KR100383575B1 - Spreading modulation method for reducing peak to average power ratio in transmission power of terminal, and apparatus therefor - Google Patents
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Abstract
Description
본 발명은 이동통신 시스템에 관한 것으로, 특히 역방향링크에 있어서 단말기 송신전력의 피크전력 대 평균전력비(peak to average)을 줄이기 위한 확산변조방법 및 그 장치에 관한 것이다.BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a mobile communication system, and more particularly, to a spread modulation method and apparatus for reducing peak to average power of a terminal transmission power in a reverse link.
통상적인 CDMA(Code Division Multiple Access)방식의 이동통신 시스템은 음성 위주의 서비스를 제공해 왔으나, 제3세대(3rd Generation) 이동통신시스템에서는 음성뿐만 아니라 고속데이터의 전송이 가능한 서비스를 제공한다. 즉, 고품질의 음성, 동화상, 인터넷 검색 등의 서비스 제공이 가능하다. 이와 같은 이동통신 시스템에서 이동국(Mobile Station: MS)과 기지국(Base Station: BS) 사이에 존재하는 무선 통신선로는 크게 기지국에서 이동국으로 향하는 순방향 링크(forward link)와 반대로 이동국(하기에서는 "단말기"라고도 칭함)에서 기지국으로 향하는 역방향링크(reverse link)로 구별된다.A conventional code division multiple access (CDMA) mobile communication system has provided a voice-oriented service, but a third generation mobile communication system provides a service capable of transmitting high speed data as well as voice. That is, it is possible to provide services such as high quality voice, moving picture, and internet search. In such a mobile communication system, a wireless communication line existing between a mobile station (MS) and a base station (BS) is largely opposed to a forward link from the base station to the mobile station (hereinafter referred to as "terminal"). In the reverse link to the base station.
상기와 같은 이동통신 시스템의 역방향 링크를 통해 단말기에서 기지국으로 신호를 전송할 경우의 확산변조방식에 있어서 영교차(zero-crossing)(위상변화가 π로 변함)가 발생하면 송신전력의 피크전력 대 평균전력비가 커져 리그로스(re-growth)가 발생해 타 사용자의 통신품질에 영향을 준다. 상기 피크전력 대 평균 전력비는 단말기의 전력증폭기(power amplifier)의 설계와 성능에 커다란 영향을 미친다. 그러므로 상기 전력증폭기의 설계와 성능은 단말기를 설계하고 제작하는데 있어서 매우 중요한 요소가 된다. 단말기 전력증폭기의 특성곡선에는 선형구간과 비선형 구간이 존재하는데, 단말기의 전력을 크게 하면 단말기의 송신신호가 비선형구간에 걸치게 되어 타사용자의 주파수영역을 방해하게 된다. 이와 같은 현상을 상기에서 언급한 "리그로스(re-growth)"라 한다. 타사용자의 주파수 영역을 방해하지 않기 위해서는 셀 영역을 적게 하고, 그 셀 영역내의 단말기는 해당 기지국에 낮은 송신전력으로 신호를 전송해야 한다.When zero-crossing (phase change is changed to π) in the spread modulation scheme when a signal is transmitted from a terminal to a base station through a reverse link of the mobile communication system as described above, peak power versus average of transmission power As the power cost increases, re-growth occurs, affecting the communication quality of other users. The peak power to average power ratio has a great influence on the design and performance of the power amplifier of the terminal. Therefore, the design and performance of the power amplifier is a very important factor in the design and manufacture of the terminal. In the characteristic curve of the terminal power amplifier, there are a linear section and a non-linear section. When the power of the terminal is increased, the transmission signal of the terminal is spread over the non-linear section, thereby disturbing the frequency range of another user. This phenomenon is referred to as the above-mentioned "re-growth". In order not to disturb the frequency range of other users, the cell area is reduced, and the terminal in the cell area should transmit a signal with a low transmission power to the corresponding base station.
그렇지만 단말기의 송신전력에서 피크전력 대 평균전력비의 범위를 제한할 수 있다면 단말기의 전력을 유동적으로 조절할 수 있다.However, if the range of peak power to average power ratio in the transmission power of the terminal can be limited, the power of the terminal can be flexibly adjusted.
따라서 본 발명의 목적은 이동통신 시스템의 역방향링크에 있어서 송신전력의 피크전력 대 평균전력비(peak to average)을 줄이기 위한 확산변조방법 및 그 장치를 제공하는데 있다.Accordingly, an object of the present invention is to provide a spreading modulation method and apparatus for reducing peak to average power ratio of transmission power in a reverse link of a mobile communication system.
본 발명의 다른 목적은 단말기의 송신전력에서 피크전력 대 평균전력비의 범위를 제한하여 단말기의 전력을 유동적으로 조절할 수 있게 하기 위한 방법을 제공하는데 있다.Another object of the present invention is to provide a method for flexibly adjusting the power of the terminal by limiting the range of peak power to average power ratio in the transmit power of the terminal.
본 발명의 또 다른 목적은 이동통신시스템에 있어서 셀 크기의 유동성을 갖게 하는 방법을 제공하는데 있다.It is still another object of the present invention to provide a method of having cell size flexibility in a mobile communication system.
본 발명의 또 다른 목적은 다중경로의 의한 자기상관(auto-correlation)특성, 타사용자에 의한 상호상관(cross-correlation)특성을 우수하게 하는 방법을 제공하는데 있다.Still another object of the present invention is to provide a method of improving auto-correlation characteristics by multipath and cross-correlation characteristics by other users.
상기한 목적에 따라, 본 발명은, 이동통신시스템 단말기의 송신전력에서 피크전력 대 평균전력비를 줄이기 위한 확산변조방법에 있어서, 의사잡음 시퀀스의 각 칩에 응답하여 매 두개의 연속하는 칩들간의 위상차가 90°의 되도록 상기 복소확산시퀀스를 발생하는 과정과, 상기 복소확산시퀀스를 가지고 상기 단말기의 송신데이터를 확산변조하는 제2과정으로 이루어짐을 특징으로 한다.According to the above object, the present invention is a spread modulation method for reducing peak power to average power ratio in transmission power of a mobile communication system terminal, the phase difference between every two consecutive chips in response to each chip of the pseudo noise sequence And a second process of spreading and modulating the transmission data of the terminal with the complex diffusion sequence so that the complex diffusion sequence is 90 °.
본 발명에서 "π/2 DPSK(Differential Phase Shift Keying)"은 일반적인DPSK를 의미하는 것이 아니라, 하나의 칩 시간동안 π/2 DPSK발생기에서 발생되는 복소확산시퀀스 PNI+jPNQ의 위상변화가 π/2로 발생하는 것에 연유해 칭해졌음을 이해하여야 한다.In the present invention, "π / 2 DPSK (Differential Phase Shift Keying)" does not mean a general DPSK, but the phase change of the complex diffusion sequence PN I + jPN Q generated in the π / 2 DPSK generator for one chip time is π. It should be understood that it is called due to what happens with / 2.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 확변조식을 위한 개략적인 블록 구성도,1 is a schematic block diagram of a variable modulation according to an embodiment of the present invention,
도 2는 도 1의 π/2 DPSK발생기의 일예 구성도,2 is an example configuration diagram of a π / 2 DPSK generator of FIG.
도 3a,b는 도 2의 π/2 DPSK발생기 구조에 따른 복소확산 시퀀스 성상도,3A and 3B are complex diffusion sequence constellation diagrams according to the structure of π / 2 DPSK generator of FIG.
도 4는 도 1의 π/2 DPSK발생기의 다른 일예 구성도,4 is another exemplary configuration diagram of a? / 2 DPSK generator of FIG. 1;
도 5a,b는 도 4의 π/2 DPSK발생기 구조에 따른 복소확산 시퀀스 성상도,5a and 5b are complex diffusion sequence constellations according to the structure of π / 2 DPSK generator of FIG.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 확산변조방법을 3G IS-95 시스템에 적용한 예의 전체 시스템도,6 is an overall system diagram of an example of applying a spread modulation method according to an embodiment of the present invention to a 3G IS-95 system;
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 확산변조 방법을 W-CDMA(Wideband Code Division Multiple Access) 시스템에 적용한 예의 전체 시스템도.7 is an overall system diagram of an example of applying a spread modulation method according to an embodiment of the present invention to a wideband code division multiple access (W-CDMA) system.
이하 본 발명의 바람직한 실시예들을 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 도면들중 동일한 구성요소들은 가능한한 어느 곳에서든지 동일한 부호들로 나타내고 있음에 유의해야 한다. 또한 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있는 공지 기능 및 구성에 대한 상세한 설명은 생략한다.Hereinafter, exemplary embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. It should be noted that the same elements in the figures are denoted by the same numerals wherever possible. In addition, detailed descriptions of well-known functions and configurations that may unnecessarily obscure the subject matter of the present invention will be omitted.
본 발명의 실시예에서는 단말기의 송신전력에서 피크전력대 평균전력비의 범위를 제한하여 단말기의 송신전력이 전력증폭기의 선형특성구간에 머무르게 하여 단말기의 송신전력을 유동적으로 조절할 수 있게 한다. 그래서 본 발명의 실시예에 따른 단말기는 기존의 단말기보다 단말기의 송신전력을 유동적으로 조절할 수 있게 한다. 본 발명의 실시예에서는 단말기의 송신전력이 전력증폭기의 선형특성구간에 머무를 수 있도록 복소확산시퀀스의 위상차가 180°(즉 π)로 변화하는 것을 피하도록 구현한다. 본 발명의 실시예에 따라 복소확산시퀀스(PNI, PNQ)의 매 칩간 위상차가 90°을 갖도록 한다. 그렇게 함으로써 기저대역여파기(baseband filter)를 통과하는 경우 상기 기저대역여파기의 출력전력 범위가 제한되어져 피크전력 대 평균전력비가 기존의 것보다는 작아지게 된다.In the embodiment of the present invention, the range of peak power to average power ratio in the transmit power of the terminal is limited so that the transmit power of the terminal stays in the linear characteristic period of the power amplifier so that the transmit power of the terminal can be flexibly adjusted. Therefore, the terminal according to the embodiment of the present invention enables to more flexibly adjust the transmission power of the terminal than the existing terminal. In the embodiment of the present invention, the phase difference of the complex diffusion sequence is implemented to avoid a change of 180 ° (that is, π) so that the transmission power of the terminal stays in the linear characteristic section of the power amplifier. According to an embodiment of the present invention, the phase difference between each chip of the complex diffusion sequence (PN I , PN Q ) is 90 °. By doing so, when passing through a baseband filter, the output power range of the baseband filter is limited so that the peak power to average power ratio is smaller than the conventional one.
또한 본 발명의 실시예에서는 도 1에서 함께 후술되는 바와 같이, 복소확산기를 통과한 신호를 다시 PN(Pseudo Noise)발생기에서 발생하는 PN2시퀀스로 재 확산함으로써 다중경로에 의한 자기상관특성, 타사용자에 의한 상호상관 특성을 우수하게 한다.In addition, in the embodiment of the present invention, as will be described later in conjunction with FIG. 1, the signal passing through the complex spreader is re-diffused into a PN 2 sequence generated by a PN (Pseudo Noise) generator, thereby causing autocorrelation characteristics and other users. It makes excellent cross-correlation property by.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 일예 블록 구성도로서, 단말기의 송신전력의 피크전력 대 평균전력비를 줄이기 위한 확산변조방식을 설명하기 위한 개략적인 블록 구성도이다.1 is an example block diagram according to an exemplary embodiment of the present invention, which is a schematic block diagram illustrating a spread modulation scheme for reducing a peak power to average power ratio of a transmission power of a terminal.
동위상데이터 I-data와 직각위상데이터 Q-data로 구성된 복소신호는 복소확산기 2에 제1입력신호로서 인가된다. 한편 PN1발생부 4는 π/2 DPSK발생기 6으로 PN1시퀀스를 발생하고, π/2 DPSK발생기 6은 상기 PN1시퀀스를 이용하여 복소확산시퀀스(complex spreading sequence) PNI, PNQ를 발생한다. 상기 발생된 복소확산시퀀스 PNI, PNQ는 복소확산기 2에 제2입력신호로서 인가된다. 본 발명의 실시예에서 특징적인 도 1의 π/2 DPSK발생기 6을 통해 발생하는 복소확산시퀀스 PNI, PNQ는 위상의 변화가 π/2가 되므로 영교차가 없다는 특징이 있다. 상기 π/2 DPSK발생기 6의 구성 및 그에 대한 상세한 동작은 도 2 내지 도 5가 참조되어 상세히 후술되어질 것이다.A complex signal consisting of in-phase data I-data and quadrature phase data Q-data is applied to the complex spreader 2 as a first input signal. Meanwhile, the PN 1 generator 4 generates a PN 1 sequence with a π / 2 DPSK generator 6, and the π / 2 DPSK generator 6 generates a complex spreading sequence PN I and PN Q using the PN 1 sequence. do. The generated complex diffusion sequence PN I , PN Q is applied to the complex spreader 2 as a second input signal. In the exemplary embodiment of the present invention, the complex diffusion sequence PN I and PN Q generated through the π / 2 DPSK generator 6 of FIG. 1 are characterized by no zero crossing since the phase change becomes π / 2. The structure of the π / 2 DPSK generator 6 and a detailed operation thereof will be described later with reference to FIGS. 2 to 5.
도 1에서, 동위상데이터 I-data, 직각위상데이터 Q-data로 구성된 복소신호와 상기 복소확산시퀀스 PNI, PNQ는 복소확산기 2를 통해 복소확산방식으로 대역확산된다. 복소확산기 2는 도 1에 도시된 바와 같이, 곱셈기들 8,10,12,14와 뎃셈기들 16,18로 구성된다. 상기 복소확산기 2에 관한 동작설명은 발명자 박종현 등에 의해 발명되고 본원 출원인에게 양도되어 대한민국에 선 특허 출원된 출원번호 제1998-7667호에 상세히 개시되어 있다.In FIG. 1, a complex signal consisting of in-phase data I-data and quadrature phase data Q-data and the complex spreading sequences PN I and PN Q are spread in a complex spreading manner through a complex spreader 2. Complex spreader 2 is composed of multipliers 8, 10, 12, 14 and multipliers 16, 18, as shown in FIG. The operation description of the complex diffuser 2 is disclosed in detail by the patent application No. 1998-7667, which was invented by the inventor Park Jong-hyun and the like and transferred to the applicant of the present application.
복소확산기 2에서 대역확산된 동위상 대역확산신호 XI와 직각위상대역확산신호 XQ는 곱셈기 20-1,20-2에 각각 인가된다. 곱셈기 20-1,20-2는 상기 동위상 대역확산신호 XI와 직각위상대역확산신호 XQ에 PN2발생기 21에서 발생하는 동일한 PN2시퀀스를 각각 곱하여 대역확산시킨다. 상기 PN1시퀀스와 PN2시퀀스는 본 발명의 실시예에 따라 서로가 독립적이지만, 모두가 사용자를 구분하는 PN코드일 수 있다.The in-phase spread spectrum signal XI and the quadrature phase spread spectrum signal XQ spread in the spreader 2 are applied to the multipliers 20-1 and 20-2, respectively. The multipliers 20-1 and 20-2 multiply the in-phase spread spectrum signal XI and the quadrature phase spread signal XQ by multiplying the same PN 2 sequence generated by the PN 2 generator 21, respectively. The PN 1 sequence and the PN 2 sequence are independent of each other according to an embodiment of the present invention, but all may be PN codes that distinguish users.
상기 곱셈기 20-1,20-2에서 다시 대역확산된 동위상 대역확산신호와 직각위상 대역확산신호는 기저대역 여파기(baseband filter) 22-1,22-2에서 기저대역 필터링되고, 이득조정기 24-1,24-2에서 이득 Gp가 조정된다. 그후 곱셈기 26-1,26-2에서 각각의 반송파 cos(2πfct), sin(2πfct)가 곱해져 주파수 상승변환되고, 뎃셈기 28에서 더해져 최종 출력된다.The in-phase spread spectrum signal and the quadrature spread spectrum signal, which are further spread in the multipliers 20-1 and 20-2, are baseband filtered in baseband filters 22-1 and 22-2, and the gain adjuster 24-. At 1,24-2 the gain G p is adjusted. Then, the carriers cos (2πf c t) and sin (2πf c t) are multiplied in frequency multipliers in multipliers 26-1 and 26-2, added in multiplier 28, and finally output.
도 1에서와 같이 본 발명의 실시예에서는 입력된 복소신호를, PN1시퀀스를 이용해 복소확산 시킨 후 다시 한번 PN2시퀀스를 통해 재확산함으로써 다중경로에 의한 자기상관특성, 타사용자에 의한 상호상관 특성을 우수하게 한다. 여기서, PNI, PNQ, PN1, PN2는 모두가 동일한 칩비율(chip rate)이다.In the exemplary embodiment of the present invention, as shown in FIG. 1, the complex signal of the input signal is complex-spread using the PN 1 sequence and then re-spreaded through the PN 2 sequence, thereby correlating the autocorrelation characteristics of the multi-path by the other users. Excellent properties. Here, PN I , PN Q , PN 1 , and PN 2 are all the same chip rate.
일반적으로 확산변조방식에 있어서의 확산시퀀스발생기에서 출력되는 복소확산시퀀스 PNI+jPNQ의 위상변화가 갑자기 급격하게 변화하면(예컨대, 0°에서 180°로) 도 1의 기저대역 여파기 22-1,22-2의 출력을 주파수영역에서 고려해 볼 경우, 고주파가 발생하여 주파수대역의 활용에 있어서 비효율적이고 단말기 송신전력의 평균전력 대 피크전력 비가 커져 리그로스(re-growth)가 발생하게 되어, 타 사용자의 통신품질에 영향을 주게 된다.In general, if the phase change of the complex diffusion sequence PN I + jPN Q output from the diffusion sequence generator in the diffusion modulation method suddenly changes rapidly (for example, from 0 ° to 180 °), the baseband filter 22-1 of FIG. When considering the output power of 22-2 in the frequency domain, high frequency is generated and it is inefficient in the utilization of the frequency band and the average power-to-peak power ratio of the terminal transmission power increases, resulting in re-growth. This affects the user's communication quality.
따라서 본 발명의 실시예에서는 확산변조방식에 있어서 복소확산시퀀스 PNI+jPNQ를 발생할 때 영교차(zero-crossing)(π의 위상변화)가 발생하지 않도록 확산시퀀스발생기를 구현하고 있다.Therefore, in the embodiment of the present invention, a diffusion sequence generator is implemented so that zero-crossing (phase shift of π) does not occur when the complex diffusion sequence PN I + jPN Q is generated in the diffusion modulation scheme.
본 발명의 실시예에 따라 구현된 확산시퀀스발생기는 도 1에 도시된 π/2 DPSK발생기 6으로서, 도 2에서는 일 구성예가 도시되어 있다. 도 2에 도시된 π/2 DPSK발생기 6의 특징은, 하나의 칩 시간(chip duration)동안 상기 π/2 DPSK발생기 6에서 발생하는 복소확산 시퀀스 PNI+jPNQ의 매 칩간 위상변화가 최대 π/2이라는 것이다. 즉 상기 π/2 DPSK발생기 6은 매 칩상 위상변화가 적은 복소확산 시퀀스 PNI+jPNQ를 발생한다는 것이다.Diffusion sequence generator implemented according to an embodiment of the present invention is a π / 2 DPSK generator 6 shown in Figure 1, one configuration example is shown in FIG. The characteristic of the π / 2 DPSK generator 6 shown in FIG. 2 is that the phase variation between chips of the complex diffusion sequence PN I + jPN Q generated in the π / 2 DPSK generator 6 for one chip duration is maximum π. / 2. That is, the π / 2 DPSK generator 6 generates a complex diffusion sequence PN I + jPN Q which is small in phase change on each chip.
도 2를 참조하면, DPSK발생기 6은 곱셈기 30, 지수함수 연산부 32, 복소곱셈기 34, 및 지연레지스터 36,38로 구성된다. 곱셈기 30은 PN1발생기 4에서 발생하는 PN1시퀀스를 구성하는 PN침들 각각에 ±π/2이거나 ±3π/2를 곱해 복소함수 연산부 32로 출력한다. 복소함수 연산부 32는 곱셈기 30의 출력을 복소함수 exp(j[·])을 취해 복소데이터 Re+jIm을 출력한다. 복소곱셈기 34는 복소함수연산부 32에서 출력되는 복소데이터 Re+jIm과 지연레지스터 36,38에서 제공되는 값(복소데이터)을 복소연산하여 복소확산시퀀스 PNI+jPNQ를 출력한다. 상기 지연레지스터 36,38중 상기 지연레지스터 36은 복소곱셈기 34의 출력중 PNI값을 1칩 기간 저장하고, 상기 지연레지스터 38은 PNQ값을 1칩 기간 저장한다. 상기 지연레지스터 36,38의 초기값(복소데이터)은 다음의 수학식 1과 같이 정한다.Referring to FIG. 2, the DPSK generator 6 includes a multiplier 30, an exponential function calculator 32, a complex multiplier 34, and a delay register 36,38. The multiplier 30 multiplies each of the PN needles constituting the PN 1 sequence generated by the PN 1 generator 4 by ± π / 2 or ± 3π / 2 and outputs the result to the complex operator 32. The complex function calculating section 32 takes the output of the multiplier 30 and takes a complex function exp (j [·]) and outputs complex data Re + jIm. The complex multiplier 34 complex-computes the complex data Re + jIm output from the complex function calculating unit 32 and the value (complex data) provided from the delay registers 36 and 38 and outputs the complex diffusion sequence PN I + jPN Q. The delay register 36 of the delay registers 36 and 38 stores the PN I value in the output of the complex multiplier 34 by one chip period, and the delay register 38 stores the PN Q value by one chip period. An initial value (complex data) of the delay registers 36 and 38 is determined as in Equation 1 below.
여기서, θ는 어떠한 값도 될 수 있으나 π/4가 바람직하다.Here, θ can be any value but π / 4 is preferred.
도 1에 도시된 PN1시퀀스와 PN2시퀀스의 연속하는 각 칩들, 및 도 2에 도시된 지연레지스터 36,38의 초기값을 하기와 같이 가정할 경우,If the initial values of the consecutive chips of the PN 1 sequence and the PN 2 sequence shown in FIG. 1 and the delay registers 36 and 38 shown in FIG. 2 are assumed as follows,
PN1시퀀스의 각 칩들: 1, -1, 1, -1,…Each chip in the PN 1 sequence: 1, -1, 1, -1,...
PN2시퀀스의 각 칩들: -1, 1, -1, 1,…Each chip in the PN 2 sequence: -1, 1, -1, 1,...
지연레지스터 36,38의 초기값: 1, 1Initial value of delay register 36,38: 1, 1
도 2의 π/2 DPSK발생기 6에서 발생하는 복소확산시퀀스 PNI+jPNQ의 연속하는 각 칩들은 (-1+j), (1+j), (-1+j), (1+j),…가 되고, 그에 따라 도 1의 기저대역여파기 22-1,22-2로 입력되는 복소확산시퀀스의 연속하는 각 칩들은 (1-j),(1+j), (1-j), (1+j),…이다. 제3세대 CDMA방식에서는 상기 PN1시퀀스와 PN2시퀀스는 사용자를 구분해 주는 롱코드(long code)가 될수있다.Each consecutive chip of the complex diffusion sequence PN I + j PN Q occurring in the π / 2 DPSK generator 6 of FIG. 2 is (-1 + j), (1 + j), (-1 + j), and (1 + j). ),… Accordingly, each of the consecutive chips of the complex spreading sequence input to the baseband filters 22-1 and 22-2 of FIG. 1 is (1-j), (1 + j), (1-j), and (1). + j),… to be. In the third generation CDMA method, the PN 1 sequence and the PN 2 sequence may be long codes for distinguishing users.
상기 π/2 DPSK발생기 6에서 발생하는 복소확산시퀀스 PNI+jPNQ의 성상도는 도 3a에 나타나 있으며, 상기 기저대역여파기 22-1,22-2로 입력되는 복소확산시퀀스의 성상도는 도 3b에 나타나 있다.The constellation of the complex diffusion sequence PN I + jPN Q generated in the π / 2 DPSK generator 6 is shown in Figure 3a, the constellation of the complex diffusion sequence input to the baseband filter 22-1,22-2 is It is shown in 3b.
도 1 내지 도 3a,b를 참조하여 도 2의 π/2 DPSK발생기 6에서 발생하는 복소확산시퀀스 PNI+jPNQ및 그에 따른 도 1의 기저대역여파기 22-1,22-2로 입력되는 복소확산시퀀스에 대해 더욱 상세히 설명한다.1 to 3A and 2B, a complex diffusion sequence PN I + jPN Q generated in the π / 2 DPSK generator 6 of FIG. 2 and a complex input to the baseband filters 22-1 and 22-2 of FIG. Diffusion sequences are described in more detail.
PN1시퀀스의 연속하는 각칩들이 상기한 바 대로, 1, -1, 1, -1,…의 순서로 진행될 때 복소함수 연산부 32에서 출력되는 복소데이터은 하기와 같다.Successive individual chips of the PN 1 sequence are described as follows: 1, -1, 1, -1,... The complex data output from the complex function calculating unit 32 when proceeding in the following order is as follows.
먼저 PN1시퀀스(1, -1, 1, -1,…)중 첫번째 PN칩인 "1"일 경우, π/2 DPSK발생기 6의 곱셈기 30의 출력은 π/2(곱셈기 30의 타입력단의 입력이 +π/2임)이고, 복소수함수 연산부 32에서 출력되는 복소데이터는은이다. 상기를 복소수(Re+jIm)형태로 표현하면 (0+1j)이다. 이에 따라 복소곱셈기 34에서 출력복소데이터는 (0+1j)*(1+1j)=(-1+1j)가 된다. 여기서, (0+1j)는 복소함수 연산부 32에서 출력되는 복소데이터이고, (1+1j)는 지연레지스터 36,38의 초기값(복소데이터)이다. 상기 복소곱셈기 34에서 출력된 복소데이터 (-1+1j)를 도 3a의 성상도에 표시하면 실수측(Re)과 허수측(Im)으로 표현된 직교좌표 그래프의 2사분면에 존재하게 된다. 상기 복소곱셈기 34에서 출력된 복소데이터 (-1+1j)에서 실수값인 "-1"은 지연레지스터 36에 1칩 기간 저장되고, 허수값인 "1"은 지연레지스터 38에 1칩 기간 저장된다.First, when the first PN chip of the PN 1 sequence (1, -1, 1, -1, ...) is "1", the output of the multiplier 30 of the π / 2 DPSK generator 6 is the input of the type force stage of the multiplier 30. Is + π / 2), and the complex data output from the complex function calculating unit 32 is to be. remind When expressed as a complex number (Re + jIm), it is (0 + 1j). Accordingly, in complex multiplier 34, the output complex data becomes (0 + 1j) * (1 + 1j) = (-1 + 1j). Here, (0 + 1j) is complex data output from the complex function calculating section 32, and (1 + 1j) is an initial value (complex data) of the delay registers 36,38. When the complex data (-1 + 1j) output from the complex multiplier 34 is displayed in the constellation diagram of FIG. 3A, the complex data (-1 + 1j) is present in two quadrants of the rectangular coordinate graph represented by the real side Re and the imaginary side Im. In the complex data (-1 + 1j) output from the complex multiplier 34, the real value "-1" is stored in the delay register 36 for one chip period, and the imaginary value "1" is stored in the delay register 38 for one chip period. .
다음으로 상기 PN1시퀀스에서의 연속하는 각칩들(1, -1, 1, -1,…)중 두번째 PN코드인 "-1"일 경우, π/2 DPSK발생기 6의 곱셈기 30의 출력은 -(π/2)이고, 복소함수 연산부 32의 출력은이다. 상기를 복소수(Re+jIm)형태로 표현하면 (0-1j)이다. 이에 따라 복소곱셈기 34의 출력되는 복소데이터는 (0-1j)*(-1+1j)=(1+1j)가 된다. 여기서, (0-1j)는 복소함수 연산부 32의 출력값이고, (-1+1j)는 지연레지스터 36,38에 바로 전에 저장된 값(복소데이터)이다. 상기 복소곱셈기 34의 출력된 복소데이터 (1+1j)를 도 3a의 성상도에 표시하면 실수측(Re)과 허수측(Im)으로 표현된 직교좌표 그래프의 1사분면에 존재하게 된다. 상기 복소곱셈기 34의 출력 (1+1j)중 실수값인 "1"은 지연레지스터 36에 1칩 기간 저장되고, 허수값인 "1"은 지연레지스터 38에 1칩 기간 저장된다.Next, when the second PN code of the consecutive chips (1, -1, 1, -1, ...) in the PN 1 sequence is "-1", the output of the multiplier 30 of the π / 2 DPSK generator 6 is- (π / 2), and the output of the complex function calculator 32 to be. remind When expressed as a complex number (Re + jIm), it is (0-1j). Accordingly, the complex data output by the complex multiplier 34 becomes (0-1j) * (-1 + 1j) = (1 + 1j). Here, (0-1j) is an output value of the complex function calculating section 32, and (-1 + 1j) is a value (complex data) stored immediately before the delay register 36,38. When the complex data (1 + 1j) of the complex multiplier 34 is displayed in the constellation diagram of FIG. 3A, the complex data (1 + 1j) is present in one quadrant of the rectangular graph represented by the real side (Re) and the imaginary side (Im). The real value "1" of the output (1 + 1j) of the complex multiplier 34 is stored in the delay register 36 for one chip period, and the imaginary value "1" is stored in the delay register 38 for one chip period.
이러한 방법으로 하면, 상기 PN1시퀀스에서의 연속하는 각 칩들(1, -1, 1, -1,…)중 세번째 PN칩인 "1"인 경우의 복소곱셈기 34에서 출력되는 복소데이터는 (-1+j)이 되고, 상기 PN1시퀀스에서의 연속하는 칩들(1, -1, 1, -1,…)중 네번째 PN칩인 "-1"인 경우의 복소곱셈기 34에서 출력되는 복소데이터는 (1+j)이 된다.In this way, the complex data output from the complex multiplier 34 in the case of "1", which is the third PN chip among the consecutive chips (1, -1, 1, -1, ...) in the PN 1 sequence is (-1). + j), and the complex data output from the complex multiplier 34 in the case of "-1", which is the fourth PN chip among the consecutive chips 1, -1, 1, -1, ... in the PN 1 sequence, is (1). + j).
도 3a의 일예에서 알 수 있듯이, 복소확산시퀀스 PNI+jPNQ의 매 칩간 위상변화가 실수축(Re)과 허수축(Im)으로 표현된 직교좌표 그래프의 2사분면과 1사분면에 π/2 만큼만 변하면서 존재한다. 따라서, 본 발명의 실시예에 따른 복소확산시퀀스 PNI+jPNQ의 매 칩간 위상변화는 π/2 이다.As can be seen in the example of FIG. 3A, the phase change between chips of the complex diffusion sequence PN I + j PN Q is represented by π / quad in quadrant 2 and quadrant 1 of the rectangular coordinate graph represented by the real axis (Re) and the imaginary axis (Im). It only changes by 2 and exists. Therefore, the phase change between chips of the complex diffusion sequence PN I + j PN Q according to the embodiment of the present invention is π / 2.
또한 상기 복소확산시퀀스 PNI+jPNQ에서의 매 칩간 π/2 위상변화는, PN2시퀀스로 재 확산된 후의 복소확산 시퀀스에서도 그대로 유지된다. 이를 도 1를 참조하여 설명하면, 도 2의 π/2 DPSK발생기 6에서 발생하는 복소확산시퀀스 PNI+jPNQ의 연속하는 각 칩들 (-1+j), (1+j), (-1+j), (1+j)…를 PN2시퀀스의 연속하는 각 칩들 -1, 1, -1, 1,…과 각각 곱하면, (1-j), (1+j), (1-j), (1+j),…와 같은 복소확산 시퀀스가 구해진다. 도 3b에서 알 수 있듯이, 기저대역 여파기 22-1,22-2에 입력되는 상기 복소확산 시퀀스도 도 3a에 도시된 복소확산시퀀스 PNI+jPNQ의 매 칩간 위상변화와 같이, 매 칩간 π/2 위상변화를 가진다.In addition, the π / 2 phase change between the chips in the complex diffusion sequence PN I + j PN Q is maintained even in the complex diffusion sequence after being re-diffused into the PN 2 sequence. Referring to FIG. 1, each of the consecutive chips (-1 + j), (1 + j), and (−) of the complex diffusion sequence PN I + j PN Q generated in the π / 2 DPSK generator 6 of FIG. 1 + j), (1 + j)... Are each successive chips of the PN 2 sequence -1, 1, -1, 1,... Multiplying by (1-j), (1 + j), (1-j), (1 + j),... A complex diffusion sequence such as As can be seen in Figure 3b, as the complex spreading sequence is also a complex spreading sequence every inter-chip phase variation of the PN I + j PN Q shown in Fig. 3a is input to the baseband filter 22-1,22-2, every inter-chip π It has a / 2 phase shift.
상기 도 3a 및 도 3b에서 알 수 있듯이 본 발명의 실시예에 따른 복소확산시퀀스의 위상변화는 π/2이다. 따라서 하나의 칩시간(chip duration)동안 발생하는 복소확산 시퀀스의 매 칩간의 위상변화가 작아서 도 1의 기저대역여파기 22-1,22-2를 통과하면, 단말기의 송신전력에서 피크전력 대 평균전력비가 작게되어 리그로스의 영향이 줄어든다. 그 결과 통신성능의 향상을 가져온다.As shown in FIGS. 3A and 3B, the phase change of the complex diffusion sequence according to the embodiment of the present invention is π / 2. Therefore, if the phase change between each chip of the complex spreading sequence occurring during one chip duration is small and passes through the baseband filters 22-1 and 22-2 of FIG. 1, the peak power to average power ratio in the transmit power of the terminal Becomes small, and the influence of the ligloss is reduced. As a result, communication performance is improved.
한편 π/2 DPSK발생기 6의 곱셉기 30에 제공되는 미리 정해진 라디안(radian)값이 -3π/2인 경우 상기한 방법 대로 하면 π/2 DPSK발생기 6의 복소확산 시퀀스 PNI+jPNQ는 도 3에 도시된 성상도와 동일하며, 상기 미리 정해진 라디안값이 -π/2이거나 3π/2인 경우 π/2 DPSK발생기 6은 복소확산시퀀스 PNI+jPNQ는 도 3a에 도시된 성상도에서 복소확산시퀀스 PNI+jPNQ의 칩 위치는 같지만 그 순서는 반대이다. 즉 -π/2이거나 3π/2인 경우에는 복소확산시퀀스 PNI+jPNQ의 첫번째 칩은 1사분면, 두번째 칩은 2사분면, 세번째 칩은 1사분면, 네번째 칩은 2사분면,...을 반복한다.On the other hand, if the predetermined radian value provided to the multiplier 30 of the π / 2 DPSK generator 6 is -3π / 2, the complex diffusion sequence PN I + jPN Q of the π / 2 DPSK generator 6 is 3 is the same as the constellation shown in Fig. 3, and when the predetermined radian value is -π / 2 or 3π / 2, the π / 2 DPSK generator 6 is complex complex sequence PN I + jPN Q is complex in the constellation shown in FIG. 3A. The chip positions of the spreading sequence PN I + jPN Q are the same, but in reverse order. In the case of -π / 2 or 3π / 2, the first chip of the complex diffusion sequence PN I + jPN Q is one quadrant, the second chip is two quadrants, the third chip is one quadrant, the fourth chip is two quadrants, and so on. do.
도 4는 도 1의 π/2 DPSK발생기 6은 다른 일예 구성도이다. 도 4에 도시된 π/2 DPSK발생기 6의 특징도, 도 2에 도시된 π/2 DPSK발생기 6의 특징과 마찬가지로, 하나의 칩 시간(chip duration)동안 상기 π/2 DPSK발생기 6에서 발생하는 복소확산시퀀스 PNI+jPNQ의 매 칩간 위상변화가 π/2 이라는 것이다. 즉 상기 π/2 DPSK발생기 6은 매 칩간 위상변화가 적은 복소확산 시퀀스 PNI+jPNQ를 발생한다는 것이다.4 is another exemplary configuration diagram of the? / 2 DPSK generator 6 of FIG. 1. The characteristic of the π / 2 DPSK generator 6 shown in FIG. 4 is also similar to that of the π / 2 DPSK generator 6 shown in FIG. 2, which occurs in the π / 2 DPSK generator 6 during one chip duration. The phase change between the chips in the complex diffusion sequence PN I + jPN Q is π / 2. That is, the π / 2 DPSK generator 6 generates a complex diffusion sequence PN I + jPN Q having a small phase change between chips.
도 4를 참조하면, DPSK발생기 6은 덧셈기 40, 지연레지스터 42, 복소함수연산기 44로 구성된다. 덧셈기 40은 PNI발생기 4에서 발생하는 PNI시퀀스를 구성하는 PN칩들의 값을 지연레지스터 42에 저장된 덧셈기 40의 바로전 출력과 더하여 출력한다. 상기 지연레지스터이 초기값은 1/2로 점하는 것이 유리하다. 복소함수 연산부 44는 덧셈기 40의 출력을 복소함수 exp[j(π/2(·)]을 취해 복소확산시퀀스PNI+jPNQ를 출력한다.Referring to FIG. 4, the DPSK generator 6 includes an adder 40, a delay register 42, and a complex function operator 44. The adder 40 adds the values of the PN chips constituting the PN I sequence generated by the PN I generator 4 with the output just before the adder 40 stored in the delay register 42. It is advantageous that the delay register has an initial value of 1/2. The complex function calculating section 44 takes the output of the adder 40 and takes the complex function exp [j (π / 2 (·)] and outputs the complex diffusion sequence PN I + jPN Q.
상기 도 4에 도시된 π/2 DPSK발생기 6을 통하여 발생되는 복소확산시퀀스 PNI+jPNQ의 위상변화는 하기 수학식 2와 같이 정할 수 있다.The phase change of the complex diffusion sequence PN I + jPN Q generated through the π / 2 DPSK generator 6 shown in FIG. 4 may be determined by Equation 2 below.
상기 수학식 2에서 알 수 있듯이 현재의 복소확산시퀀스 PNI+jPNQ의 위상은 한 칩시간(one chip duration) 과거의 위상과 현재 입력 PN1의 시퀀스에 π/2를 곱한 것의 합으로 정해짐을 알 수 있다.As can be seen from Equation 2, the phase of the current complex diffusion sequence PN I + jPN Q is determined by the sum of one phase of one chip duration multiplied by π / 2 times the sequence of the current input PN 1 . Able to know.
도 1에 도시된 PN1시퀀스와 PN2시퀀스에서의 연속하는 각 칩들, 및 도 4에 도시된 지연레지스터 42의 초기값을 하기와 같이 가정할 경우,If the initial values of the consecutive chips in the PN 1 and PN 2 sequences shown in FIG. 1 and the delay register 42 shown in FIG. 4 are assumed as follows,
PN1시퀀스의 각 칩들: 1, -1, 1, -1,…Each chip in the PN 1 sequence: 1, -1, 1, -1,...
PN2시퀀스의 각 칩들: -1, 1, -1, 1,…Each chip in the PN 2 sequence: -1, 1, -1, 1,...
지연레지스터 42의 초기값: 1/2Initial value of delay register 42: 1/2
도 4의 π/2 DPSK발생기 6에서 발생하는 복소확산시퀀스 PNI+jPNQ에서의 연속하는 각 칩들은 (-1+j), (1+j), (-1+j), (1+j),…가 되고, 그에 따라 도 1의 기저대역여파기 22-1,22-2로 입력되는 복소확산시퀀스에서의 연속하는 각 칩들은 (1-j), (1+j), (1-j), (1+j),…이다. 3G(Generation) 통신시스템에서 상기 PN1시퀀스와 PN2시퀀스는 사용자를 구분해 주는 롱코드(long code)가 될 수 있다.Each successive chip in the complex diffusion sequence PN I + jPN Q occurring in the π / 2 DPSK generator 6 of FIG. 4 is (-1 + j), (1 + j), (-1 + j), (1+ j),… Thus, successive chips in the complex spreading sequence input to the baseband filters 22-1 and 22-2 of FIG. 1 are (1-j), (1 + j), (1-j), ( 1 + j),... to be. In a 3G (Generation) communication system, the PN 1 sequence and the PN 2 sequence may be long codes that distinguish users.
상기 도 4의 π/2 DPSK발생기 6에서 발생하는 복소확산시퀀스 PNI+jPNQ의 성상도는 도 5a에 나타나 있으며, 상기 기저대역여파기 22-1,22-2로 입력되는 복소확산시퀀스의 성상도는 도 5b에 나타나 있다.The constellation of the complex diffusion sequence PN I + jPN Q occurring in the π / 2 DPSK generator 6 of FIG. 4 is shown in FIG. 5A, and the constellation of the complex diffusion sequence input to the baseband filters 22-1 and 22-2. Figure is shown in Figure 5b.
도 1, 도 4 내지 도 5a,b를 참조하여 도 2의 π/2 DPSK발생기 6에서 발생하는 복소확산시퀀스 PNI+jPNQ및 그에 따른 도 1의 기저대역여파기 22-1,22-2로 입력되는 복소확산시퀀스에 대해 더욱 상세히 설명한다.Referring to FIGS. 1, 4 to 5A, and B, the complex diffusion sequence PN I + jPN Q generated in the π / 2 DPSK generator 6 of FIG. 2 and the baseband filter 22-1, 22-2 of FIG. The complex diffusion sequence to be input will be described in more detail.
PN1시퀀스의 연속하는 각 칩들이 상기한 바 대로, 1, -1, 1, -1,…의 순서로 진행될 때 덧셈기 40에서의 출력값은 하기와 같다.Each successive chip of the PN 1 sequence is described as follows: 1, -1, 1, -1,... When proceeding in the order of the output value from the adder 40 is as follows.
먼저 PN1시퀀스에서의 연속하는 칩들(1, -1, 1, -1,…)중 첫번째 PN[코드]칩인 "1"일 경우, 덧셈기 40의 출력은 "3/2"(=1+1/2)이다. 상기 덧셈기 40의 출력값 "3/2"는 지연레지스터 42에 1칩 기간 저장되며, 또한 복소함수 연산부 44에 인가된다. 이에 따른 복소함수 연산부 44의 출력은이다. 상기를 복속수(Re+jIm)형태로 표현하면 (-1+1j)가 되며, π/2 DPSK발생기 6의 복소확산시퀀스 PNI+jPNQ의 각 칩이 된다. 상기 복소함수연산부 44에서 출력되는 복소데이터 (-1+1j)를 도 5a의 성상도에 표시하면 2사분면에 존재하게 된다.First, when the first PN [code] chip of the consecutive chips 1, -1, 1, -1, ... in the PN 1 sequence is "1", the output of the adder 40 is "3/2" (= 1 + 1). / 2). The output value "3/2" of the adder 40 is stored in the delay register 42 for one chip period, and is also applied to the complex function calculating section 44. Accordingly, the output of the complex function calculator 44 to be. remind Is expressed as a double speed (Re + jIm), which is (-1 + 1j), and each chip of the complex diffusion sequence PN I + jPN Q of the π / 2 DPSK generator 6. When the complex data (-1 + 1j) output from the complex function calculating unit 44 is displayed in the constellation diagram of FIG. 5A, the complex data is present in two quadrants.
다음으로 상기 PN1시퀀스에서의 연속하는 칩들(1, -1, 1, -1,…)중 두번째 PN칩인 "-1"일 경우, 덧셈기 40의 출력은 "1/2"(=-1+3/2)이다. 상기 덧셈기 40의 출력값 "1/2"는 지연레지스터 42에 1칩 기간 저장되며, 또한 복소함수 연산부 44에 인가된다. 이에 따른 복소함수 연산부 44의 출력은이다. 상기를 복소수(Re+jIm)형태로 표현하면 (1+1j)가 되며, π/2 DPSK발생기 6의 복소확산시퀀스 PNI+jPNQ의 칩이 된다. 상기 복소함수연산부 44에서 출력되는 복소데이터 (1+1j)를 도 5a의 성상도에 표시하면 1사분면에 존재하게 된다.Next, when the second PN chip of the consecutive chips 1, -1, 1, -1, ... in the PN 1 sequence is "-1", the output of the adder 40 is "1/2" (= -1 +). 3/2). The output value "1/2" of the adder 40 is stored in the delay register 42 for one chip period, and is also applied to the complex function calculating section 44. Accordingly, the output of the complex function calculator 44 to be. remind When expressed as a complex number (Re + jIm), it becomes (1 + 1j) and becomes a chip of the complex diffusion sequence PN I + jPN Q of the π / 2 DPSK generator 6. If the complex data (1 + 1j) output from the complex function calculator 44 is displayed in the constellation diagram of FIG. 5A, the complex data calculation unit 44 exists in one quadrant.
이러한 방법으로 하면, 상기 PN1시퀀스에서의 연속하는 칩들(1, -1, 1, -1,…)중 세번째 PN칩인 "1"인 경우 복소함수 연산부 44에서 출력되는 복소데이터는 (-1+j)이 되고, 상기 PN1시퀀스(1, -1, 1, -1,…)중 네번째 PN칩인 "-1"인 경우 [지수]복소함수연산부 44에서 출력되는 복소데이터는 (1+j)이 된다.In this way, when the third PN chip of the consecutive chips 1, -1, 1, -1, ... in the PN 1 sequence is " 1 ", the complex data output from the complex function calculator 44 is (-1+). j), and the complex data output from the [exponent] complex function calculator 44 is (1 + j) when the fourth PN chip "-1" of the PN 1 sequence (1, -1, 1, -1, ...) Becomes
도 5a의 일예에서 알 수 있듯이, 복소확산시퀀스 PNI+jPNQ의 위상변화가 실수축(Re)과 허수축(Im)으로 표현된 직교좌표 그래프의 2사분면과 1사분면에 매 칩간 위상변화가 π/2 만큼씩 변하면서 존재한다. 따라서, 본 발명의 실시예에 따른 복소확산시퀀스 PNI+jPNQ의 매 칩간 위상변화는 π/2 이다.As can be seen in the example of FIG. 5A, the phase change of the complex diffusion sequence PN I + jPN Q is a phase change between chips in quadrants 2 and 1 of the rectangular coordinate graph represented by the real axis (Re) and the imaginary axis (Im). It exists by changing by π / 2. Therefore, the phase change between chips of the complex diffusion sequence PN I + jPN Q according to the embodiment of the present invention is π / 2.
또한 상기 복소확산시퀀스 PNI+jPNQ에서의 매 칩간 π/2 위상변화는, PN2시퀀스로 재 확산된 후의 복소확산시퀀스에서도 그대로 유지된다. 이를 도 1을 참조하여 설명하면, 도 4의 π/2 DPSK발생기 6에서 발생하는 복소확산시퀀스 PNI+jPNQ에서의 연속하는 칩들 (-1+j), (1+j), (-1+j), (1+j)…를 PN2시퀀스에서의 연속하는 칩들 -1, 1, -1, 1,…과 각각 곱하면, (1-j), (1+j), (1-j), (1+j),…와 같은 복소확산시퀀스가 구해진다. 도 5b에서 알 수 있듯이, 기저대역여파기 22-1,22-2에 입력되는 상기 복소확산시퀀스도 도 5a에 도시된 복소확산시퀀스 PNI+jPNQ의 매 칩간 위상변화와 같이, 매 칩간 π/2 위상변화를 가진다.In addition, the π / 2 phase change between the chips in the complex diffusion sequence PN I + jPN Q is maintained in the complex diffusion sequence after re-diffusion in the PN 2 sequence. Referring to FIG. 1, successive chips (-1 + j), (1 + j), and (-1) in the complex diffusion sequence PN I + jPN Q occurring in the π / 2 DPSK generator 6 of FIG. + j), (1 + j)... Consecutive chips in the PN 2 sequence -1, 1, -1, 1,... Multiplying by (1-j), (1 + j), (1-j), (1 + j),... A complex diffusion sequence such as As shown in FIG. 5B, the complex spreading sequence input to the baseband filters 22-1 and 22-2 is also equal to every chip in the chip-to-chip phase shift of the complex spreading sequence PN I + jPN Q shown in FIG. 5A. It has two phase change.
상기 도 5a 및 도 5b에서 알 수 있듯이 본 발명의 실시예에 따른 복소확산시퀀스의 위상변화는 π/2이다. 따라서 하나의 칩시간(chip duration)동안 발생하는 복소확산 시퀀스의 매 칩간의 위상변화가 작아서 도 1의 기저대역여파기 22-1,22-2를 통과하면, 단말기의 송신전력에서 피크전력 대 평균전력비가 작게되어 리그로스의 영향이 줄어든다. 그 결과 통신성능의 향상을 가져온다.As shown in FIGS. 5A and 5B, the phase change of the complex diffusion sequence according to the embodiment of the present invention is π / 2. Therefore, if the phase change between each chip of the complex spreading sequence occurring during one chip duration is small and passes through the baseband filters 22-1 and 22-2 of FIG. 1, the peak power to average power ratio in the transmit power of the terminal Becomes small, and the influence of the ligloss is reduced. As a result, communication performance is improved.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 확산변조방법을 3G IS-95 시스템에 적용한 예의 전체 시스템도로서, 역방향링크에서 단말기의 채널구성과 확산변조방식의 구성도의 예를 도시하고 있다.6 is an overall system diagram of an example of applying a spread modulation method according to an embodiment of the present invention to a 3G IS-95 system, and shows an example of a configuration of a channel configuration and a spread modulation scheme of a terminal in a reverse link.
통화 채널은, 항상 활성화되어 있는 파일럿채널(pilot channel), 제어채널(control channel)과 특별한 프레임에서는 활성화되지 않는 기본채널(fundamental channel), 부가 채널(supplemental channel)로 구성되어 있다. 파일럿채널은 변조되지 않고, 초기포착(Initial acquisition), 시간동기(time tracking), 레이크 수신기(rake-receiver)동기의 기준 등으로 사용된다. 이는 역방향링크에서 폐루프(closed loop) 전력제어(power control)를 가능하게 한다. 전용제어채널(Dedicated control channel)은 코드화되지 않은 빠른 전력제어 비트(fast power control bit)와 프레임마다 코드화된 제어 정보를 송신하는데 사용된다. 상기 두가지 형태의 정보는 다중화되어(Multiplexed) 하나의 제어채널을 통해서 전송된다. 기본채널(fundamental channel)을 통해서는 전송되는 정보들은 RLP(Radio Link Protocol)프레임, 패킷데이터 등이다.The call channel is composed of a pilot channel, a control channel, which is always active, and a fundamental channel and a supplemental channel, which are not activated in a special frame. The pilot channel is not modulated and is used as a reference for initial acquisition, time tracking, and rake-receiver synchronization. This enables closed loop power control in the reverse link. Dedicated control channels are used to transmit uncoded fast power control bits and coded control information per frame. The two types of information are multiplexed and transmitted through one control channel. Information transmitted through a fundamental channel is an RLP (Radio Link Protocol) frame or packet data.
상기 각각의 채널은 서로 채널 직교화(orthogonal Channelization)를 위해 월시코드(waish code)로 확산된다. 제어채널의 신호는 곱셈기 50에서 월시코드와 곱해 지고, 부가채널의 신호는 곱셈기 52에서 월시코드와 곱해 지며, 기본채널의 신호는 곱셈기 54에서 월시코드와 곱해 진다. 상기 곱셈기 50의 출력은 상대 이득조절기 56에서 상대이득 Gc조절되어 덧셈기 62로 인가되고, 상기 곱셈기 52,54 각각의 출력은 상대 이득조절기 58,60에서 상대이득 Gc조절되어 덧셈기 64로 인가된다. 덧셈기 62에서는 파일럿채널의 신호와 상대 이득조절기 56에서 출력된 제어채널의 신호를 합산한다. 상기 덧셈기 62에서 합산된 정보는 I-채널로 할당된다. 덧셈기 64에서는 상대이득조절기 58에서 출력된 부가채널신호와 상대이득조절기 60에서 출력된 기본채널신호를 합산한다. 상기 덧셈기 64에서 합산된 정보는 Q-채널로 할당된다.Each of the channels is spread with a waish code for channel orthogonal channelization with each other. The signal of the control channel is multiplied by the Walsh code on the multiplier 50, the signal of the additional channel is multiplied by the Walsh code on the multiplier 52, and the signal of the base channel is multiplied by the Walsh code on the multiplier 54. The output of the multiplier 50 is adjusted relative gains G c from the external gain adjuster 56 is applied to the adder 62, the multiplier 52, 54 respectively, the output of which is adjusted relative gains G c from the regulators 58,60 relative gain is applied to the adder 64 . In the adder 62, the signal of the pilot channel and the signal of the control channel output from the relative gain controller 56 are summed. The information summed in the adder 62 is allocated to the I-channel. In the adder 64, the additional channel signal output from the relative gain controller 58 and the base channel signal output from the relative gain controller 60 are summed. The information summed in the adder 64 is allocated to the Q-channel.
즉, 파일럿채널(Pilot Channel), 전용제어채널(Dedicated Control Channel), 기본채널(Fundamental Channel), 부가채널(Supplemental Channel)들을 통해서 전송되는 신호는 상기 도 1과 같이 복소신호로 구성된다. 파일럿채널과 제어채널의 합산된 정보는 I-채널로 할당되고, 기본채널과 부가채널의 합산된 정보는 Q-채널로 할당되어 복소신호로 구성된다. 구성된 복소신호는 도 6의 π/2 DPSK발생기 6에서 발생된 복소확산시퀀스 PNI+jPNQ와 함께 도 6의 복소확산기 2에 인가되어 복소 확산(Complex Spreading)된다. 복소 확산된 신호는 다시 한번 도 6의 PN2발생기 21에서 발생된 사용자를 구분하는 PN2시퀀스 즉, 롱코드에 의해 곱해진다. 상기에서 발생된 복소확산시퀀스(Complex Spreading Sequence)는 기저대역 여파기 22-1,22-2를 통과하고, 이득조절기 24-1, 24-2, 곱셈기 26-1,26-2, 합산기 28을 통해 낮은 피크전력 대 평균전력비로 전송된다.That is, a signal transmitted through a pilot channel, a dedicated control channel, a fundamental channel, and a supplemental channel is composed of a complex signal as shown in FIG. 1. The summated information of the pilot channel and the control channel is allocated to the I-channel, and the summated information of the base channel and the additional channel is allocated to the Q-channel and composed of a complex signal. The configured complex signal is applied to the complex spreader 2 of FIG. 6 together with the complex spreading sequence PN I + jPN Q generated by the π / 2 DPSK generator 6 of FIG. 6 to perform complex spreading. The complex spread signal is once again multiplied by a PN 2 sequence, i.e., long code, that distinguishes the user generated by the PN 2 generator 21 of FIG. The complex spreading sequence generated above passes through the baseband filters 22-1 and 22-2, and the gain controller 24-1, 24-2, the multiplier 26-1, 26-2, and the summer 28. The low peak power to average power ratio is transmitted.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 확산변조 방법을 W-CDMA(Wideband Code Division Multiple Acess) 시스템에 적용한 예의 전체 시스템도로서, W-CDMA시스템의 역방향링크에서 단말기의 채널구성과 확산변조방식의 구성도의 예를 도시하고 있다. 도 7에서, 트래픽신호(traffic signal)는 DPDCH(Dedicate Physical Data Channel)를 통해서 전송되고, 제어신호(control signal)는 DPCCH(Dedicate Physical Control Channel)를 통해서 전송된다. DPDCH는 곱셈기 70에서 채널화코드(channelization codes) CD를 통한 칩비율(chip-rate)로 곱해져 I-채널로 할당되고, DPCCH는 곱셈기 72에서 채널화코드(channelization codes) CC를 통한 칩비율(chip-rate)로 곱해지고 허수연산자 74에서 허수로 취해져 Q-채널로 할당된다.여기서, CD와 CC는 서로 직교성(orthogonality)을 갖는 코드이다. I-채널과 Q-채널은 복소신호로 구성된다. 구성된 복소신호는 도 7의 π/2 DPSK발생기 6에서 발생된 복소확산시퀀스 PNI+jPNQ와 함께 도 6의 복소확산기 2에 인가되어 복소 확산(Complex Spreading)된다. 복소 확산된 신호는 다시 한번 도 7의 PN2발생기 21에서 발생된 사용자를 구분하는 PN2시퀀스 즉, 롱코드에 의해 곱해진다. 상기에서 발생된 복소확산시퀀스(Sequence)는 기저대역 여파기 22-1,22-2를 통과하고, 이득조절기 24-1, 24-2, 곱셈기 26-1,26-2, 덧셈기 28을 통해 낮은 평균전력 대 피크전력으로 전송된다.7 is an overall system diagram of an example of applying a spread modulation method according to an embodiment of the present invention to a wideband code division multiple access (W-CDMA) system, wherein a channel configuration and spread modulation scheme of a terminal in a reverse link of a W-CDMA system are shown. An example of the configuration diagram is shown. In FIG. 7, a traffic signal is transmitted through a dedicated physical data channel (DPDCH), and a control signal is transmitted through a dedicated physical control channel (DPCCH). The DPDCH is multiplied by the chip-rate through channelization codes C D in multiplier 70 and assigned to the I-channel, and the DPCCH is assigned to the chip through channelization codes C C in multiplier 72. It is multiplied by the chip-rate and taken as an imaginary number from the imaginary operator 74 and assigned to the Q-channel, where C D and C C are codes having orthogonality to each other. The I-channel and Q-channel consist of a complex signal. The configured complex signal is applied to complex spreader 2 of FIG. 6 together with the complex spreading sequence PN I + jPN Q generated in the π / 2 DPSK generator 6 of FIG. 7 to perform complex spreading. The complex spread signal is once again multiplied by a PN 2 sequence, i.e., long code, that distinguishes the user generated by the PN 2 generator 21 of FIG. The complex diffusion sequence generated above passes through the baseband filters 22-1, 22-2, and has a low average through gain regulators 24-1, 24-2, multipliers 26-1, 26-2, and adders 28. Transmitted at power versus peak power.
상술한 본 발명의 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 여러가지 변형이 본 발명의 범위에서 벗어나지 않고 실시할 수 있다. 따라서 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 의하여 정할 것이 아니고 특허청구범위와 특허청구범위의 균등한 것에 의해 정해 져야 한다.In the above description of the present invention, specific embodiments have been described, but various modifications can be made without departing from the scope of the present invention. Therefore, the scope of the present invention should not be defined by the described embodiments, but should be defined by the equivalent of claims and claims.
상술한 바와 같이 본 발명은 복소확산시퀀스의 위상차가 90°을 갖도록 하여 단말기의 송신전력에서 피크전력 대 평균전력비의 범위를 제한한다. 그래서 단말기의 송신전력이 전력증폭기의 선형특성구간에 머무르게 하여 단말기의 송신전력을 유동적으로 조절하고 셀영역을 조절할 수 있게 한다. 또한 복소확산기를 통과한 신호를 다시 PN(Pseudo Noise)발생기에서 발생하는 다른 PN시퀀스로 재 확산함으로써 다중경로에 의한 자기상관특성, 타사용자에 의한 상호상관 특성을 우수하게 한다.As described above, the present invention limits the range of the peak power to the average power ratio in the transmit power of the terminal by allowing the phase difference of the complex diffusion sequence to be 90 °. Therefore, the transmit power of the terminal stays in the linear characteristic section of the power amplifier, so that the transmit power of the terminal can be flexibly adjusted and the cell area can be adjusted. In addition, the signal that has passed through the complex diffuser is re-diffused into another PN sequence generated by a PN (Pseudo Noise) generator to improve the autocorrelation characteristics of the multipath and the cross-correlation characteristics of other users.
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