KR100570074B1 - 고선형 주파수 하향 변환기 및 이를 이용한 시스템 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 수신단에서 원래 신호에 대한 간섭 신호의 영향을 최소화할 수 있도록 한 고선형 주파수 하향 변환기 및 이를 이용한 시스템에 관한 것으로, 수신한 무선 신호를 중간 주파수 신호로 변환하는 주파수 하향 변환기에 있어서, 공통 이미터 형태의 증폭 회로로 구성되며, 상기 수신한 무선 신호를 증폭하는 LNA(Low Noise Amplifier)와; 믹싱부 및 해당 믹싱부의 입력단에 접속되는 BCC(Base Current Compensated) 전류 미러부를 구비하며, 상기 LNA로부터의 증폭된 신호를 국부 발진기로부터 발생된 신호와 믹싱하여 중간 주파수 신호로 변환시키는 DCM(Down Conversion Mixer)을 포함하여 이루어진 것을 특징으로 함으로써, 수신단에서 원래 신호에 대한 간섭 신호의 영향을 최소화할 뿐만 아니라. 전력 소모가 적고 높은 선형성과 효율을 가지며, 전류의 변화에 둔감하며, 원칩(One-chip)화에 따른 대량 생산과 더불어 생산 단가를 절감할 수 있다.

Description

고선형 주파수 하향 변환기 및 이를 이용한 시스템 {a High Linearity Frequency Down Converter and System Using the Converter}
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 고선형 주파수 하향 변환기의 구성을 나타낸 회로도.
도 2는 도 1에 있어 LNA(Low Noise Amplifier)의 구성을 나타낸 회로도.
도 3은 도 2에 있어 LNA의 직류 바이어스 시뮬레이션(Bias Simulation) 결과를 예로 나타낸 도면.
도 4는 도 2에 있어 LNA의 시뮬레이션된 S(Small)-파라미터(Parameter), 안정성 요소 및 잡음 지수(Figure)를 예로 나타낸 도면.
도 5는 도 2에 있어 LNA의 레이아웃(Layout)을 예로 나타낸 도면.
도 6은 도 1에 있어 DCM(Down Conversion Mixer)의 구성을 나타낸 회로도.
도 7은 도 6에 있어 BCC(Base Current Compensated) 전류 미러(Current Mirror)의 구성을 나타낸 회로도.
도 8은 도 1에 있어 BCC 전류 미러 단일 밸런스 믹서(Single Balance Mixer)의 구성을 나타낸 회로도.
도 9는 도 6에 있어 DCM의 시뮬레이션된 변환 이득(Conversation Gain) 결과, 복귀 손실 및 포트 절연(Port Isolation)을 예로 나타낸 도면.
도 10은 도 2에 있어 LNA의 측정 결과를 예로 나타낸 도면.
도 11은 도 2에 있어 LNA의 비선형성(Non-linearity) 측정 결과를 예로 나타낸 도면.
도 12는 도 6에 있어 DCM의 S-파라미터 측정 결과를 예로 나타낸 도면.
도 13은 도 6에 있어 DCM의 비선형성 측정 결과를 예로 나타낸 도면.
도 14는 도 1에 있어 고선형 주파수 하향 변환기의 측정 결과를 예로 나타낸 도면.
도 15는 도 1에 있어 고선형 주파수 하향 변환기의 케이블 손실(Loss of Cable)을 예로 나타낸 도면.
도 16은 도 1에 있어 고선형 주파수 하향 변환기의 변환 이득 안정성 및 잡음 지수 측정 결과를 예로 나타낸 도면.
도 17은 도 1에 있어 고선형 주파수 하향 변환기의 레이아웃을 예로 나타낸 도면.
* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명 *
10 : LNA
20 : DCM
본 발명은 고선형 주파수 하향 변환기 및 이를 이용한 시스템에 관한 것으로, 특히 수신단에서 원래 신호에 대한 간섭 신호의 영향을 최소화할 수 있도록 한 고선형 주파수 하향 변환기 및 이를 이용한 시스템에 관한 것이다.
일반적으로, 밀리미터파(Millimeter Wave) 무선 시스템 및 위성 통신 시스템에 있어서, 위성 신호 송신단의 전력이 위성 신호 수신단보다 상대적으로 크기 때문에 해당 송신단에서의 선형성만 고려하였는데, 즉 해당 수신단에서의 선형성에 대해서는 크게 고려하지 않았다.
그러나, 최근 들어 복잡해지는 통신 여건상 자기 신호 외에 다른 신호의 혼변조 현상으로, 즉 자신 신호에 다른 신호의 간섭으로, 원래 신호를 복원하지 못 하는 현상이 발생하게 되었는데, 이것은 시스템의 성능을 저하시키는 원인이 되고 있다.
그래서, 이러한 간섭을 최소화하기 위해서는 수신단에서의 비선형 소자들의 선형성 향상이 필요한데, 즉 종래부터 강조되었던 송신단에서의 선형 특성과 더불어 수신단에서도 선형적 특성이 점차 중요하게 대두되고 있는 실정이다.
전술한 바와 같은 필요성을 해결하기 위한 것으로, 본 발명은 수신단에서 원래 신호에 대한 간섭 신호의 영향을 최소화할 수 있도록 한 고선형 주파수 하향 변환기 및 이를 이용한 시스템을 제공하는데, 그 목적이 있다.
또한, 본 발명은 HBT(Hetero-junction Bipolar Transistors) MMIC(Monolithic Microwave Integrated Circuits)를 이용한 LNB(Low Noise Block)용 Ku 밴드 고선형 하향 변환기를 설계하여 위성 안테나에 설치함으로써, 위성 신호의 수신단에서 원래 신호에 대한 간섭 신호의 영향을 최소화하도록 하는데, 그 목적이 있다.
또한, 본 발명은 전류 변화에 둔감하고 고선형적으로 동작하는 Ku 밴드용 주파수 하향 변환기를 HBT MMIC 프로세스(Process)를 이용하여 설계하여 위성 안테나에 설치함으로써, 전력 소모를 적게 하고 높은 선형성과 효율을 가지며, 전류의 변화에 둔감하며, 원칩(One-chip)화에 따른 대량 생산과 더불어 생산 단가를 절감할 수 있도록 하는데, 그 목적이 있다.
상술한 바와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 실시 예에 따른 고선형 주파수 하향 변환기는 수신한 무선 신호를 중간 주파수 신호로 변환하는 주파수 하향 변환기에 있어서, 공통 이미터 형태의 증폭 회로로 구성되며, 상기 수신한 무선 신호를 증폭하는 LNA와; 믹싱부 및 해당 믹싱부의 입력단에 접속되는 BCC 전류 미러부를 구비하며, 상기 LNA로부터의 증폭된 신호를 국부 발진기로부터 발생된 신호 와 믹싱하여 중간 주파수 신호로 변환시키는 DCM을 포함하여 이루어진 것을 특징으로 한다.
바람직하게는, 상기 LNA는 복수의 공통 이미터 형태의 증폭 회로를 사용하여 복수의 이득 단계를 구성하며, 상기 공통 이미터 형태의 증폭 회는 저항 피드백 방식을 이용하는 것을 특징으로 한다.
또한 바람직하게는, 상기 BCC 전류 미러부는 전류를 2단으로 분배하여 상기 믹싱부의 드라이빙 부분과 스위칭 부분에 공급하기 위한 2 개의 트랜지스터를 포함하여 이루어진 것을 특징으로 한다.
더욱이 바람직하게는, 상기 BCC 전류 미러부와 상기 믹싱부의 드라이빙 부분 사이에는 RF 쵸크 기능을 수행하는 인덕터를 더 포함하여 이루어진 것을 특징으로 한다.
다르게는, 상기 믹싱부의 스위칭 부분은 캐스코드형으로 동작을 수행하는 것을 특징으로 한다.
또한 다르게는, 상기 믹싱부의 스위칭 부분은 스위치 페어형으로 동작을 수행하는 것을 특징으로 한다.
더욱이 다르게는, 상기 BCC 전류 미러부와 상기 믹싱부의 스위칭 부분 사이에는 인덕터를 더 포함하며, 상기 믹싱부의 스위칭 부분에는 바이패스 커패시터를 더 포함하여 이루어진 것을 특징으로 한다.
한편, 상술한 바와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 실시 예에 따른 고선형 주파수 하향 변환기를 이용한 시스템은 수신한 무선 신호를 중간 주파수 신호 로 변환하는 주파수 하향 변환기에 있어서, 공통 이미터 형태의 증폭 회로로 구성되며, 상기 수신한 무선 신호를 증폭하는 LNA와, 믹싱부 및 해당 믹싱부의 입력단에 접속되는 BCC 전류 미러부를 구비하며, 상기 LNA로부터의 증폭된 신호를 국부 발진기로부터 발생된 신호와 믹싱하여 중간 주파수 신호로 변환시키는 DCM을 포함하는 고선형 주파수 하향 변환기를 밀리미터파 무선 시스템 또는 위성 통신 시스템에 구비된 안테나의 포우컬 포인트에 설치하여 사용하는 것을 특징으로 한다. 이하, 본 발명의 실시 예를 첨부한 도면을 참조하여 상세하게 설명하면 다음과 같다.
본 발명의 실시 예에 따른 고선형 주파수 하향 변환기는 위성 통신 시스템(또는, 밀리미터파 무선 시스템)에 구비된 위성 안테나(또는, 무선 안테나)의 포우컬 포인트(Focal Point)에 설치되어 위성 주파수(예로, 11.7 ~ 12.75(GHz))를 DBS(Direct Broad-casting Satellite) 시스템에서의 필수적인 위성 수신기 주파수(예로, 0.95 ~ 2(GHz))로 변환시켜 주는 역할을 수행하며, 그 구성은 도 1에 도시된 바와 같이, 수신단의 특성을 결정하는 중요한 모듈로서, LNA(10)와, DCM(20)을 포함하여 이루어지는데, 애질런트 테크놀러지즈(Agilent Technologies) 및 케이덴스 툴(Cadence Tool)의 ADS(Advanced Design System)에 의해 설계되고 레이아웃(Layout)되어진다.
첫 번째, 상기 LNA(10)는 공통 이미터 형태의 증폭 회로 구성되며, 수신단을 통해 수신된 무선 신호를 증폭하는데, 즉 복수의 공통 이미터 형태의 증폭 회로를 사용하여 복수의 이득 단계를 구성해 준다. 예를 들어, 상기 LNA(10)는 공통 이미 터형 방식(Common Emitter Configuration Method)을 사용한 캐스케이드(Cascade) 2단 저잡음 증폭기로서, 위성 수신 안테나를 통해 입력되는 신호에 대해서 주파수 변이(Frequency Shifting)와 이득 손실 전송이 방지됨과 동시에 안정성이 보장된 공통 이미터형 2단 증폭을 수행하여 해당 증폭된 신호를 상기 DCM(20)로 인가해 준다.
상기 LNA(10)의 회로 구성은 도 2에 도시된 바와 같이, 다수 개의 인덕터(L1 ~ L7)와, 다수 개의 커패시터(C1 ~ C4)와, 다수 개의 저항(R1 ~ R3)과, 두 개의 트랜지스터(Q1, Q2)를 포함하여 이루어진다.
여기서, 상기 LNA(10)의 회로에서는 공통 이미터 형태에서의 2 개의 이득 단계(Stage)들을 사용하는데, 해당 2단 LNA(10)는 저항 피드백 방식(Shunt Resistive Feedback Method)을 사용한다. 이때, 음의 피드백 방식이 이득을 감소시킬지라도, 상기 트랜지스터(Q1, Q2)의 안정성에 매우 중요한 영향을 미친다.
그리고, 컬렉터 측의 인덕터(L5, L6)는RF 쵸크(Choke) 및 안정 구성 요소(Stability Component)를 사용하는데, 고주파수 운용에서의 개방 회로와 같이 작용한다.
상기 저항(R1 ~ R3)은 바이어스 포인트(Bias Point)를 세팅하며, 직류 바이어스 시뮬레이션 결과는 도 3에 도시된 바와 같은데, 해당 바이어스 포인트는 아래의 수학식 1로부터 결정되어진다.
IB = (VCC-VBE)/{R2+(1+BF)RE}
여기서, 'VCC'는 컬렉터 공급 전압(예로 3(V))이며, 'VBE'는 베이스-이미터 전압(예로, 0.87(V))이며, 'BF'는 전류 이득(예로, 115)이며, 'RE'는 이미터 저항 값으로 거의 '0'으로 하는데, 이것은 이미터 레지스턴스의 스몰 값(Small Value)이 선형 특성상 중요한 영향을 미치기 때문이다. 'IB'는 베이스 전류로서 아래의 수학식 2에 의해 계산되어지며, 컬렉터 전류(IC)도 구할 수 있다.
IC = BF*IB
그러므로, 켈럭터-이미터 전압(VCE)은 아래의 수학식 3에 의해서 계산할 수 있다.
Figure 112004024767318-pat00001
VCE VCC-(R3+RE)IC
이에 따라서, 상기 바이어스 포인트는 상기 수학식 1, 2 및 3으로부터 결정되는데, 예를 들어 첫 번째 단계의 바이어스 포인트는 베이스 전류(IB)가 34.1(uA)이고 컬렉터 전류(IC)가 3.74(mA)이고 컬렉터-이미터 전압이 2.99(V)이다.
그리고, 두 번째 이득 단계도 공통 이미터 형태를 사용하는데, 상기 바이어스 포인트의 안정화를 위해서 단일 바이어스 공급 전압을 사용한다. 예를 들어, 두 번째 단계의 바이어스 포인트는 베이스 전류(IB)가 56.5(uA)이고 컬렉터 전류(IC)가 6.35(mA)이고 컬렉터-이미터 전압이 2.67(V)이다.
상기 공통 이미터형 캐스케이드 LNA(10)는 Ku 밴드 애플리케이션용으로 설계되어지며, 2 개의 이미터 핑거(Finger), 2(um)의 이미터 폭, 10(um)의 이미터 길이(HL_F2X2X20) InGAP/GaAs HBT 디바이스를 가지는 고선형성 프로세스가 사용된다.
상기 LNA(10)는 3(V)의 공급 전압 및 10(mA)의 전류 소모로 운용되며, 입력 매칭 회로로는 커패시터(C1, C3)와 인덕터(L1, L3)를 구비하고 출력 매칭 회로로는 T 형태의 네트워크를 구비한다. 또한, 직렬 커패시터(Series Capacitor)(C2)와 단락 인덕터(L2)는 2 개의 단계 간의 매칭을 위해서 사용되어진다. 여기서, 해당 시뮬레이션된 S-파라미터, 안정성 요소 및 잡음 지수를 나타내면 도 4에 도시된 바와 같다.
그러면, 해당 시뮬레이션된 LNA(10)의 특성은 13.4(dB)의 이득, 3.9(dB)의 잡음 지수를 가진다는 것인데, 여기서 입력 복귀 손실(Input Return Loss)은 19(dB)이고 출력 복귀 손실은 28(dB)이며, 원톤(One-tone) 및 투톤(Two-tone) 테스트 결과(예를 들어, 1(MHz)의 간격(Spacing)에서의 테스트 결과)는 각각 0.3(dBm)의 P1(dB) 및 -5.8(dBm)의 IIP3이다.
상기 LNA(10)의 레이아웃(Layout)은 능동 구성 요소(Active Component)에 대해 고선형성 디바이스를 사용하는데, 수동 디바이스를 사용하는 경우에는 스퀘어 나선형 인덕터(Square Spiral Inductor)에 대해 두 가지 형태가 있다. 하나는 완전 에어 브리지(Air Bridge) (EA) 형태이고 다른 하나는 스트레이트 마이크로-스트립 라인(Straight Micro-strip Line) (PA) 형태이다.
그리고, 해당 프로세스는 NiCr 얇은 필름 저항, MIM(Metal-Insulator-Metal) 커패시터 및 홀 모델(Hole Model)을 경유한 백사이드(Backside)를 포함한다. 또한, 안정성을 위해서 큰 저항 값을 설계하며, 주파수 변이와 이득 손실 전송을 막기 위해서 라인은 가능한 짧게 설계한다.
왜냐하면, 이미터 측의 스트립 라인이 긴 경우에 측정 등을 통해서 주파수의 변이 현상과 이득의 감소 현상이 현저하게 발생하는 것을 알 수 있으므로, 해당 이미터 측의 길이를 짧게 설계하여 주파수 변이와 이득 감소를 방지하도록 한다.
최종적으로, 상기 LNA(10)의 레이아웃은 케이던스 드라큘라(Cadence's Dracula)의 사용으로 DRC(Design Role Check)를 확인하게 된다. Ku 밴드 애플리케이션 LNA(10)의 레이아웃은 도 5에 도시된 바와 같이 나타낼 수 있다.
두 번째, 상기 DCM(20)은 믹싱부와, 해당 믹싱부에 접속되는 BCC 전류 미러부를 구비하여 상기 LNA(10)로부터 인가되는 증폭된 신호를 국부 발진기로부터 발생된 신호와 믹싱하여 중간 주파수 신호로 변환해 준다.
예를 들어, 상기 DCM(20)은 버퍼 앰프(Buffer Amplifier)를 구비한 베이스 전류 보상 하향 변환 믹서로서, BCC 전류 미러를 사용하여 온도 및 전류의 변화에 둔감한 반응을 보이도록 구현되는데, 상기 LNA(10)에서 증폭된 신호(즉, RF 신호)와 국부 발진기에서 발생시킨 신호(즉, LO 주파수 신호)를 믹싱하여 중간 주파수 신호(즉, IF 신호)로 변환시켜 주는 역할을 수행한다.
상기 BCC 전류 미러는 믹서의 입력단에 추가로 설치되어지며, 그 회로의 기본적인 구성은 도 7에 도시된 바와 같이, 저항(R1)과, 세 개의 트랜지스터(Q1 ~ Q3)를 포함하여 이루어지는데, 여기서 기본적인 전류 미러(즉, 두 개의 트랜지스터(Q1, Q2))에서의 주 에러 요소는 해당 회로 내에 별도의 트랜지스터, 즉 제3트랜지스터(Q3)를 추가해 줌으로써 감소시킬 수 있다.
여기서, 상기 제1과 제2트랜지스터(Q1, Q2)는 전류를 2단으로 분배하여 믹서의 드라이브 부분과 스위칭 부분의 정전류를 공급해 주는 역할을 수행한다. 또한, 참조 전류(Iref)가 저항(R1)을 통해 바로 상기 제1과 제2트랜지스터(Q1, Q2)에 공급되면 리플 성분 등으로 상기 제1과 제2트랜지스터(Q1, Q2)의 베이스 전류(IB1, IB2)에 영향을 미치게 되는데, 해당 베이스 전류(IB1, IB2)는 작은 변화에도 민감하게 반응하기 때문에, 상기 제3트랜지스터(Q3)를 추가로 설치해 줌으로써 안정한 베이스 전류(IB1, IB2)를 공급해 줄 수 있도록 해 준다.
그리고, 상기 제1과 제2트랜지스터(Q1, Q2)의 베이스 전류(IB1, IB2)는 상기 제3트랜지스터(Q3)로부터 공급되며, 상기 제3트랜지스터(Q3)의 베이스 전류(IB3)는 참조 전류(Iref)로부터 감해진다. 또한, 상기 제2트랜지스터(Q2)의 이미터 전류(I2)의 크기를 상기 참조 전류(Iref)의 크기에서 상기 제3트랜지스터(Q3)의 베이스 전류(IB3)의 크기를 뺀 값으로 한다.
상기 BCC 전류 미러의 정밀도는 기본적인 전류 미러(즉, 두 개의 트랜지스터(Q1, Q2))에 크게 영향을 받지 않는데, 즉 베이스 전류에 의한 에러가 감소하게 되어 결과적으로 전류 변화에 둔감하게 반응하면서 선형성이 향상되도록 한다. 또한, 출력 전류의 공급 의존도(Supply Dependence)는 해당 출력 전류를 생성하기 위한 레퍼런스(Reference)로서 트랜지스터 베이스-이미터 전압(VBE)을 사용함으로써 많이 감소시킬 수 있다.
상기 BCC 전류 미러는 상기 참조 전류(Iref)보다 더 높은 출력 전류를 가지는 고정 전류 단계(Constant Current Stages)를 설계하는데 매우 유용한데, 이것은 출력 트랜지스터(즉, 제2트랜지스터(Q2))의 출력 전류가 상기 제1트랜지스터(Q1)보다 더 높도록 하기 위한 이미터를 형성해 줌으로써 가능하다.
이에 따라, 상기 BCC 전류 미러를 사용함으로써 전압 레퍼런스 전류 미러 DCM(20)를 설계할 수 있게 되는데, 해당 DCM(20)의 회로 구성은 도 6에 도시된 바와 같이, 다수 개의 인덕터(L1 ~ L4)와, 다수 개의 커패시터(C1 ~ C3)와, 다수 개의 저항(R1 ~ R6)과, 다수 개의 트랜지스터(Q1 ~ Q7)를 포함하여 이루어진다.
다시 말해서, 상기 DCM(20)은 전류 미러용인 제1, 제3 및 제4트랜지스터(Q1, Q3, Q4)와, 드라이브 단계(Driving Stage)용인 제2트랜지스터(Q2)와, 캐스케이드 믹서로서 운용되는 스위칭 트랜지스터용인 제5 및 제6트랜지스터(Q5, Q6)와, 버퍼 앰프용인 제7트랜지스터(Q7)를 포함하여 이루어진다. 여기서, 해당 제2트랜지스터(Q2)는 전류 미러의 역할도 수행한다. 또한, 해당 드라이브 단계, 스위칭 부분 및 버퍼 앰프는 두 개의 이미터 핑거를 사용한다.
상기 전류 미러용 트랜지스터(Q1, Q3, Q4)는 전류를 2단으로 구성한 것으로, 상기 드라이브 단계용 트랜지스터(Q2)와 상기 스위칭용 트랜지스터(Q5, Q6)로 흔들림 없는 안정된 전류를 공급해 주는 역할을 한다.
상기 드라이브 단계용 트랜지스터(Q2)는 상기 LNA(10)로부터 인가되는 신호를 드라이브해 주는 역할을 하는데, 아이솔레이션 기능 추가가 가능하다.
상기 스위칭용 트랜지스터(Q5, Q6)는 입력되는 고주파를 처리 가능한 저주파수로 변경시켜 주는 역할을 수행하는데, 캐스코드형으로 동작을 수행하거나, 스위치 페어형으로 동작을 수행한다.
상기 버퍼 앰프용 트랜지스터(Q7)는 신호를 증폭시켜 중간 주파수 신호로 출력해 주는 역할을 수행한다.
그리고, 상기 제2인덕터(L2)는 상기 BCC 전류 미러와 상기 믹서의 드라이빙 부분 사이에 RF 쵸크용으로 RF 신호의 흐름을 막는 역할을 하며, 나머지의 입력과 출력 측의 인덕터(L1, L3, L4)와 커패시터(C1 ~ C3)는 매칭용으로 12.2(GHz)의 센터 주파수로 매칭시켜 주는 역할을 한다.
다르게는, 상기 전류 미러(Q1, Q3, Q4)와 제6트랜지스터(Q6) 사이에 인덕터들(L1 ~ L3)을 추가하는 것과, 해당 제6트랜지스터(Q6)에 바이패스 커패시터(Bypass Capacitor)(C4)를 접속하는 것은 단일 밸런스 믹서(Single Balance Mixer)로서 운용되도록 해 주는데, 해당 BCC 전류 미러 단일 밸런스 믹서 는 도 8에 도시된 바와 같다. 여기서, 해당 바이패스 커패시터(C4)는 교류 신호를 통과시켜 줌으로써 안정적인 직류 전류만을 공급하는 역할을 한다.
예를 들어, 상기 LNA(10)로부터 인가되는 신호의 무선 주파수가 11.7 ~ 12.75(GHz)이고 국부 발진기에서 생성시킨 신호의 국부발진 주파수가 10.75(GHz)이며, 이에 상기 BCC 전류 미러 단일 밸런스 믹서를 통해 출력되는 중간 주파수의 범위는 0.95 ~ 2(GHz)가 된다.
이 때, 상기 DCM(20)의 시뮬레이션된 주파수 도메인 및 시간 도메인 내의 출력 파워(즉, 변환 이득 결과), 복귀 손실 및 포트 절연(Port Isolation)을 나타내면 도 9에 도시된 바와 같다.
한편, 첫 번째로 상기 LNA(10)의 측정 결과에 대해서 살펴보면, 상기 LNA(10)의 DC 파워 소비량이 30(mW)이며, 측정 및 시뮬레이션된 S-파라미터 및 잡음 지수는 도 10에 도시된 바와 같다. 여기서, 입력 및 출력 복귀 손실이 각각 20(dB) 및 22(dB)임을 알 수 있다. 또한, 잡음 지수는 4.70(dB)이며, 스몰 신호 이득은 11.8(dB)이다.
그리고, 상기 LNA(10)의 운용 범위를 결정하는 중요한 요소가 두 가지 있는데, 측정에 있어서의 투톤 간격은 1(MHz)이며, P1(dB) 및 IP3의 측정 및 시뮬레이션 결과는 도 11에 도시된 바와 같다.
해당 측정 및 시뮬레이션 결과는 그래프 상으로 나타나며, P1(dB)은 2.34(dB)이고 IIP3은 1.4(dBm)이다. 상기 LNA(10)는 주문 회로들과 비교하여 좋은 선형성을 가짐을 알 수 있다. 상기 LNA(10)의 크기는 '900(um)*1,500(um)'이다.
두 번째로, 상기 DCM(20)의 측정 결과에 대해서 살펴보면, 해당 측정 결과에 있어서의 중요한 요소는 잡음 지수, 선형성, 변환 이득 및 포트 절연인데, 각 포트 복귀 손실은 RF 포트에서 -15.9(dB)이며, LO 포트에서 -12.3(dB)이며, IF 포트에서 -8.2(dB)이다.
상기 DCM(20)의 변환 이득은 -30(dBm)의 RF 입력 신호와 0(dBm)의 국부 발진기 파워 인가 시에 2.47(dB)이 된다. 또한, 상기 DCM(20)은 3(V) 및 12(mA)에서 운용되며, 상기 DCM(20)의 S-파라미터 측정 결과는 도 12에 도시된 바와 같다.
상기 DCM(20)의 크기는 900(um)*950(um)이며, 상기 DCM(20)의 비선형성 측정 결과는 도 13에 도시된 바와 같다. 여기서, 투톤 측정 결과에 있어서, 5, 7차 고조파는 필터링이 용이하며 3차 고조파는 원래 신호에 근접하고 기울기가 '3'으로서 IIP3에 빠르게 도달하므로 IIP3에 도달 시간을 지연시켜 주도록 상기 DCM(20)을 구현하게 된다.
도 13에 도시된 바와 같이, 측정 결과를 보게 되면 IIP3가 -10(dBm) 이상으로 기존의 고주파 대역의 하향 주파수 변환기의 특성보다 높은 선형성과 좋은 IMD(Intermediation Distortion) 특성을 나타내는 것을 알 수가 있다.
결과적으로, 상기 LNA(10)와 DCM(20)을 포함하여 이루어진 고선형 주파수 하향 변환기의 측정 결과를 살펴보면 도 14에 도시된 바와 같은데, 케이블 손실은 12.2(GHz)에서 2.5(dB)이고 1.45(GHz)에서 1(dB)이며, 해당 케이블 손실은 도 15에 도시된 바와 같다.
그리고, 해당 고선형 주파수 하향 변환기는 전류 변화(예로, 15 ~ 25(mA)) 시에 ±0.5(dB)의 변환 이득 편평도를 가지며, 그 측정 결과는 도 16에 도시된 바와 같은데, -30(dBm)의 RF 입력 신호 및 0(dBm)의 LO 입력 파워에서 12.9(dB)의 변환 이득을 가지며, 또한 3(V) 및 22(mA)에서 잡음 지수는 7.5(dB)이다.
다시 말해서, 상기 LNA(10)과 DCM(20)은 단일 칩(Singe Chip)으로 설계되고 제조되어지는데, 해당 단일 칩으로 구성된 고선형 주파수 하향 변환기는 도 17에 도시된 바와 같은 레이아웃을 가지며, 전체 크기는 약 '900(um)*2,300(um)'이다.
그리고, 본 발명의 실시 예에 따른 고선형 주파수 하향 변환기는 InGAP/GaAs 고선형성 HBT MMIC 프로세스를 사용하는데, 전체 시스템에서의 저전력 소모(대략, 66(mW) 정도) 및 개선된 고선형성 특성을 제공해 주며, 고효율성과 전류 보상 특성을 제공해 준다. 이때, 해당 고선형성을 위해서는 전류 보상 바이어스 회로를 사용하는데, 컬렉터 용량성 성분과 이미터 레지스턴스(Resistance)를 사용하여 이미터-베이스 정션(Junction)을 상쇄시킴으로써 선형성을 향상시킬 수 있다.
예를 들어, Ku 밴드 대역의 LNA(10)는 11.8(dB)의 이득과, 4.7(dB)의 잡음 지수, 20(dB)과 22(dB)의 입출력 반사 손실을 얻을 수 있으며, 2.34(dBm)의 입력 P1(dB)과 1.4(dBm)의 입력 IIP3을 얻을 수 있다. 또한, 상기 DCM(20)은 2.47(dB)의 변환 이득과 13.4(dB)의 잡음 지수, 22.8(dB)과 21.4(dB)의 RF(Radio Frequency)-IF(Intermediate Frequency), LO(Local Oscillator)-RF의 포트 격리도를 얻을 수 있다.
최종적으로, 상기 LNA(10)와 DCM(20)을 포함하여 이루어진 고선형 주파수 하향 변환기는, -30(dBm)의 RF 파워와 0(dBm)의 국부 발진기 파워 인가 시에 - 15.4(dBm)의 출력 파워를 얻어, 14.1(dB)의 변환 이득과 7.4(dB)의 시스템 잡음 지수를 얻을 수 있으며, 15 ~ 25(mA)의 전류 변화 시에 ±0.5(dB) 전환 이득의 안정도를 얻을 수 있다. 또한, -4.8(dBm)의 출력 P1(dB)을 얻어, 전체 수신단의 향상된 선형성을 얻을 수 있게 된다.
이상과 같이, 본 발명에 의해 HBT MMIC 프로세스를 이용하여 전류 변화에 둔감하고 고선형적으로 동작하는 LNA Ku 밴드용 주파수 하향 변환기를 설계하여 위성 안테나에 설치함으로써, 수신단에서 원래 신호에 대한 간섭 신호의 영향을 최소화할 뿐만 아니라. 저전력을 소모함과 동시에 높은 선형성과 효율을 가지며, 전류의 변화에 둔감하며, 원칩화에 따른 대량 생산과 더불어 생산 단가를 절감할 수 있다.

Claims (8)

  1. 수신한 무선 신호를 중간 주파수 신호로 변환하는 주파수 하향 변환기에 있어서,
    공통 이미터 형태의 증폭 회로로 구성되며, 상기 수신한 무선 신호를 증폭하는 LNA(Low Noise Amplifier)와;
    믹싱부 및 해당 믹싱부의 입력단에 접속되는 BCC(Base Current Compensated) 전류 미러부를 구비하며, 상기 LNA로부터의 증폭된 신호를 국부 발진기로부터 발생된 신호와 믹싱하여 중간 주파수 신호로 변환시키는DCM(Down Conversion Mixer)을 포함하여 이루어진 것을 특징으로 하는 고선형 주파수 하향 변환기.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 LNA는 복수의 공통 이미터 형태의 증폭 회로를 사용하여 복수의 이득 단계를 구성하며, 상기 공통 이미터 형태의 증폭 회는 저항 피드백 방식을 이용하는 것을 특징으로 하는 고선형 주파수 하향 변환기.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 BCC 전류 미러부는 전류를 2단으로 분배하여 상기 믹싱부의 드라이빙 부분과 스위칭 부분에 공급하기 위한 2 개의 트랜지스터를 포함하여 이루어진 것을 특징으로 하는 고선형 주파수 하향 변환기.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 BCC 전류 미러부와 상기 믹싱부의 드라이빙 부분 사이에는 RF 쵸크 기능을 수행하는 인덕터를 더 포함하여 이루어진 것을 특징으로 하는 고선형 주파수 하향 변환기.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 믹싱부의 스위칭 부분은 캐스코드형으로 동작을 수행하는 것을 특징으로 하는 고선형 주파수 하향 변환기.
  6. 제4항에 있어서,
    상기 믹싱부의 스위칭 부분은 스위치 페어형으로 동작을 수행하는 것을 특징으로 하는 고선형 주파수 하향 변환기.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 BCC 전류 미러부와 상기 믹싱부의 스위칭 부분 사이에는 인덕터를 더 포함하며, 상기 믹싱부의 스위칭 부분에는 바이패스 커패시터를 더 포함하여 이루어진 것을 특징으로 하는 고선형 주파수 하향 변환기.
  8. 수신한 무선 신호를 중간 주파수 신호로 변환하는 주파수 하향 변환기에 있어서, 공통 이미터 형태의 증폭 회로로 구성되며, 상기 수신한 무선 신호를 증폭하는 LNA와, 믹싱부 및 해당 믹싱부의 입력단에 접속되는 BCC 전류 미러부를 구비하며, 상기 LNA로부터의 증폭된 신호를 국부 발진기로부터 발생된 신호와 믹싱하여 중간 주파수 신호로 변환시키는 DCM을 포함하는 고선형 주파수 하향 변환기를 밀리미터파 무선 시스템 또는 위성 통신 시스템에 구비된 안테나의 포우컬 포인트에 설치하여 사용하는 것을 특징으로 하는 고선형 주파수 하향 변환기를 이용한 시스템.
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