η_１が低すぎる場合は、誤警報確率が許容不可能なほどに高くなる。閾値η_１が高すぎる場合は、検出確率が低くなりすぎる。すなわち、η_１の値の選択にはトレードオフが伴う。

閾値比較ブロックへの入力、すなわちセルサーチステップ１のＨＧＣ出力を閾値η_１と比較して、その閾値を超えるサンプルとその閾値を下回るサンプルとを弁別する。閾値比較ブロックの出力は次式

で与えられる。ここで、ｉ＝０はスロット境界を表す。この閾値を平均雑音電力σ_ｎ ^ＨＧＣ
で次式、すなわち

のとおり、スケーリング係数αにより適応的に変動させる。

窓サーチブロックの主な機能は、許容最大重複値で電力最大値を示す所定数の候補窓を特定することである。候補窓の数は、利用可能なＲＡＫＥフィンガーの数に対応し、その数はこの例では５である。窓の大きさは例えばサンプル２１個分である。変動する平均的（ＭＡ）な窓の電力は、次式、すなわち

で与えられる。ここで、Ｐ^〜 _ｉ ^ＨＧＣは（２．１）で与えられる。次に、上記窓の電力を降順、すなわち

に並べる。ここでＰ^（１）＝ｍａｘ（Ｐ_ｉ ^{ｗｉｎｄｏｗ}）である。五つの窓を特定するための要件は、
１．候補窓Ｐ^（１）乃至Ｐ^（５）全部が次式、すなわち

で表される設計パラメータである最小窓電力Ｐ_ｍｉｎを超えていること、および
２．候補窓が少なくともサンプル５個分だけ互いに離れていること、すなわち（ｊ）番目の候補Ｐ^（ｊ）＝Ｐ_ｋ ^{ｗｉｎｄｏｗ}および（ｊ＋１）番目の候補Ｐ^{（ｊ＋１）}＝Ｐ_ｌ ^{ｗｉｎｄｏｗ}が次式、すなわち

で表される条件を満たすこと、である。

上記要件１が満たされない場合は、５個未満の候補窓を定めてＲＡＫＥ受信機の５個未満のフィンガーを割り当て、未割当てフィンガーは遊休のままとする。要件２が満たされない場合は、最大電力を示す候補窓を用い、サンプル５個分以内の候補窓は用いない。

図５は窓サーチ手順を図解する。第１のＰ_ｉ ^{ｗｉｎｄｏｗ}を式（３）のとおり算出し、第２にＰ_ｉ ^{ｗｉｎｄｏｗ}を降順に並べる。第３に少なくともサンプル５個分だけ分離された初めの５個の候補を選ぶ。図示の便宜のために、各窓には初めの７個のサンプルだけを表示してある。上述のとおり、窓の好ましい大きさは２１サンプル幅である。

候補窓が互いに重複する場合（例えば図５におけるＰ_−１９３ ^{ｗｉｎｄｏｗ}とＰ_−１９８ ^{ｗｉｎｄｏｗ}、Ｐ_−５ ^{ｗｉｎｄｏｗ}とＰ_１ ^{ｗｉｎｄｏｗ}）は、それら重複した領域をバッファに保存する。上記肥大フィンガー割当てブロックでは、ＰＮスクランブル系列と受信信号との間の相関出力電力Ｐ_ｋ ^ＰＮの算出のための所要時間の削減にこれを用いる。例えば、第１の候補窓の開始点が５であり、第２の候補窓の開始点が１１であると仮定する。その場合、サンプル２１個分の幅の大きさの窓についての重複サンプル数は１１乃至２５（サンプル１６個）である。この範囲では、Ｐ_ｋ ^ＰＮについての二重計算を防ぐのが望ましい。

肥大フィンガー配置ブロックはＣＰＩＣＨチャネルを用いて事後検出プロセスを行う。ＣＰＩＣＨは与えられた領域内のセルの各々について独自のチャネルであるから、ＣＰＩＣＨ経由の相関は特定のセルについての符号位相の真値を与える。例えば、ＵＥへの無線チャネルの形成に三つの基地局が利用可能であると仮定する。そのＵＥがＢＳ１と交信中であれば、ＣＰＩＣＨ経由の相関はＢＳ１の符号位相だけを強調し、ＢＳ２およびＢＳ３の符号位相を抑圧する。受信信号とＰＮスクランブル系列との間の相関の電力は次式、すなわち

で算出される。ここで、ｒ（・）およびｃ（・）の系列は受信信号系列およびＰＮスクランブル系列をそれぞれ表す。ＪおよびＮの通常の値は、Ｊ＝５０（５０スロット）、Ｎ＝２５６（チップ数で表した１シンボル長）。現行３ＧＰＰに規定されるとおり、受信信号のサンプル速度とＰＮスクランブル系列のサンプル速度は互いに異なる。受信信号のサンプル速度はＴ_Ｃ／２である。しかし、ＰＮスクランブル系列は間隔Ｔ_Ｃでサンプルされている。したがって、式７は、次式、すなわち

のように変形できる。ここで、ｒ_ｅｖｅｎ（・）およびｒ_ｏｄｄ（・）は受信信号の偶数番目のサンプルおよび奇数番目のサンプルをそれぞれ示す。式（７）を単純にするために、

とする。絶対値演算は次式、すなわち

で近似できる。式（９）を用いて式（７）を次式、すなわち

のとおり単純化する。受信信号とスクランブル系列とのサンプル速度の速度の相違を考慮に入れると、式（１０）は次式、すなわち

のとおり変形できる。相関出力電力Ｐ_ｋ ^ＰＮが第２の閾値η_２よりも大きい場合は、その符号位相を真のパスとして受容する。この第２の閾値は平均雑音電力に比例し、次式、すなわち

で表される。ここで、βはスケーリング係数であり、σ_ｎ ^ＰＮは次式、すなわち

で与えられる平均雑音電力である。ここで、ｃ_ＡＵＸ（・）は補助ＰＮスクランブル符号を表す。式（１３）は変形絶対値演算子を用いて式（１０）のとおり単純化される。肥大フィンガーを時点τ_ｗで割り当てた場合は、ＲＡＫＥ割当てプロセスに備えて次式のとおり零にリセットし、通常のＲＡＫＥフィンガーがＦＡＴフィンガー位置に割り当てられないようにする。すなわち、

図６は肥大フィンガー配置ブロックプロセスを示す。この図の上半分は五つの最良の候補窓の選択を示す。このプロセスは事前検出部分である。窓インデックスを下半分対応の事後検出に供給する。下半分は式（１１）を用いて相関出力電力を算出する。選択された窓が第２の閾値以上の非連続サンプル最小数を含む場合は肥大フィンガーを割り当てるのが好ましい。

肥大フィンガーが割り当てられない場合は、閾値比較ブロックの出力がＲＡＫＥフィンガー割当てプロセッサの入力である。この場合は、非連続測定値は除去して複数のパスが確実に少なくとも１チップ分互いに分離されるようにする。この動作は、与えられた窓の中の最大値サンプルから開始してその隣接サンプルを除去し、その隣接サンプルの隣のサンプルを保持し、それら保持したサンプルの次の隣接サンプルを除去することによって行う。

図７は好ましい肥大フィンガー割当て方法を図解した流れ図である。この流れ図のパラメータは次のとおりである。
Ｐ_ｍｉｎ：最小平均窓電力。
Ｎ_ｃ：第２の閾値η_２以上のサンプルの数。
Ｎ_ｌｏｗ：第２の閾値η_２以上のサンプルの許容最小数。
Ｎ_ｒｅｑ：第２の閾値η_２以上のサンプルの所要数。
Ｎ_ｃ’：近似成分除去のあとの第２の閾値以上のサンプルの数。
Ｎ_ａｃｃ：上記除去処理のあとの第２の閾値以上のサンプルの数。なお、マルチパス幅Ｎ_Ｗを計測して、対応数のタップを割り当てる肥大フィンガーに送る。

第２の閾値以上のサンプルの数（Ｎ_ｃ）および上記除去処理のあとの第２の閾値以上のサンプルの数（Ｎ_ｃ’）を計数する。次に、右端の窓を肥大フィンガー窓に指定する。すなわち、その窓だけが、好ましくは４に設定されて、Ｎ_ｃ’最小値の基準に合致するからである。すなわち、肥大フィンガーは、選ばれた窓の中で少なくとも１チップ分だけ互いに分離された上記閾値以上のサンプルが少なくとも４個ある場合だけ用いられる。

図７に示すとおり、肥大フィンガー配置プロセスは、窓の中の第１の候補の総電力値が許容最小電力値を超えるか否かをチェックすることにより始める。否の場合は、この肥大フィンガー配置ブロックは次の候補をチェックする。上記条件を満たす候補がない場合は、このプロセスはステップ６に進む。次に、入力信号ｒ（ｍ，ｎ）とローカルに発生したＰＮスクランブル符号ｃ（ｍ，ｎ）との間のシンボルごとの相関を次式、すなわち

により算出する（ステップ２）。ここでＪは累算シンボル数、Ｎはチップ数で表したシンボル長である。

次に、第２の閾値η_２と比較する。閾値η_２以上のサンプルの数Ｎ_ｃを計数し（ステップ３）、ステップ４で次の二つのケース、すなわちケース１およびケース２に分ける。
（ａ）ケース１：Ｎ_ｃ＜Ｎ_ｌｏｗの場合、ステップ１に進み、次の候補をチェックする。
（ｂ）ケース２：Ｎ_ｌｏｗ ＜Ｎ_ｃ ＜Ｎ_ｒｅｇの場合、（ｉ）第２の閾値以上のサンプル数Ｎ_ｃ’をそれ以外のサンプルの除去後に計数する、（ii）上記サンプルの除去後の受容可能なサンプルの数Ｎ_ａｃｃよりもＮ_ｃ’が大きいか否かをチェックする。
（ｃ）ケース３：Ｎ_ｃ ＞Ｎ_ｒｅｇの場合、肥大フィンガーを割り当ててステップ５に進む。

肥大フィンガーの範囲でＲＡＫＥフィンガーを割り当てることを防ぐために、式（１）の肥大フィンガー範囲におけるＨＧＣ出力を零にリセットし、Ｐ_ｉ ^ＨＧＣ＝０、ｉ＝τ_Ｗ，τ_Ｗ＋１，・・・，τ_Ｗ＋２０とする。

すべての候補の処理が終わると、ＲＡＫＥフィンガー割当てプロセスに入る（ステップ６）。

ＲＡＫＥフィンガー割当てプロセッサのブロック図を図８に示す。このＲＡＫＥフィンガープロセッサは第１のランクフィルタと、ＲＡＫＥフィンガー検出器と、第２のランクフィルタと、割当て器とを含む。第１のランクフィルタは、セルサーチＨＧＣからの入力Ｐ^〜 _ｉ ^ＨＧＣを降順に並べて大きい方からＭ個のサンプルを選択する。これらのサンプルは少なくともサンプル２個分だけ互いに離れていなければならない。割り当てられた肥大フィンガーがない場合は、閾値比較ブロックＰ^〜 _ｉ ^ＨＧＣの出力を第１のランクフィルタに直接に加える。このフィルタブロックの入力は式（１）に示した閾値η_１以上のＨＧＣ出力電力、すなわち次式、

で表される。このブロックはこれら電力を降順、すなわち次式

で表される順に並べる。ここで、Ｐ^（１） _ＦＲＦ＝ｍａｘ（Ｐ^〜 _ｉ ^ＨＧＣ）であり、下付き文字ＦＲＦは第１のランクフィルタを表し、Ｍは設計パラメータである。このブロックの出力は相関出力電力ではなく、上記電力対応の時間インデックス、すなわち

である。

これらのサンプルは、所望のチップ継続時間マルチパス分解能を確保し、分離が不十分である場合の余剰分除去を確実にするために、サンプル２個分だけ互いに離れていることを確認するのが好ましい。換言すれば、Ｉ_ｊ＋１対応のサンプルは次式、すなわち
（数１９） ｜Ｉ_ｊ−Ｉ_ｊ＋１｜＞２， ｊ＝１，２，・・・、Ｍ−１
を満足しない場合は除去される。

図９は肥大フィンガー領域以外で相関出力電力の大きい方から８個を選択する例を示す。これら位置に対応するインデックスをＲＡＫＥフィンガー検出ブロックに加える。

ＲＡＫＥフィンガー検出ブロックは、式（１７）で与えられたインデックス対応の相関出力電力がＣＰＩＣＨ電力の第２の閾値η_２よりも大きいことを検証する。この相関電力は次式、すなわち

で与えられる。ここでｒ（・）およびｃ（・）のサンプル速度は互いに異なっており、式（２０）は次式、すなわち

のとおり変形できる。

式（２０）の相関電力が第２の閾値η_２よりも大きい（すなわちＰ_ｋ ^ＰＮ ＞η_２）場合は、それに対応する符号位相を検出セルの真のパスとして把握する。それ以外の場合は、その符号位相は正しいパスとしては把握しない。この事後検出のための検証モードでは、式（１８）で与えられたインデックスの隣接符号位相（左および右）もクロックドリフトおよびＵＥ移動の把握のためにチェックする。図９の上部は、大きい方からＭ個、例えば８個のサンプルの選択とそれらサンプルのインデックス［Ｉ_１，Ｉ_２，・・・，Ｉ_８］を示す。同図の下部はＬ個の真のパスを判定する検証プロセスを示す。上記インデックス［Ｉ_１，Ｉ_２，・・・，Ｉ_８］の隣接インデックスは次式、すなわち

で表され、これらインデックス対応の電力は次式、すなわち

で表される。

式（２２）および（２３）で表されたセットの中の第２の閾値以上の大きい電力およびそれらに対応するインデックスを真のパスとして選択するのが好ましい。図１０は次式、すなわち
（数２４） ［Ｉ_８＋１，Ｉ_３，Ｉ_７−１，Ｉ_１，Ｉ_６＋１］
で表されるインデックスを上述の例における真のパスとして把握する場合を示す。この場合は、Ｌは５であることが分かる。すなわち、式（２２）および（２３）における八つのセットのうちの三つは第２の閾値以上の電力を備えないからである。

第２のランクフィルタはＬ個の候補サンプルのうち大きい方からＫ個のサンプルを選ぶ。ここでＫはＲＡＫＥフィンガーの数である。このブロックの入力は閾値以上の相関出力電力およびそれらのインデックスである。これらの電力値を降順、すなわち
（数２５） Ｐ_１ ^ＲＡＫＥ ＞Ｐ_２ ^ＲＡＫＥ ＞・・・＞Ｐ_Ｌ ^ＲＡＫＥ
に従って並べて、式（２４）からの対応インデックスを次式、すなわち
（数２６） ［Ｉ_１ ^ＲＡＫＥ，Ｉ_２ ^ＲＡＫＥ，・・・，Ｉ_Ｌ ^ＲＡＫＥ］
のとおり区分する。このブロックの出力は式（２６）の中の大きい方からＫ個のサンプルのインデックス、すなわち
（数２７） ［Ｉ_１ ^ＲＡＫＥ，Ｉ_２ ^ＲＡＫＥ，・・・，Ｉ_Ｋ ^ＲＡＫＥ］
に対応するサンプルのインデックスである。

図１１は第２のランクフィルタのプロセスを図解する。相関出力電力を降順、すなわち

に従って並べる。また、インデックスを次式、すなわち

に従って区分する。

Ｋ個のＲＡＫＥフィンガーがこの受信システムで利用できる場合は、式（２８）のＫ個のインデックスを後述のとおりＲＡＫＥフィンガーとして割り当てる。肥大フィンガーを割当てずみの場合はＫ個以下の数のフィンガーが利用できる。

電力最大値のＲＡＫＥフィンガーパスは、最低基準に合致しない場合でも、肥大フィンガーが割当てずみでなければ、常にＲＡＫＥ受信機フィンガーに割り当てられる。肥大フィンガーであるか通常フィンガーであるかを問わず、ＲＡＫＥフィンガーが割り当てられると、それ以外のフィンガーパスの各々はＲＡＫＥ受信機フィンガーへの割当ての前に、追加の試験に合格しなければならない。

その追加の試験は、付加ＳＮＲが最小ΔｄＢ以上であるか否かを判定する。Ｋ個のフィンガーの割当てのあとの現在の対象フィンガーのＳＮＲがＳＮＲ_ＫｄＢである場合、次式、すなわち

が成立すれば追加のフィンガーを割り当てる。これは、ｋ＋１番目の成分Ｐ_ｋ＋１の電力測定値を電力累算値、すなわち

と比較することと等価である。

Ｐ_ｋ＋１ ＞（δ−１）ＣＰ_Ｋの場合は、フィンガーを割り当てる。ここで、δ＝１０^０．１Δである。その場合、ＳＮＲ合計値に０．２６ｄＢをさらに加える成分がある時だけもう一つのＲＡＫＥ受信機フィンガーを割り当てる。

通常の無線伝搬チャネルは伝搬パス中の建物、山岳、ほか移動体障害物に起因する反射を伴う。反射による複数のパスは信号エネルギーの減衰および歪の原因となる。伝搬遅延プロファイルは市街地および郊外地区では通常１乃至２μｓの範囲にある。山岳地域では伝搬遅延が２０μｓに達することもある。マルチパス成分の時間差が少なくとも０．２６μｓ（チップ期間）である場合は、ＣＤＭＡ ＲＡＫＥ受信機はそれらマルチパス成分を互いに分離してコヒーレント合成し、ダイバーシティ受信を達成することができる。上記０．２６μｓの伝搬遅延はパスの長さの差が少なくとも２６０ｆｔあれば生ずる。受信信号電力はマルチパス反射成分の位相合致による打消作用が生じた場合は著しく小さくなる。フェーディングおよび分散の原因となる地形によっては、急速フェーディングに起因する信号変動が通常のマルチパスの何倍もの頻度で起こる。

このフェーディングの障害を解消するのにいくつかの手法がある。第１の手法は、高いエネルギーをもって信号が入来する遅延位置にＲＡＫＥフィンガーを割り当てるやり方である。第２の手法は、高速電力制御およびダイバーシティ受信である。第３の手法は符号化およびインターリーブ手法である。

肥大フィンガー割当てプロセッサおよびＲＡＫＥフィンガー割当てプロセッサの出力をシステム全体の性能の改善に用いる。例えば、平均の捕捉時間は検出確率、誤警報確率、滞在時間、誤警報ペナルティ時間およびサーチ対象セルの数に左右される。上記の平均捕捉時間は捕捉装置の性能に非常に重要であるので、上述のパラメータすべてを最適化するのが望ましい。図１２はＰＮスクランブル系列とフレーム境界近傍の受信信号との間の相互相関出力電力を生ずる事後検出構成を示す。

真の符号位置に関する事前の情報はないので、受信ＰＮ符号とその符号のローカル複製符号との整列ずれの不確定性が符号周期一つ分まで達し得る。したがって、長いＰＮ符号については解消すべき対応の時間不確定性がかなり大きくなり得る。受信信号とローカルＰＮ符号信号とを精密同期トラッキングへの制御引継ぎの前に１チップ周期の半分、すなわちＴ_Ｃ／２以内に合わせるよう通常は要求する。この要求に従って、ローカルＰＮ符号信号の遅延を不連続幅で増減する。すなわち、Ｔ_Ｕ＝Ｎ_ＵＴ_Ｃが解消すべき時間不確定性とすると、ｑ＝２Ｎ_Ｕ＋１があり得る符号整列の数であり、時間順次式サーチではそれら符号整列の数を不確定性領域の各サーチで検査すべきセルと呼ぶ。

符号捕捉の目的は、受信した疑似雑音（ＰＮ）ｒ（ｍ，ｎ）とローカルに発生した符号ｃ（ｍ，ｎ）との間の時間合わせをＰＮ系列チップの数分の１程度の精度で達成することである。この符号捕捉のための通常の手法は順次サーチ手法、すなわち受信符号系列とローカルに発生した符号系列との間の相関をとり、閾値交叉または相関出力最大値に基づき同期状態を把握するものである。閾値は整合フィルタ出力の信号対雑音比によって定めるものであり、雑音電力または部分相関に従って調整できるものである。サーチ手法は最大値規準および閾値交叉規準の両方を用いる。この分析におけるパラメータは次に示すとおりである。すなわち
Ｐ_Ｄ：正しいビンを試験した場合の検出確率。
Ｐ_ＦＡ：誤ったビンを試験した場合の誤警報確率。
τ_ｄ：各セルにおける滞在時間。
Ｋ：滞在ペナルティ時間単位の数。
ｑ：サーチ対象となるセルの総数。
平均捕捉時間Ｔ⁻ _ＡＣＱは次式、すなわち

で与えられる。ここで、平均滞在時間は次式、すなわち

で与えられる。スロット５個を用いた場合（Ｊ＝５０）、τ_ｄ＝３．３ｍｓである。式（３１）における平均捕捉時間は、検出確率Ｐ_Ｄ、誤警報確率Ｐ_Ｆおよび滞在時間τ_ｄの関数である。検出隔離Ｐ_Ｄが高く誤警報隔離Ｐ_Ｆが低い場合は次式、すなわち

が成立する。ｑ−１＝４００であるから、Ｔ⁻ _ＡＣＱ≒０．６６秒となり、式（３１）をＰ_ＦＡ≒０．Ｐ_Ｄ≒１で近似し、ｑを１よりもずっと大きい値とすることによって、式（３３）が得られる。

多くの実用的な符号捕捉システムにおいては、所定の総合捕捉時間に対する誤警報確率の低下は検証アルゴリズムと連携したサーチ手法の利用を伴う。この検証プロセスはサーチプロセスと交互に行われ、捕捉達成の度ごとに開始される。検証アルゴリズムの作動中はサーチは中断する。サーチおよび検証の両方を用いるシステムは二重滞在システムと呼ばれる。二重滞在システムを適切に用いると、サーチプロセス全体の大幅な迅速化を達成できる。シミュレーションによると約３倍の迅速化を達成できる。

図１３はＡＷＧＮチャネルにおけるシングルパスの検出確率Ｐ_Ｄを多様なＳＮＲ値について示す。入力信号のＳＮＲが４ｄＢを超えると、検出確率はほぼ１．０になる。マルチパスフェーディングチャネルと同じ性能を得るには、入力ＳＮＲが１５ｄＢ乃至２０ｄＢまで上がらなければならない。

図１４はＷＧ４ケース１のマルチパスフェーディングチャネル、すなわち３ｋｍ／ｈでレイリーフェーディング振幅０ｄＢおよび−１０ｄＢの二つのパスを有する上記マルチパスフェーディングチャネルの第１のパスの検出確率を示す。図１３と比肩できる程度の性能を得るには入力ＳＮＲを２０ｄＢまで上げなければならない。上記第１のパスについては、第２の閾値η_２に対する検出確率はそれほどの差はない。第２の閾値η_２が低い場合は、検出確率は高くなる。例えば、入力ＳＮＲが１０ｄＢの場合は、第２の閾値がη_２＝１．２σ_ｎ ^ＰＮからη_２＝１．８σ_ｎ ^ＰＮに変動するに伴って検出確率の差は０．２３（２３％）になる。

図１６は第２の閾値η_２についての誤警報確率（Ｐ_ＦＡ）を示す。第２の閾値を上げると誤警報確率が下がることが分かる。

誤警報確率と第２の閾値で制御される検出確率との間にはトレードオフがある。第２の閾値を下げると、特に第２のパスについて誤警報確率および検出確率が上がり、その逆も成立する。図１６は、入力ＳＮＲが十分に高い場合には、第２の閾値を誤警報確率の低下に十分な値まで上げなければならないことも示している。

図１７は、マルチパスフェーディングチャネルケース５、すなわち５０ｋｍ／ｈで０および−１０ｄＢのレイリーフェーディング振幅の二つのパスのあるケース５について、多様なＳＮＲおよび第２の閾値η_２に対する第１のパスの検出確率を示す。ケース１（図１４）に比べて、検出確率は、第２の閾値η_２＝１．２σ_ｎおよび入力ＳＮＲ５ｄＢについて０．４４から０．８８に上がっている。なお、移動体速度を３ｋｍ／ｈから５０ｋｍ／ｈに上げると検出確率がほぼ２倍になることも示されている。入力ＳＮＲが１０ｄＢよりも高い場合は検出確率は９０％以上になる。

図１８は第２のパス（振幅は−１０ｄＢ）の検出確率を示す。ケース１（図［４．３］）に比べて、検出確率は、第２の閾値η_２＝１．２σ_ｎおよび入力ＳＮＲ５ｄＢについて０．０４から０．２７に上がっている。概略的にいうと、検出確率は速度の上昇とともに増加することをシミュレーションの結果は示している。

閾値の如何に関わらず第２のパスの検出確率を９０％以上にするには、入力ＳＮＲは２０ｄＢ程度でなければならない。低い入力ＳＮＲでは、検出確率は第２の閾値に大きく左右される。すなわち、第２の閾値η_２＝１．２σ_ｎ、η_２＝１．５σ_ｎおよびη_２＝１．８σ_ｎに対する検出確率はそれぞれ０．２７、０．１３および０．０４である。

図１９は第２の閾値η_２に対する誤警報確率を示す。ケース１（図１６）に比べて、誤警報確率は全体として上がっている。例えば、第２の閾値η_２＝１．２σ_ｎおよび入力ＳＮＲ２０ｄＢで誤警報確率は０．２２５０から０．３２３３に変動している。誤警報確率を下げるには閾値η_２を十分に高くする必要があることが明らかである。

速度が上がると、検出確率は上がる。第２の閾値η_２は検出確率を最大にし、誤警報確率を最小にするように選ぶのが好ましい。検出確率および誤警報確率の設定を適切に行うストラテジーを選んで受信システムの性能を最適化する。

上述のＲＡＫＥ配置プロセスでパスが消失しまたは検出不能になる問題を緩和するために、この発明はＲＡＫＥ再配置プロセスを用いているので有利である。肥大フィンガーパスが消失した場合、または肥大フィンガー割当てがなかった場合は、ＲＡＫＥ配置プロセスを所定時間経過ののち再実施する。

ＲＡＫＥ管理システムは再配置プロセスを実動化するものであり、パスサーチャー、並びに割当て、再配置、パスセレクタおよびＲＡＫＥコントローラを含むものである。図２０はＲＡＫＥ管理システム全体の構成を示す。

図２１に示すＲＡＫＥ再配置プロセスは候補パスの再選択および候補パスと現用パスとの比較に用いる。候補パスの電力が現用パスの電力よりも大きい場合は、現用パスを割当て解除して新たなパスをＲＡＫＥフィンガーに再配置する。

電力遅延プロファイルは、セルサーチステップ１からの階層ゴーレイ相関器（ＨＧＣ）出力を用いることによって得られる。閾値比較ブロックはＨＧＣ出力から雑音成分を除去する。現用の肥大フィンガー配置およびＲＡＫＥフィンガー配置はパスサーチプロセスから除去される。次に、現用の肥大フィンガー配置およびＲＡＫＥフィンガー配置以外からのＨＧＣ出力を降順に並べる。最後に、少なくともサンプル２個だけ互いに分離された電力最大のパスを新たな候補パスとして選択する。

一次同期符号（ＰＳＣ）は、１スロット周期で反復する２５６チップ長の非変調ゴーレイ系列である。ＰＳＣを検出することによって、ＵＥは交信相手目標の基地局へのスロット同期を捕捉する。

パスサーチ手順は次のとおりである。
ステップ１：セルサーチステップ１を再試行する。
ステップ２：第１の閾値以上のＰ^〜 _ｉ ^ＨＧＣを検出する。
ステップ３：現用のＲＡＫＥ配置を除外する。
ステップ４：現用の肥大フィンガー配置を除外する。
ステップ５：Ｐ^〜 _ｉ ^ＨＧＣを降順に並べる。
ステップ６：新たな候補リストを作る。
ステップ７：使用ずみのＲＡＫＥ配置と新たなＲＡＫＥ配置との比較により消失パスを把握。
ステップ８：候補リスト（新たな候補リストおよび消失パスのリスト）を成案とする。

図２２はパスサーチプロセスの説明図である。図に示した星印と菱印は現用ＲＡＫＥ配置および使用ずみＲＡＫＥ配置をそれぞれ示す。影付きで示した範囲は現用の肥大フィンガー配置を示す。現用の肥大フィンガー配置およびＲＡＫＥフィンガー配置は新たな候補パスのサーチの段階で除外される。ＨＧＣ出力電力を降順に並べて電力の大きいパスを候補パスとして選択する。また、消失ずみのパスを使用ずみのパスと現用パスとの比較により検出する。消失ずみのパスは候補パスに含める。すなわち、それら消失パスは実際にパスとして存在する可能性があるからである。最終的に五つの候補パスをパスサーチプロセスで選択する。

上述のサーチプロセスで選択した候補パスは検証しなければならない。それらのパスを検証するには、互いに対応する符号の位相の相関出力電力を受信信号と共通パイロットチャネル（ＣＰＩＣＨ）との間のシンボルごとの比較により生ずる。この相関出力電力が第３の閾値よりも大きい場合は、それに対応する符号位相を真のパスと解釈する。パス検証手順は次のとおりである。
ステップ１：ＣＰＩＣＨを用いて新たな候補パスの相関出力電力Ｐ_ｉ ^ＰＮを計測する。
ステップ２：第２の閾値以上のＰ_ｉ ^ＰＮを検出する。
ステップ３：それらを降順に並べる。
ステップ４：電力の大きいパスを選択する。

パス検証プロセスを図２３に示す。同図上段はサーチプロセスを示し、下段は検証プロセスを示す。下段の図には新たに検出したパスと既に検出ずみであったパスとが示してある。電力値およびそれらのインデックスをパス選択器に送って降順に並べる。最後に電力値最大のパスをＲＡＫＥフィンガーに再割当てする。

検証プロセスで算出した相関出力電力のほうがＨＧＣ相関出力電力よりも信頼性が高い。すなわち、前者がシンボル１５個の積分で算出されるのに対して、後者はフレームあたり５０シンボルの積分で算出されるからである。

現用パスと新たな候補パスとの電力比較を行ったあと、電力最大のパスを再選択してＲＡＫＥフィンガーに再割当てする。パス選択器プロセスを図２４に示す。三つの現用パスを第２、第３および第５のＲＡＫＥフィンガーにそれぞれ割り当てる。第４および第５の現用パスは割当て解除する。二つの新たなパスの候補を第１および第４のＲＡＫＥフィンガーに割り当てる。新たなパスの候補のうち第３、第４および第５の候補パスは用いない。

二つのパスを二つの別々のＲＡＫＥフィンガーに割り当てる場合を想定する。ある時間の経過後、それら二つのパスが同じ位置に収束するものと仮定する。その場合、ＲＡＫＥコントローラはそれらパスの一つを切り捨てて、そのパスに割当てずみのＲＡＫＥフィンガーを解放し、そのフィンガーの解放をコントローラに知らせ、解放ずみのパスを割当て用にパスサーチャーが見出すよう指示する。このＲＡＫＥコントローラは各フィンガーの動作状態を把握し、フィンガーを含むＲＡＫＥ受信機全体を制御しなければならない。

図２５はケース１（低速移動チャネル：３ｋｍ／ｈ）の検出確率性能を入力ＳＮＲの種々の値に対して示す。丸印を付けた実線はＲＡＫＥ割当てプロセスにおける第１のパスの検出性能を表す。正方形印を付けた点線はＲＡＫＥ割当てプロセスにおける第２のパスの検出性能を示す。菱形を付けた点線は再配置プロセス後の第２のパスの検出性能を表す。検出性能は３乃至９％上がっている。このことは、ＲＡＫＥ割当てプロセスにおいて第２のパスが消失した場合、ＲＡＫＥ再配置プロセスがその消失パスを回復可能であることが多いことを示している。

図２６はケース５（高速移動チャネル：５０ｋｍ／ｈ）の検出確率性能を入力ＳＮＲの種々の値に対して示す。丸印を付けた実線はＲＡＫＥ割当てプロセスにおける第１のパスの検出性能を表す。正方形印を付けた点線はＲＡＫＥ割当てプロセスにおける第１のパスの検出性能を表す。菱形印を付けた点線は再配置プロセスのあとの第２のパスの検出性能を表す。検出性能は８乃至１２％上がっている。このシミュレーションの結果は、高速移動チャネルのほうがＲＡＫＥ再配置の効果が大きいことを示している。すなわち、高速移動チャネルにおける消失チャネルの回復にＲＡＫＥ再配置が著しく寄与することを示している。

図２７はケース５の検出確率性能を入力ＳＮＲの種々の値に対して示す。所要ΔＳＮＲの最小値は０．４ｄＢである。第２のパスの検出性能は上がっている。なお、この場合は誤警報確率も少し増加している。

生・死伝搬のチャネル状態は二つのパスを有するフェーディングなしのチャネル状態である。移動伝搬状態は生と死とが交互に起こる二つのパスの状態である。これらパスの生起する位置は、等確率でランダムに選択し、図２８に示すとおりである。上記生・死伝搬の条件は次に示すとおりである。
ステップ１：二つのパス、すなわちパス１およびパス２を群（［−５，−４，−３，−２，−１，０，１，２，３，４，５］μｓ）からランダムに選ぶ。これらパスは互いに等しい大きさと等しい位相とを備える。
ステップ２：１９１ｍｓ経過ののち、パス１が消失し、その直後に上記群からランダムに選んだ新たな位置（ただしパス２の点は除く）に再生起する。パス１およびパス２のタップ係数の大きさおよび位相は不変のままとする。
ステップ３：さらに１９１ｍｓが経過ののち、パス２が消失し、その直後に上記群からランダムに選んだ新たな位置（ただしパス１の点は除く）に再生起する。パス１およびパス２のタップ係数の大きさおよび位相は不変のままとする。
ステップ４：ステップ２およびステップ３の手順を繰り返す。

図２９は１００フレーム期間（１秒）のＰＳＣチャネル応答についてのシミュレーション結果を示す。ここで、入力ＳＮＲは１０ｄＢである。１９１ｍｓの期間ごとに遷移（生死）がある。二つのパスが支配的に大きい電力値を示すので、フェーディングによる干渉なしに容易に検出できる。この図では、電力値最大のパスを相対遅延零で時間的に整合させてある。検出確率性能および誤警報確率はそれぞれＰ_Ｄ＝１．０およびＰ_ＦＡ＝０．００１７である。

図３０は１００フレーム期間（１秒）のＣＰＩＣＨチャネル応答についてのシミュレーション結果を示す。１９１ｍｓの期間ごとに遷移（生死）がある。二つのパスが際立っており、フェーディングによる干渉なく容易に検出される。電力最大値のパスを相対遅延零で時間的に整合させる。固定チャネル（ＡＷＧＮ）では所定のＳＮＲが５ｄＢ以上の場合は、完全な検出を期待できる。検出確率性能および誤警報性能はそれぞれＰ_Ｄ＝１．０およびＰ_ＦＡ＝０．００１７である。
１．滞在時間（積分時間）を節約するので全体の捕捉時間を大幅に削減する。検証プロセスだけがある場合は、滞在時間は０．６６秒になる。ＰＳＣを初期パスサーチプロセスに用いる場合は、滞在時間は０．２０秒に削減できる。システム動作速度は３倍以上になる。
２．再配置の場合は、検出性能を上げるようにパスサーチを再試することは容易である。余分の０．２秒を要するが、パスサーチプロセスなしの検証プロセスよりは高速である。

この発明の代わりの実施例は時間ダイバース積分を用いる。低速フェーディングの悪影響を解消するには、上述の好ましい実施例に開示した逐次シンボル積分を時間ダイバース積分に変形する。ＰＮ相関出力電力を生ずるための慣用の積分は逐次シンボル積分によって行う。しかし、低速フェーディングチャネルでは積分範囲の深いフェーディングのために検出確率が低下する。この問題の解消策として時間ダイバース積分を用いることができる。式（７）について上に述べたとおり、通常のＰＮ相関出力電力を互いに相続く所定数、例えば５０個のサンプル期間にわたり次式、すなわち

のとおり算出する。

時間ダイバース積分は次式、すなわち

で表される。

上式においてＩは望ましくはエレメント数１５０個以下の選ばれたインデックスのセット、例えばＩ＝｛０，・・・，５０，・・・，６９，１００，・・・，１９９｝である。インデックスセットの選択は、いくつかの互いに異なる時間間隔にわたりサンプル相互間の相関出力電力を推算し、それによって時間ダイバーシティを行う。時間ダイバース積分の計算は、式（８）乃至（１１）について上に述べたとおり、慣用の積分に変形して単純化することができる。

信号サンプルの相対的電力値に基づいて通信信号をプロセスする場合は、時間ダイバース信号サンプルに対応する値の関数として相対電力を算定するのに、一般に時間ダイバーシティを用いることができる。サンプルのセットＲを画定する信号サンプルＳ_ｒ対応の値ｒ（ｒ）を少なくとも記憶するバッファを備えるのが好ましい。Ｒは、値ｒ（０）乃至値ｒ（Ｘ−１）のＸ個の逐次受信信号サンプルＳ_０乃至Ｓ_Ｘ−１のサブセットである。サブセットＲのエレメントの数はＸよりも小さく、それによって互いに相続くサンプル｛Ｓ_０乃至Ｓ_ｉ｝および｛Ｓ_ｊ乃至Ｓ_Ｘ−１｝の少なくとも二つの互いに排他的なサブセットをＲは含む。このバッファはｒ（０）からｒ（Ｘ−１）までのすべての値を便宜上記憶できるが、サンプルセットＲの表す値の時間ダイバースサブセットだけを記憶する場合は、実質的に小さいバッファを用いることができる。

Ｘ個の逐次受信信号サンプルの選ばれたサブセットＲの信号サンプルエレメントＳ_ｒに対応する値ｒ（ｒ）に基づき相対サンプル電力を算出するように、上記バッファにプロセッサを動作可能な状態で結合する。Ｒに含まれていないサンプルの値、すなわち信号サンプルエレメントＳ_ｉ＋１およびＳ_ｊ−１にそれぞれ対応する値ｒ（ｉ＋１）およびｒ（ｊ−１）などＲに含まれていないサンプルの値は上記算出には用いない。したがって、相対電力は、少なくとも二つのダイバース時間間隔を表すサンプル系列に基づき算出する。

互いに相続くサンプルの対の各々が、受信信号のサンプルの発生に用いたサンプル速度に対応するサンプル時間間隔ｔを表す。少なくとも逐次サンプル｛Ｓ_ｉ＋１乃至Ｓ_ｉ＋５１｝および｛Ｓ_ｊ−５１乃至Ｓ_ｊ−１｝をそれぞれ含み、サブセットＲのエレメントは含まないＸ個の互いに相続くサンプルの少なくとも二つの互いに排他的なサブセットが存在するようにする。その場合、Ｒは、少なくとも三つの互いに排他的な逐次サンプルのサブセット、すなわち少なくともｔの５０倍だけ時間的に互いにずれた逐次サンプルのグループを表す逐次サンプルのサブセットで画定する。Ｎを２５６として式（３５）の上記の例（ＣＰＩＣＨで用いたシンボルサイズ）、Ｉ＝｛０−０，５０−６９，１００−１９９｝では、Ｐ_Ｋ ^ＰＮを、サンプルＳ_Ｋを含む５１，２００個のサンプルの大きい方のセットの時間ダイバースサンプル系列｛Ｓ_０乃至Ｓ_２５５９｝、｛Ｓ_{１２８００}乃至Ｓ_{１７９１９}｝および｛Ｓ_{２５６００}乃至Ｓ_{５１１９９}｝に対応するサンプルＳ_Ｋの小さいセットについて定める。１チップ期間あたり１サンプルの速度でサンプルを発生した場合は、電力算出の基となった三つのサンプル系列の各々の間で７０００チップ以上の時間ダイバーシティを行ったことになる。

時間ダイバース積分は検出確率性能および誤警報確率性能に重要な役割を果たす。図３１は、時間ダイバース積分が、入力ＳＮＲ５ｄＢで逐次シンボル積分について検出確率を４４％から７９％に上げることを示している。この場合、検出確率は３５％上がっている。入力ＳＮＲ１０ｄＢでは検出確率は１９％上がっている。

図３２は、入力ＳＮＲ５ｄＢで時間ダイバース積分が検出確率性能を４％から４１％に上げることを示している。この場合、検出確率性能は３７％上がっている。入力ＳＮＲ１０ｄＢでは、検出確率性能は２４％上がっている。ＲＡＫＥ再配置が検出確率性能の上昇に寄与している。しかし、誤警報確率も同時に上がる。高い検出確率を達成するには、ΔＳＮＲを適切に制御して高いＳＮＲ値に保持する必要がある。

図３３は誤警報確率を示す。閾値試験だけを符号位相検出に用いた場合は、入力ＳＮＲ増加とともに誤警報確率も上がる。一方、ＲＡＫＥフィンガー割当てについて上に述べた好ましい追加のＳＮＲ試験では、誤警報確率が下がる。

上記実施例の変形が、特に低ＳＮＲケースの場合に、検出確率性能の上昇、および低速フェーディング効果の緩和に寄与する。上記入力ＳＮＲ上昇による試験は、入力ＳＮＲ値が高い場合に誤警報確率の削減に寄与する。最良の性能の実現にはさらに調査する必要がある。

固定閾値試験では、一定の誤警報率（ＣＦＡＲ）を想定する。しかし、シミュレーション結果は（図３３だけにおける閾値試験）、入力ＳＮＲの増加に伴い誤警報確率も上がることを示している。この例では信号電力は固定になるが、雑音電力は、入力ＳＮＲの制御に伴って、高い入力ＳＮＲは信号電力一定では雑音電力低下を意味するというように、変動する。したがって、雑音電力推算値は入力ＳＮＲの減少とともに減少する。また、入力ＳＮＲの増加に伴って閾値は低くなる。閾値が低すぎる値に設定された場合は、不明確な相関係数が閾値を交叉する可能性が高くなる。その結果、入力ＳＮＲが高い場合にも誤警報確率が高くなる。

図３４はマルチパスフェーディングケース５の中の第１のパスについての検出確率を示す。この図は、時間ダイバース積分が、入力ＳＮＲが低い状態における慣用の逐次積分よりも高性能であることを示している。

図３５は時間ダイバース積分が逐次積分よりも高い検出確率性能をもたらすことを示している。入力ＳＮＲ５ｄＢにおいて時間ダイバース積分の検出確率は逐次積分による場合よりも５１％高い。さらに、再配置プロセスにより検出確率は一層高くなる。

図３６は誤警報確率を示す。追加のＳＮＲ試験を用いた場合は、誤警報確率は下がる。再配置プロセスは警報確率をわずかながら高める。閾値試験だけを用いた場合に比べて、この追加のＳＮＲ試験は誤警報確率の低下に寄与する。

次世代携帯電話システムのサービス品質の改善およびシステム容量の拡大に寄与できる。

この発明による初期肥大フィンガー割当てプロセッサおよびＲＡＫＥフィンガー割当てプロセッサのブロック図。 ３ＧＰＰシステムのＰ−ＳＣＨ、Ｓ−ＳＣＨおよびＣＰＩＣＨチャネルのフレームおよびスロット構成の説明図。 肥大フィンガー割当てプロセッサのブロック図。 閾値比較プロセスの説明図。 窓サーチプロセスの説明図。 肥大フィンガー配置プロセスの説明図。 肥大フィンガー割当て流れ図。 ＲＡＫＥフィンガー割当てプロセッサのブロック図。 第１のランクフィルタプロセスの説明図。 ＲＡＫＥフィンガー検出プロセスの説明図。 第２のランクフィルタプロセスの説明図。 事後検出の構成の説明図。 ＡＷＧＮチャネルにおける諸ＳＮＲ値に対するシングルパスの場合の検出確率のグラフ。 マルチパスフェーディングチャネルの第１のパス（ケース１）における諸ＳＮＲ値および第２の閾値η_２に対する検出確率（Ｐ_Ｄ）のグラフ。 マルチパスフェーディングチャネルの第２のパス（ケース１）における諸ＳＮＲ値および第２の閾値η_２に対する検出確率（Ｐ_Ｄ）のグラフ。 第２の閾値η_２についての誤警報確率（Ｐ_ＦＡ）のグラフ。 マルチパスフェーディングチャネルの第１のパス（ケース５）における諸ＳＮＲ値および第２の閾値η_２に対する検出確率（Ｐ_Ｄ）のグラフ。 マルチパスフェーディングチャネルの第２のパス（ケース５）における諸ＳＮＲ値および第２の閾値η_２に対する検出確率（Ｐ_Ｄ）のグラフ。 第２の閾値η_２についての誤警報確率（Ｐ_ＦＡ）のグラフ。 ＲＡＫＥ管理構成のブロック図。 ＲＡＫＥ再配置流れ図。 パスサーチプロセスの説明図。 パス検証プロセスの説明図。 パス選択プロセスの説明図。 マルチパスフェーディング（ケース１）の場合の検出確率のグラフ。 マルチパスフェーディング（ケース１）の場合の検出確率のグラフ。 マルチパスフェーディング（ケース５）の場合の検出確率のグラフ。 生死伝搬系列のグラフ。 一次同期チャネル（ＰＳＣ）応答のグラフ。 共通パイロットチャネル（ＣＰＩＣＨ）応答のグラフ。 第１のパス（ケース１）の検出確率のグラフ。 第２のパス（ケース１）の検出確率のグラフ。 誤警報確率（ケース１）のグラフ。 第１のパス（ケース５）の検出確率のグラフ。 第２のパス（ケース５）の検出確率のグラフ。 誤警報確率（ケース５）のグラフ。

符号の説明

（図面説明対応訳）
［図１］
Initial Cell Search 初期セルサーチ
Step 1: Chip offset 第１ステップ：チップオフセット
Step 2: Slot offset 第２ステップ：スロットオフセット
Step 3: Scrambling Code スクランブル符号
Fat Finger Allocation 肥大フィンガー割当て
Threshold Comparison 閾値比較
Window Search 窓サーチ
Fat Finger Location 肥大フィンガー割当て
Rake Finger Allocation ＲＡＫＥフィンガー割当て
First Rank Filter 第１ランクフィルター
Rake Finger Detection ＲＡＫＥフィンガー検出
Second Rank Filter 第２ランクフィルター
Assign up to K Rake Fingers Ｋ以下のＲＡＫＥフィンガーを割当て
［図３］
Cell Search Step 1 （図１と同じ）
Fat Finger Allocation （同上）
Threshold Comparison （同上）
Window Search （同上）
Fat Finger Location （同上）
［図７］
From cell search step 1 セルサーチステップ１から
Threshold Comparison （図１と同じ）
Window Search （同上）
Confirm Candidate 候補として確認する
Any Candidate left? ほかに候補ある？
Go to Rake Finger Allocation ＲＡＫＥフィンガー割当てに進む
Try Next Candidate 次の候補を調べる
Measure Width 幅を計測する
Prune close components 近傍の成分を除去する
Assign Fat Finger 肥大フィンガーを割り当てる
［図８］
Cell Search Step 1 セルサーチステップ１
Fat Finger Allocation （図１と同じ）
First Rank Filter （同上）
Rake Finger Detection （同上）
Second Rank Filter （同上）
Assign < K Rate Fingers ＜Ｋ個のＲＡＫＥフィンガーを割当て
Select M largest samples Ｍ個の大きい方のサンプルを選択する
Confirm L largest samples Ｌ個の大きい方のサンプルを選択する
Select K largest samples Ｋ個の大きい方のサンプルを選択する
［図９］
Remove these samples これらのサンプルを除去
(fat finger) （肥大フィンガー）
［図１２］
Received signal 受信信号
Frame boundary from cell search セルサーチで得られたフレーム境界
Uncertain region 不確定領域
［図１３］−［図１５］
Detection Probability 検出確率
SNR 信号対雑音比
［図１６］
Probability of False Alarm 誤警報確率
［図１７］−［図１８］
Detection Probability （図１３と同じ）
［図１９］
Probability of False Alarm （図１６と同じ）
［図２０］
RAKE Management (No Macro-diversity) ＲＡＫＥ管理（マクロダイバーシティなし）
Path Searcher パスサーチャー
Allocation 割当て
Current RAKE locations 現用ＲＡＫＥ配置
Relocation 再配置
Old RAKE locations もとのＲＡＫＥ配置
Path Selector パス選択器
RAKE Finger ＲＡＫＥフィンガー
Code Tracking 符号トラッキング
Phase Tracking 位相トラッキング
Magnitude Estimation 大きさの推算
RAKE Controller ＲＡＫＥコントローラ
Feedback Information 帰還情報
Echo Profile Manager 反響プロファイルマネジャー
［図２１］
Redo Cell Search Step 1 セルサーチステップ１を再試行
Threshold Comparison 閾値比較
Remove Fat Finger Locations 肥大フィンガー配置を除去
First Rank Filter 第１ランクフィルタ
RAKE Finger Detection ＲＡＫＥフィンガー検出
Second Rank Filter 第２のランクフィルタ
Compare to existing tracks 現行トラックと比較する
Substitute in list リストで置換
Place in bottom of list リストの最後尾に入れる
Any left? 残余あり？
Existing Location Database 現行配置データベース
Select K Best 最良のＫ個を選択する
Determine Δ_ＳＮＲ Δ_ＳＮＲを判定
Allocate new tracks 新たなトラックを割当て
Reassign existing tracks 現行トラックを再割当て
Restart timer タイマーを再起動
Timer expires タイマー時間切れ
［図２２］
Current RAKE Location 現用ＲＡＫＥ配置
Old RAKE Location もとのＲＡＫＥ配置
Current Fat Finger Location 現用肥大フィンガー配置
New candidate indices 新たな候補索引
The old path which is not identical to the
current path
現用パスと同じでないもとのパス
［図２９］
Relative Delay (Chips) 相対遅延（チップ数単位）
The largest path is time-aligned with
different chip offset
最大のパスを互いに異なるチップオフセットに時間的に一致させる
［図３０］
（図２９と同じ）

Claims (46)

1. 受信した通信信号の複数の互いに異なる信号パスを割り当てるとともに合成する所定の数以下の数のＲＡＫＥフィンガーを有するＲＡＫＥ受信機を含み、前記通信信号を信号処理する受信機において、
   第１の電力閾値を超える逐次的信号サンプルのグループで画定した窓に基づき信号パスを判定するとともに、それら判定した窓の中の前記信号サンプルの相対的電力に基づき前記所定数以下の数の窓を候補窓に指定するＲＡＫＥロケータと、
   候補窓を分析し、それら候補窓の前記信号サンプルの電力が第２の閾値を超えているか否かを判定し、前記候補窓の少なくとも一つが前記第２の閾値以上の被選択数の候補サンプルを有する場合に肥大フィンガー候補窓を指定する窓サーチ回路と、
   第１の種類のＲＡＫＥフィンガーまたは第２の種類の肥大ＲＡＫＥフィンガーで信号処理するように候補窓を割り当て、前記肥大フィンガー候補窓として指定されていない前記候補窓の各々を前記第１の種類のＲＡＫＥフィンガーの互いに異なる一つに割り当てられるようにするＲＡＫＥフィンガー割当て器と
   を含む受信機。
2. 前記ＲＡＫＥロケータが、所属の前記信号サンプルのグループの電力レベルの加算によって定まる電力レベルであって、前記第１の電力閾値を超える電力レベルを有する窓を画定するとともに、電力レベル最大値を有する窓に基づき前記所定数以下の数の窓を候補窓に指定し、電力レベルのより高い他の窓所属の信号サンプルの数が特定の数以上である場合は前記候補窓の指定を行わない請求項１記載の受信機。
3. 前記ＲＡＫＥフィンガーの前記所定数が５であり、そのうちの一つが適応フィルタを含む肥大フィンガーである請求項２記載の受信機。
4. 前記信号サンプルの前記グループの各々が２１個の信号サンプルを含み、前記特定の数が１６であり、前記指定された窓が少なくとも五つの互いに相続く信号サンプルにより互いに分離されている請求項２記載の受信機。
5. 前記窓サーチ回路が、一つ以下の肥大フィンガー候補窓を、電力レベル最大値を有するとともに、前記第２の閾値以上の電力レベルの前記被選択数の候補信号サンプルであって前記第２の閾値以上の電力レベルの信号サンプルを除去したのちの残余のサンプルである候補信号サンプルを有する候補窓に指定する請求項２記載の受信機。
6. 前記信号サンプルの前記グループの各々が２１個の信号サンプルを含み、前記特定の数が１６であり、前記指定された窓が少なくとも五つの互いに相続く信号サンプルにより互いに分離されている請求項５記載の受信機。
7. 前記ＲＡＫＥフィンガー割当て器が、肥大フィンガー候補窓に指定された任意の候補窓を適応フィルタを含む肥大ＲＡＫＥフィンガーに割り当てる請求項５記載の受信機。
8. 前記信号サンプルの前記グループの各々が２１個の信号サンプルを含み、前記特定の数が１６であり、前記指定された窓が少なくとも五つの互いに相続く信号サンプルにより互いに分離されている請求項７記載の受信機。
9. ＲＡＫＥフィンガーの前記所定数が５である請求項８記載の受信機。
10. 前記ＲＡＫＥフィンガーの前記所定数が５であり、そのうちの一つが適応フィルタを含む肥大フィンガーである請求項１記載の受信機。
11. 受信した通信信号の複数の互いに異なる信号パスを合成する所定数以下の数のＲＡＫＥフィンガーを有するＲＡＫＥ受信機を用いて前記通信信号を信号処理する方法において、
    第１の電力閾値を超える逐次的信号サンプルのグループで画定した窓に基づき信号パスを判定する過程と、
    前記判定した窓の中の前記信号サンプルの相対電力に基づき前記所定数以下の数の窓を候補窓に指定する過程と、
    前記候補窓を分析し、それら候補窓の前記信号サンプルの電力が第２の閾値を超えているか否かを判定する過程と、
    前記候補窓の少なくとも一つが前記第２の閾値以上の第２の所定数の候補サンプルを有する場合に肥大フィンガー候補窓を指定する過程と、
    第１の種類のＲＡＫＥフィンガーまたは第２の種類の肥大ＲＡＫＥフィンガーで信号処理するように候補窓を割り当て、前記肥大フィンガー候補窓として指定されていない前記候補窓の各々を前記第１の種類のＲＡＫＥフィンガーの互いに異なる一つに割り当てられるようにする過程と
    を含む方法。
12. 前記窓が、所属の前記信号サンプルのグループの電力レベルの加算によって定まる電力レベルであって前記第１の電力閾値を超える電力レベルを有するものとして画定され、前記所定数以下の数の窓が前記電力レベル最大値を有する窓に基づき候補窓に指定され、電力レベルのより高い他の窓所属の信号サンプルの数が特定の数以上である場合は前記候補窓の指定が行われない請求項１１記載の方法。
13. 前記ＲＡＫＥフィンガーの前記所定数が５であり、そのうちの一つが適応フィルタを含む肥大フィンガーであり、５個以下の前記候補窓が割り当てられる請求項１２記載の方法。
14. 前記信号サンプルの前記グループの各々が２１個の信号サンプルを含み、前記特定の数が１６であり、少なくとも五つの互いに相続く信号サンプルにより分離されている窓のみが候補窓に指定される請求項１２記載の方法。
15. 一つ以下の肥大フィンガー候補窓を、電力レベル最大値を有するとともに、前記第２の閾値以上の電力レベルの前記被選択数の候補信号サンプルであって前記第２の閾値以上の電力レベルの信号サンプルを除去したのちの残余のサンプルである候補信号サンプルを有する候補窓に指定する請求項１２記載の方法。
16. 前記信号サンプルの前記グループの各々が２１個の信号サンプルを含み、前記特定の数が１６であり、少なくとも五つの互いに相続く信号サンプルにより分離されている窓のみが候補窓に指定される請求項１５記載の方法。
17. 肥大フィンガー候補窓に指定された任意の候補窓を適応フィルタを含む肥大ＲＡＫＥフィンガーに割り当てる請求項１５記載の方法。
18. 前記信号サンプルの前記グループの各々が２１個の信号サンプルを含み、前記特定の数が１６であり、少なくとも五つの互いに相続く信号サンプルにより分離されている窓のみが候補窓に指定される請求項１７記載の方法。
19. 前記ＲＡＫＥフィンガーの前記所定数が、５以下の候補窓を割り当てるように、５である請求項１８記載の方法。
20. 前記ＲＡＫＥフィンガーの前記所定数が５であり、そのうちの一つが適応フィルタを含む肥大フィンガーであり、５個以下の前記候補窓が割り当てられる請求項１１記載の方法。
21. 請求項１記載の受信機を含むＣＤＭＡ無線通信システム用ユーザ装置（ＵＥ）。
22. 請求項１記載の受信機を含むＣＤＭＡ無線通信システム用基地局。
23. 請求項１記載の受信機をそれぞれ含むユーザ装置（ＵＥ）および基地局を有するＣＤＭＡ無線通信システム。
24. 複数の信号サンプルに対応する値の関数として算出される前記信号サンプルの相対電力に基づき通信信号を信号処理する受信機において、
    信号サンプルのセットＲを画定する信号サンプルＳ_ｒに対応する値ｒ（ｒ）を少なくとも記憶するバッファであって、
    前記Ｒが値ｒ（０）乃至ｒ（Ｘ−１）に対応するＸ個の逐次的に受信した信号サンプルＳ_０乃至Ｓ_Ｘ−１のサブセットであり、
    そのサブセットＲのエレメントの数がＸ以下であって、その結果Ｒは少なくとも二つの互いに排他的な逐次的サンプルのサブセット｛Ｓ_０乃至Ｓ_ｉ｝および｛Ｓ_ｊ乃至Ｓ_Ｘ−１｝を含み、サンプルＳ_ｉ＋１またはＳ_ｊ−１は含まない
    前記バッファと、
    前記バッファに結合され、Ｘ個の逐次的に受信した信号サンプルの選ばれたサブセットＲの信号サンプルエレメントＳ_ｒに対応する値ｒ（ｒ）に基づくものの、信号サンプルエレメントＳ_ｉ＋１およびＳ_ｊ−１にそれぞれ対応する値ｒ（ｉ＋１）およびｒ（ｊ−１）には基づくことなく、したがって少なくとも二つの時間ダイバース間隔を表す信号サンプル系列に基づき相対サンプル電力を算出するプロセッサと
    を含む受信機。
25. 前記プロセッサが、互いに排他的な正の整数のサブセットから成るインデックスのセットＩに基づく関数を用いて相対電力を算出し、その相対電力の算出において対応するＲのサブセットを用いるように構成されている請求項２４記載の受信機。
26. 前記インデックスのセットＩが１５０個以下のエレメントで画定されている請求項２５記載の受信機。
27. 逐次的信号サンプルの各対がサンプル時間間隔ｔを表し、Ｘ個の逐次的信号サンプルの少なくとも二つの互いに排他的なサブセットであって少なくとも逐次的信号サンプル｛Ｓ_ｉ＋１乃至Ｓ_ｉ＋５１｝および｛Ｓ_ｊ−５１乃至Ｓ_ｊ−１｝をそれぞれ含むもののサブセットＲのエレメントは含まないサブセットが存在し、サブセットＲを少なくともｔの５０倍だけ時間的に互いにずれた逐次的信号サンプルのグループを表す少なくとも三つの互いに排他的な逐次的信号サンプルのサブセットで画定する請求項２４記載の受信機。
28. 正の整数の互いに排他的なサブセットのインデックスセットＩに基づく関数を用いるとともに、Ｉのサブセットの各々について対応のＲのサブセットを用いて、相対電力を算出するように前記プロセッサが構成されている請求項２７記載の受信機。
29. 前記インデックスセットＩが｛０−９，５０−６９，１００−１９９｝に等しく、サブセットＲが逐次的信号サンプルの三つの互いに排他的なサブセットで画定される請求項２８記載の受信機。
30. ＰＮスクランブル系列と受信信号との間の相関出力電力Ｐ_Ｋ ^ＰＮをサンプルＳ_Ｋについて算出し、前記プロセッサがＰ_Ｋ ^ＰＮの計算を次式、すなわち
    

    

    に基づいて行う（ここでＮは予め定めた定数、ｃ（・）はＰＮスクランブル系列に対応する値を表す）請求項２７記載の受信機。
31. インデックスセットＩを１５０個以下のエレメントで画定した請求項３０記載の受信機。
32. 前記インデックスセットＩが｛０−９，５０−６９，１００−１９９｝に等しく、Ｎが２５６であり、サブセットＲがｔの５０００倍以上で時間的に互いにずれている信号サンプルのグループを表す逐次的信号サンプルの三つの互いに排他的なサブセットで画定される請求項３０記載の受信機。
33. 前記バッファおよび前記プロセッサを含み、信号サンプルＳ_Ｋの相関出力電力割当てブロックで算出するようにＲＡＫＥフィンガー割当てブロックを有するＲＡＫＥ受信機を含む請求項３０記載の受信機。
34. 複数の信号サンプルに対応する値の関数として算出される前記信号サンプルの相対電力に基づき通信信号を信号処理する受信機において、
    信号サンプルのセットＲを画定する信号サンプルＳ_ｒに対応する値ｒ（ｒ）を少なくとも記憶する過程であって、
    前記Ｒが値ｒ（０）乃至ｒ（Ｘ−１）に対応するＸ個の逐次的に受信した信号サンプルＳ_０乃至Ｓ_Ｘ−１のサブセットであり、
    そのサブセットＲのエレメントの数がＸ以下であって、その結果Ｒは少なくとも二つの互いに排他的な逐次的サンプルのサブセット｛Ｓ_０乃至Ｓ_ｉ｝および｛Ｓ_ｊ乃至Ｓ_Ｘ−１｝を含み、サンプルＳ_ｉ＋１またはＳ_ｊ−１は含まない
    前記過程と、
    Ｘ個の逐次的に受信した信号サンプルの選ばれたサブセットＲの信号サンプルエレメントＳ_ｒに対応する値ｒ（ｒ）に基づくものの、信号サンプルエレメントＳ_ｉ＋１およびＳ_ｊ−１にそれぞれ対応する値ｒ（ｉ＋１）およびｒ（ｊ−１）には基づくことなく、したがって少なくとも二つの時間ダイバース間隔を表すサンプル系列に基づき相対サンプル電力を算出する過程と
    を含む方法。
35. 互いに排他的な正の整数のサブセットから成るインデックスのセットＩに基づく関数を用いて相対電力を算出し、その相対電力の算出において対応するＲのサブセットを用いる請求項３４記載の方法。
36. 前記インデックスのセットＩが１５０個以下のエレメントで画定されている請求項３５記載の方法。
37. 逐次的信号サンプルの各対がサンプル時間間隔ｔを表し、Ｘ個の逐次的信号サンプルの少なくとも二つの互いに排他的なサブセットであって少なくとも逐次的寝具サンプル｛Ｓ_ｉ＋１乃至Ｓ_ｉ＋５１｝および｛Ｓ_ｊ−５１乃至Ｓ_ｊ−１｝をそれぞれ含むもののサブセットＲのエレメントは含まないサブセットが存在し、サブセットＲを少なくともｔの５０倍だけ時間的に互いにずれた逐次的信号サンプルのグループを表す少なくとも三つの互いに排他的な逐次的信号サンプルのサブセットで画定する請求項３４記載の方法。
38. 正の整数の互いに排他的なサブセットのインデックスセットＩに基づく関数を用いるとともに、Ｉのサブセットの各々について対応のＲのサブセットを用いて、相対電力を算出するように前記プロセッサが構成されている請求項３７記載の方法。
39. 前記インデックスセットＩが｛０−９，５０−６９，１００−１９９｝に等しく、サブセットＲが逐次的サンプルの三つの互いに排他的なサブセットで画定される請求項３８記載の方法。
40. ＰＮスクランブル系列と受信信号との間の相関出力電力Ｐ_Ｋ ^ＰＮを信号サンプルＳ_Ｋについて算出し、前記プロセッサがＰ_Ｋ ^ＰＮの計算を次式、すなわち
    

    

    に基づいて行う（ここでＮは予め定めた定数、ｃ（・）はＰＮスクランブル系列に対応する値を表す）請求項３７記載の方法。
41. インデックスセットＩを１５０個以下のエレメントで画定した請求項４０記載の方法。
42. 前記インデックスセットＩが｛０−９，５０−６９，１００−１９９｝に等しく、Ｎが２５６であり、サブセットＲがｔの５０００倍以上で時間的に互いにずれているサンプルのグループを表す逐次的サンプルの三つの互いに排他的なサブセットで画定される請求項４０記載の方法。
43. 値ｒ（ｒ）を記憶するバッファとこのバッファに結合され、前記値ｒ（ｒ）に基づくサンプルＳ_Ｋの相関出力電力を算出するプロセッサとを含むＲＡＫＥフィンガー割当てブロックを有するＲＡＫＥ受信機を準備する過程をさらに含む請求項４０記載の方法。
44. 請求項３３記載の受信機を含むＣＤＭＡ無線通信システム用ユーザ装置（ＵＥ）。
45. 請求項３３記載の受信機を含むＣＤＭＡ無線通信システム用基地局。
46. 請求項３３記載の受信機をそれぞれ含むユーザ装置（ＵＥ）および基地局を有するＣＤＭＡ無線通信システム。

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