KR100343341B1 - 이동국용 주파수 합성기 회로 - Google Patents

이동국용 주파수 합성기 회로 Download PDF

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Abstract

일반적으로, 본 발명은 이동국내의 주파수 합성기의 위상 노이즈 성능을 개선하고/개선하거나 조정 시간을 감소시키는 저비용 메커니즘을 제공한다. 일 실시예(도 7)에서, 본 발명은 상이한 송수신(TX-RX) 채널 분리에 특징이 있는 2개의 상이한 주파수 대역에서 동작할 수 있어야 하는 이동국(100)(도 6)내의 2개의 송신 오프셋 합성기(44 및 52)(도 5)를 사용할 필요성을 제거한다. 본 발명에 따르면, 송신 오프셋 합성기(44 및 52)중 하나 또는 둘다가 비교적 간단하고 저비용의 주파수 스케일링 회로(예컨대, 주파수 분할기 또는 체배기)(130)를 통해 이동국(100)내의 보조 합성기(38)로부터 적절한 송신 오프셋 신호를 유도함으로써, 그리고 이동국(100)이 송신 및 수신 사이에서 각각 스위칭될 때 2개의 상이한 주파수 사이에서 홉하도록 고속 조정 주채널 합성기(140)를 사용함으로써 제거될 수 있다.

Description

이동국용 주파수 합성기 회로{FREQUENCY SYNTHESIZER CIRCUIT FOR MOBILE STATIONS}
종래 기술은 1980년대초 이래로 미국에서 운영되어 왔고 현재 2000만 가입자를 초과한 것으로 추정되는 지금까지 늘어나는 가입자 베이스에 전화 서비스를 제공하는 셀룰러 무선 시스템을 포함한다. 셀룰러 전화 서비스는 이동 통신 가입자에게 및 가입자로부터 전화 통화를 접속하는데 전화 배선보다는 무선 주파수가 사용되는 것을 제외하고, 가정 및 사무실에서 고정된 와이어 라인 전화 서비스와 같이 동작한다. 각 이동 통신 가입자에게는 개인(10 자리수) 등록 전화 번호가 할당되고, 일반적으로 가입자가 매달 셀룰러 전화로 통화하는 「전파 점유 시간」의 양에 기초하여 요금이 부과된다. 육상선 전화 사용자에게 유용한 다수의 서비스 특징(예컨대, 착신호 통고, 착신호 전환, 3방향 통화 등)이 또한 이동 통신 가입자에게 유용할 수도 있다.
미국에서는, 1980년 조사에 따라 정해진 지리적 서비스 시장으로 국가를 분할하였던 허가 계획에 따라, 셀룰러 운영 허가증이 미국 연방 통신 위원회(FCC)에 의해 수여된 바 있다. 주요 대도시 시장은 대도시 통계권(MSA)이라 칭해지는 반면에, 작은 시골의 시장은 시골 통계권(RSA)이라 칭해진다. 각 시장내의 연산 시스템에 대해 단지 2개의 셀룰러 허가증이 수여된다. 통상 「A 시스템」 및 「B 시스템」으로 칭해지는 이들 2개의 시스템은 800MHz 범위에서 다른 무선 주파수(RF) 대역(블록)으로 할당된다. 이동 통신 가입자는 A 시스템 또는 B 시스템 운영자중 하나(또는 둘다)로부터의 서비스에 가입할 자유를 갖는다. 서비스가 가입되는 국부 시스템은 「홈(home)」 시스템이라 칭해진다. 홈 시스템의 외부로 여행할 때, 이동 통신 가입자는 홈의 운영자와 「방문」 시스템 사이의 「로우밍」 동의가 있는 경우, 원거리 시스템의 서비스를 얻을 수 있다.
일반적인 셀룰러 무선 시스템의 구조가 도 1에 도시되어 있다. 지리적 영역(예컨대, 대도시권)은 여러 개의 작은 연속적인 셀(C1-C10)과 같은 「셀」이라 칭해지는 무선 통화 가능 영역으로 분할된다. 셀(C1-C10)은 당업계에 잘 공지되어 있는 바와 같이, 상기 시스템에 할당된 RF 채널의 서브세트에 대해 동작하는 복수의 RF 채널 유닛(송수신기)을 각각 포함하는 「기지국」이라 칭해지는 고정된 무선국(B1-B10)의 대응 그룹에 의해 서비스된다. 예시할 목적으로, 기지국(B1-B10)이 각각 셀(C1-C10)의 중앙에 위치되도록 도 1에 도시되어 있고, 모든 방향으로 동일하게 송신하는 무지향성 안테나가 설치되도록 도시되어 있다. 그러나, 기지국(B1-B10)은 주위 근처에 또는 셀(C1-C10)의 중앙에서 이격하여 위치될 수도 있고, 무선 신호를 갖는 셀(C1-C10)을 지향적으로 예시할 수 있다(예컨대, 기지국에는 각각 120도 섹터를 커버하는 3개의 지향식 안테나가 설치될 수 있다).
임의의 정해진 셀(또는 섹터)에 할당되는 RF 채널은 당업계에 잘 공지되어 있는 바와 같이 주파수 재활용 계획에 따라 원거리 셀에 재할당될 수 있다. 각 셀(또는 섹터)에서는, 적어도 하나의 RF 채널이 제어 또는 감시 메시지를 운반하는데 사용되고, 「제어」 또는 「페이징/액세스」 채널이라 칭해진다. 다른 RF 채널은 음성 대화(voice conversation)를 운반하는데 사용되고, 「음성」 또는 「통화(speech)」 채널이라 칭해진다. 셀(C1-C10)내의 셀룰러 전화 사용자(이동 통신 가입자)에게는 집합적으로 이동국(M1-M5)과 같은 「이동국」으로 칭해지는 이식성(휴대), 이동성(운반) 또는 자동차(차량 장착) 전화 유닛이 제공되고, 각각의 이동국은 근처의 기지국과 통신한다. 각각의 이동국(M1-M5)은 당업계에 잘 공지되어 있는 바와 같이 제어기(마이크로프로세서) 및 송수신기를 포함한다. 각 이동국내의 송수신기는 상기 시스템에 특정된 임의의 RF 채널에 동조할 수 있다(반면에, 기지국(B1-B10)내의 각각의 송수신기는 통상 대응하는 셀에 사용되는 다른 RF 채널중 하나에 대해서만 동작한다).
계속해서 도 1을 참조하면, 기지국(B1-B10)은 자동차 전화 교환국(MTSO)(20)에 접속되어 제어된다. MTSO(20)는 육상선(와이어 라인) 공중 교환 전화망(PSTN)(22)내의 중앙국(도 1에서 도시 생략)에 또는 종합 정보 통신망(ISDN)과 같은 유사한 설비에 차례로 접속된다. MTSO(20)는 와이어 라인과 이동 통신 가입자 사이의 통화를 교환하고, 이동국(M1-M5)으로의 신호를 제어하며, 요금 통계를 수집하고, 가입자 서비스 프로파일을 저장하며, 시스템의 운영, 유지 및 테스트를제공한다.
이동국(M1-M5)중 어느 하나에 의한 도 1의 셀룰러 시스템으로의 액세스는 이동국에 저장되는 이동국 식별 번호(MIN) 및 장치 일련 번호(ESN)에 기초하여 제어된다. MIN은 홈 시스템 운영자에 의해 각 이동 통신 가입자에게 할당되는 10 자리수 등록 전화 번호의 디지털 표시이다. 장치 일련 번호(ESN)는 제조자에 의해 지정되어 이동국에 영구적으로 저장된다. MIN/ESN 쌍은 통화를 시도할 때 이동국으로부터 송출되고, 그 유효성은 MTSO(20)에 의해 검사된다. MIN/ESN 쌍이 무효인 것으로 결정된 경우(예컨대, ESN이 그 이동국이 도난당한 것으로 보고되었기 때문에 블랙리스트에 오른 경우), 시스템은 이동국으로의 액세스를 거부할 수 있다.
턴온될 때(전원이 켜질 때), 각각의 이동국(M1-M5)은 유휴 상태(대기 모드)로 들어가서 가장 강한 제어 채널(통상적으로, 이동국이 그 순간에 위치되는 셀의 제어 채널)에 동조하여 지속적으로 모니터한다. 유휴 상태에 있는 동안 셀들 사이에 이동이 있을 때, 이동국은 「이전」 셀의 제어 채널에 대한 무선 접속을 결국 「손실」하고, 「새로운」 셀의 제어 채널에 동조할 것이다. 제어 채널로의 초기 동조 및 그 변화는 모두 「최상의」 제어 채널(미국에서는, 이동국이 최대 21 RF 채널을 주사해야 하는 것을 의미하는 각 셀룰러 시스템내의 21 「전용」 제어 채널이 존재한다)을 탐색하기 위해 셀룰러 시스템에서 동작중인 모든 제어 채널을 주사함으로써 자동적으로 달성된다. 양호한 수신 품질을 갖는 제어 채널이 탐색되었을 때, 이동국은 다시 품질이 저하될 때까지 이 채널로의 동조를 유지한다. 이러한 방식으로, 이동국은 시스템과의 「접촉」을 유지하고, MTSO(20)에 접속되는 기지국(B1-B10)중 하나를 통해 전화 통화를 수신 또는 개시할 수 있다.
착신 통화를 검출하기 위해, 이동국은 자체에 어드레스되는 페이지 메시지(즉, 자체의 MIN 포함)가 수신되었는지의 여부를 결정하기 위해 전류 제어 채널을 모니터한다. 페이지 메시지는 예컨대, 통상의 (육상선) 가입자가 이동 통신 가입자를 호출할 때, 이동국에 송출된다. 이러한 호출은 PSTN(22)으로부터 다이얼된 번호가 분석되는 MTSO(20)로 전달된다. 다이얼된 번호가 유효한 경우, MTSO(20)는 대응하는 셀(C1-C10)을 통해 호출된 이동국을 페이지하도록 기지국(B1-B10)의 일부 또는 모두에 요구한다. MTSO(20)로부터의 요구를 수신하는 각각의 기지국(B1-B10)은 호출된 이동국의 MIN을 포함하는 페이지 메시지를 대응하는 셀의 제어 채널을 통해 송신한다. 셀내에 존재하는 각각의 유휴 이동국(M1-M5)은 제어 채널을 통해 수신된 페이지 메시지내의 MIN과 이동국에 저장된 MIN을 비교한다. 정합 MIN을 갖는 호출된 이동국은 제어 채널을 통해 기지국으로 페이지 응답을 자동적으로 송신한 후, 그 페이지 응답을 MTSO(20)에 전송한다. 페이지 응답을 수신할 때, MTSO(20)는 페이지 응답이 수신된 셀 내의 유효 음성 채널을 선택하고(MTSO(20)는 이러한 목적으로 유휴 채널 리스트를 유지한다), 이동국이 제어 채널을 통해 선택된 음성 채널에 동조하도록 명령하기 위해 그 셀내의 기지국에 요구한다. 이동국이 선택된 음성 채널에 동조하면 통과 접속이 설정된다.
반면에, 이동 통신 가입자가 (예컨대, 통상의 가입자의 전화 번호를 다이얼하고 이동국내의 전화 송수화기상의 「송출」 버튼을 누름으로써) 호출을 시도할 때, 이동국에 대하여 다이얼된 번호 및 MIN/ESN 쌍은 제어 채널을 통해 기지국에송출되고 MTSO(20)에 전송되어, 전술한 바와 같이 이동국을 유효화시키고 음성 채널을 지정하며 대화를 위한 통과 접속을 설정한다. 이동국이 대화 상태에 있는 동안 이동하는 경우, MTSO(20)는 이전 기지국에서 새로운 기지국으로 통화의 「통화 채널 전환」을 실행한다. MTSO(20)는 새로운 셀내의 유효 음성 채널을 선택한 후, 새로운 셀내의 선택된 음성 채널에 동조하도록 이동국에 통지하는 통화 채널 전환 메시지를 이전의 셀내의 현재의 음성 채널을 통해 이동국에 송출하도록 이전의 기지국에 명령한다. 통화 채널 전환 메시지는 짧지만 강하게 현저한 브레이크인 대화를 야기하는 「블랭크 앤드 버스트(blank and burst)」 모드로 송출된다. 통화 채널 전환 메시지의 수신시에, 이동국은 새로운 음성 채널에 동조하고, 새로운 셀을 통해 MTSO(20)에 의해 관통 접속이 설정된다. 이전의 셀내의 이전의 음성 채널은 MTSO(20)에서 유휴로 표시되고 다른 대화를 위해 사용될 수 있다. 더욱이, 시스템의 외부로 여행할 때, 2개의 시스템의 운영자 사이에 로우밍 동의가 있는 경우, 이동국은 인접 시스템내의 셀로 통화 채널 전환될 수 있다.
원시 셀룰러 무선 시스템은 전술한 바와 같이 아날로그 송신 방법, 특히 주파수 변조(FM) 및 이동 전화 서비스(AMPS) 표준에 따른 이중(양방향) RF 채널을 사용하였다. AMPS 표준에 따르면, 기지국과 이동국 사이의 각 제어 또는 음성 채널은 기지국에 의해 송신(이동국에 의해 수신)하기 위한 순방향(하향 회선) 주파수 및 이동국에 의해 송신(기지국에 의해 수신)하기 위한 역방향(상향 회선) 주파수로 이루어지는 한쌍의 분리 주파수를 사용한다. 따라서, AMPS 시스템은 RF 채널당 하나의 음성 회로(전화 대화)만을 허용하는 단일 채널 반송파 방식(SCPC) 시스템이다. 각 사용자에게 주파수 분할 다중 액세스(FDMA)로 공지된 기술에서 다른 RF 채널(주파수의 쌍)이 할당되는 상태로 다른 사용자에게 동일한 세트의 RF 채널로의 액세스가 제공된다. 이러한 원시 AMPS(아날로그) 구조는 미국 전자 공업 협회(EIA) 및 미국 통신 산업 협회(TIA)에 의해 후원되고 EIA/TIA-553으로서 공지되어 있는 산업 표준에 대한 기초를 형성한다.
1980년대 후반에, 미국의 셀룰러 산업은 가입자 집단의 꾸준한 증가 및 시스템 용량의 증가 요구를 어드레스하기 위한 필요성에 의해 상당 부분 동기 부여되어 아날로그로부터 디지털 기술로 이전하기 시작하였다. 차세대 셀룰러 시스템에 대해 보여지는 용량 개선은 증가된 용량이 필요한 특정 영역내의 가입자당 더 많은 채널을 제공하기 위해 「셀 분할」에 의해, 또는 상기 영역내의 더 진보된 디지털 무선 기술의 사용에 의해, 또는 2가지 방법의 결합에 의해 달성될 수 있는 것이 명백히 인식되었다. 제1 방법(셀 분할)에 따르면, 기지국의 송신 전력을 감소시킴으로써, 대응하는 셀의 크기(또는 셀 반경) 및 또한 주파수 재생 거리가 감소되어 지리적 영역당 더 많은 채널(즉, 증가된 용량)을 생성한다. 더 작은 셀의 추가의 이점은 기지국이 더 큰 셀보다 실직적으로 낮은 송신 전력을 사용하고, 결국 자체의 배터리가 빈번하게 충전될 필요가 없기 때문에, 사용자에 대해 더 긴 「통화 시간」을 포함한다.
셀 분할은 용량과 증가한 이동 통신 가입자 베이스에 대한 커버리지를 모두 향상시키고자 하는 약속을 지켰기 때문에, 실제 용량 이득은 아날로그 AMPS 기술의 사용에 의해 제한되었다. 원하는 용량 이득 및 증가한 용량에서의마이크로셀룰러(셀 분할) 개념의 효율성은 디지털 기술의 사용에 의해서만 극대화될 수 있다고 통상 확신하고 있었다. 그러므로, 디지털화하고자 시도할 때, EIA/TIA는 RF 채널당 음성 회로(대화)의 수를 승산하도록(즉, 용량을 증가시키도록) 디지털 음성 엔코딩(아날로그 디지털 변환 및 음성 압축) 및 시분할 다중 액세스(TDMA) 또는 코드 분할 다중 액세스(CDMA) 기술을 사용하는 다수의 무선 인터페이스 표준을 개발하였다. 이 표준들은 IS-54(TDMA) 및 IS-95(CDMA)를 포함하고, 이들은 모두 (아날로그로부터 디지털로의 전이를 용이하게 하고, 기존의 아날로그 이동국을 계속 사용할 수 있게 하기 위해) 원시 AMPS 아날로그 음성 및 제어 채널에 추가하여 기존의 AMPS 프레임내에서 정의되는 디지털 음성 채널의 사용을 지원하는 「이중 모드」 표준이다.
특히, 이중 모드 IS-54 표준은 디지털 AMPS(D-AMPS) 표준으로 공지되어 있다. 최근에, EIA/TIA는 공용 또는 개인용 마이크로셀 동작을 지원하는데 적합한 디지털 제어 채널, 연장된 이동국 배터리 수명 및 향상된 최종 사용자 특징을 포함하는 D-AMP에 대한 새로운 명세를 개발하였다. 이러한 새로운 명세는 IS-54B 표준(IS-54의 현재의 수정)을 토대로 하고, 이것은 IS-136으로 공지되어 있다. (전술한 EIA/TIA는 모두 이들 개발 배경의 완전한 이해를 위해 필요한 만큼 참고로 본 명세서에 통합되어 있다. 이 표준들의 복제물은 워싱턴 D.C. 20006, N.W., 펜실베니아 애비뉴 2001, 미국 전자 공업 협회에서 수득할 수 있다).
도 2에 도시되어 있는 바와 같이 IS-54B에 따르면, 각 RF 채널은 각 디지털 음성 채널에 사용되는 음성 코더의 소스 레이트에 의존하는 3 내지 6 디지털 음성채널(3 내지 6 전화 대화)을 반송하는 프레임으로 그룹화되는 일련의 반복 시간 슬롯으로 시분할 다중화(TDM)된다. RF 채널상의 각 프레임은 6개의 동일한 크기의 시간 슬롯(1-6)을 포함하고 40ms의 길이(즉, 초당 25 프레임이 존재)이다. 각 디지털 통화 채널(DTCH)용 음성 코더는 전속도 또는 반속도로 동작할 수 있다. 전속도 DTCH는 프레임의 2개의 동일하게 이격된 슬롯(즉, 슬롯 1 및 4, 또는 슬롯 2 및 5, 또는 슬롯 3 및 6)을 사용한다. 전속도로 동작할 때, RF 채널은 3명의 사용자(A-C)에게 할당된다. 그러므로, 예를 들어 도 2에 도시된 바와 같이 사용자 A에게는 프레임의 슬롯 1 및 4가 할당되고, 사용자 B에게는 프레임의 슬롯 2 및 5가 할당되며, 사용자 C에게는 프레임의 슬롯 3 및 6이 할당된다. 각 반속도 DTCH는 프레임의 단지 하나의 슬롯만 사용한다. 반속도에서, RF 채널은 각 사용자가 도 2에 또한 도시되어 있는 바와 같이 프레임의 6개의 슬롯중 하나에 할당된 상태로 6명의 사용자(A-F)에게 할당될 수 있다. 그러므로, DTCH가 IS-54B 표준에서 상술된 바와 같이 아날로그 RF 채널의 용량보다 3 내지 6배의 용량의 증가를 허용하는 것으로 보여질 수 있다. 통화 셋업 또는 통화 채널 전환에서, 이중 모드 이동국은 디지털 통화 채널(DTCH)에 바람직하게 할당될 것이고, 사용 가능한 것이 없는 경우, 아날로그 음성 채널(AVC)로 할당될 수도 있다. 그러나, 아날로그 이동국은 AVC에만 할당될 수 있다.
IS-136 표준은 IS-54B에 상술된 (즉, 동일한 RF 채널의 세트에 대해 그리고 동일한 TDMA 프레임 포맷 및 슬롯 크기를 갖는) 디지털 통화 채널(DTCH)과 유사하게 정의된 디지털 제어 채널(DCCH)을 상술한다. 다시 도 2를 참조하면, 반속도DCCH는 하나의 슬롯을 점유하는 반면에, 전속도 DCCH는 각 40ms 프레임내의 6개의 슬롯 이외에 2개의 슬롯을 점유한다. DCCH 슬롯은 일련의 수퍼프레임(superframe)으로 구성되는 다른 논리 채널로 맵핑될 수 있다. 도 3은 IS-136에 따른 전속도 DCCH의 수퍼프레임 구조를 도시한다(이 예에서, DCCH는 TDMA 프레임에서 채널 「A」에 대해 정의된다). 수퍼프레임은 IS-136에서 전속도 DCCH에 대해 32개의 연속적인 시간 슬롯(640ms)(반속도 DCCH에 대해 16개의 슬롯)의 집합으로서 정의된다. IS-136에서 상술되는 논리 채널은 모든 이동국에 일제 송신되는 시스템 관련 정보를 반송하기 위한 고속, 연장 및 지점 대 다지점간 단거리 메시지 서비스 방송 제어 채널(각각 F-BCCH, E-BCCH 및 S-BCCH)과, 특정 이동국으로 송출되는 정보(예컨대, 페이징 또는 텍스트 서비스)을 반송하기 위한 단거리 메시지 서비스, 페이징 및 액세스 응답 채널(SPACH)을 포함한다.
통상적으로 전술한 표준들(IS-54B 및 IS-136)은 과거 수년동안 개발 또는 전개되어 왔던 디지털 표준만은 아니다. TDMA를 또한 사용하는 그룹 특정 이동(GSM) 및 개인 디지털 셀룰러(PDC)와 같은 다른 디지털 표준이 세계의 일부(에컨대, 각각 GSM 및 PDC의 경우에 유럽 및 일본)에서 광범위하게 채택되어 왔다. 다른 차이점들중에, 기존의 표준들은 기지국과 이동국 사이의 통신을 위해 다른 주파수 대역을 사용할 수 있다. 예를 들어, IS-54B는 실질적으로 한쌍의 주파수 대역, 즉 송신용의 하나의 대역 및 이동국에 의한 수신용의 다른 대역으로 이루어지는 「단일」 대역을 사용한다. 송신 대역(이동국에서 기지국으로)은 824MHz에서 849MHz까지 연장되는 반면에, 수신 대역(기지국에서 이동국으로)은 869MHz에서 894MHz까지 연장된다. 각각의 RF 채널은 범위 824-849MHz의 송신 중간 주파수(순방향 채널) 및 범위 869-894MHz의 대응하는 수신 중간 주파수(역방향 채널)로 이루어진다. 인접하는 송신 또는 수신 채널간의 간격은 30KHz이다. 더욱이, 임의의 RF 채널에 대한 송신 및 수신 중간 주파수는 45MHz만큼 이격된다(즉, 각 송신 채널은 주파수가 45MHz 더 높은 수신 채널과 한쌍이다).
반면에, PDC는 각각 (IS-54B와 같이) 실제로 한쌍의 주파수 대역으로 이루어지는 「이중」 대역, 즉 2개의 대역을 사용한다. 제1 대역은 810MHz에서 828MHz까지 연장하는 수신 대역(기지국에서 이동국으로) 및 940MHz에서 958MHz까지 연장하는 대응하는 송신 대역(이동국에서 기지국으로)으로 이루어진다. 제1 대역에서 각각의 RF 채널은 범위 810-828MHz의 수신 중간 주파수 및 범위 940-958MHz의 대응하는 송신 중간 주파수로 이루어지며, 이들 2개의 중간 주파수는 130MHz만큼 이격되어 있다(즉, 각 수신 채널은 주파수가 130MHz 더 높은 수신 채널과 한쌍이다). 제2 대역은 870MHz에서 885MHz까지 연장하는 수신 대역(기지국에서 이동국으로) 및 925MHz에서 940MHz까지 연장하는 대응하는 송신 대역(이동국에서 기지국으로)으로 이루어진다. 제2 대역에서 각각의 RF 채널은 범위 870-885MHz의 수신 중간 주파수 및 범위 925-940MHz의 대응하는 송신 중간 주파수로 이루어지며, 이들 2개의 중간 주파수는 55MHz만큼 이격되어 있다(즉, 각 수신 채널은 주파수가 55MHz 더 높은 송신 채널과 한쌍이다). 인접 채널의 중간 주파수간의 간격은 제1 및 제2 PDC 대역 모두에서 25KHz이다.
PDC 표준에 따라 동작하는 이동국은 제1 및 제2 대역에서 모두 송신 및 수신(즉, 송수신) 가능해야 한다. 도 4는 제1 PDC 대역에서 동작할 수 있는 송수신기의 일반적인 설계이다(이 설계는 또한 AMPS 또는 D-AMPS에서 상술된 바와 같은 단일 대역에서 동작하는데 사용될 수 있다). 810-828MHz 범위의 착신(수신) 신호는 대역외 신호 및 잡음을 감쇠시키는 대역 통과 필터(BPF)(30)로 통과된다. BPF(30)의 출력은 그 후 당업계에 잘 공지되어 있는 바와 같이 한쌍의 합 및 차 주파수를 생성하도록 믹서(34)에서 주채널 합성기(제1 국부 발진기)(32)의 출력과 혼합된다. 이 신호 결과는 (높은) 합 주파수를 필터하여 차(낮은) 주파수만을 남기는 BPF(36)로 통과된다. 이 제1 혼합 및 필터링 단계의 효과는 BPF(36)의 출력에 존재하는 제1 중간 주파수(IF) 신호로 수신 신호를 다운 컨버트하는 것이다. 이러한 제1 IF 신호는 믹서(40)에서 보조 합성기(제2 국부 발진기)(38)의 출력과 혼합하여 제2 IF 신호로 더욱 다운 컨버트되고, 그 후 믹서(40)로부터 더 낮은 주파수를 선택하기 위해 BPF(42)에서 믹서(40)의 출력을 필터링한다.
또한 도 4에 도시되어 있는 바와 같이, 주채널 합성기(32)는 기저 대역 신호를 원하는 940-958MHz 범위의 신호로 업 컨버트하기 위해 송신 오프셋 합성기(44)와 관련하여 사용될 수 있다. 동상(I) 및 이상(Q) 성분으로 구성될 수 있는 기저 대역 신호는 기저 대역 신호를 송신 오프셋 합성기(44)에 의해 제공되는 반송 신호로 변조시키는 IQ 변조기(46)에 공급된다. IQ 변조기(46)의 출력은 믹서(48)에서 주채널 합성기(32)의 출력과 혼합되고, 믹서(48)의 출력은 믹서(48)로부터 원하는 주파수를 선택하기 위해 BPF(50)로 통과된다.
도 4의 회로는 주채널 합성기(32), 보조 합성기(38) 및 송신 오프셋 합성기(44)의 적절한 세팅에 의해 제1 PDC 대역내에서 임의의 RF 채널을 수신 또는 송신하도록 구성될 수 있다. 예를 들어, 원하는 송신 및 수신 주파수가 각각 940 및 810MHz인 경우, 주채널 합성기(32)는 1008.85MHz에서 동작하도록 세트될 수 있다. 믹서(34)는 1818.85에서 합 주파수 신호 및 198.85MHz에서 차 주파수 신호를 발생한다. 높은 주파수는 BPF(36)에서 필터링되고, 낮은 주파수는 198.4MHz에서 동작하도록 세트된 보조 합성기(38)의 출력과 혼합된다. 믹서(40)는 397.25MHz에서 합 주파수 신호 및 0.45MHz(450KHz)에서 차 주파수 신호를 발생한다. 높은 주파수는 BPF(42)에서 필터링되고, 낮은 주파수는 추가의 RF 처리(도시 생략)를 위해 송달된다. 송신 방향으로, 송신 오프셋 합성기(44)는 68.85MHz에서 동작하도록 세트될 수 있다. 이 반송 주파수는 IQ 변조기(46)에서 변조되어 주채널 합성기(32)로부터의 1008.85MHz 신호와 혼합된다. 믹서(48)는 1077.7MHz에서 합 주파수 신호 및 940MHz에서 차 주파수 신호를 발생한다. 높은 주파수는 안테나(도시 생략)로 송달하기 위한 940MHz의 원하는 송신 주파수를 남기고 BPF(50)에서 필터링된다.
도 4의 회로를 제2 PDC 대역에서의 동작까지 연장하는 것은 차 송수신(TX-RX) 채널 분리(제1 PDC 대역에서 130MHz 및 제2 PDC 대역에서 55MHz)로 인해 어려움이 나타난다. 이러한 어려움들은 아래의 수학식에 의해 가장 잘 이해된다:
여기에서 fs는 TX-RX 채널 분리(또는 분할)이고, ft는 TX 주파수이며, fr은 RX 주파수이고, fm은 주채널 합성기(32)의 주파수이며, fo는 TX 오프셋 합성기(44)의 주파수이고, fi는 BPF(36)의 출력에서의 제1 중간 주파수(IF)이다. TX-RX 채널 분리가 제2 PDC 대역을 조정하도록 변경되는 경우, 제1 IF 또는 TX 오프셋 합성기(44)의 주파수중 하나가 도 4의 회로내에서 변화되어야 하는 것을 상기 수학식으로부터 쉽게 이해할 것이다. 경제적인 고려는 통상적으로 제1 IF가 단일의 고정 주파수라고 규정한다. 그러므로, 종래 기술에서, 도 4의 회로는 도 5에 도시되어 있는 바와 같이 각각 제1 및 제2 PDC 대역 사이의 동작을 스위칭할 때, 각각 제1 및 제2 오프셋 합성기(44, 52) 사이에서 스위치하도록 제2 송신 오프셋 합성기(52)와 스위치(54)를 가산함으로써 변경되었다. 다른 방법으로는, 종래 기술은 각각 제1 및 제2 PDC 대역에서 동작하기 위한 2개의 상이한 주파수 사이에서 「홉(hop)」할 수 있는 하나의 주파수 고속 합성기로 도 5의 2개의 오프셋 합성기를 치환함으로써 구성 부품들의 중복을 방지하려고 시도하였다. EP-A-0 678 974호에 개시되어 있는 바와 같은 다른 방법은 제1 및 제2 IF가 각각 양대역에서 동작하기 위해 동일하게 되도록 하지만, 2개의 주합성기의 사용을 필요로 한다. 따라서, 이러한 종래 기술의 방법들은 모두 회로의 복잡성 및 비용을 증가시킨다.
종래 기술의 단점의 관점에서, 다른 TX-RX 채널 분리를 갖는 (전술한 제1 및 제2 PDC 대역에 제한되지는 않지만 그와 같은) 2개의 상이한 주파수 대역에서 동작하기에 적합하지만, 종래 기술의 회로와 비교할 때 비용이 감소되고 복잡성이 감소된 주파수 합성 회로의 필요성이 있다. 그러한 회로는 본 발명에 의해 제공된다.설명되는 바와 같이, 본 발명의 방법은 단일 주파수 대역에서 동작하는 이동국내의 회로 비용 및 복잡성을 감소시키는데 사용될 수도 있다.
본 발명은 무선 통신 시스템에서 동작하는 이동국에 관한 것으로, 특히 그러한 이동국에 사용되는 주파수 합성기의 더 빠른 고정 및/또는 더 나은 위상 노이즈 성능을 허용하는 임의의 개량에 관한 것이다.
도 1은 복수의 무선 주파수(RF) 채널을 통해 통신하는 복수의 이동국 및 기지국을 포함하는 종래의 셀룰러 무선 시스템의 구조도.
도 2는 공지된 산업 표준인 IS-54B에 따른 시분할 다중화된(TDM) RF 채널의 구조도.
도 3은 공지된 산업 표준인 IS-136에서 지정된 바와 같이 도 2에 도시된 TDM RF 채널에 대해 정의된 디지털 제어 채널(DCCH)의 수퍼프레임의 구조도.
도 4는 모두 공지된 산업 표준인 PDC, AMPS, 또는 D-AMPS에서 지정된 바와 같이 제1 주파수 대역에서 동작하는 종래의 송수신기의 블록도.
도 5는 PDC에서 지정된 바와 같이 제1 또는 제2 주파수 대역에서 동작하는 종래의 송수신기의 블록도.
도 6은 본 발명에 따라 사용될 수 있는 이동국의 단순화한 블록도.
도 7은 제1 또는 제2 PDC 대역에서 동작하는 본 발명에 따라 구성된 송수신기의 블록도.
도 8은 도 4 내지 도 5에 도시된 주채널 합성기 및 보조 합성기의 블록도.
도 9는 도 7에 도시된 주채널 합성기 및 보조 합성기의 블록도.
도 10은 도 8에 도시된 바와 같은 종래의 주채널 합성기와 도 9에 도시된 바와 같은 본 발명의 고속 조정 주채널 합성기의 위상 노이즈 성능을 비교한 그래프.
도 11은 도 7에 도시된 송수신기의 다른 실시예의 블록도.
본 발명은 상이한 송수신(TX-RX) 채널 분리에 특징이 있어 종종 2개의 송신 오프셋 합성기의 사용을 필요로 하는 2개의 상이한 주파수 대역에서 이동국을 동작시키는 문제점에 대한 경제적인 해결안을 제공한다. 본 발명에 따르면, 이러한 오프셋 합성기중 하나 또는 둘다가 비교적 간단한 주파수 스케일링 회로(예컨대, 주파수 분할기 또는 체배기)를 통해 기존의 보조 합성기로부터 적절한 송신 오프셋 신호를 유도함으로써 제거될 수 있다. 그러나, 이러한 해결안은 이동국이 송신 및 수신 사이에서 스위치할 때 2개의 상이한 주파수 사이에서 주채널 합성기가 「홉」하는 것을 필요로 할 수 있다. 따라서, 본 발명은 종래의 실시예와 비교하여 어떠한 추가의 위상 노이즈 없이 예컨대, PDC와 같은 표준에서 지정된 바와 같이 TDMA 프레임내의 송신 및 수신 상태 사이의 스위칭에 대해 지정된 시간보다 적은 주파수 호핑을 달성할 수 있는 고속 조정 주채널 합성기를 더 제공한다.
보조 합성기로부터 송신 오프셋 신호를 유도하는 기술은 본 발명에 의해 알 수 있는 바와 같이, 하나의 주파수 대역에서만 동작하는 이동국에 적용될 수도 있다는 것을 이해하게 될 것이다. 이 경우에, 송신 오프셋 합성기를 제거하는 것은 단지 2개의 주파수 합성기(즉, 주채널 합성기 및 보조 합성기)의 사용을 요구하는 더욱 경제적인 설계를 야기한다.
일 양태에서, 본 발명은 무선 주파수(RF) 신호를 수신하는 수단과; 아날로그 신호를 데이터 신호로 처리하는 수단과; 제1 국부 발진기(LO) 신호를 발생하는 주채널 합성기와; 제2 LO 신호를 발생하는 보조 합성기와; 제1 중간 주파수(IF) 신호를 생성하도록 제1 LO 신호와 수신된 RF 신호를 결합하는 제1 혼합 수단과; 제2 IF 신호를 생성하도록 제1 IF 신호와 제2 LO 신호를 결합하는 제2 혼합 수단과; 송신 오프셋 신호를 생성하도록 제2 LO 신호의 주파수를 스케일링하는 주파수 스케일링 수단과; 송신 오프셋 신호를 데이터 신호로 변조시키는 변조 수단과; 송신 RF 신호를 생성하도록 제1 LO 신호와 데이터 변조 신호를 결합하는 제3 혼합 수단을 포함하는 이동국을 제공한다. 이 양태에 따르면, 스케일링 수단은 적합한 것으로서 주파수 분할기 또는 주파수 체배기를 포함할 수 있다.
본 발명의 고속 조정 주채널 합성기는 제1 LO 신호를 발생하는 전압 제어 발진기(VCO)와; 제1 LO 신호의 주파수를 더 낮추기 위해 제1 LO 신호를 소정의 주파수 신호와 결합하는 제4 혼합 수단과; 저주파수 제1 LO 신호의 주파수를 분할하는 프로그램 가능 주파수 분할기와; 주파수 분할기의 출력과 기준주파수 신호를 비교하고, 이 비교에 기초하여 VCO에 대한 동조 신호를 발생시키는 위상 검출기와; VCO의 입력에서 동조 신호를 필터링하는 루프 필터를 포함할 수 있다. 주채널 합성기의 이러한 구성은 루프 필터의 대역폭의 증가를 허용하며, 따라서 전체 위상 노이즈의 증가 없이 주채널 합성기의 조정 시간의 감소를 허용한다. 이와 달리, 이러한 주채널 합성기의 구성은 주채널 합성기의 조정 시간을 증가시키지 않고 전체 위상 노이즈를 감소시키는데 사용될 수도 있다. VCO로부터의 피드백 신호와 혼합되는 소정의 주파수 신호는 제2 LO 신호로부터 또는 이동국에서 사용 가능한 임의의 낮은 노이즈 소스로부터 유도될 수 있다.
다른 양태에서, 본 발명은 제1 국부 발진기(LO) 신호를 발생하는 단계와; 제2 LO 신호를 발생하는 단계와; 제1 중간 주파수(IF) 신호를 생성하도록 제1 LO 신호를 수신된 RF 신호와 혼합하는 단계와; 제2 IF 신호를 생성하도록 제1 IF 신호를 제2 LO 신호를 혼합하는 단계와; 송신 오프셋 신호를 생성하도록 제2 LO 신호의 주파수를 스케일링하는 단계와; 송신 오프셋 신호를 데이터 신호로 변조하는 단계와; 송신 RF 신호를 생성하도록 제1 LO 신호를 데이터 변조 신호와 혼합하는 단계를 포함하는 이동국에서 무선 주파수(RF) 신호를 송수신하는 방법을 제공한다. 이 방법은 2개의 송신 오프셋 합성기를 사용할 필요 없이 예컨대, PDC에서 정의된 제1 또는 제2 RF 대역의 신호를 수신 및 송신하는데 사용될 수 있다.
이 방법에 따르면, 제1 LO 신호는 전압 제어 발진기(VCO)에서 발생되어 믹서, 주파수 분할기, 위상 검출기 및 루프 필터를 포함하는 위상 동기 루프(PLL)에서 동조될 수 있다. 루프 필터의 대역폭은 VCO의 조정 시간을 최소화하기 위해 광범위하게 선택된다. VCO의 출력은 믹서에 피드백되고, 주파수 분할기로의 입력에서 피드백 신호의 주파수를 낮추고 차례로 주파수 분할기의 출력에서 위상 노이즈의 양을 감소시키기 위해 소정의 낮은 노이즈 주파수 신호와 혼합되며, 그에 따라 루프 필터의 대역폭의 임의의 팽창에 기인하여 PLL내의 위상 노이즈의 임의의 증가를 오프셋한다. 주파수 분할기의 출력은 위상 검출기에 입력되는 기준 주파수 신호와 비교되고, 위상 검출기의 출력은 루프 필터에서 필터링되어 동조 신호로서VCO에 제공된다.
본 발명의 이들 및 다른 양태, 목적 및 이점은 이하 나타내는 바와 같은 상세한 설명과 첨부한 도면으로부터 쉽게 명백해진다.
본 발명은 첨부하는 도면을 참조함으로써 더 잘 이해될 것이고, 그 여러 가지 목적 및 이점은 당업자에게 명백하게 될 것이다.
이제 도 6을 참조하면, 본 발명에 따라 사용될 수 있는 예시적인 이동국(100)의 단순화한 블록도가 도시되어 있다. 이동국(100)은 마이크로폰(102), 라우드스피커(104), 키보드 또는 키패드(106), 영숫자 및 그래픽 디스플레이(108), 사용자 인터페이스(110), 마이크로프로세서(112), 프로그램 메모리(114), 랜덤 액세스 메모리(RAM)(116), 전기적으로 소거/프로그램 가능 판독 전용 메모리(EEPROM)(118), 무선 주파수(RF)부(120) 및 안테나(122)를 포함한다.
사용자 인터페이스(110)는 마이크로폰(102)으로부터의 송신 음성 신호의 아날로그 디지털(A/D) 변환 및 라우드스피커(104)로 예정된 수신 음성 신호의 디지털 아날로그(D/A) 변환을 실행하는 codec와 같은 음성 및 데이터 처리 회로(도시 생략)을 포함한다. 사용자 인터페이스(110)는 음성 및 사용자 또는 제어 데이터의 이득/감쇠, 필터링, 압축/압축 해제, 채널 코딩/디코딩 및 임의의 다른 원하는 처리(예컨대, PDC 표준에 따라서)를 실행하는 디지털 신호 프로세서(DSP)를 더 포함한다. 바람직한 실시예에서, 사용자 인터페이스(110)는 RF부(120)에 동상(I) 및이상(Q) 변조 파형을 공급한다.
마이크로프로세서(112)는 프로그램 메모리(114)에 저장된 소프트웨어 프로그램을 통해 이동국(100)의 전체 동작을 제어한다. 이 프로그램들은 예를 들어, PDC 표준에서 지정된 바와 같은 디지털 제어 채널(DCCH) 및 디지털 통화 채널(DTCH)을 통한 송신 및 수신 동작의 각각에 대한 실행 가능 명령어를 포함할 수 있다. RAM(116)은 이 명령어들의 실행에 사용되는 임시 변수의 값을 유지한다. 그러한 값들을 갖는 파라미터는 전력이 턴 오프된 후에 이동국(100)에서 유지되어야 하며, EEPROM(118)에(또는 유사한 비휘발성 또는 플래시 메모리에) 저장될 수 있다. 그러한 파라미터는 예컨대, 이동국 식별 번호(MIN), 이동국(100)의 장치 일련 번호(ESN) 및 이동국(100)의 홈 시스템의 시스템 식별(SIDH)을 포함할 수 있다.
통상적으로 말하자면, RF부(120)는 I 및 Q 데이터를 아날로그 반송 신호로 변조하고, 변조된 신호를 선택된 채널 주파수로 업 컨버트하며, 그 후 이 신호를 안테나(122)를 통해 필터링, 증폭 및 송신하는 RF 송신기와 같은 RF 처리 회로(도 6에서 도시 생략)를 포함한다. RF부(120)는 DSP에서 처리되기 전에 필터링 및 복조될 수 있는 적어도 하나의 중간 주파수(IF) 신호로 안테나(122)를 통해 수신된 변조 신호를 다운 컨버트하는 RF 수신기를 더 포함한다.
도 7은 본 발명에 의해 제공된 바와 같은 RF부(120)의 상세한 도면이다. 종래 기술에 의해 알려지고 도 4 내지 도 5에 도시되어 있는 바와 같이 하나 이상의 오프셋 합성기로부터 송신 오프셋 신호를 발생하는 대신에, 본 발명은 간단하고 저렴한 Q로 제산(÷Q) 또는 Q로 승산(×Q) 스케일링 회로(130)에 의해 보조 합성기(38)로부터 이 신호를 유도하며, 그에 따라 더 고비용이고 복잡한 송신 오프셋 합성기(44 및/또는 52)(도 4 내지 도 5)를 사용할 필요성을 제거한다. Q의 값은 이하 설명하는 바와 같이 원하는 주파수 대역에서 동작하는데 적합한 것으로서 선택될 수 있다.
940MHz의 송신 주파수 및 810MHz의 수신 주파수에서 제1 PDC 대역에서 동작하기 위해, 예를 들어, 2로 제산(÷2) 스케일링 회로(130)는 1008.85MHz의 주파수에 주채널 합성기(32)를 세트하고 198.4MHz의 주파수에 보조 합성기(38)를 세트하는데 사용될 수 있다(도 4 내지 도 5와 관련하여 설명된 종래예에서와 같음). 이 경우에, 제1 및 제2 (수신) IF 신호는 각각 198.85MHz 및 450MHz(앞과 같음)이고, 송신 오프셋 신호는 99.2MHz이다. 940MHz에서 원하는 송신 신호를 생성하기 위해, 주채널 합성기(32)의 주파수는 이동국(100)이 수신중일 때의 1008.85MHz에서 이동국(100)이 송신중일 때의 1039.2MHz까지 홉해야 한다. 이러한 주파수 호핑은, 이동국(100)이 예컨대, 도 2에 도시되어 있는 바와 같이 TDMA 프레임내의 다른 시간에 송신 및 수신하기 때문에, 동일한 주채널 합성기(32)가 송신 신호를 업 컨버트하고 수신 신호를 다운 컨버트할지라도 가능하다.
그러나, 이러한 주파수 호핑은 각 TDMA 프레임내의 송신 및 수신 상태 사이에서 스위치하도록 이동국에 대해 지정된 것보다 많지 않은 시간으로 달성되어야 한다. PDC와 같은 다수의 표준에서, TDMA 프레임은 아래의 순서: 유휴 슬롯, 수신 슬롯, 유휴 슬롯 및 송신 슬롯의 순서로 반복하는 일련의 슬롯과 같이 (이동국(100)의 견지로부터) 보여질 수 있다. 따라서, 하나의 시간 슬롯만이 송신 및 수신 동작을 분리할 수 있다. TDMA 프레임의 길이에 의존하여, 주채널 합성기(32)는 하나의 상태로부터 전이 및 1 밀리초(ms)만큼 적은 다른 상태로 조정하기 위해 충분히 고속이어야 한다. 이후에 설명되는 바와 같이, 본 발명은 또한 그러한 주파수 호핑을 용이하게 하는 고속 조정(고속) 주채널 합성기(140)을 제공한다.
본 발명의 주채널 합성기(140)에 도입되는 개량은 종래 기술의 주채널 합성기(32)의 제한을 참고하여 가장 잘 이해된다. 도 8은 주채널 합성기(32) 및 보조 합성기(38)의 결합의 종래 구성을 도시하며, 각각의 합성기는 예컨대, 14.4MHz에서 동작하는 공통 기준 주파수 발생기(150)로부터의 별개의 기준 주파수 신호를 유도한다. 주채널 합성기(32)내의 프로그램 가능 주파수 분할기(K로 제산 연산자)(152)는 14.4MHz 기준 신호의 주파수를 「K」의 인수만큼 감소시켜, 위상 검출기(비교기)(154), 루프 필터(156), 주 전압 제어 발진기(VCO)(158) 및 프로그램 가능 주파수 분할기(L로 제산 연산자)(160)를 포함하는 위상 동기 루프(PLL)에 적용될 수 있게 한다. 유사하게, 보조 합성기(38)내의 프로그램 가능 주파수 분할기(M으로 제산 연산자)는 14.4MHz 기준 신호의 주파수를 「M」의 인수만큼 감소시켜, 위상 검출기(164), 루프 필터(166), 보조 VCO(168) 및 프로그램 가능 주파수 분할기(N으로 제산 연산자)(170)를 포함하는 PLL에 적용될 수 있게 한다.
주채널 합성기(32)내의 주 VCO(158)는 25KHz의 증분으로 PDC에서 이격되어 있는 채널인 범위 1009-1084MHz내에서 안정적인 반송 주파수를 발생하는데 사용될 수 있는 반면에, 보조 합성기(38)내의 보조 VCO(168)는 198.4MHz에서 고정된 주파수를 발생하는데 사용될 수 있다. 각각의 주 VCO(158) 및 보조 VCO(168)는 자체의 입력에서 적절한 전압의 인가에 의해 원하는 주파수에 동조될 수 있다(당업계에 잘 공지되어 있는 바와 같이, VCO는 입력 전압에 비례하여 출력 주파수를 조정한다). 이러한 목적으로, 마이크로프로세서(112)(도 6)는 주파수 분할기(160 및 170)내의 분할비 「L」 및 「N」에 대한 적절한 값의 선택을 각각 제어한다. 위상 검출기(154)는 분할기(160)의 출력에서의 주파수 분할 VCO 신호의 위상과 분할기(152)의 출력에서의 기준 신호의 위상을 비교하고, 위상차에 비례하여 에러 전압 신호를 발생한다. 이 에러 전압 신호는 루프 필터(156)를 통해 피드백되고, L의 인수만큼 승산될 때 분할기(152)의 출력의 주파수를 정합할 때까지 주 VCO(158)의 주파수를 미세 동조시키는데 사용된다. 유사한 방식으로, 보조 VCO(168)는 원하는 주파수에 동조 및 고정될 수 있다.
도 8의 회로에서 주파수 분할비 K 및 L 또는 M 및 N의 특정값은 적용 가능한 주파수 방식의 필요 조건을 충족시키면서, 주채널 합성기(32) 또는 보조 합성기(38)의 출력에서 각각 위상 노이즈를 최소화하는 관점으로 선택되어야 한다. 당업계에 잘 공지되어 있는 바와 같이, K 연산자로 제산의 출력에서의 위상 노이즈는 예컨대, 그 입력에서의 위상 노이즈와 비교하여 높은 20 LogK 데시벨이다. 상기 발생기(150)로부터의 기준 주파수 신호가 일반적인 경우인 비교적 안정적이고 노이즈가 없다고 가정하면, 주파수 분할기(152, 162)로부터의 출력 신호는 주채널 합성기(32) 및 보조 합성기(38)내의 PLL로 각각 중요한 위상 노이즈를 도입하지 않을 것이다. 더욱이, 보조 VCO(168)의 주파수는 (198.4MHz에) 고정되며, 그에 따라 주파수 분할기(170)로의 입력에서의 피드백 신호는, 위상 검출기(164)로의 기준 신호의 주파수가 비교적 높게(예컨대, 1.6MHz, 여기에서 M=9이고 N=124) 선택될 수 있기 때문에, 비교적 노이즈가 없게 될 것이다. 낮은 분할비(N=124)는 위상 검출기(164)로부터의 위상 노이즈가 비교적 낮은 값(20 Log N)으로 승산되어 보조 합성기(38)의 출력에서 낮은 위상 노이즈를 생성하는 것을 의미한다.
그러나, 주 VCO(158)의 주파수는 다른 채널에서 동작하기 위해 스텝되어야 하며, 그에 따라 주파수 분할기(160)에서 높은 분할비(L) 및 위상 검출기(154)로의 입력에서 낮은 주파수 기준 신호의 사용을 요구한다. 반면에, 분할비 L은 주 합성기(32)의 출력에서 위상 노이즈를 개선하기 위해 최소화되어야 한다. 25KHz 채널 간격을 갖는 PDC 동작을 위해, 주 VCO(158)는 25KHz 증분으로 스텝할 수 있어야 하며, 그에 따라 위상 검출기(154)로의 입력에서 신호의 주파수는 25KHz, 또는 부분 분할 합성기가 사용되는 경우 25KHz의 다소 작은 배수로 되어야 한다. K의 값이 예컨대, 72로 선택된 경우에, 위상 검출기(154)로의 입력은 200KHz 신호(8×25KHz와 같음)이다. 이 경우에, 원하는 25KHz 해상도는 모듈로 8 부분 분할 합성기가 사용되는 경우 200KHz 기준 신호를 사용하여 달성될 수 있다. 분할비 L은 주파수 분할기(160)의 출력을 200KHz 기준 주파수까지 커버하기 위해 주 VCO(158)의 주파수에 의존하여 변화한다. 이 예에서 L의 최대값은 5420(주 VCO(158)의 주파수가 1084MHz일 때 도달됨)이다.
당업자에 의해 이해되는 바와 같이, 주채널 합성기(32)가 본 발명에 따라서 주파수들 사이에서 호핑할 때 고속 주파수 동기를 달성하기 위해, 주채널 합성기(32)의 조정 시간(즉, 분할기(160)가 적절한 L의 값으로 프로그램된 후에 원하는 주파수로 조정하기 위해 주 VCO(158)에 필요한 시간)은 루프 필터(156)의 대역폭을 증가시킴으로써 감소될 수 있다. 그러나, 루프 대역폭을 증가시키면 높은 주파수 위상 노이즈가 루프 필터(156)를 통과하기 때문에, 주 VCO(158)의 출력에서 나타나는 위상 노이즈의 증가를 유도한다. 그러한 위상 노이즈는 여러 가지 양태에서 이동국(100)의 동작에 나쁜 영향을 줄 수 있다. 첫째로, 송신기에 의한 신호 출력은 규제 기관(예컨대, FCC)에 의해 부과되는 스펙트럼 마스크 요구량을 충족시킬 수 없다. 둘째로, 수신기는 위상 노이즈의 존재에 기인하는 스펙트럼 에너지에 대응하는 faux 국부 발진기 신호의 나타남으로 인해 충분한 인접 및/또는 다른 채널 억압을 가질 수 없다. 셋째로, 수신기는 예컨대, Microwave Journal p.88-94(1996년 3월)에서 Law 등의 「전 서비스 디지털 네트워크내의 RF 관련 손상의 식별(Identifying RF-Related Impairments in Full-Service Digital Networks)」에 설명되어 있는 바와 같이, 위상 노이즈에 의해 도입되는 에러 벡터의 크기에 응답하여 변조 배치의 포인트들의 이동에 의해 야기되는 다수의 디코딩 에러가 야기될 수 있다.
주채널 합성기(32)내의 위상 노이즈를 최소화하면서 조정 시간을 최소화하기 위해, 본 발명은 조정 시간이 루프 필터(156)보다 넓은 대역폭을 갖는 루프 필터(172)를 사용하여 감소되고, 위상 노이즈가 도 9에 도시되어 있는 바와 같이 분할비 L을 감소시켜 감소되는 고속 조정 주채널 합성기(140)를 제공한다. L의 값은 도 9에서 L로 제산 연산자(160)에 공급하기 전에 주 VCO(158)로부터의 신호 출력의 주파수를 감소시킴으로써 감소된다. 이러한 주파수 감소를 저렴하고 추가의 불필요한 노이즈없이 달성하기 위해, 주 VCO(158)의 출력은 이 목적으로 이동국(100)에 사용 가능하게 될 수 있는 임의의 스펙트럼으로 순수한 고조파 또는 비교적 노이즈가 없는 신호와 혼합될 수 있다. 예를 들어, 도 9에 도시되어 있는 바와 같이, 보조 VCO(168)의 출력은 불필요한 고조파(즉, 이 예에서 보조 VCO(168)의 4×주파수에서의 고조파와 다른)를 제거하기 위해 주파수 체배기(174)에서 필요한 만큼 스케일링되고, BPF(176)에서 필터링되며, 그 후 주 VCO(168)의 출력과 혼합하기 위해 믹서(178)에 제공될 수 있다. 믹서(178)로부터의 높은 합 주파수는 BPF(180)에서 필터링될 수 있고 낮은 차 주파수는 L로 제산 연산자(160)로 전달된다.
주파수 분할기와 구별되는 것으로서, 믹서(178)는 그 출력에서 나타나는 임의의 노이즈에 대한 로그 영향보다는 가산 영향을 갖는다는 것을 이해할 것이다. 따라서, 보조 VCO(168)와 같은 비교적 잡음이 없는 소스가 주 VCO(158)의 출력과 혼합될 신호용으로 사용되는 한, 고속 조정 주채널 합성기(140)내의 노이즈의 크기에 대한 믹서(178)의 영향은 최소화된다. 주 VCO(158)의 출력을 다운 혼합하는데 사용되는 신호는 보조 VCO(168)와 다른 수용 가능 위상 노이즈 특성을 갖는 임의의 사용 가능 소스로부터 유도될 수 있음을 또한 이해할 것이다. 예를 들어, 고속 조정 주채널 합성기(140)의 다른 실시예에 있어서, 이 신호는 기준 주파수 발생기(150)로부터 유도되고, 주파수 승산 회로에 의해 적절한 것으로서 스케일링된다.
도 10은 루프 대역폭의 증가를 허용하고 그에 따라 고속 조정 시간을 달성하면서 종래의 주채널 합성기(32)와 등가 또는 그 보다 나은 위상 노이즈 성능을 제공하는 본 발명의 고속 조정 주채널 합성기(140)의 동작을 그래프 형태로 도시한다. 도 10의 수평축은 반송 주파수로부터의 위상 노이즈의 오프셋(오프셋이 로그 눈금에 따라 Hz로 표시됨)을 나타내는 반면에, 수직축은 반송 주파수에 관련된 위상 노이즈의 스펙트럼 에너지를 데시벨(dBc)로 나타낸다. 문자 「a」로 표기된 곡선은 종래의 주채널 합성기(32)의 성능을 나타내는 반면에, 문자 「b」로 표기된 곡선은 본 발명의 고속 조정 주채널 합성기(140)의 성능을 나타낸다. 이 곡선들은 이전의 도면들에 도시되어 있는 예들에 따라서 PDC 대역에서의 동작에 기초하는 수치로 도시되어 있다.
계속해서 도 10을 참조하면, 곡선 「a」 및 「b」의 수평선 부분은 종래의 주채널 합성기(32)내의 루프 필터(156) 및 본 발명의 고속 조정 주채널 합성기(140)의 대역폭을 각각 나타낸다. (파선인 수직선의 가장 좌측쌍에 의해 도시된 바와 같이) 고속 조정 주채널 합성기(140)는 더 넓은 루프 대역폭을 가지며, 그에 따라 종래의 주채널 합성기(32)보다 더 빠르게 조정하는 것을 알 수 있다. 그럼에도 불구하고, 고속 조정 주채널 합성기(140)에 의해 나타나는 전체 종합 위상 노이즈는 종래의 주채널 합성기(32)에 의해 나타나는 전체 종합 위상 노이즈보다 낮다. 따라서, 본 발명은 종래의 실시예와 비교하여 전체 위상 노이즈를 증가시키지 않고 조정 시간을 감소시킬 수 있다.
더욱이, 고속 조정 주채널 합성기(140) 및 종래의 주채널 합성기(32)는 곡선 「a」 및 「b」가 25KHz에 집중하기 때문에 인접 채널로부터 노이즈 에너지의 동일한 거부를 나타내고, 주채널 합성기(140)의 출력에서의 위상 노이즈가 상기 VCO(158)에 의해 발생되는 위상 노이즈(위상 검출기(154) 및/또는 기준 주파수 발생기(150)에 의해 발생되어 루프 필터(172)에 의해 필터링되는 위상 노이즈와 구별되는 것으로서)의 거의 대부분으로 구성되는 반송자로부터의 더 큰 오프셋과 동일하다. 합에서, 본 발명의 고속 조정 주채널 합성기(140)의 설계는 위상 동기 시간을 감소시키지만, 주 RF 채널내의 위상 노이즈를 (신호 품질을 유지하면서) 최소화시키고, 인접 채널과의 간섭을 최소화시킨다.
당업자에 의해 쉽게 인식되는 바와 같이, 다수의 변경 및 변형이 본 명세서에 개시되어 있는 기술의 사상 및 범위를 벗어남 없이 본 발명의 이전의 실시예에 대해 이루어질 수 있다. 그러한 일 변형은 도 11에 도시되어 있으며, 2개의 송신 오프셋 신호가 사용된다. 제1 송신 오프셋 신호는 도 7에 도시되어 있는 바와 같이 스케일링 회로(130)를 통해 보조 합성기(38)로부터 유도된다. 반면에, 제2 송신 오프셋 신호는 도 5에 도시되어 있는 바와 같이 송신 오프셋 합성기(52)로부터 유도된다. 이 구조에서는 비록 하나의 송신 오프셋 합성기가 사용되었지만, 종래 기술(도 5)에서 요구되는 바와 같이 다른 송신 오프셋 합성기가 필요하지는 않다.
도 4의 송신 오프셋 합성기(44)는 본 발명에 따라서 보조 합성기(38)로부터의 송신 오프셋 신호를 유도함으로써 제거될 수도 있음을 또한 인식될 것이다. 따라서, 본 발명은 단일 대역 및 이중 대역 동작 모두에 대해 회로 복잡성 및 비용을 감소시킬 수 있다.
또한, 본 발명에 의해 알 수 있는 바와 같이, 주파수 분할기(160)로의 입력 신호의 주파수를 저하시키는 기술은 (더 넓은 대역폭 루프 필터(172)를 사용하여) 주 VCO(158)의 조정 시간을 감소시키고/감소시키거나 (예컨대, 종래의 더 좁은 대역폭 필터(156)가 대신 사용되는 경우) 주 VCO(158)의 출력에서의 위상 노이즈를 감소시키는데 사용될 수 있음을 또한 인식하게 될 것이다.
통상적으로, 본 명세서에 개시되어 있는 발명의 형태는 예시적이고, 이하의 청구의 범위에서 한정되는 본 발명의 범위에 대한 제한으로서 의도된 것은 아니다.

Claims (36)

  1. 제1 국부 발진기(LO) 신호를 발생하는 주 채널 합성기(140)와, 제2 LO 신호를 발생하는 보조 합성기(38)와, 제1 중간 주파수(IF) 신호를 생성하도록 상기 제1 LO 신호를 수신된 RF 신호와 결합하는 제1 믹서(34)와, 제2 IF 신호를 생성하도록 상기 제1 IF 신호를 상기 제2 LO 신호와 결합하는 제2 믹서(40)를 포함하는 무선 주파수(RF) 송수신기에 있어서, 상기 주 채널 합성기(140)는:
    상기 제1 LO 신호를 발생하는 주 전압 제어 발진기(VCO)(158)와;
    상기 제1 LO 신호를 분할하는 프로그램 가능 주파수 분할기(160)와;
    상기 주파수 분할기(160)의 출력을 기준 주파수 신호와 비교하고, 상기 비교에 기초하여 상기 주 VCO에 대한 동조 신호를 발생하는 위상 검출기(154)와;
    상기 주 VCO(158)의 입력에서 상기 동조 신호를 필터링하는 루프 필터(172)와;
    송신 및 수신 동작 사이에서 상기 제1 LO 신호의 주파수를 호핑할 때 상기 주 VCO(158)의 조정 시간을 최소화하기 위해 상기 루프 필터(172)가 선택될 수 있도록 상기 주파수 분할기(160)에 의해 분할되기 전에 상기 LO 신호의 주파수를 저하시키는 수단(174, 176, 178, 180)을 포함하고;
    상기 RF 송수신기는:
    송신 오프셋 신호를 생성하도록 상기 제2 LO 신호의 주파수를 스케일링하는 주파수 스케일러(130)와;
    상기 송신 오프셋 신호를 데이터 신호로 변조하는 변조기(46)와;
    송신 RF 신호를 생성하도록 상기 제1 LO 신호를 상기 데이터 변조 신호와 결합하는 제3 믹서(48)를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송수신기.
  2. 제1항에 있어서, 상기 주파수 저하 수단은 상기 제1 LO 신호보다 낮은 주파수를 갖는 신호를 생성하도록 소정의 주파수 신호와 상기 제1 LO 신호를 결합하는 제4 믹서(178)를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송수신기.
  3. 제2항에 있어서, 상기 소정의 주파수 신호는 상기 제2 LO 신호로부터 유도되는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송수신기.
  4. 제2항에 있어서, 상기 소정의 주파수 신호는 상기 기준 주파수 발생기(150)로부터 유도되는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송수신기.
  5. 제1항에 있어서, 상기 주파수 스케일러(130)는 주파수 분할기를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송수신기.
  6. 제1항에 있어서, 상기 스케일러(130)는 주파수 체배기를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송수신기.
  7. 제1항에 있어서, 상기 데이터 신호는 음성 신호를 나타내는 동상(I) 및 이상(Q) 변조 파형을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송수신기.
  8. 제1항에 있어서, 상기 수신 신호는 810-828MHz 범위내에 있고, 상기 송신 신호는 940-958MHz 범위내에 있으며, 상기 수신 및 송신 신호의 중간 주파수는 130MHz 만큼 이격되는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송수신기.
  9. 제1항에 있어서, 상기 수신 신호는 870-885MHz 범위내에 있고, 상기 송신 신호는 925-940MHz 범위내에 있으며, 상기 수신 및 송신 신호의 중간 주파수는 55MHz 만큼 이격되는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송수신기.
  10. 제1항에 있어서, 상기 수신 및 송신 신호는 개인 디지털 셀룰러(PDC) 표준에 따라서 정의된 제1 또는 제2 RF 대역내에 있는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송수신기.
  11. 수신된 RF 신호로부터 제1 및 제2 중간 주파수(IF) 신호를 각각 생성하기 위한 제1 및 제2 국부 발진기(LO) 신호를 발생하여 무선 주파수(RF) 신호를 송수신하는 방법으로서, 상기 제1 LO 신호가 주파수 분할기(160), 위상 검출기(154) 및 루프 필터(172)와의 위상 동기 루프(PLL)내에 있는 주 전압 제어 발진기(VCO)(158)에서 발생되는 무선 주파수(RF) 신호 송수신 방법에 있어서:
    송신 및 수신 동작 사이에서 상기 제1 LO 신호의 주파수를 호핑할 때 상기 주 VCO(158)의 조정 시간을 최소화하기 위해 상기 루프 필터(172)가 선택될 수 있도록 상기 주파수 분할기(160)에 의해 분할되기 전에 상기 제1 LO 신호의 주파수를 저하시키는 단계와;
    송신 오프셋 신호를 생성하도록 상기 제2 LO 신호의 주파수를 스케일링하는 단계와;
    상기 송신 오프셋 신호를 데이터 신호로 변조하는 단계와;
    송신 RF 신호를 생성하도록 상기 제1 LO 신호를 상기 데이터 변조 신호와 혼합하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 신호 송수신 방법.
  12. 제11항에 있어서, 상기 제1 LO 신호는 PLL내의 믹서로 입력되어 상기 주파수 분할기(160)에 입력하기 위한 상기 제1 LO 신호보다 낮은 주파수를 갖는 신호를 생성하도록 소정의 주파수 신호와 혼합되는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 신호 송수신 방법.
  13. 제12항에 있어서, 상기 소정의 주파수 신호는 상기 제2 LO 신호로부터 유도되는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 신호 송수신 방법.
  14. 제12항에 있어서, 상기 소정의 주파수 신호는 기준 주파수 발생기(150)로부터 유도되는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 신호 송수신 방법.
  15. 제11항에 있어서, 상기 스케일링 단계는 주파수 분할을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 신호 송수신 방법.
  16. 제11항에 있어서, 상기 스케일링 단계는 주파수 승산을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 신호 송수신 방법.
  17. 제11항에 있어서, 상기 데이터 신호는 음성 신호를 나타내는 동상(I) 및 이상(Q) 변조 파형을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 신호 송수신 방법.
  18. 제11항에 있어서, 상기 수신 신호는 810-828MHz 범위내에 있고, 상기 송신 신호는 940-958MHz 범위내에 있으며, 상기 수신 및 송신 신호의 중간 주파수는 130MHz 만큼 이격되는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 신호 송수신 방법.
  19. 제11항에 있어서, 상기 수신 신호는 870-885MHz 범위내에 있고, 상기 송신 신호는 925-940MHz 범위내에 있으며, 상기 송신 및 수신 신호의 중간 주파수는 55MHz 만큼 이격되는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 신호 송수신 방법.
  20. 제11항에 있어서, 상기 수신 및 송신 신호는 개인 디지털 셀룰러(PDC) 표준에 따라서 정의된 제1 또는 제2 RF 대역내에 있는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 신호 송수신 방법.
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