KR100611571B1 - 지속파 소거용 시스템 - Google Patents

Abstract

본 발명에 따르면, 검출기의 출력과 수신 신호의 샘플에 따라서 계산된 임계치를 비교함으로써 수신 신호 내의 짧은 코드의 유무를 결정하는 통신 시스템에 있어서, CW 간섭이 존재하는 상태에서 송신 신호를 수신하는 방법이 개시된다. 이러한 통신 시스템은 순차 확률비 테스트(SPRT: Sequential Probability Ratio Test) 검출 알고리즘을 포함하지만 이 검출 알고리즘에 한정되지는 않는다. 상기 송신 신호 수신 방법은 수신 신호의 제1 입력 파워값을 제1 샘플 시간에 얻는 단계와, 수신 신호의 제2 입력 파워값을 제2 샘플 시간에 얻는 단계를 포함한다. 제1 입력 파워값과 제2 입력 파워값을 비교하여 입력 샘플 비교치를 제공하고, 전술한 단계들을 반복하여 복수의 입력 샘플 비교치를 제공한다. 복수의 샘플 비교치에 따라서 검출기 임계치를 조정한다. CW 신호는 포착용으로 이용되는 짧은 코드와 강하게 상관될 수 있다. 따라서, CDMA 시스템에 있어서, 수신 신호가 CW 신호를 포함하는 경우, CW 신호와 포착용으로 이용되는 짧은 코드 사이의 강한 상관은 허위 경고의 결과를 발생시킬 수 있다. 이것을 방지하기 위해서, CW 신호가 수신 CDMA 신호 내에 존재하는 경우 CW를 소거하기 위해 본 발명의 알고리즘을 이용하도록 제안하였다.

Description

지속파 소거용 시스템{SYSTEM FOR CONTINUOUS WAVE REJECTION}

본 발명은 코드 분할 다중 접속(CDMA: Code Division Multiple Access) 통신 시스템 분야에 관한 것으로서, 특히 지속파(CW: Continuous Wave) 간섭을 포함하고 있는 통신 환경에서 짧은 코드(short code)를 정밀하게 검출하기 위한 시스템에 관한 것이다.

과거 십년 동안의 무선 원거리 통신 시스템의 이용의 극적인 증가로 인하여, 이러한 무선 원거리 통신 시스템이 이용가능한 RF 스펙트럼의 제한된 부분이 중요한 자원이 되고 있다. CDMA 기술을 이용하는 무선 통신 시스템은 종래의 시분할 다중 접속(TDMA: Time Division Multiple Access) 시스템 및 주파수 분할 다중 접속(FDMA: Frequency Division Multiple Access) 시스템보다도 더 많은 사용자를 수용함으로써, 이용가능한 스펙트럼의 효율적인 이용을 제공한다.

CDMA 시스템에 있어서, 모든 가입자 유닛은 주파수 스펙트럼의 동일한 부분을 통신용으로 이용한다. 통상적으로, 각 지리학적인 영역에 있어서, 단일 기지국은 복수의 가입자 유닛으로서 기능한다. 각 가입자 유닛 내의 기저대역 데이터 신호는 기저대역 데이터보다도 훨씬 더 높은 전송율을 갖는 의사 랜덤 코드 시퀀스(소위, 확산 코드라고 칭함)에 의해 증배된다. 이에 따라, 기저대역 데이터 신호는 이용가능한 대역폭 전체로 확산된다. 개별적인 가입자 유닛 통신은 특유의 확산 코드를 각 통신 링크에 할당함으로써 구별된다.

또한, CDMA 시스템에 있어서, 통상적인 확산 코드보다 짧은 길이의 코드를 전송하는 것이 때론 유용하다. 매우 긴 단일의 확산 코드를 이용하는 대신에, 매우 짧은 코드를 이용하여 복수회 반복한다. 짧은 코드를 이용하면 긴 코드(long code)를 이용하는 것과 비교해서 보다 나은 이점을 제공하는데, 왜냐하면 짧은 코드는 훨씬 더 신속히 검출될 수 있기 때문이다. 그러나, 짧은 코드가 다수회 반복하기 때문에 짧은 코드를 이용하면 긴 코드와 비교해서 매우 적게 랜덤해지는 고유의 단점을 가진다. 짧은 코드를 이용하는 경우, 반복적인 짧은 코드가 CW 간섭과 상관될 수 있기 때문에 공지된 검출 알고리즘은 지속파(CW) 간섭이 존재하는 상태에서 허위의 포착(false acquisitions)의 수가 증가될 수 있다.

짧은 코드와 CW 간섭 사이에 상관이 존재하는 경우, 허위의 포착이 발생하고, 짧은 코드의 잔여분과 동일한 시간 기간 동안 기지국 내의 짧은 코드 검출기로부터의 부정확한 출력이 계속될 수 있다. 예를 들면, 공지된 종래 기술의 짧은 코드 시스템에 있어서, 195 개의 칩(chip)을 갖고 15 메가헤르츠(megahertz)의 속도로 전송되는 짧은 코드는 3 밀리초(millisecond) 기간 동안 반복한다. 3 밀리초 기간의 끝에서 새로운 짧은 코드가 동일한 방법으로 전송된다. 이러한 짧은 코드 시스템에 있어서, CW 간섭이 존재하는 상태에서 허위의 포착에 응답하여 3 밀리초 기간의 잔여분 동안 검출기의 출력을 유지할 수 있다.

기지국 수신기에 대하여 CDMA를 이용하는 이동 통신 시스템 분야에 있어서, 각종 검출 테스트를 이용하여 가입자 유닛에 의해 전송된 짧은 코드의 유무를 판정하는 것이 공지되어 있다. 당 분야에서 공지된 이러한 하나의 검출 테스트는 순차 확률비 테스트(SPRT: Sequential Probability Ratio Test) 검출 알고리즘이다. SPRT 검출 알고리즘과 같은 검출 알고리즘에 있어서, 비록 SPRT 검출 알고리즘이 다른 환경하에서 잡음 소거에 매우 효과적일 수 있더라도 CW 간섭이 존재하는 상태에서 허위 검출의 문제가 발생할 수 있다.

SPRT 검출 알고리즘에 있어서, 각 입력 샘플을 획득한 후 공산비(likelihood ratio)를 계산하여 조정한다. 공산비는, 반복된 조정에 의하여, 짧은 코드가 존재하는 경우에는 증가하고 짧은 코드가 존재하지 않는 경우에는 감소한다. 공산비가 증가하여 미리정해진 허용 임계치와 교차하는 경우에는, 짧은 코드가 존재한다는 결정이 이루어진다. 공산비가 감소하여 미리정해진 소거 임계치와 교차하는 경우에는, 짧은 코드가 존재하지 않는다는 결정이 이루어진다. 공산비가 허용 임계치와 소거 임계치 사이에 있는 경우에는, 샘플을 추가로 획득하고, 상기 임계치 중 하나의 임계치와 교차할 때까지 공산비에 대해 추가의 조정이 이루어진다. 이에 따라, SPRT 검출 알고리즘에 있어서, CW가 부정확하게 공산비를 증가시켜서 허용 임계치와 교차하는 경우에는, 허위 검출의 문제가 발생할 수 있다.

따라서, 시스템 내에서 이용가능한 코드수를 제한하지 않는 CW 간섭이 존재하는 상태에서 짧은 코드의 허위의 포착을 방지하는 방법을 제공하는 것이 바람직하다.

검출기의 출력과 수신 신호의 샘플에 따라서 계산된 임계치를 비교함으로써 수신 신호 내의 짧은 코드의 유무를 결정하는 통신 시스템에 있어서, CW 간섭이 존재하는 상태에서 송신 신호를 수신하는 방법이 개시된다. 이러한 통신 시스템은 순차 확률비 테스트(SPRT: Sequential Probability Ratio Test) 검출 알고리즘을 포함하지만 이 검출 알고리즘에 한정되지는 않는다. 상기 송신 신호 수신 방법은 수신 신호의 제1 입력 파워값을 제1 샘플 시간에 얻는 단계와, 수신 신호의 제2 입력 파워값을 제2 샘플 시간에 얻는 단계를 포함한다. 제1 입력 파워값과 제2 입력 파워값을 비교하여 입력 샘플 비교치를 제공하고, 전술한 단계들을 반복하여 복수의 입력 샘플 비교치를 제공한다. 복수의 샘플 비교치에 따라서 검출기 임계치를 조정한다.

도 1은 본 발명의 CW 소거용 시스템을 개략적으로 도시하는 도면.

도 2는 도 1의 CW 소거용 시스템 내에서 얻어진 샘플과 도 1의 CW 소거용 시스템의 입력에 공급되는 CW 간섭 사이의 관계를 도식적으로 도시하는 도면.

도 3은 대안적인 CW 소거용 시스템을 개략적으로 도시하는 도면.

발명의 상세한 설명

본 발명의 다른 특징, 목적 및 이점들은 첨부된 도면을 참조하여 설명된 바람직한 실시예의 이하의 상세한 설명으로부터 보다 명확히 이해할 수 있고, 전체 도면에서 동일한 구성 요소에는 동일한 참조 부호가 부여되어 있다.

도 1은 RAKE 역확산기 시스템(10)을 도시한다. RAKE 역확산기 시스템(10)은 RAKE(16) 및 보조(AUX) RAKE(18)를 포함한다. RAKE(16)는 입력 신호와 국부적으로 발생된 짧은 의사 랜덤 코드[이하, "짧은 코드"라고 칭함] 사이의 상관값을 계산한다. AUX RAKE(18)는 입력 신호와 국부적으로 발생된 긴 의사 랜덤 코드[이하, "긴 코드"라고 칭함] 사이의 상관값을 계산한다. 비록 RAKE(16) 및 AUX RAKE(18)가 본 발명을 간단히 설명하기 위해 각각 하나의 역확산 출력을 갖도록 개시되어 있더라도, 당업자라면 RAKE(16) 및 AUX RAKE(18) 양쪽 모두에 복수의 역확산기가 제공될 수 있고, 각 역확산기는 본 발명에 따라서 상이한 시간 샘플에 대해서 하나의 출력을 제공하는 것을 이해할 수 있을 것이다.

RAKE(16)는 블록(14a, …, 14N)에 의해 파워 크기값(이하, 샘플값이라고도 칭함)(P_i,j)으로 각각 변환되는 하나 이상의 복합 샘플을 제공한다. 여기에서, 블록(14a, …, 14N) 및 관련된 역확산 장치는 N 개의 역확산기/필터를 구비한 RAKE 역확산기 시스템(10)에 대하여 N 배 복사될 수 있다는 것을 주목해야만 한다. 시간 i에서 j 번째 RAKE 필터의 샘플의 파워가 얻어진다. 시간 i에서 j 번째 RAKE 필터의 샘플의 파워는 P_i,j라고 칭하고, 여기서 j = 1, …, N이며, N은 RAKE의 필터의 총수이다. 당업자라면, 블록(14a, …, 14N)이 크기 함수 또는 직각 함수(squaring function) 중 어느 하나의 함수에 의해 P_i,j의 크기값을 생성할 수 있다는 것을 이해할 것이다. 파워값(P_i,j)은 짧은 코드 내의 심볼 기간에 대응하는 파워 결정을 나타낸다. 심볼 기간은 하나의 정보 비트를 전송하는데 필요한 기간이고, 의사 랜덤 코드가 하나의 정보 비트를 확산시킨다. AUX RAKE(18)는 블록(20) 에 의해 파워값(출력 샘플값이라고도 칭함)(P_A,i,j)으로 변환되는 복합 샘플을 제공한다. 이와 유사하게, 블록(20) 및 관련된 역확산기 장치는 복사될 수 있고, 도 1에 N 개의 역확산기/필터를 구비한 시스템에 대해서 블록(20a, …, 20N)으로서 도시된다. 출력 샘플값(P_A,i,j)은 심볼 기간에 대응하는 파워 결정을 나타낸다.

RAKE(16)로부터 얻어진 샘플값(P_i,j)과 시간적으로 이전의 샘플값(P_i-1,j) 사이의 관계는 RAKE 역확산기 시스템(10)의 입력이 랜덤한 경우에 랜덤하다. 그러나, 샘플값(P_i,j)과 샘플값(P_i-1,j) 사이의 관계는 RAKE 역확산기 시스템(10)을 이용하여 검출되는 짧은 코드와 상관되는 잡음을 입력이 포함하는 경우에 상관된다. 이에 따라, 샘플값(P_i,j)과 샘플값(P_i-1,j) 사이의 관계는 짧은 코드에 의해 상관되는 RAKE 역확산기 시스템(10)의 입력에서 CW 간섭량에 민감하다.

AUX RAKE(18) 내에서 얻어진 샘플값(P_i,j)과 시간적으로 이전의 샘플값(P_A,i-1,j) 사이의 관계는 RAKE 역확산기 시스템(10)으로의 입력이 랜덤한 경우에는 랜덤하다. 그러나, AUX RAKE(18)는 RAKE 역확산기 시스템(10)을 이용하여 검출되는 짧은 코드에는 상관되지 않는다. AUX RAKE(18)는 CW 간섭에 상관되지 않는 긴 의사 랜덤 코드를 이용한다. 따라서, AUX RAKE(18)의 출력에서 얻어진 임의의 두 개의 연속적인 샘플의 파워는 서로 상관되지 않는다. 따라서, AUX RAKE(18)는 CW 간섭이 존재하는 상태에서 실질적으로 배경 잡음을 나타내는 출력을 제공한다. RAKE(16) 내에서 얻어진 샘플값과 AUX RAKE(18) 내에서 얻어진 샘플값 사이의 관계는 RAKE 역확산기 시스템(10)의 입력의 CW 간섭량 측정 방법으로서 이용할 수 있다.

따라서, 본 발명에 따르면, RAKE(16)의 출력의 P_i,j - P_i-1,j의 값에 대한 결정이 각 샘플 시간(i)에 이루어진다. P_i,j - P_i-1,j의 값은 RAKE 역확산기 시스템(10)의 지연 소자(22) 및 가산기(24) 또는 당업자에게 공지된 소정의 다른 방법을 이용하여 결정할 수 있다.

연속적인 입력값(P_i,j)과 입력값(P_i-1,j) 사이의 상관 관계(평균 차분값이라고도 칭함)(b_R)는 입력값(P_i,j)과 입력값(P_i-1,j) 사이의 차분을 얻어 저역 통과 필터(26)를 통하여 이 차분을 통과시킴으로써 발견된다. 일실시예에 있어서, 저역 통과 필터(26)는 P_i,j - P_i-1,j의 연속적인 결과를 합산하고 그 합을 가산된 항수로 제산하는 평균화 루틴에 의해 영향을 받을 수 있다. 이러한 일실시예에 있어서, 상관 관계(b_R)를 결정하는데 이용되는 샘플 기간의 소정수는 K이고, 평균 차분값(b_R)은 이하의 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.

RAKE(16)의 입력 신호가 단지 배경 잡음만이고, 샘플값(P_i,j, P_i-1,j)이 서로 랜덤한 관계를 갖는 경우에는, 평균 차분값(b_R)이 적은 값을 갖는 것으로 기대할 수 있다. 연속적인 샘플값(P_i,j)들 사이의 차분은 랜덤한 관계를 갖는 경우에는 서로 상관되지 않기 때문에 연속적인 샘플값(P_i,j)이 상관될 때 평균 차분값(b_R)은 RAKE(16)로부터 얻어진 샘플값(P_i,j)의 상관 측정을 제공할 수 있다.

마찬가지로, 각 샘플 기간(i) 동안 AUX RAKE(18)의 출력에서 P_A,i,j - P_A,i-1,j N의 차분값을 결정한다. P_A,i,j - P_A,i-1,j의 차분값은 지연 회로(28) 및 가산기(30) 또는 당업자에게 알려진 소정의 다른 방법을 이용하여 얻어질 수 있다.

P_A,i,j - P_A,i-1,j의 차분값을 구하여 이 값을 저역 통과 필터를 통과시킴으로써 연속적인 입력값(P_A,i,j 및 P_A,i-1,j) 사이의 상관 관계가 구해진다. 일실시예에 있어서, P_A,i,j - P_A,i-1,j의 연속적인 결과를 합산하고 그 합을 가산된 항수로 제산하는 평균화 루틴은 저역 통과 필터(32)에 영향을 미칠 수 있다. P_A,i - P_A,i-1의 값은 저역 통과 필터(32)를 이용하여 평균 차분값(b_AR)을 형성하기 위해 소정수의 샘플 기간 동안 평균화될 수 있다. 평균 차분값(b_AR)은 AUX RAKE(18)에 의해 얻어진 배경 잡음량의 측정값을 제공하며, 샘플의 소정수는 K이고, 이하의 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.

도 1에 도시된 바와 같이, 평균 차분값(b_R, b_AR)의 절대값은 블록(34)에서 계산되고 이들 절대값은 블록(38)에서 임계치(R_T)와 비교된다. 다음에, 이 값(Offset_CW)을 이용하여 순차 확률비 테스트와 같은 검출 알고리즘(44)의 검출 임계치(42)를 조정한다. 입력 신호에 CW 간섭이 존재하면 값(Offset_CW)이 정의 값(positive value)을 갖게 되는데, 이 값은 SPRT 검출 임계치에 가산되는 경우에, CW 간섭량에 비례한 양만큼 그 임계치를 증가시킨다. 이 검출 임계치를 CW 간섭 정도에 관련된 양만큼 증가시키면, CW 간섭은 짧은 코드의 허위 검출을 발생시키지 않는다. 당업자라면, 기지국이 가입자 유닛을 포착할 때까지 가입자 유닛의 파워를 상향 조정하는 시스템에 있어서, CW 간섭이 존재하는 상태에서 SPRT 검출기 임계치를 증가시키면 기지국이 정규의 짧은 코드를 포착할 때까지 가입자 유닛의 신호 파워를 증가시키는 결과를 발생시킨다. 본 발명의 대안적인 실시예에 있어서는 값(Offset_CW)을 이용하여 SPRT의 공산비를 하향 조정한다. 이것은 검출 임계치를 증가시키는 것과 동일한 결과를 가진다.

도 2는 비율(R = b_R/b_AR)의 도식도(50)이다. 도식도(50)는 비율(R)과 RAKE 역확산기 시스템(10)에 공급되는 입력 신호의 배경 잡음에 대한 CW 간섭비 사이의 관계를 나타낸다. CW 간섭이 존재하지 않고, b_R과 b_AR이 동일한 경우, 비율(R)은 그의 최소값 '1'에 도달한다. 이러한 조건하에서는 큰 불균형을 갖는 코드와 관련된 허위의 포착 문제가 발생하지 않는다. CW 간섭이 배경 잡음과 관련하여 증가하기 때문에, 비율(R)은 CW 간섭량에 비례해서 증가한다. 본 발명의 다른 실시예에 있어서, 비율(R)을 계산할 수 있고, 이들 두 경우 사이의 임계치(R_T)가 확립된다. 비율(R)이 임계치(R_T)보다 큰 경우에만 SPRT 또는 유사한 검출 방법에 의해 값(Offset_CW)으로 조정된 검출 임계치를 구한다.

도 3은 대안적인 실시예를 도시한다. 복수의 RAKE 상관기(50a, …, 50N)는 CW 신호를 포함한 CDMA 신호를 수신한다. 복합 샘플은 파워 크기값(P_i,j)으로 변환되며, 여기서 i는 시간 샘플을 나타내고, j는 RAKE 상관기(50a, …, 50N)를 나타낸다. 최대 파워 샘플[MAX(P_i,j)]은 블록(60)에서 확인되고, 그 샘플을 블록(70)에서 소거한다.

P_i,j의 평균값[avg(P_i)]은 N-1 개의 P_i,j값의 평균을 구함으로써 얻어진다. 이 평균값은 이하의 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.

최대값이 CW 간섭보다는 신호를 포함할 수 있기 때문에, 최대값(Pi,j)을 이용하지 않는다는 것을 주목하자. 평균값[avg(P_i)]의 계산은 블록(80)에서 수행된다.

j 번째 RAKE 필터에 있어서, 시간(i)에서 얻어지는 파워 샘플값(P_i,j)과 이전 시간(i-1)에서 얻어지는 파워 샘플값(P_i-1,j) 사이의 차분의 절대값을 a_i,j라고 지칭 한다. 먼저, 각 파워 샘플값(P_i,j)에 지연(55a, …, 55N)을 제공한다. 파워 샘플값(P_i)과 파워 샘플값(P_i-1,j) 사이의 차분의 절대값(a_i)을 블록(57a, …, 57N)에서 결정한다. 최대값[MAX(a_i,j)]을 블록(58)에서 소거한다.

절대값(a_i,j)의 평균값[avg(a_i)]은 블록(59, 82)에서 동일한 N-1 개의 RAKE 필터(50a, …, 50N)의 평균을 구함으로써 얻어진다. 즉, 절대값(a_i,j)의 평균값[avg(a_i)]은 이하의 수학식 4와 같이 나타낼 수 있다.

다음에, CDMA 신호 내에 존재하는 CW 간섭에 기인하는 오프셋항(offset terms)을 찾기 위하여 가산기(84)에서 P_i,j의 평균값[avg(P_i)]과 차분의 절대값(a_i,j)의 평균값[avg(a_i)]을 비교한다. 이 오프셋항을 Offset_CW라고 칭하고, 도 1에 도시된 실시예와 마찬가지로 검출 임계치(42)로 이용한다.

전술한 바람직한 실시예의 명세서는 당업자가 본 발명을 실시하고 이용할 수 있을 정도로 상세히 기술되어 있다. 당업자라면, 전술한 명세서의 실시예의 각종 변형예가 용이하게 이해될 것이며, 본 명세서에 정의된 일반적인 원리를 발명적인 기여를 제공함이 없이 다른 실시예에 적용할 수 있다. 따라서, 본 발명은 전술한 명세서의 실시예로 한정하고자 하는 것이 아니라 첨부된 특허 청구 범위에 개시된 원리 및 특징에 일치하는 최광의의 범위로 허용될 것이다.

Claims (27)

1. 수신 신호 내의 지속파 간섭의 존재를 판정하기 위해 상기 수신 신호의 샘플에 따라서 계산된 검출기 임계치와 비교하기 위한 검출기 임계치(42)를 갖는 CDMA 통신 시스템에서 송신 신호들을 수신하기 위한 방법에 있어서,

   (a) 제1 입력 샘플 시간에 상기 수신 신호의 제1 입력 샘플(P_i,j)을 취득하는 단계;

   (b) 제2 입력 샘플 시간에 상기 수신 신호의 제2 입력 샘플(P_i-1,j)을 취득하는 단계;

   (c) 입력 샘플 비교치를 제공하기 위해 상기 제1 샘플 및 제2 샘플을 비교하는 단계;

   (d) 대응하는 복수의 입력 샘플 비교치들을 제공하기 위해 미리 정해진 수의 샘플 기간 동안 상기 단계 (a) 내지 단계 (c)를 반복하는 단계;

   (e) 상기 복수의 샘플들로부터 연속하는 제1 입력 샘플 및 제2 입력 샘플 사이의 상관값(b_R)을 취득하는 단계;

   (f) 총 배경 잡음의 측정값(b_AR)을 취득하는 단계;

   (g) 상기 상관값(b_R)과 상기 총 배경 잡음의 측정값(b_AR) 사이의 비율을 취득하는 단계;

   (h) 오프셋 값(offset_CW)을 취득하기 위해 상기 비율을 임계치와 비교하는 단계; 및

   (i) 상기 오프셋 값에 따라 상기 검출기 임계치를 조정하는 단계

   를 포함하는 송신 신호 수신 방법.
2. 수신 신호 내의 지속파 간섭의 존재를 판정하기 위해 상기 수신 신호의 샘플에 따라서 계산된 검출기 임계치와 비교하기 위한 검출기 임계치(42)를 갖는 CDMA 통신 시스템에서 송신 신호들을 수신하기 위한 방법에 있어서,

   (a) 제1 입력 샘플 시간에 상기 수신 신호의 제1 입력 샘플(P_i,j)을 취득하는 단계;

   (b) 제2 입력 샘플 시간에 상기 수신 신호의 제2 입력 샘플(P_i-1,j)을 취득하는 단계;

   (c) 입력 샘플 비교치를 제공하기 위해 상기 제1 샘플 및 제2 샘플을 비교하는 단계;

   (d) 복수의 샘플 비교치를 취득하기 위해 복수의 RAKE 상관기 입력들에 대하여 단계 (a) 내지 단계 (c)를 수행하는 단계;

   (e) 최대 샘플 비교치 미만의 복수의 샘플 비교치들의 평균을 취득하는 단계;

   (f) 오프셋 값(offset_CW)을 취득하기 위해 상기 복수의 샘플 비교치들의 평균을 평균 파워 크기값과 비교하는 단계;

   (g) 상기 오프셋 값(offset_CW)에 따라 상기 검출기 임계치를 조정하는 단계

   를 포함하는 송신 신호 수신 방법.
3. 제1항 또는 제2항에 있어서,

   상기 검출 임계치(42)는 상부 임계치이고,

   상기 오프셋 값 신호에 따라 상기 검출기 임계치를 상향 조정하는 단계를 포함하는 송신 신호 수신 방법.
4. 제1항 또는 제2항에 있어서,

   상기 제1 샘플과 제2 샘플(P_i,j, P_i-1,j)을 비교하는 상기 단계는 상기 제1 샘플과 상기 제2 샘플의 차분(subtraction) 연산을 수행하는 단계를 포함하는 것인 송신 신호 수신 방법.
5. CDMA 통신 시스템용 지속파 소거 하위시스템(10)으로서,

   수신 신호를 샘플링하고 각 샘플에 대한 파워 값을 생성하기 위한 제1 필터(16);

   인접한 샘플들의 파워 값들 사이의 차분값(difference value)을 결정하기 위한 수단(24);

   연속하는 차분값들을 미리 정해진 수의 샘플 주기들로 평균함에 의해 평균 차분값을 결정하기 위한 수단(26);

   지속파 간섭에 상관되지 않은 배경 잡음을 나타내는 평균 파워값(b_AR)을 결정하기 위한 수단(18); 및

   검출 임계치(42)를 조정하기 위한 오프셋 신호를 생성하기 위해, 상기 평균 차분 값과 상기 평균 파워값 사이의 비율을 결정하고 상기 비율을 임계치와 비교하기 위한 수단(34, 38)

   을 포함하는 지속파 소거 하위시스템.
6. CDMA 통신 시스템용 지속파 소거 하위시스템으로서,

   수신된 신호를 샘플링하고 각 샘플에 대한 파워값을 생성하기 위한 복수의 필터들(50a~50N);

   상기 각 필터에 대하여, 인접한 샘플들의 파워값들 사이의 차분값을 결정하기 위한 수단(55a~55N);

   취득된 차분값들 중 최대 차분값 미만의 차분값들의 평균값을 취득하기 위한 수단(58, 59);

   검출 임계치를 조정하기 위한 오프셋 신호를 생성하기 위해, 상기 평균값을 평균 파워 크기값과 비교하기 위한 수단(84)

   을 포함하는 지속파 소거 하위시스템.
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