KR100334815B1 - 직접 확산 - 코드분할 다중접속방식 시스템에서 초기동기 획득을 위한 탐색 장치 및 방법 - Google Patents

Abstract

의사잡음 정합필터를 이용하여 한 클럭에 정해진 탭 수만큼의 상관된 결과값을 출력하는 제1 및 제2역확산기와, I, Q 채널에서 각각 발생되는 국부 의사잡음 부호열이 같은 경우는 I, Q 채널의 출력된 결과를 교차하여 더하고 다른 경우는 그대로 더하는 제어스위치와, I, Q 채널에 각각 대응하는 제1 및 제2레지스터와, 동기누적횟수를 맞추기 위하여 상기 제1 혹은 제2레지스터의 값을 갱신하는 스위치와, 동기 누적되어 출력되는 값을 제곱하여 신호의 에너지 값을 계산하는 에너지 계산기와, 상기 에너지 계산기를 거쳐 출력되는 값들중 가장 큰 값을 갖는 의사잡음 부호열의 인덱스 지점의 값만을 저장하는 최대값 검출기와, 설정된 임계치를 초과하는 경우 설정된 회수만큼 상기 에너지 계산기를 통과한 값들을 누적하는 비동기 누적기로 구성됨을 특징으로 한다.

Description

직접 확산 - 코드분할 다중접속방식 시스템에서 초기동기 획득을 위한 탐색 장치 및 방법{SEARCHING APPARATUS FOR INITIAL CODE ACQUISION IN DS/CDMASYSTEM AND METHOD THEREFOR}

본 발명은 직접 확산 - 코드분할 다중접속(Direct Sequence-Code Division Multiple Access: 이하 DS-CDMA라 함.) 방식 시스템에 있어서 다중 경로 성분의 획득 혹은 핸드오프 대처를 위한 탐색 장치 및 방법에 관한 것으로, 특히 의사잡음(pseudo noise: 이하 PN이라 함.) 정합필터 구조와 데이터 선별 방식을 채용한 초기 동기 획득기를 위한 탐색 장치 및 방법에 관한 것이다.

현재 국내의 디지털 셀룰러 시스템에는 기존의 아날로그 셀룰러 시스템(AMPS)이나 시분할 다중 접속 방식(TDMA) 보다 높은 시스템 용량을 갖는 DS-CDMA 방식이 채택되어 상용 서비스 중에 있다. DS-CDMA 방식은 송신측에서 기저대역신호 보다 넓은 주파수 대역폭(1.25MHz)을 가지는 PN부호를 이용하여 기저대역신호를 확산시켜 전송하고, 수신측에서는 송신측과 동일한 PN부호를 발생시킨 후 수신된 신호와 곱하여 역확산시킨다. 이때 송신측의 PN부호들 사이의 상관성을 이용하여 원하는 신호를 검출하게 되므로 송신신호와 수신신호 사이의 정확한 PN 부호 동기가 선행되어야 한다. 그러므로 DS-CDMA방식에서는 PN 부호의 초기동기 획득 과정은 필수적이라 할 수 있다.

이동통신 채널에서는 주파수 선택성 패이딩(frequency selective fading) 현상과 이동국 단말기의 이동성(mobility) 때문에 수신신호의 강도가 시간에 따라 변하는 시간 선택성 페이딩 현상에 의해 신호 품질에 상당한 열화가 오게 된다. 이러한 성능상의 열화를 막기 위해 DS-CDMA 단말기는 보통 3개의 핑거(finger)들로 구성된 레이크(rake) 수신기를 사용한다. 그러므로 탐색자(searcher)는 초기 동기 획득 후에도 계속적인 탐색 과정을 통하여 한 칩 이상의 지연이 있는 다중 경로 신호 성분들을 검출한다. 이때 검출된 다중 경로 신호들은 신호 전력이 큰 순서대로 핑거에 할당된다. 또한 탐색자는 소프트 핸드오프(soft handoff) 및 소프터 핸드오프(softer handoff)를 지원하기 위하여 계속적으로 수신되는 파일롯 신호를 검색한다. 그러므로 탐색자의 고속 동기 과정은 필수적이라고 할 수 있다.

통상적으로, 핸드오프(handoff) 기술이라 함은 단말기(mobile station)가 현재 서비스 중인 영역에서 벗어나 다른 기지국이나 다른 섹터로 이동하더라도 단말기와 기지국의 연결 상태가 유지되도록 하여 통신을 계속할 수 있도록 호의 연속성을 보장하는 기술을 말한다. 핸드오프는 하드(hard) 핸드오프, 소프트(soft) 핸드오프, 소프터(softer) 핸드오프로 분류된다. 상기 하드 핸드오프는 프레임 옵셋(frame offset)이나 채널(frequency allocation)이 변경되거나 이동교환국(mobile service switching center) 사이에 이동이 있을 때 발생한다. 소프트 핸드오프는 단말기가 동일한 기지국제어부(base statiobn controller) 내의 기지국(base transmission station) 사이를 이동하거나 기지국제어부가 각각 다른 기지국 사이를 이동할 때 발생하는 것으로, 보코더(vocoder)는 변함이 없으나 TCE(traffic channel element)는 추가 할당을 받게 된다. 그리고 상기 소프터 핸드오프는 단말기가 동일한 기지국 내의 섹터(sector α, β, γ)를 이동할 때 발생하는 것으로 보코더나 TCE의 재할당 없이 TCE의 RF(radio frequency) 경로(path)만 복수 개로 접속되는 것을 말한다.

상기와 같은 핸드오프의 진행은 단말기가 항상 파일롯(pilot) 신호를 감지하고 있다가 현재 할당되어 있는 순방향 통화 채널(forward traffic channel)과 관련 없는 충분한 크기의 파일롯 신호를 감지할 때 기지국에 PSMM(pilot strength measurement message)를 보내게 됨으로써 발생되도록 되어 있다. 이때 기지국은 단말기에게 그 파일롯 신호에 대한 순방향 통화 채널을 할당하게 되고 단말기에게 핸드오프를 수행하도록 지시한다.

파일롯 신호를 검출하기 위한 탐색자의 구조는 여러 가지가 있으나 하드웨어적인 복잡도로 인하여 일반적으로 직렬 탐색(serial search) 방식을 사용하여 두 번의 확인 과정(double dwell)을 두는 방식을 사용한다.

도 1은 일반적인 더블 드웰(double dwell) 방식의 탐색자 구조를 나타낸 도면이다.

역확산기(despreader), 동기 누적기(coherent integrator), 에너지 계산기(energy calculator)와 비동기 누적기(noncoherent integrator)로 나뉘게 된다. 수신되는 신호는 QPSK 대역 확산된 신호이므로 역확산기에는 4개의 상관기를 사용한다. 4개의 상관기를 통해 역확산되어 나온 값들은 동기 누적단에서 미리 설정된 값만큼 누적되어 에너지 계산기에서 제곱된 후 설정된 제1임계치()와 비교된다. 상기 설정된 제1임계치() 보다 에너지 계산기에서 출력된 값이 큰 경우에는 비동기 누적단에서 설정된 값만큼 누적된 값이 설정된 제2임계치()와 비교되고, 상기 제2임계치() 보다 크게 되는 경우 탐색 과정은 완료된다. 상기 제1 및 제2임계치(,) 보다 작은 값을 가지게 되는 경우 탐색 과정은 처음부터 다시 시작하게 된다. 여기서 상기 비동기 누적이란 동기누적된 결과,를 각각 자승해서 더한 결과()를 누적하는 과정을 말한다. 그러므로 상기 도 1에서 비동기 누적횟수는 Nn으로 볼 수 있다.

상기와 같은 일반적인 직렬 탐색 방식의 탐색자를 도입할 경우 발생되는 문제점은 다음과 같다.

첫째, 동기누적 횟수만큼 누적하기 위해서 4개의 상관기를 사용하는 경우 '시스템의 클럭 속도 × 동기 누적 칩 수' 만큼의 시간이 소요되므로 동기 누적되는 칩 수에 따라 획득 과정까지 걸리는 시간이 늘어나게 된다. 둘째, 역확산기에서는 각각 I, Q채널로 입력되는 값들을 4개의 상관기를 통해 역확산시킬 경우 동기 누적단을 거치게 되면 상당히 큰 값을 가지게 된다. 그러므로 그때마다 값을 저장하기 위해서 상당히 큰 메모리 블록이 필요하게 된다. 셋째, 동기 누적단을 거쳐 나온 값들이 에너지 계산기를 통하여 모두 메모리에 저장하게 될 경우 필요로 하는 메모리의 양은 상당히 크게 된다. 넷째, 현재 IS-95 셀룰러 시스템에 사용되는 클럭은 9.8304MHz의 1/8인 1.2288MHz를 사용하므로 상관 동작을 수행한다. 그러므로 7개의 클럭이 남는다.

따라서 본 발명의 목적은 직접 확산 - 코드분할 다중접속방식 시스템에서 초기동기 획득기를 고속화시키기 위한 탐색 장치 및방법을 제공함에 있다.

상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명은 의사잡음 정합필터를 이용하여 한 클럭에 정해진 탭 수만큼의 상관된 결과값을 출력하는 제1 및 제2역확산기와, I, Q 채널에서 각각 발생되는 국부 의사잡음 부호열이 같은 경우는 I, Q 채널의 출력된결과를 교차하여 더하고 다른 경우는 그대로 더하는 제어스위치와, I, Q 채널에 각각 대응하는 제1 및 제2레지스터와, 동기누적횟수를 맞추기 위하여 상기 제1 혹은 제2레지스터의 값을 갱신하는 스위치와, 동기 누적되어 출력되는 값을 제곱하여 신호의 에너지 값을 계산하는 에너지 계산기와, 상기 에너지 계산기를 거쳐 출력되는 값들중 가장 큰 값을 갖는 의사잡음 부호열의 인덱스 지점의 값만을 저장하는 최대값 검출기와, 설정된 임계치를 초과하는 경우 설정된 회수만큼 상기 에너지 계산기를 통과한 값들을 누적하는 비동기 누적기로 구성됨을 특징으로 한다.

도 1은 일반적인 더블 드웰 방식의 탐색자 구조를 나타낸 도면

도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 탐색자 구조를 나타낸 도면

도 3은 여분의 클럭을 사용하여 의사잡음 정합필터의 탭 계수를 래치하는 구조를 나타낸 도면

도 4는 2개의 상관기와 제어신호를 사용하는 역확산기의 구조를 나타낸 도면

도 5a∼도 5c는 4개의 상관기를 사용한 경우와 2개의 상관기를 사용한 경우의 수신기 동작 특성 곡선을 타나낸 도면

도 6은 채용한 구조에 대한 전달함수, 탐색자 알고리즘에 대한 성능 평가를 위해 사용하는 평균획득시간을 유도하기 위한 도면

도 7a ∼ 도 7f는 채용한 구조에 대한 평균 획득 시간을 나타낸 도면

이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 우선 각 도면의 구성 요소들에 참조 부호를 부가함에 있어서, 동일한 구성 요소들에 한해서는 비록 다른 도면상에 표시되더라도 가능한 한 동일한 부호를 가지도록 하고 있음에 유의해야 한다. 또한 하기 설명에서는 구체적인 회로의 구성 소자 등과 같은 많은 특정(特定) 사항들이 나타나고 있는데, 이는 본 발명의 보다 전반적인 이해를 돕기 위해서 제공된 것일 뿐 이러한 특정 사항들 없이도 본 발명이 실시될 수 있음은 이 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게는 자명하다 할 것이다. 그리고 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 그 상세한 설명을 생략한다.

다양한 채널 환경에 따른 다중 경로 성분을 획득하기 위해서는 고속으로 동작하는 탐색 기술이 필수적이다. 또한 셀의 반경이 줄어듦에 따라 빈번하게 발생하는 핸드오프 문제에도 능동적으로 대처하기 위하여 현재의 탐색 기술을 발전시키는 것이 필수적이다. 본 실시 예에서는 정합필터 구조, 새로운 상관 방식과 데이터 선별 방식을 도입하여 보다 빠른 초기 동기 획득을 이룰 수 있도록 한다.

정합필터는 일반적으로 디지털 수신기의 검출 과정에서 SNR을 최대로 하기 위해 개발된 것이지만, 이것을 PN부호열의 획득에 사용할 경우 획득 시간을 상당히 단축시킬 수 있으며 그러한 사실은 공지이다.

상관 과정에 정합필터를 도입하면, 상기 정합필터는 동기 누적을 수행하기 위해 필요한 클럭의 수를 최소화함과 동시에 획득 과정에 걸리는 시간을 단축할 수 있다.

정합필터를 도입함에 따라 필연적으로 발생하는 하드웨어적인 측면에서의 부담(마이크로프로세서의 제어신호 및 필요로 하는 메모리의 양)을 줄이기 위해 역확산기의 구조를 변형한다. 역확산 과정을 위해 정합필터의 한 탭당 4개의 상관기를 사용하는 대신 2개의 상관기를 사용하였고, 뒷단에서 스위칭블록을 통하여 한 개의 제어신호를 사용함으로써 동일한 성능을 얻고자 한다. 결과적으로 필요한 상관기의 개수는 '필터의 탭 길이 × 4'에서 '필터의 탭 길이 × 2'로 줄어들게 된다. 또한 동기 누적 회수에 따른 상관결과값을 저장하기 위한 메모리 문제가 발생하게 되는데 이를 해결하기 위하여 스위치와 레지스터를 사용하여 효과적으로 메모리를 사용한다. 에너지 계산하후 저장되는 데이터 값들은 선별과정을 수행하여 필요로 하는 몇 개만을 추출하여 사용함으로써 컨커다란 성능 열화없이 획득과정을 수행토록한다. 또한 정합필터를 도입한 구조에서 지연소자를 사용하여 클럭당 1개의 값을 바꾸게 되는 경우 '필터의 탭 길이 × CLK'의 시간이 소요되나 여분의 7개 클럭을 사용하여 PN부호열 생성기를 제어함으로써 정합필터의 탭 계수값들을 고속화한다.

도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 탐색자 구조를 나타낸 도면이다.

4개의 상관기를 사용하여 동기 누적, 비동기 누적과정에서 각각 임계치와 비교하여 초과하게 되는 경우 탐색과정을 종료한다.

버퍼(52)는 입력되는 신호를 저장한다. 가설지점에 대한 테스팅에 따라 정합필터의 PN부호열을 갱신할 경우에 발생할 수 있는 입력신호의 슬립(slip) 현상을 방지하기 위하여 적절한 길이의 버퍼(52)를 사용한다.

래치부(54)는 PN부호열을 래치하기 위한 것이다. 탐색한 시간가설지점들 중에서 올바른 가설지점이 없을 경우 여분의 클럭을 사용하여 다음 가설지점으로 PN부호열을 세팅하기 위한 것이다.

역확산기(56, 58)는 PN 정합필터를 이용한 것으로, 정합필터를 이용하여 한 클럭에 정해진 탭 수 만큼의 상관된 결과값을 출력한다.

제어스위치(60)는 I, Q 채널에서 각각 발생되는 국부 PN 부호열이 같은 경우는 I, Q 채널의 출력된 결과를 교차하여 더하고 다른 경우는 그대로 더한다. 이 경우 상관기의 개수는 반으로 줄게 되지만(2개), 4개의 상관기를 사용한 경우와 동일한 결과를 얻을 수 있다. 또한 정합필터를 사용할 경우 늘어나게 되는 하드웨어적인 부담을 다소 줄일 수 있다.

레지스터와 스위치는 동기누적횟수를 맞추기 위하여 스위치를 사용하여 레지스터의 값을 갱신한다. 에너지 계산기(energy calculator)는 동기 누적되어 출력되는 값을 제곱하여 신호의 에너지 값을 계산한다.

최대값 검출기(maximum peak detector)는 에너지 계산기를 거쳐 출력되는 값들중 가장 큰 값을 갖게 되는 PN 부호열의 인덱스 지점의 값만을 저장한다.

비동기 누적기(Noncoherent Integrator)는 설정된 임계치()를 초과하게 되는 경우 설정된 회수만큼 에너지 계산기를 통과한 값들을 누적한다.

도 3은 여분의 클럭을 사용하여 PN 정합필터의 탭 계수를 래치하는 구조를 나타낸 도면으로서, I 및 Q에 각각 다른 PN 부호열을 사용하므로 각각 적용되어야 한다.본 발명은 모드 1에서 PN 정합필터를 사용한다. 즉, 입력신호를 버퍼링하여 각각을 해당하는 PN 탭 계수와 곱하고 그 결과를 합친 PN 정합필터의 출력이 동기누적결과가 되는 것이다. 모드 1에서 모드 2로 전환할 경우나 모드 1에서 동기누적횟수를 PN 정합필터 보다 크게 하고 싶거나 비동기 누적을 위하여 지속적으로 타이밍을 유지하고 싶을 경우에는 PN 정합필터의 탭 계수, 즉 PN 발생기 출력을 변화시킬 필요가 있다. 상기 변화를 위해서는 모드 1의 동기누적횟수를 늘이고 싶은 경우, PN 정합필터의 동작을 중단시켜 놓고 내부 PN 발생기를 원하는 PN 지점까지 동작시켜 모든 탭에 대한 계수를 갱신하는 방법을 사용한다. 이때 PN 계수값의 변경이 끝날 때까지 칩레이트 보다 빠른 클럭(보통 한 칩 구간동안 4번에서 8번 정도 샘플링하므로 샘플링 클럭을 사용함.)을 사용하여 PN 발생기를 고속으로 동작시킴으로써 동작이 중단되는 시간을 최소화할 수 있다.

도 4는 2개의 상관기와 제어신호를 사용하는 역확산기의 구조를 나타낸 도면이다.

4개의 상관기와 2개의 상관기를 사용한 두 가지 경우, 결과식을 비교해볼 때 후자의 경우에 있어서 에너지 계산 후의 결과값만 반으로 줄어들 뿐 다른 영향은 거의 없다. 반면 에너지 계산 결과값이 작아짐으로써 ASIC 및 DSP 칩으로 구현할 경우 많은 비트 수를 절약할 수 있다는 이점이 있다.전술한 도 1을 참조하면, 4개의 상관기를 사용하는 종래의 구조는 점선 안에서처럼 입력신호에 대해 역확산 신호 a_I(n), a_Q(n)를 입력신호에 대해 4가지 곱셈을 수행한 후, 다시 두 차례 덧셈을 하여 누적한 결과 YI, YQ를 얻을 수 있다.도 4를 참조하면, 2개의 상관기만을 사용하는 본원 발명에서는 I_PN, Q_PN이 각각 상기 도 1에서의 역확산 신호 a_I(n), a_Q(n)와 동일한 값이다. 이 구조는 상기 도 1과 같이 4가지 곱셈과 그에 따른 두 개의 덧셈을 수행하는 대신, 먼저 역확산신호 I_PN과 Q_PN을 비교하여 같은 경우에는 왼쪽에 도시된 바와 같이 RX_I * I_PN을 Y_Q누적기에, RX_Q * Q_PN을 Y_I누적기에 보내며, 다를 경우에는 오른쪽에 도시된 바와 같이 RX_I * I_PN을 Y_I누적기에, RX_Q * Q_PN을 Y_Q누적기에 보낸다. 그러므로 상기 도 1과 비교할 경우 곱셈기는 4개에서 2개로, 덧셈기는 2개에서 0개로 감소하였음을 알 수 있다.

도 5a∼도 5c는 4개의 상관기를 사용한 경우와 2의 상관기를 사용한 경우의 수신기 동작 특성(receiver operation characteristics) 곡선을 타나낸 도면들이다.

상기 도 5a 및 도 5b는 동기누적횟수를 128회, 비동기누적횟수를 2회로 하였을 경우 첨가성 백색 가우시안 잡음(Additive White Gaussian Noise: 이하 AWGN이라 함.) 환경에서 주파수 옵셋이 있는 경우와 2kHz정도 있는 경우에 대한 그림이다. 도시된 바에 따르면, 4개의 상관기를 사용한 경우와 2개의 상관기를 사용한 경우가 거의 일치하고 있음을 알 수 있다.

상기 도 5c는 페이딩 환경하에서 동기누적횟수를 128회, 비동기누적횟수를 4회하였을 경우이다.

도 6은 채용한 구조에 대한 전달 함수, 탐색자 알고리즘에 대한 성능 평가를 위해 사용하는 평균 획득 시간(mean acquisition time)을 유도하기 위한 것이다.가장 큰 원은 모드 1에서 각각의 타이밍을 가정이다. 한 바퀴가 PN부호 한 주기를 의미한다. 검색을 시작하면 모드 1에서 각각의 타이밍 가정에 대한 서치를 시작하고 현 타이밍이 맞지 않는다고 판단되면 다음 가정으로 넘어간다. 만일 첫 번째 모드에서 타이밍이 맞는다고 판단될 경우, 모드 2(작은 원)로 넘어가게 되고 동일한 타이밍에 대해 다시 타이밍이 맞는지 판단하고 맞지 않을 경우에는 모드 1(큰 원)의 다음 가정에서 다시 출발한다(화살표 참조). 만일 모드 2에서도 타이밍이 맞는다고 판단되면 모드 3(가장 작은 원)으로 넘어가 동일한 타이밍에 대해 다시 타이밍이 맞는지 판단하고 맞지 않을 경우에는 역시 모드 1(큰 원)의 다음 가정에서 다시 출발한다. 만일 모드 3에서도 맞는다고 판단되면 일단 서치가 종료된다. 이때는 정말로 검출에 성공했을 경우인 성공적 검출과 실제로 맞지 않았는데 잘못 검출했을 경우인 오류 경보의 두 가지 가능성이 있다. 성공적 검출이었을 경우에는 서치가 완전히 종료되며, 오류 경보였을 경우 수신기가 한동안 오동작(그 기간을 벌칙시간이라 하여 Np 칩만큼으로 정의)한 후 다시 그 시점에서 서치를 시작한다.P_F- 각 모드에서 현재 타이밍이 맞지 않는데도 맞았다고 잘못 판단할 확률.P_D- 각 모드에서 현재 타이밍이 맞았을 때 이를 정확하게 검출할 확률.각각의 모드마다 동기/비동기누적 및 임계값 등의 설계 파라메터에 따라 고유의 P_F, P_D가 존재한다.H_TO(z) - 타이밍이 맞지 않는 가정에 대해 다음 가정으로 진행하는 전달함수.모드 1에서 실수 없이 다음 가정으로 전환할 확률 1-P_F1,모드 1에서 실수하여 모드 2로 진행된 후 여기에서 맞지 않음을 판단할 확률 P_F1(1-P_F2),모드 1, 모드 2에서 실수하여 모드 3으로 진행된 후 여기에서 맞지 않음을 판단할 확률 P_F1P_F2(1-P_F3),모드 1, 모드 2, 모드 3에서 모두 타이밍이 맞는 것으로 잘못 판단할 경우 원 가운데 오류 경보로 빠진다. 이때 Np 만큼의 시간 후 복구되는 것으로 가정한다.H_D(z) - 타이밍이 맞았을 경우 이를 서처가 최종적으로 검출해는 전달함수.이 경우 모드 1, 모드 2, 모드 3에서 모두 타이밍이 맞았다고 올바르게 판단되어야한다.어느 한 단계에서라도 검출에 실패할 경우, 올바른 타이밍을 놓치고 다음 타이밍으로 진행[전달함수 H_M(z)]하게 되어 다시 한바퀴를 돌아야 올바른 타이밍의 시점으로 돌아올 수 있다.

도 7a∼도 7f는 채용한 구조에 대한 평균 획득 시간을 나타낸 도면이다.

성능 분석을 위해 사용한 PN 부호의 주기는 TIA/EIA IS-95 CDMA 시스템에서 채택한 것과 동일한 215칩으로 하며, 칩 율(chip rate)은 1.2288Mcps로 설정한다. PN 정합필터의 탭 수는 64로 고정한다.

도 7a와 도 7b는 Lr에 따른 평균 획득 시간을 나타낸다. 상기 도 7a는 모드3 고정, [Nn3 = 2, Nc3 = 128칩] 이다. 상기 도 7b는 모드2 고정, [Nn2 = 2, Nc2 = 128칩] 이다. 도시된 바에 따르면, 선별해서 사용하는 데이터의 개수(Lr)는 10개 이상이 되는 경우 성능상 별 차이가 없다. 그래서 상기 데이터의 개수(Lr)를 10개로 고정하고 시뮬레이션 한다.

도 7c ∼ 도 7f는 한쪽 모드를 고정시켰을 때 각 환경에 따른 결과를 나타낸다. 도 7c와 도 7d는 동기 누적 횟수가 128, 비동기 누적 횟수가 2이다. 또한 상기 도 7c는 모드3 고정, [Nn3 = 3, Nc3 = 128칩] 이고, 도 7d는 모드2 고정, [Nn2 = 3, Nc2 = 128칩] 이다. 도 7e와 도 7f는 동기 누적 횟수가 128, 비동기 누적 횟수가 3 이다. 도 7e는 모드3 고정, [Nn3 = 3, Nc3 = 128칩] 이고, 도 7f는 모드2 고정, [Nn2 = 3, Nc2 = 128칩] 이다.

상기 도 2 ∼ 도 7f를 참조하여 본 발명의 실시 예에 따른 탐색 동작을 설명하면 다음과 같다.

기본적인 동작은 공지의 두 번의 확인 과정(double dwell)을 두는 방식을 사용하고, 데이터 값을 저장하기 위한 메모리의 크기나 마이크로프로세서의 과부하 방지를 위해 '모드 1' 단계를 새로 구비한다.

입력되는 신호는 국부 PN 부호열과 정합필터에서 상관과정을 거쳐 누적된 후 두 스위치(64, 72)로 보내진다. 동기 누적회수가 정합필터의 탭 수 보다 큰 경우에는 상기 두 스위치(64, 72)가 오프(off)되어 동기 누적회수와 동일하게 될 때까지 레지스터_I와 레지스터_Q에 이전 누적값과 현재의 누적값이 더해진다. 이후 다른 두 스위치(62, 70)가 온(on)되어 각 누적기(66, 68)에서 동기 누적된 값이 에너지 계산기(140, 150)를 통해 제곱되어 최대값 검출기(300)로 넘겨진다. 최대값 검출기(300)에서는 크기별로 몇 개만을 선별하여 그 에너지 값에 해당하는 PN 부호열의 인덱스 값만을 제1레지스터에 저장한다.

비동기 누적 과정을 거친후 스위치(500)에 의해서 제1임계치()와 비교된다. 상기 비교결과 제1임계치()를 초과할 경우 탐색과정이 종료된다. 반면에 상기 제1임계치()를 초과하지 못할 경우에는 두 스위치(700, 800)가 온되어 다음 국부 PN 부호열을 다시 설정하고 탐색과정을 반복한다.

각 모드별 동작 상황은 다음과 같다.

(ㄱ) 모드 1(sorting mode): PN 정합필터의 탭 개수 크기만큼 동기 누적하여 얻어진 에너지 값을 크기 순으로 분류하여 각각에 해당하는 PN 부호열의 위상 값을 마이크로프로세서에서 읽어 들여 레지스터에 차례대로 저장한다.

(ㄴ) 모드 2(detect mode): PN 정합필터의 탭 개수보다 동기누적횟수가 크게 되는 경우 I, Q 데이터들을 누적하면서 데이터를 갱신한다. 여기서 모드 1에서 저장된 인덱스와 현재 탐색하는 인덱스가 일치할 때 데이터 값들을 누적한다. 동기 누적 길이만큼 상관이 되었다면 에너지 계산이 된다. 이 에너지 값들 중 하나가 미리 설정한 임계치와 비교되어 크게 나올 경우 모드 3으로 전환한다.

(ㄷ) 모드 3(dwell mode): 모드 3에서는 모드 2에서 선택한 가설들을 재확인하는 과정을 거친다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐 만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

상술한 바와 같이 본 발명은 DS- CDMA 시스템에서 초기동기 획득을 신속히 이루어낼 수 있는 장점이 있다.

Claims (4)

1. 의사잡음 정합필터를 이용하여 한 클럭에 정해진 탭 수만큼의 상관된 결과값을 출력하는 제1 및 제2역확산기와,

   I, Q 채널에서 각각 발생되는 국부 의사잡음 부호열이 같은 경우는 I, Q 채널의 출력된 결과를 교차하여 더하고 다른 경우는 그대로 더하는 제어스위치와,

   I, Q 채널에 각각 대응하는 제1 및 제2레지스터와,

   동기누적횟수를 맞추기 위하여 상기 제1 혹은 제2레지스터의 값을 갱신하는 스위치와,

   동기 누적되어 출력되는 값을 제곱하여 신호의 에너지 값을 계산하는 에너지 계산기와,

   상기 에너지 계산기를 거쳐 출력되는 값들중 가장 큰 값을 갖는 의사잡음 부호열의 인덱스 지점의 값만을 저장하는 최대값 검출기와,

   설정된 임계치를 초과하는 경우 설정된 회수만큼 상기 에너지 계산기를 통과한 값들을 누적하는 비동기 누적기로 구성됨을 특징으로 하는 장치.
2. 제1항에 있어서,

   가설지점에 대한 테스팅에 따라 정합필터의 의사잡음 부호열을 갱신할 경우에 발생할 수 있는 입력신호의 슬립 현상을 방지하기 위하여 입력되는 신호를 저장하는 버퍼를 더 구비함을 특징으로 하는 장치.
3. 제2항에 있어서,

   탐색한 시간가설지점들 중에서 올바른 가설지점이 없을 경우 여분의 클럭을 사용하여 다음 가설지점으로 의사잡음 부호열을 세팅하기 위하여 의사잡음 부호열을 래치하는 래치부를 더 구비함을 특징으로 하는 장치.
4. 직접 확산 - 코드분할 다중접속방식 시스템에서 초기동기 획득을 위한 탐색 방법에 있어서,

   의사잡음 정합필터의 탭 개수 크기만큼 동기 누적하여 얻어진 에너지 값을 크기 순으로 분류하여 각각에 해당하는 의사잡음 부호열의 위상 값을 마이크로프로세서에서 읽어 들여 레지스터에 차례대로 저장하는 모드1 과정과,

   의사잡음 정합필터의 탭 개수보다 동기누적횟수가 크게 되는 경우 I, Q 데이터들을 누적하면서 데이터를 갱신하는 모드2 과정과,

   상기 모드2 과정에서 동기 누적 길이만큼 상관이 되었으면 에너지 계산을 하여 그 에너지 값들 중 하나가 미리 설정한 임계치 보다 큰 경우 상기 모드2 과정에서 선택한 가설들을 재확인하는 모드3 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 방법.