KR100510632B1 - 디지털 잔류측파대 복조장치 - Google Patents

Abstract

디지털 TV에서 잔류측파대(VSB) 복조를 디지털 영역에서 처리하는 디지탈 VSB 복조 장치에 관한 것으로서, 특히 롤 오프 팩터 값이 0.1152이고, 대역폭이 2.69MHz인 저역 통과 필터를 설계하여 그 계수를 구한 다음, 구한 계수에

Description

디지털 잔류측파대 복조장치{APPARATUS FOR DEMODULATING DIGITAL VSB}

본 발명은 디지털 텔레비전(TV)에 관한 것으로서, 특히 잔류측파대(Vestigial Side Band ; VSB) 복조를 디지털 영역에서 수행하는 디지털 VSB 복조 장치에 관한 것이다.

디지털 TV는 아날로그 ＴＶ와 비교할 때 화면의 해상도가 훨씬 높고(예：1080×1920) 가로방향으로 더 넓으며 (영화의 종횡비인 4：3.5：3.1.85：1.2.4:1 등을 최대한 수용할 수 있도록 16:9로 결정됨) ＣＤ 수준의 음향이 다채널(최대 5.1채널)로 공급된다.

이러한 디지털 TV는 미국, 유럽, 일본이 각각 나름대로 방송방식 및 규격을 마련하여 표준화를 추진하고 있다. 미국의 경우 전송 포맷은 미국의 제니스(Zenith)에서 제안한 잔류측파대(VSB) 방식을 채택하고 있고, 압축 포맷은 비디오 압축에는 엠펙(MPEG)을, 오디오 압축에는 돌비 AC-3을 채택하고 있으며, 디스플레이 포맷은 기존의 디스플레이 방법과 호환성을 갖도록 규정하고 있다.

이때, 상기 VSB 변조는 신호를 진폭 변조했을 때, 반송파를 중심으로 위아래로 생기는 두개의 측대역중 한쪽 측대역 신호를 크게 감쇠시켰을 때의 나머지 부분만을 변조하는 방식이다.

즉, 상하 양측파 대역을 쓰는 DSB(Double Side Band)가 대역 효율이 떨어짐으로 한쪽 측파대만을 사용하는 SSB(Single Side Band)가 대두되었는데 필터 구현상 VSB로 발달하게 되었다.

그리고, 디지털 TV의 방식을 통일하는 조직인 그랜드 얼라이언스(Grand Alliance ; GA)에서 지상파를 사용한 방송용의 전송 방식으로 8VSB을 채택했고, 그 후 FCC의 자문 위원회인 ACATS(Advisory Committee on Advanced Television Service)도 지상파 방송용으로 8VSB의 채용을 결정했다.

상기 8VSB란 전송되는 신호의 레벨이 8개인데, '0'을 기준으로 양수쪽에 4개의 데이터 레벨이 존재하고 음수쪽에도 4개의 데이터 레벨이 존재하도록 할당하여 전송하는 방식이다.

따라서, 방속국에서 디지탈 데이타를 8VSB로 변조하여 안테나를 통해 공중으로 날려 보내면 각 가정에 있는 디지털 TV는 이를 수신 및 복조하여 시청할 수 있다.

도 1은 종래의 디지털 TV의 VSB 복조 장치의 구성 블럭도로서, 안테나를 통해 전송된 신호의 채널 튜닝, 지연 AGC 및 국부발진기로 부터 출력되는 주파수 신호를 곱하여 일반 회로에서 다루기 쉬운 주파수 대역인 중간 주파수(Intermediate Frequency ; IF)로 변환하는 튜너(11), 상기 튜너(11)에서 출력되는 IF 신호에서 정보가 존재하는 대역만을 남기고 나머지 구간을 제거하는 SAW(Surface Acoustic Wave) 필터(12), 상기 SAW 필터(12)에서 출력되는 신호를 증폭하는 가변 이득 IF 증폭기(13), 증폭된 IF 신호를 복조하여 기저대역(Baseband)의 I,Q 신호로 변환하는 FPLL(Frequency-Phase Locked Loop)부(14), 상기 FPLL부(14)의 피드백 전압을 이용하여 중심 주파수를 발생시키는 전압 제어 발진기(Voltage Controlled Oscillator ; VCO)(15), 및 상기 FPLL부(14)에서 복조된 I 신호를 디지털 신호로 변환하는 아날로그/디지털(Analog/Digital ; A/D) 변환부(16)로 구성된다.

이와같이 구성된 도 1에서, 우선 공중에 있는 방송신호는 안테나를 거쳐 수신기의 튜너(11)에 입력되고, 상기 튜너(11)는 채널 튜닝, 지연 AGC 및 국부 발진기로부터 출력되는 주파수 신호를 곱하여 원하는 방송신호의 주파수를 46.69MHz의 중간 주파수로 변환한다.

이때, 디지털 TV 방송 신호는 46.69MHz의 중간 주파수로부터 6MHz의 대역내에 모든 정보가 존재하므로 SAW 필터(12)에서는 튜너(11)의 출력으로부터 정보가 존재하는 6MHz의 대역만 남기고 나머지 구간을 모두 제거한다.

상기 SAW 필터(12)의 출력은 IF 증폭기(13)에서 AGC 신호를 받아 자동 이득 조절된 후 복조 및 FPLL부(14)에서 기저대역의 I,Q 신호로 복조되어 주파수와 위상이 록킹된다.

즉, 중심 주파수가 46.69MHz으로 고정되어 있는 VCO(15)의 출력은 복조 및 FPLL부(14)의 제 2 믹서(14-5)에 입력되어 IF 증폭기(13)의 출력과 곱해져서 기저대역의 Q 채널 신호를 복조한다.

또한, VCO(15)의 출력은 위상 지연기(14-6)에서 위상이 90° 지연되어 상기 제 1 믹서(14-1)에 입력되어 상기 IF 증폭기(13)의 출력신호와 곱해져서 기저대역의 I 채널 신호를 복조한다.

한편, 방송국에서 삽입한 파일럿의 주파수는 상기 IF 증폭기(13)의 출력에서 정확하게 46.69MHz에 존재해야 나머지 수신단에서 정상 동작을 하게 되는데 보통의 경우에 정확하게 46.69MHz가 아닐때가 많이 있다.

그런데, VCO(15)의 출력 주파수는 46.69MHz으로 고정되어 있으므로 IF 증폭기(13)에서 파일럿의 출력 주파수가 46.69MHz가 아닐 경우에는 제 1, 제 2 믹서(14-1,14-5)에서 출력되는 두 주파수의 차이에 해당하는 만큼의 비트(Beat)가 존재하게 된다.

상기 비트 주파수(Beat Frequency)를 제거하기 위하여 FPLL을 사용하게 된다.

즉, VCO(15)의 발진 주파수를 변화시킴에 의해 IF 신호 반송파의 주파수 및 위상을 변화시켜 비트 주파수를 제거한다.

상기 VCO(15)의 발진 주파수를 이동시키는 방향과 크기를 찾아내는 것이 FPLL의 목적이다.

즉, 제 1 믹서(14-1)의 출력인 I 채널 신호는 출력 주파수가

o이고, IF 증폭기(13)의 파일럿 출력 주파수가

i일 때 cos(

i-

o)t = cos △

t가 된다.

여기서(△

=

o-

i(비트주파수)이다.

한편, 제 2 믹서(14-5)의 출력인 Q 채널 신호는 sin △

t의 형태를 가진다.

이때, AFC 필터(14-2)는 ±100KHz의 비트 주파수를 록킹할 수 있는 2차 수동 필터로 구성되며, 저역 통과 필터(LPF)의 특성과 함께 주파수를 위상으로 변화시켜주는 특성도 가지고 있어, 상기 제 1 믹서(14-1)의 I 신호의 각각의 비트 주파수에 대하여 위상값을 출력한다.

그리고, 상기 AFC 필터(14-2)의 출력은 리미터(14-3)에 입력되어 증폭 및 리미팅되고 제 3 믹서(14-4)에서 Q 채널 신호와 곱해진 후 VCO(15)로 피드백된다.

상기에서 비트 주파수가 존재하여 리미터(14-3)의 출력이 변할 때 FLL 과정을 수행하게 되고, 상기 FLL이 끝나고 리미터(14-3)의 출력이 더이상 변하지 않을때 위상을 바로 잡아주는 PLL 과정이 시작된다.

그리고, 상기 복조 및 FPLL부(14)에서 복조된 I 채널 신호는 A/D 변환부(16)를 통해 디지털 신호로 변환되는데, 이때의 샘플링 주파수는 10.76MHz의 심볼율(Symbol Rate)이다.

이와 같이, 상기된 도 1의 VSB 복조 장치는 반송파 복구 및 기저대역으로의 복조를 아날로그 영역에서 수행한다. 즉, 도 3에서와 같이 아날로그 영역에서 바로 기저대역으로 주파수 하향 이동된 후 A/D 변환부(16)로 입력된다.

따라서, I와 Q 채널 사이의 위상차를 정확히 90도를 조정하는 것이 힘들어 복조 성능이 저하되며, 여러 가지 소자들이 아날로그 소자이므로 온도에 따른 열화, 집적화의 어려움등 여러 가지 단점들이 존재하게 된다.

이러한 문제점들을 해결하기 위한 것이 디지털 영역에서 기저대역으로의 복조를 수행하는 것으로 미국특허 5,570,136호에 그 기술이 개시되어 있으며, 도 2a, 도 2b에 나타내었다. 즉, I와 Q 채널 신호를 아날로그 영역에서 분리한 후 A/D 변환기 2개를 사용하여 샘플링한 후 SRC 필터를 사용하여 기저대역의 신호로 변환하는 방식이다.

도 2a를 보면, 안테나를 통해 전송된 신호는 튜너(21)에서 채널 튜닝, 지연 AGC 및 국부발진기(24)로 부터 출력되는 876MHz의 주파수 신호에 따라 1차 및 2차 복조되어 IF 신호로 변환된다. 여기서 국부발진기(24)는 876MHz의 주파수 신호를 튜너(21)로 출력하는 고정된 발진기이다.

상기 튜너(21)에서 복조된 IF 신호는 SAW 필터(22)를 통해 대역제거 필터링되고 IF 증폭기(23)에서 AGC 신호를 받아 자동이득 조절된 후 복조기 및 FPLL부(26)에서 I와 Q 신호로 분리되어 주파수와 위상이 록킹된다.

이때, 국부발진기(25)는 복조기 및 FPLL부(26)로 부터 AFC 신호를 받아 AFC 신호의 전압에 따라 46.69MHz를 기준 주파수로 하여 ±300KHz 까지 변할수 있는 주파수 신호를 만들어 복조기 및 FPLL부(26)로 다시 출력한다.

이에 따라 상기 복조기 및 FPLL부(26)에 입력되는 중간 주파수 신호의 파일럿 위치는 46.69 MHz ±300KHz로 변하게 되므로 SAW 필터(22)도 6MHz에 ±300KHz 만큼 보호대역(Guard Band)을 두어야 한다.

그리고, 상기 복조기 및 FPLL부(26)에서 분리된 I 채널 신호와 Q 채널 신호는 디지털 신호로 변환된 후 기저대역으로 복조되기 위하여 VSB 필터(27)로 출력된다.

상기 VSB 필터(27)는 도 2b에 도시한 바와 같이 I 채널 신호와 Q 채널 신호를 각각 디지털 신호로 변환하는 2개의 A/D 변환부(27a,27b), 2개의 SRC(Square Root Raied Cosine) 필터(27c,27d) 및 감산기(27e)로 구성된다.

즉, 상기 복조기 및 FPLL부(26)에서 주파수 및 위상이 록킹된 I 채널 신호는 A/D 변환부(27a)에서 10.76MHz의 심볼율(Symbol Rate)로 디지털화된 후, SRC 필터(27c)에서 SRC 필터링된다.

또한, 상기 복조기 및 FPLL부(26)에서 주파수 및 위상이 록킹된 Q 채널 신호는 A/D 변환부(27b)에서 10.76MHz의 심볼율로 디지털화된 후, SRC 필터(27d)에서 SRC 필터링된다.

감산기(27e)는 SRC 필터(27c)에서 필터링된 I 채널 신호에서 SRC 필터(27d)에서 필터링된 Q 채널 신호를 감산하여 VSB 필터링된 신호(

)를 최종 출력한다.

이와 같이, 도 2a, 도 2b는 아날로그 영역에서 I,Q 신호를 분리한 후 디지털 영역에서 기저대역으로 변환하는데, 튜너(21)에서 출력되는 IF 신호의 주파수가 높기 때문에 이를 바로 A/D 변환할 경우 주파수 왜곡이 생길 수 있으므로 복조기 및 FPLL부(26)에서 도 4a의 I,Q 채널 신호를 일단 약간 낮은 주파수로 도 4b에서와 같이 하향 이동한 후 VSB 필터(27)로 출력하고, VSB 필터(27)의 A/D 변환부(27a,27b)에서 각각 디지털화한 후 디지털 영역에서 도 4c와 같이 기저대역으로 변환한다. 즉, 46.69MHz를 그대로 A/D 컨버터(27a,27b)에서 A/D 샘플링하는 경우 필요한 클럭 신호의 주파수는 여러 요소를 고려할 때 186.76MHz(46.69MHz * 4)이어야 하는데, 이것을 구현하기 위해서는 하드웨어적으로 부담이 너무 크기 때문이다.

그러나, 상기된 도 2의 VSB 복조장치는 2개의 A/D 변환부(27a,27b)와 2개의 SRC 필터(27c,27d)가 필요하므로 응용 주문형 집적회로(Application Specific Intergrated Circuit ; ASIC) 설계시 집적화가 어렵고, 집적한다 하더라도 그 부피가 커지게 된다. 그리고, I,Q 채널 신호의 분리는 아날로그 영역에서 수행되므로 상기 아날로그 처리로 인해 발생했던 문제가 마찬가지로 발생한다.

또한, VSB 전송방식은 신호대역의 가장자리에 반송파가 위치하게 된다. 따라서, 상기 SAW 필터의 통과 대역 특성으로 인하여 도 5a와 같이 원래 신호의 가장 자리에 인접 채널의 신호가 잡음처럼 타고 들어옴을 알 수 있다. 그리고, A/D 변환을 위해 도 5b와 같이 낮은 주파수로 천이하여도 인접 채널 성분으로 그대로 존재하게 된다.

따라서, 인접 채널 성분이 SAW 필터에 의해서 완전히 제거되지 못한채 도 5c와 같이 기저대역으로 변경될 경우, VSB 방식에서는 이미 원하는 신호 대역내로 겹쳐지기 때문에 이를 필터 처리하여도 제거되지 않고 남아있게 된다. 즉, 필터에 의해서도 제거하는 것이 불가능해진다.

이러한 문제점을 해결하기 위해서는 SAW 필터의 특성이 정교해야 하며, 온도에 따른 필터 특성의 변화도 작아야 하는데, 이러한 조건을 만족시키는 SAW 필터의 제작이 용이하지는 않다. 이는 SAW 필터가 정합 필터의 역할을 하기 때문이다.그리고, 이러한 필터를 제작할 수 있다 하더라도 가격이 비싸지고, 또한 필터로 입력되는 신호의 주파수가 틀어져있는 경우에는 어쩔 수 없이 상기된 문제점들이 발생하게 된다.

즉, SAW 필터의 대역을 원래 신호대역보다 약간 더 크게하고 디지털 영역에서 기저대역으로 복조한다고 해도, VSB 방식의 경우는 상기된 경우와 같이 반송파의 위치가 신호 대역의 가운데에 위치하는 것이 아니고 가장 자리에 위치하므로 복조 후 인접채널 성분이 원래 신호 대역에 들어오게 된다. 일단 신호대역으로 들어온 간섭이나 잡음 신호는 원래 신호와 구별이 안되므로 제거하는 것이 힘들게 된다.

본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 것으로서, 본 발명의 목적은 디지털 영역에서 복구된 반송파에 따라 계수 조정이 가능한 SRC 필터를 사용하여 입력 신호의 반송파가 틀어져 있는 경우에 SRC 필터의 대역을 입력 신호의 대역폭에 일치하도록 이동시켜 정확하게 신호대역만을 통과시키는 디지털 VSB 복조 장치를 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 1개의 A/D 변환기와 1개의 SRC 필터를 이용하여 VSB 복조를 디지털 영역에서 수행하여 디지털 회로의 집적도와 성능을 향상시키는 디지털 VSB 복조 장치를 제공함에 있다.

본 발명의 또다른 목적은 정교하지 않은 SAW 필터의 사용으로도 인접 채널간섭의 제거가 가능한 디지털 VSB 복조 장치를 제공함에 있다.

상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 디지탈 VSB 복조 장치는, 롤 오프 팩터 값이 0.1152이고, 대역폭이 2.69MHz인 저역 통과 필터를 설계하여 계수를 구한 다음, 그 계수에

를 곱하여 통과대역이 5.38MHz인 SRC 필터의 계수를 구하여 상기 SRC 필터로 제공하고, 상기 SRC 필터는 디지털로 변환된 입력 신호 중 상기 제공되는 계수에 따라 이동되는 통과 대역 내의 신호만을 출력하고 나머지는 제거함을 특징으로 한다.

여기서,

이다.

본 발명은 정해진 각 주파수 편차에 따른 SRC 필터 계수를 상기 방식에 의해 구하여 미리 롬에 저장해놓은 후, 반송파 복구부의 루프 필터의 출력 값을 선택 신호로 사용하여 롬에 저장된 각 주파수 편차에 따른 SRC 필터 계수중 해당 주파수 편차의 SRC 필터 계수를 서치하여 상기 SRC 필터로 출력함을 특징으로 한다.

본 발명의 SRC 필터는 (2n-1) 탭 FIR 필터로서, 상기 A/D 변환부로부터 출력되는 디지탈 신호를 FIR 필터의 탭수만큼 지연시키는 레지스터와 가산기, 곱셈기로 구성되며, 상기 필터의 계수가 좌우 대칭성을 가지고 있어 레지스터(Reg -n)의 출력과 곱해지는 필터의 계수와 레지스터(Reg n)와 곱해지는 필터의 계수가 동일하므로 레지스터(Reg -n)의 출력과 레지스터(Reg n)을 먼저 더한 후 상기 계수 선택부에서 출력되는 계수와 곱하고, 나머지 레지스터에 대해서도 동일하게 적용하여 나머지 레지스터의 출력에 대한 연산을 한 후 모두 더함에 의해 필터의 최종 출력을 계산함을 특징으로 한다.

본 발명은 튜너에서 변환된 IF 신호에 정현파를 곱하여 5.38MHz로 낮춘 후 심볼 주파수의 2배의 주파수로 샘플링한 다음 계수 조정 가능한 SRC 필터를 통과시켜 I,Q 채널 신호의 분리 및 기저대역으로의 복조를 수행함을 특징으로 한다.

이하, 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부도면을 참조하여 상세히 설명한다.

도 6은 본 발명에 따른 디지탈 VSB 복조 장치의 구성 블록도로서, 제 1 IF 신호를 제 1 IF 신호보다 더 낮은 제 2 IF 신호로 변환하는 아날로그 처리부와, 상기 아날로그 처리부의 출력을 디지탈로 변환 및 기저대역으로 복조하는 디지탈 처리부로 구성된다.

상기 아날로그 처리부는 채널 튜닝 신호를 입력받아 제 1 로컬 주파수(1st L.O.)를 생성하여 출력하는 주파수 합성기(62), 안테나를 통해 입력되는 방송 신호와 제 1 로컬 주파수(1st L.O.)를 곱하여 원하는 방송 신호의 주파수만을 선택한 후 제 2 로컬 주파수와 곱하여 44±3MHz의 제 1 중간 주파수로 변환하는 튜너(61), 상기 튜너(61)를 통해 출력되는 제 1 중간 주파수를 필터링하는 SAW 필터(63), 상기 SAW 필터(63)에서 필터링된 제 1 중간 주파수가 출력되면 이를 증폭하는 IF 증폭기(64), 상기 증폭된 제 1 중간 주파수를 소정 주파수와 곱하여 입력되는 제 1 중간 주파수보다 더 낮은 제 2 중간 주파수 즉, 5.38MHz가 되도록 하는 믹서(65), 및 상기 믹서(65)에서 출력되는 제 2 중간 주파수를 로우 패스 필터링하는 LPF(66)로 구성된다.

그리고, 디지털 처리부는 상기 LPF(66)의 출력을 심볼 주파수의 2배로 A/D 샘플링하는 A/D변환기(67), 상기 A/D 변환기(67)의 출력을 필터링하는 계수 조정 가능한 정합 SRC 필터(68), 상기 SRC 필터(68)의 출력을 소정시간 지연시키는 지연기(69), 상기 SRC 필터(68)의 출력을 힐버트 변환하는 힐버트 필터(70), 상기 지연기(69)의 출력과 힐버트 필터(70)의 출력에 각각 cos, sin 함수를 곱하여 기저대역의 I, Q 채널 디지탈 신호로 복조하는 복합 곱셈기(Complex Multiplier)(71), 상기 I, Q 채널 디지탈 신호를 이용하여 반송파(Carrier)를 복구하는 반송파 복구부(72), 및 I 채널 디지탈 신호에 대해 심볼당 1개만 샘플링하도록 2:1 데시메이션하는 데시메이터(73)를 포함하여 구성된다.

이와같이 구성된 본 발명에서 안테나로부터 수신된 VSB 신호는 튜너(61)로 입력된다.

또한, 주파수 합성기(62)는 사용자가 선택하는 채널 튜닝 신호를 입력받아 원하는 방송신호와의 주파수 차가 920MHz인 제 1 로컬 주파수(1st L.O.)를 생성한다.

그러므로, 상기 튜너(61)는 안테나에서 출력되는 다수의 방송 신호와 주파수 합성기(62)에서 출력되는 제 1 로컬 주파수(1st L.O.)를 곱하여 원하는 방송신호의 주파수를 920MHz가 되게 한다. 이때, 상기 튜너(61)는 피드백되는 AGC의 제어를 받아 자동으로 이득이 조절된다.

그리고나서, 제 2 로컬 주파수와 곱하여 원하는 방송신호의 주파수를 제 1 중간 주파수인 44±3MHz 중심의 신호로 낮춘 후 인접 채널 선불들을 제거하기 위해서 SAW 필터(63)로 출력된다. 통상, 디지털 TV 방송 신호는 44±3MHz의 중간 주파수로부터 6MHz의 대역내에 모든 정보가 존재하므로 상기 SAW 필터(63)에서는 튜너(61)의 출력으로부터 정보가 존재하는 6MHz의 대역만 남기고 나머지 구간을 모두 제거한다.

이때, 상기 SAW 필터(63)는 특성이 정교하지 않아도 된다. 즉, 상기 SAW 필터(63)의 대역폭은 원래 신호의 대역폭보다 약간 더 넓은 대역폭 예컨대 대역폭이 러프(Rough)한 범용 SAW 필터를 사용해도 된다. 이는 어떤 종류의 대역 통과 필터를 사용해도 무방함을 의미한다. 이는 디지털 처리부에 계수 조정이 가능한 정합 SRC 필터(68)가 있기 때문이다.

상기 SAW 필터(63)의 출력은 IF 증폭기(64)에서 이득이 조정된 후 믹서(65)에서 정현파와 곱해져 제 1 중간 주파수보다 더 낮은 주파수로 변환된다. 즉, 디지털 영역에서 VSB 복조를 하기 위해서는 튜너(61)에서 변환된 제 1 중간 주파수보다 더 낮은 제 2 중간 주파수로 변환하여야 한다.

예컨대, 상기 믹서(65)의 출력이

/2 즉, 두 주파수의 차(=중심 주파수)가 5.38MHz가 되도록 변환시킨다. 이는 A/D 변환부(67)의 샘플링 주파수가 21.52MHz(=2fs, fs는 심볼 전송율)일 경우 정합 SRC 필터(68)의 계수가 간단해지므로 회로로 구현시 잇점이 있기 때문이다. 실제로 본 발명에서 제안하는 방식은 믹서(65)에 의해 변환되는 중심 주파수와는 무관하며, 이 중심 주파수와 A/D 변환부(67)의 샘플링 주파수와 정수배(예컨대, 0,1,0,-1)의 관계가 있을 경우 SRC 필터(68)의 계수가 간단해지므로 사용하는 것이다.

이때, 상기 믹서(65)의 출력은 원하는 주파수의 차 성분과 함께 합 성분도 생기게 되기 때문에 LPF(66)를 사용하여 합 성분을 제거한 후 A/D 변환부(68)로 입력된다. 지금까지는 아날로그 처리부의 동작을 설명한 것이다.

한편, 상기 A/D 변환부(67)는 심볼 주파수의 2배의 주파수로 상기 LPF(66)에서 출력되는 제 2 아날로그 IF 신호를 디지탈 IF 신호로 변환한다.

이때, 상기 A/D 변환부(67)에 의해 디지털화된 신호는 송신부에서 사용한 것과 동일하게 SRC 필터링을 해주어야 하는데, 종래에는 이를 기저대역 또는 아날로그 처리부의 SAW 필터에 의해 수행하였으나, 본 발명에서는 디지털 신호를 통과대역(Passband)에서 디지털 필터(68)를 사용하여 SRC 필터링을 해준다.

즉, 만일 A/D 변환부(67)로 입력되는 신호의 중심 주파수가 정합 SRC 필터(68)의 대역폭의 중심과 일치하지 않으면 필터링에 의해 신호가 왜곡되며, 인접 채널 성분이 유입되어 반송파 복구에서 심각한 영향을 미치게 된다. 이를 해결하기 위해서 본 발명은 계수 조정이 가능한 정합 SRC 필터(68)를 사용하여 반송파 복구부(72)에서 피드백되는 반송파 차이 신호에 따라 계수를 조정하여 SRC 필터(68)의 통과대역을 이동시킨다.

그리고, 상기 정합 SRC 필터(68)의 출력은 지연기(69)와 힐버트(Hilbert) 필터(70)로 동시에 입력되고, 상기 힐버트 필터(70)에서 힐버트 변환된 신호는 복합 곱셈기(71)로 입력된다.

여기서, 상기 정합 SRC 필터(68)의 출력이 힐버트 필터(70)를 통과하면 90°위상차를 갖고 출력된다.

또한, 상기 지연기(69)는 상기 힐버트 필터(70)의 처리시간만큼 상기 정합 SRC 필터(68)의 출력을 지연시킨 후 복합 곱셈기(71)로 출력된다.

결국, 상기 복합 곱셈기(71)로 입력되는 지연기(69)의 출력과 힐버트 필터(70)의 출력은 90°위상차를 갖게된다.

따라서, 상기 복합 곱셈기(71)에서 지연기(69)와 힐버트 필터(70)의 출력에 각각 cos, sin 형태의 정현파를 곱하면 기저대역의 I 채널과 Q 채널 디지털 신호로 복조되고, 복합 곱셈기(71)에서 복조된 I,Q 채널 디지털 신호는 반송파 복구부(72)로 출력된다.

상기 반송파 복구부(72)는 본 출원인에 의해 출원된 바 있으며, 정합 SRC 필터(68)의 계수를 조정하기 위한 계수 선택부(72-8)가 더 구비된다.

즉, I 채널 디지탈 신호와 Q 채널 디지탈 신호는 각각 제 1, 제 2 무한 임펄스 응답 필터(Infinite Impulse Response Filter ; IIR 필터)(72-1,72-2)로 입력되어 디지탈 데이타의 NTSC 인접 채널의 영향이 제거되고 자체 위상 특성에 대한 영향으로 인한 효과가 제거된다.

그리고, 상기 제 1 IIR 필터(72-1)의 출력은 지연기(72-2)로 입력되어 제 1 IIR 필터(72-1) 출력의 주파수대 위상 특성을 선형적으로 변화시킨다. 그리고나서, 리미터(72-3)에서 리미팅된 후 곱셈기(72-5)로 입력된다. 즉, 상기 리미터(72-3)의 출력이 부호가 된다.

따라서, 상기 곱셈기(72-5)에서 IIR 필터링된 Q 채널 디지털 신호와 곱하면, IIR 필터링된 Q 채널 디지털 신호는 상기 곱셈기(72-5)에서 부호가 반전되거가 아니면 부호가 반전되지 않은채 디지탈 루프 필터(72-6)로 출력된다. 즉, 상기 곱셈기(72-5)의 출력이 에러값이 된다.

상기 디지탈 루프 필터(72-6)는 곱셈기(72-5)를 통해 입력되는 에러 값 즉,주파수 편차를 누적하고, NCO(Numerically Controlled Oscillator)(72-7)는 루프 필터(72-6)의 출력에 따라 디지탈 신호의 주파수 및 위상을 제어하여 주파수 및 위상이 복구된 반송파를 발생시켜 복합 곱셈기(71)로 출력한다. 따라서, 시간이 지날수록 주파수 편차는 줄어들게 된다.

그리고, 데시메이터(73)는 상기 복합 곱셈기(71)에서 출력되는 I 채널 디지탈 신호에 대해 심볼당 1개만 샘플링하도록 데시메이션한 후 데시메이션된 VSB 기저대역 신호를 타이밍 복구, 동기 복구, 및 등화등을 위해 출력한다.

한편, 본 발명에 따른 계수 선택부(72-8)와 계수 선택부(72-8)의 출력에 의해 통과대역을 이동시키는 정합 SRC 필터(68)의 상세한 설명은 다음과 같다.

즉, 도 7a는 대역폭이 2.69MHz이고 전송대역(Tranisition Band) 대 통과대역(Pass Band)의 비로 나타내는 롤 오프 팩터(Rolloff Factor) 값이 0.1152인 SRC 저역 통과 필터의 주파수 응답을 나타내었고, 도 7b에 이 필터의 충격파 응답(Impulse Response)을 나타내었다.

이때, 롤 오프 팩터 값이 0.1152이고, 대역폭이 2.69MHz인 저역 통과 필터의 계수를 구한다음 그 계수에

를 곱하여 중심 주파수가 5.38MHz이고 통과대역이 5.38MHz인 대역 통과 SRC 필터(68)의 계수를 구할 수 있다. 여기서,

이다.

즉, 도 7b에 도시된 바와같이, 대역폭이 2.69MHz이고, 롤 오프 팩터 값이 0.1152인 SRC 저역 통과 필터가 (2n+1) 탭 FIR 필터라고 하고, 이 필터의 계수를 a(j) (j= -n, -n+1,..., 0, 1,...,n-1, n ; n은 정수)라고 하면, 통과 대역 SRC 필터의 계수를 구하는 방법은 다음과 같다.

예를 들어, 도 7c에 나타낸 바와같이, 중심 주파수가 5.38MHz이고 신호의 통과대역이 5.38MHz인 대역 통과 SRC 필터(68)의 계수를 구하려면 상기된 대역폭이 2.69MHz이고, 롤 오프 팩터 값이 0.1152인 SRC 저역 통과 필터의 계수 a(j) (j= -n, -n+1,..., 0, 1,...,n-1, n ; n은 정수)에 각각

를 곱하여 구할 수 있다.

이때, 입력 신호의 반송파가 정확하게 5.38MHz라고 하면 △f = 1이 되어

의 값은

가 되므로 계수의 값은 두 개중 하나가 제로값을 가지게 되어 회로 구현시 집적도를 높일 수 있다.

즉, 중심주파수가 5.38MHz이고, 신호의 통과 대역이 5.38MHz인 대역 통과 SRC 필터의 계수를 a_pass(j)라고 하면, 모든 탭에 대한 계수는 하기 수학식 1과 같이 구할 수 있다.

상기와 같이 입력 신호의 반송파에 따라 SRC 필터(68)의 계수를 조정하여 통과 대역을 이동시킬 수 있다.

도 8은 상기 계수 선택부(72-8)의 상세 블록도로서, 상기된 방식으로 계산된 계수들을 롬(81)에 미리 저장한 후 반송파 복구부(72)의 루프 필터(72-6)에서 출력되는 계수 선택 신호에 의해 상기 SRC 필터(68)로 제공할 계수를 롬(81)에서 서치하고, 서치된 계수들을 계수 슬라이서(82)에서 슬라이싱한 후 SRC 필터(68)로 출력한다.

상기 도 8에서 m은 반송파 복구부(72)의 루프필터(72-6)에서 출력되는 계수 선택 신호로서, 이동시키고자 하는 주파수대의 개수를 결정하게 된다.

예를 들어, 반송파 복구부(72)의 록킹 범위(Locking Range)가 -100KHz ∼ +100KHz인 경우, 통과 대역 정합 SRC 필터(68)의 대역도 이와 동일하게 이동시켜 주어야 하므로, 이를 10등분하여 이동하고자 한다면, m은 4비트가 필요하게 되며, 롬(81)에는 5.38MHz에서 20KHz씩 편차를 둔 SRC 필터의 계수를 미리 계산하여 저장해 두어야 한다. 즉, m 값이 롬(81)의 번지가 되며, m이 0001이라면 롬(81)의 0001 번지에 저장된 계수들이 선택되어 출력된다. P는 계수의 비트스트림을 나타낸다.

을 나타내며, 이는 SRC FIR 필터의 탭수를 홀수 차로 설계할 경우 계수들이 좌우 대칭이 되므로, 계수를 반만 롬(81)에 저장하면 된다.

이때, 계수 선택 신호는 반송파 복구부(72)의 루프필터(72-6)의 출력값을 슬라이싱함에 의해 결정된다.

설명의 편의를 위하여 루프 필터(72-6)는 반송파 복구부(72)의 록킹 범위가 -100KHz ∼ +100KHz인 경우 입력 신호의 중심 주파수와 5.38MHz와의 주파수 차이에 따라 -100 ∼ +100까지 변하는 값을 출력하게 된다고 가정하자. 이때, 20KHz의 편차를 둔 SRC 필터(68)의 계수를 롬(81)에 저장하였다고 가정하고, 루프 필터(72-6)의 출력값이 -10KHz ∼ +10KHz이면, 롬(81)에서 통과 대역의 중심 주파수가 5.38MHz인 SRC 필터의 계수를 선택하고, -10KHz ∼ +30KHz인 경우는 통과 대역의 중심 주파수가 5.40MHz인 SRC 필터의 계수를 선택하도록 슬라이싱한다.

이와같은 방법으로 나머지 계수들을 선택하도록 슬라이싱한다.

또한, 계수 슬라이서(82)는 롬(81)에서 출력되는 값이 p×n 비트로서, 각 탭에 대한 계수 구분없이 일렬로 입력되므로 p 비트씩 각 탭의 계수를 자르는 역할을 한다.

도 9는 본 발명에 따른 SRC FIR 필터(68)를 도시한 것으로서, A/D 변환부(67)로부터 입력되는 입력 신호를 FIR 필터의 탭수만큼 지연할 수 있는 레지스터와 가산기, 곱셈기로 구성되어 있다.

이때, 필터의 계수가 좌우 대칭성을 가지므로 즉, Reg -n의 출력과 곱해지는 필터의 계수와 Reg n과 곱해지는 필터의 계수가 동일하므로 Reg -n의 출력과 Reg n을 먼저 더한 후 도 8의 계수 선택부(72-8)에서 출력되는 계수와 곱해지게 된다.

이와같은 방법으로 나머지 레지스터의 출력에 대한 연산을 한 후 모두 더해져서 필터의 최종 출력을 계산하게 된다.

따라서, 입력 신호의 중심 주파수가 변함에 따라 정합 SRC 필터(68)의 통과 대역도 변하므로, 항상 입력 신호의 중심 주파수를 기준으로 통과 대역이 설정되어 입력되는 신호의 중심 주파수가 변하더라고 인접 채널의 신호가 잡음처럼 타고 들어오는 것을 방지할 수 있다.

이상에서와 같이 본 발명에 따른 디지탈 VSB 복조 장치에 의하면, 송수신부의 반송파 편차에 의해 발생되는 문제점을 해결하였다.

즉, 롤 오프 팩터 값이 0.1152이고, 대역폭이 2.69MHz인 저역 통과 필터를 설계하여 계수를 구한 다음 그 계수에

를 곱하여 통과대역 정합 SRC 필터의 계수를 구한 후 정합 SRC 필터로 피드백해줌에 의해 SRC 필터의 통과 대역을 미리 정해둔 주파수 편차만큼 이동시킴으로써, 통과 대역의 중심 주파수가 입력되는 신호의 중심 주파수와 일치하므로 인접 채널의 간섭이 제거되어 수신되는 신호의 왜곡이 없으며, 이로 인해 주파수 천이에 의한 파일럿 신호의 감소 및 이득 감소, 신호 대역의 한쪽 가장자리 성분을 잃어버리는 문제, 인접 채널 성분의 유입 문제등이 해결되어 데이터의 복원이 정확해진다.

또한, 정해진 각 주파수 편차에 따른 SRC 필터 계수를 상기 방식에 의해 구하여 미리 롬에 저장해놓은 후, 반송파 복구부의 루프 필터의 출력 값을 선택 신호로 사용하여 롬에 저장된 각 주파수 편차에 따른 SRC 필터 계수중 해당 주파수 편차의 SRC 필터 계수를 서치하여 상기 SRC 필터로 출력함으로써, 입력 신호의 중심 주파수가 변할때마다 새로운 SRC 필터의 계수를 계산하지 않아도 되므로 처리 속도 및 하드웨어의 복잡도를 줄일 수 있다.

그리고, 특성이 정교하지 않은 SAW 필터를 사용해도 되므로 비용면에서도 경쟁력을 갖게된다.

또한, 튜너에서 변환된 중간 주파수를 다시 5.38MHz로 낮추고 A/D 변환기의 클럭 주파수는 심볼 주파수의 2배로 하여, I,Q 채널 신호의 분리 및 기저대역으로의 복조를 모두 디지털 영역에서 수행함으로써, 반송파의 위상차를 정확히 90°유지할 수 있어 복조 성능을 향상시키고 집적화 및 ASIC 설계가 용이해진다. 이때, A/D 변환기와 SRC 필터는 각각 1개씩만 이용되므로 역시 집적도를 높일수 있다.

도 1은 종래의 아날로그 VSB 복조 장치의 구성 블록도

도 2는 종래의 디지털 VSB 복조 장치의 구성 블록도

도 3은 아날로그 VSB 복조 장치에서의 주파수 천이 과정을 나타낸 주파수 스펙트럼도

도 4a 내지 도 4c는 디지털 VSB 복조 장치에서의 주파수 천이 과정을 나타낸 주파수 스펙트럼도

도 5a 내지 도 5c는 디지털 VSB 복조 장치에서 원하는 신호 밴드내에 인접 채널 침입이 발생한 경우의 주파수 천이 과정을 나타낸 주파수 스펙트럼도

도 6은 본 발명에 따른 디지탈 VSB 복조 장치의 구성 블록도

도 7a는 대역폭이 2.69MHz이고 롤 오프 팩터 값이 0.1152인 SRC 저역 통과 필터의 주파수 응답을 나타낸 도면

도 7b는 도 7a의 SRC 저역통과 필터의 충격파 응답을 나타낸 도면

도 7c는 도 7a를 주파수 스펙트럼상에 나타낸 도면

도 8은 도 6의 계수 선택부의 상세 블록도

도 9는 도 6의 SRC 필터의 상세 블럭도

도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

61 : 튜너 62 : 주파수 합성부

63 : SAW 필터 64 : IF 증폭기

65 : 믹서 66 : 로우패스필터

67 : A/D 변환부 68 : SRC 필터

69 : 지연기 70 : 힐버트 필터

71 : 복합 곱셈기 72 : 반송파 복구부

72-1,72-2 : IIR 필터 72-3 : 지연기

72-4 : 리미터 72-5 : 곱셈기

72-6 : 루프 필터 72-7 : NCO

72-8 : 계수 선택부 81 : 롬

82 : 계수 슬라이서

Claims (10)

1. 안테나로부터 수신된 특정 채널의 방송 신호가 저주파 IF 신호로 변환되어 출력되면 이를 디지털 신호로 변환하여 복조하는 디지털 잔류측파대 복조장치에 있어서,

   입력되는 필터 계수에 따라 통과대역을 이동시키고, 상기 디지털화된 신호 중 이동되는 통과대역 내의 신호만을 필터링하여 출력하는 정합 SRC 필터와,

   상기 정합 SRC 필터를 통과하는 I 채널 디지털 신호로부터 Q 채널 디지털 신호를 생성하여 I,Q 채널 디지털 신호를 출력하는 I,Q 채널 신호 출력부와,

   상기 I,Q 채널 신호 출력부에서 출력되는 I, Q 채널 디지털 신호를 기저대역으로 복조하며, 기저대역 I, Q 채널 디지털 신호로부터 반송파 주파수 편차를 계산하는 반송파 복구부와,

   상기 반송파 복구부의 반송파 주파수 편차에 따라 달라지는 필터 계수를 구하여 상기 정합 SRC 필터로 제공하는 계수 선택부를 포함하여 구성됨을 특징으로 하는 디지털 잔류측파대 복조장치.
2. 제 1 항에 있어서, 상기 계수 선택부는

   정해진 롤 오프 팩터 값과 대역폭을 갖는 저역 통과 필터를 설계하여 저역 통과 필터의 계수를 구한 후 그 계수에

   

   를 곱하여 상기 정합 SRC 필터의 계수를 구함을 특징으로 하는 디지털 잔류측파대 복조장치.

   여기서,

   
3. 제 2 항에 있어서, 상기 저역 통과 필터는

   롤 오프 팩터 값이 0.1152이고, 대역폭이 2.69MHz임을 특징으로 하는 디지털 잔류측파대 복조장치.
4. 제 1 항에 있어서, 상기 계수 선택부는

   롤 오프 팩터 값이 0.1152이고, 대역폭이 2.69MHz인 저역 통과 필터를 설계하여 계수를 구한 다음, 그 계수에

   

   를 곱하여 통과대역이 5.38MHz인 정합 SRC 필터의 계수를 정해진 다수개의 반송파 주파수 편차로 미리 계산하여 롬에 저장시킨 후, 상기 반송파 복구부에서 출력되는 반송파 주파수 편차에 따른 계수 선택 신호를 롬의 번지로 하여 해당 필터 계수를 상기 롬에서 리드하여 상기 정합 SRC 필터로 출력함을 특징으로 하는 디지털 잔류측파대 복조장치.

   여기서,

   
5. 제 4 항에 있어서,

   상기 반송파 주파수 편차에 따른 계수 선택 신호는 상기 정합 SRC 필터에서 이동시키고자 하는 주파수대의 개수를 결정함을 특징으로 하는 디지털 잔류측파대 복조장치.
6. 제 4 항에 있어서,

   상기 계수 선택 신호는 상기 반송파 복구부의 루프필터의 출력값을 슬라이싱함에 의해 결정됨을 특징으로 하는 디지털 잔류측파대 복조장치.
7. 제 4 항에 있어서, 상기 정합 SRC 필터는

   탭수를 홀수 차로 설계하여 계수들을 좌우 대칭시킴에 의해 상기 계수 선택부의 롬에 계수를 반만 저장시킴을 특징으로 하는 디지털 잔류측파대 복조장치.
8. 제 7 항에 있어서,

   상기 계수 계산부의 롬의 출력은 P×n 비트로 이루어지며, P는 계수의 비트스트림을,

   

   을 나타냄을 특징으로 하는 디지털 잔류측파대 복조장치.
9. 제 1 항에 있어서, 상기 정합 SRC 필터는 (2n+1)(n은 정수) 탭 FIR 필터임을 특징으로 하는 디지털 잔류 측파대 복조장치.
10. 제 9 항에 있어서, 상기 SRC FIR 필터는

    상기 디지탈된 신호를 FIR 필터의 탭수만큼 지연시키는 레지스터와 가산기, 곱셈기로 구성되며, 상기 필터의 계수가 좌우 대칭성을 가지고 있어 레지스터(Reg -n)의 출력과 곱해지는 필터의 계수와 레지스터(Reg n)와 곱해지는 필터의 계수가 동일하므로 레지스터(Reg -n)의 출력과 레지스터(Reg n)을 먼저 더한 후 상기 계수 선택부에서 출력되는 계수와 곱하고, 나머지 레지스터에 대해서도 동일하게 적용하여 나머지 레지스터의 출력에 대한 연산을 한 후 모두 더함에 의해 필터의 최종 출력을 계산함을 특징으로 하는 디지털 잔류 측파대 복조장치.

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