KR100329875B1 - 신호샘플들을연속적으로전송하는전송시스템,이시스템에사용되는전송기,수신기,코더,디코더,및신호샘플을재구성하는보간수단,신호샘플에용장성을부가하는방법,및신호샘플을재구성하는방법 - Google Patents

신호샘플들을연속적으로전송하는전송시스템,이시스템에사용되는전송기,수신기,코더,디코더,및신호샘플을재구성하는보간수단,신호샘플에용장성을부가하는방법,및신호샘플을재구성하는방법 Download PDF

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코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
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Abstract

전송 시스템에 있어서, 일련의 전송 신호 샘플들 중 일부 신호 샘플들만이 채널(4)을 통하여 수신기(6)에 전송기(2)에 의해 전송된다. 또한, 일련의 신호 샘플들 중 다수의 특정 파라미터들의 수는 특정화 수단(12)에 의해 전송기에서 결정되고 수신기로 전송된다.
특정 파라미터들은 누락 신호 샘플들을 재구성하도록 수신기 말단부(6)에 사용된다. 이것은 누락 신호 샘플들에 값을 할당함으로써 실행되므로, 일련의 신호샘플들이 특정 파라미터들에 의해 가능한 가장 바람직한 방법으로 나타내어진다.
일련의 신호 샘플들의 지속 시간보다 더 긴 주기를 갖는 주기성이 발생하면, 상당한 보간 에러에 의해 신호 샘플들의 재구성이 이루어지는 것이 명백하다. 전송기(2)에서 상기 주기를 결정하고, 동일한 채널(4)을 통하여 수신기(6)에 전송하며, 신호 샘플의 재구성된 시퀀스로 주기 도입 수단(18)에 의해 수신기(6)에서 이러한 주기성을 도입함으로써, 상기 보간 에러는 현저하게 감소될 수 있다.

Description

신호 샘플들을 연속적으로 전송하는 전송 시스템, 이 시스템에 사용되는 전송기, 수신기, 코더, 디코더, 및 신호 샘플을 재구성하는 보간 수단, 신호 샘플에 용장성을 부가하는 방법, 및 신호 샘플을 재구성하는 방법
본 발명은 신호 샘플들이 특정 파라미터들을 결정하기 위한 특정한 수단(characterization means)과, 특정 파라미터들 및 신호 샘플들의 적어도 일부를 채널을 통하여 수신기에 전송하기 위한 수단을 갖는 전송기를 포함하고, 수신기는 수신된 특정 파라미터들에 대응하는 특정 파라미터들을 갖는 연속하는 일련의 신호 샘플들을 얻도록 누락 신호(missing signal) 샘플의 값을 결정하기 위한 보간 수단을 포함하는, 신호 샘플들을 순차적으로 전송하는 전송 시스템에 관한 것이다.
또한, 본 발명은 보간기 및 보간 방법뿐만 아니라 이러한 전송 시스템에 사용될 전송기, 수신기, 코더 및 디코더에 관한 것이다.
서두에서 정의된 바와 같은 전송 시스템은 미국 특허 제 5,025,404호로부터 잘 알려져 있다.
이러한 전송 시스템들은 예컨대 제한된 전송 용량을 갖는 채널들 또는 소위 버스트 에러(burst error)들이 발생하는 채널들을 통해 음성이나 음악적 신호들을 전송하는데 사용된다.
이러한 채널의 제 1 예는 이동국(mobile station) 및 고정된 기지국(basestation)간의 무선 채널이다. 이 채널은 매우 많은 이용자에게 이용되기 때문에 채널의 이용 가능한 전송 용량은 제한되어 있다. 게다가, 페이딩(fading)의 결과로서, 버스트 에러들의 발생 확률이 다소 높은 구역이 될 수 있다.
제 2 예는, 예컨대 ROM과 같은 자기적이거나 광학적 혹은 다른 기록매체를 이용하는 기록 채널이다. 그것은 용량은 대개 제한되고, 이들 일부 기록매체의 일부에서, 기록된 샘플이 재생될 때 버스트 에러들이 발생할 수 있다.
종래기술에 따른 전송 시스템의 전송기에 있어서, 특정 파라미터들은 전송될 신호 샘플들로 결정된다. 이것은 현재 신호 샘플들 및 이전 신호 샘플들간의 관계를 나타내는 예측 선형 파라미터들을 결정함으로써 실행될 수 있으며 반면에, 이들 파라미터들은 이전 신호 샘플들에 기초하여 추정된 현재 신호 샘플 및 현재 신호 샘플의 실제값 간의 에러가 최소화되는 방식으로 결정된다. 이러한 특정 파라미터들은 (일부) 신호 샘플들과 함께 채널을 통해 수신기에 전송된다.
전송 용량 절약이 요구될 경우, 단지 일부의 신호 샘플들만이 채널을 통해 전달된다. 전달되지 않은 샘플들은 신호의 특성에 대한 정보를 제공하는 수신된 특정 파라미터들 및 실제로 전달된 샘플들에 기초하여 결정된다.
전송될 신호 샘플이 버스트 에러들에 대해 보호받도록 요구될 경우, 모든 신호 샘플들은 특정 파라미터들로 전달될 수 있다. 수신기에 있어서, 잘못 수신된 샘플들은 특정 파라미터들 및 올바르게 수신된 신호 샘플들에 기초하여 검출된다. 그후에 상기 잘못 수신된 샘플들은 누락이 고려된다.
전송기에 있어서, 특정 파라미터들은 양호한 신호 샘플의 전 범위에 걸쳐 결정되는 반면, 수신기에 있어서, 수신된 특정 파라미터들 및 (올바르게) 수신된 신호 샘플들의 값들에 기초하여 누락 신호 샘플들의 값들이 결정된다. 재구성된 신호샘플들의 값들은 일반적으로 원래 신호 샘플들의 값들과 정확히 같지는 않지만, 보간 에러가 발생될 수 있다. 누락 신호 샘플들은 이 보간 에러가 최소화되도록 결정된다.
모의 실험들은 어떤 음성 및 음악적 신호들에서 보간 에러의 최소값이 중요한 값으로서 계속됨을 보여주었다. 아울러, 청취 테스트들로 수신된 신호의 특성이 계속 필요함을 증명하였다.
본 발명의 목적은 서두에서 정의된 바와 같은 전송 시스템을 제공하는 것으로, 여기에서 보간 에러가 상당히 감소되어 수신된 신호의 청취 품질이 상당히 향상된다.
이런 목적을 위하여, 본 발명은 전송기가 신호 샘플들 내의 주기성(periodicity)의 주기값을 결정하기 위한 주기 결정 수단으로서, 주기값이 각 일련의 신호 샘플들의 지속 시간을 초과하는, 주기 결정 수단, 및 주기 값을 채널을 통해 수신기에 전송하기 위한 수단을 포함하고, 보간 수단은 보간 수단에 의해 결정된 신호 샘플들의 수신된 주기값에 대응하는 주기를 갖는 주기성을 도입하기 위한 주기 도입 수단(period introducing means)을 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명은 일련의 신호 샘플에서의 채널을 통해 전송되는 전송 신호에 있어서, 각 일련의 신호 샘플들의 지속시간보다 긴 주기를 갖는 주기성들이 발생됨을인식하는 데 기초한다. 이 주기가 각 일련의 신호 샘플들의 지속 시간보다 더 긴 주기이므로, 이런 주기성들의 발생은 일련의 신호 샘플들에서 발생하는 신호 샘플들로부터 보간에 의해 결정될 수 없다. 결과적으로, 보간 에러는 어떤 순간에 발생가능하다. 최대 보간 에러가 있는 순간은 주기값과 동일한 시간 간격을 갖는다.
전송기에서 주기 결정 수단의 도움으로 이러한 주기성의 주기를 결정하고, 수신기 내의 이 주기성을 보간 수단에 의해 결정된 신호 샘플들로 주기 도입 수단에 의해 도입함으로써, 주기성이 전부 존재하는 일련의 신호 샘플들이 수신기의 출력에서 얻어진다. 재구성된 신호의 품질이 본 발명의 기술의 측정에 따라 상당히 향상됨을 실제로 모의실험들 및 청취 테스트들로 알 수 있었다.
원칙적으로, 각 일련의 신호 샘플들에서의 신호 샘플들의 수를 증가시킴으로써 보간 에러를 감소시키는 것이 가능함을 주목해 볼 수 있다. 또한, 이것은 특정 파라미터들의 수의 상당한 증가를 요구하며, 따라서 신호 샘플들로부터 누락 신호샘플들의 같은 방법으로 증가된 수가 높은 정확도로 결정된다. 이러한 특정 파라미터들의 수의 증가는 전송기의 수용 불가능한 복잡성 증가를 초래할 수 있다. 게다가, 특정 파라미터들의 수의 증가는 채널의 상당히 더 큰 전송 용량을 필요로 한다.
본 발명의 실시예에 있어서, 주기 결정 수단은 주기성의 진폭 계수를 결정하도록 배치되고, 주기 도입 수단은 주기성의 진폭 계수를 주기 측정 수단에 의해 결정된 감쇠 인자(attenuation factor)로 설정하도록 배치되는 것을 특징으로 한다.
일반적으로, 신호 샘플들 내의 주기성 진폭은 일정하지 않으나 0 과 최대값사이에서 변할 수 있다. 이러한 변화들은 진폭 계수에 의해 설명될 수 있다. 예를 들어, 진폭 계수는 주기성의 연속하는 두 주기 진폭들간의 비율에 대해 측정될 수 있다. 진폭 계수가 단위값을 초과할 경우, 주기성 진폭은 시간에 대해 증가한다. 그리고, 진폭 계수가 단위값과 같을 경우, 주기성의 진폭은 일정하게 유지되는 반면에, 단위값보다 작은 진폭 계수의 결과로서, 주기성 진폭은 시간에 따라 감소한다.
전송기에서 주기값 뿐만 아니라 주기성의 진폭 계수를 결정하고, 수신기에서 주기 도입 수단을 설정하기 위해 이들 값들을 사용함으로써, 전송 시스템의 전송 품질은 훨씬 더 향상된다.
본 발명의 또 다른 실시예는 전송기가 특정화 수단에 의해 결정되는 특정 파라미터들에 대응하는 특정 파라미터들을 갖는 재구성된 일련의 신호 샘플들을 얻도록 전송된 신호들로부터 비 전송된 신호 샘플들을 결정하는 로컬 보간 수단(local interpolation means)을 포함하고, 이 로컬 보간 수단은 주기값에 대응하는 주기를 갖는 주기성을 도입하는 로컬 주기 도입 수단을 포함하며, 주기 결정 수단은 가능한 가장 좋은 방식으로 재구성된 신호 샘플들이 본래의 일련의 신호 샘플들에 대응하는 주기값을 선택하도록 배치되는 것을 특징으로 한다.
전송기 내에서 실행된 로컬 보간에 응답하여 주기성의 진폭 계수 및/또는 주기 값을 결정함으로써, 주기성의 주기 및/또는 진폭 계수가 최소의 보간 에러로 결정됨을 보장하며, 이로써 최적 품질이 주기값 또는 진폭 계수를 결정함으로써 보장된다.
본 발명의 바람직한 실시예는 특정화 수단이 윈도우로 보다 긴 일련의 신호샘플들을 웨이팅하기 위한 윈도우 수단을 포함함으로써, 특정 파라미터들이 결정되고, 일련의 신호 샘플들이 보다 긴 일련의 신호 샘플들의 최종 신호 샘플들을 포함하는 것을 특징으로 한다.
대개의 경우, 특정 파라미터들의 값은 일련의 신호 샘플들의 시간주기보다 큰 간격의 신호 샘플들로부터 유도된다. 간격의 중간부에서 최대이고 간격의 경계부로 갈수록 0 에 가깝게 감소하는, 소위, 윈도우 함수에 의해 신호 샘플들은 종종 증배된다. 기술분야에 따른 전송 시스템에 있어서, 일련의 신호 샘플들은 간격의 중간부에 위치한다. 결론적으로, 일련의 신호 샘플들의 전송에 있어 부가적인 지연이 있게 되는 데 이 지연은 간격의 약 1/2 과 같다. 간격의 말단부에 동시에 발생하는 일련의 신호 샘플을 가짐으로써, 부가적인 전송 지연은 윈도우 함수를 실행함으로써 실질적으로 0 에 가깝게 감소된다. 청취 테스트들 및 모의실험들로 이러한 측정은 전송 품질에 있어 어떠한 손실도 발생시키지 않음이 증명되었다.
제 1도에 도시된 전송 시스템에서, 신호 샘플들(s(n))은 전송기(2)의 입력에 인가된다. 전송기(2)의 입력은 감쇠 소자(8), 주기 결정 수단(7)의 입력 및 예측 파라미터를 결정하기 위한 선형 예측기(12)에 의해 형성된 본 전송기 내의 특정화수단의 입력에 접속된다. 감쇠 소자(8)의 출력은 채널(4)의 제 1 부채널(4a)에 접속된다.
주기 결정 수단(7)은 예측 필터(10) 및 주기 측정 수단(14)의 병렬 결합을 포함한다. 신호 샘플들 내의 주기성의 진폭 계수 및 주기를 그들의 출력 신호에 대해 수반하는 주기 결정 수단(7)의 출력은 채널(4)의 부채널들(4b, 4c)에 접속된다. 선형 예측기(12)의 출력은 채널(4)의 부채널(4d) 및 예측 필터 (10)의 제어 입력에 접속된다.
부채널(4a)의 출력은 저장 유닛(16)에 접속된다. 그 출력 신호에 대해 가장 최근의 일련의 신호 샘플들을 수반하는 저장 유닛(16)의 제 1 출력은 보간 수단(19)의 제 1 입력 및 멀티플렉서(24)의 제 1 입력에 접속된다. 하나를 제외하고 가장 최근의 일련의 신호 샘플을 출력 신호에 수반하는 저장 유닛(16)의 제 2 출력은 보간 수단(19)의 제 2 입력에 접속된다. 보간 수단(19)의 출력은 멀티플렉서(24)의 제 2 입력에 접속된다. 멀티플렉서(24)의 출력은 수신기의 출력 및 보간 수단(19)의 제 3 입력에 접속된다. 부채널들(4b, 4c)의 출력들은 보간 수단(19)의 제 1 및 제 2 제어 입력들에 접속된다. 부채널(4d)의 출력은 보간 수단(19)의 제 3 제어 입력에 접속된다.
보간 수단(19)의 제 1 입력은 보간기(20)의 제 1 입력에 접속되고, 보간 수단(19)의 제 2 입력은 보간기(20)의 제 2 입력에 접속된다. 보간 수단(19)의 제 3 입력은 예측 필터(22)의 입력에 접속된다.
보간 수단의 제 1 제어 입력은 주기 도입 수단(18)의 제 1 제어 입력에 접속되고, 보간 수단(19)의 제 2 제어 입력은 주기 도입 수단(18)의 제 2 제어 입력에 접속된다. 보간 수단의 제 3 제어 입력은 역 예측 필터의 제어 입력 및 보간기(20)의 제어 입력에 접속된다. 역 예측 필터(22)의 출력은 주기 도입 수단(18)의 입력에 접속되고, 주기 도입 수단(18)의 출력은 보간기(20)의 제 3 입력에 접속된다.
제 1도에 도시된 전송 시스템에 있어서, 신호 샘플 (s(n))은 연속하는 일련의 p+n 부호를 포함한다. 이러한 p+m 신호 샘플로부터, 감쇠 소자(8)는 m 신호 샘플을 제거하여 일련의 P+m 신호 샘플당 p 샘플만이 부채널(4a)을 통해 전송된다.
m 신호 샘플의 제거는 부채널(4a)의 필요한 전송 용량의 감소에 영향을 미친다. 수신기(6)의 비-전송 신호 샘플들을 재구성하는데 있어서, 전송기(2) 내의 선형 예측기는 예측 파라미터들을 생성한다. 이 예측 파라미터는 신호 샘플이 복수의 선행 신호 샘플들에 얼마만큼 의존하는지를 나타낸다.
신호 샘플(s(n))의 추정에 대한 식은 다음과 같다.
식 (1)에서 N 은 얼마나 많은 샘플들이 이전 예측시에 포함되었는지를 나타내는 예측 차수이다.
그것의 차 e(n)=s(n)-s'(n) 로 다음과 같다.
다수의 신호 샘플에 대한 평균 제곱 에러(E)에 있어서 다음과 같은 식이 성립한다.
예측기(12)는 E 가 최소값을 갖는 것에 대한 a(i)의 값을 계산 한다. 예측계수들을 결정하는 방식은 1975년 4월호 제 63권 1호 IEEE 회보에 M.Makhoul의 "선형 예측 : 논문 일람(linear-prediction : A Tutorial View)" 이라는 잡지 기사에 자세하게 기재되어 있다. 예측 파라미터들은 1 내지 N 까지 포함되고 부채널(4d)을 통해 수신기에 전송된다. 선형 예측기(12)에 의해 계산되는 값으로 세트되는 예측 파라미터들을 갖는 예측 필터(10)는 식(2)에 따라서 신호 샘플들(s(n))로부터 예측에러(e(n))를 유도한다. 주기 측정 수단(14)은 일련의 신호 샘플의 시간 주기를 초과한 주기를 갖는 주기성의 진폭 계수 및 주기를 에러 신호(e(n))로부터 유도해 낸다. 신호(e(n))내 주기성의 파라미터들이 수신기에서 일련의 신호 샘플들로 주기성을 재도입하는데 필요하므로, 측정 수단(14)은 입력 신호로서 s(n) 대신에 신호 e(n) 을 사용한다. 파라미터(b)는 주기성의 진폭 계수를 나타내고, 파라미터(1)은 신호 샘플들의 수로 표현된 주기성의 주기를 나타낸다.
진폭 계수(b) 및 주기값(1)은 부채널들(4b, 4c)을 통해 수신기로 전송된다. 예측 파라미터들을 전송하는데 필요한 전송 용량은 m 누락 신호 샘플들을 전송하는 데 필요한 전송 용량보다 훨씬 더 작을 수 있음이 주목된다. 예를 들자면, 부채널들(4a- 4d)은 단일 전송 채널(4)을 통해 전송된 다중 프레임으로 타임 슬롯에 의해 형성될 수 있다. 예컨대, 주기성 다중화와 같은 다른 형태의 다중화가 4개의 부채널(4a-4d)들의 정보를 전송하는 것을 생각해 볼 수 있다.
저장 유닛(16)은 부채널(4a)로부터 수신된 일련의 신호 샘플들을 저장한다. 가장 최근의 일련의 신호 샘플(p) 외에, 상기 가장 최근의 일련의 신호 샘플들을 제외한 가장 최근의 일련의 신호 샘플들(p')도 저장 유닛(16)에 존재한다. 두개의일련의 신호 샘플들(p, p')은 보간기(20)에 인가된다. m 삽입된 신호 샘플들은 완전한 일련의 신호 샘플들(s'(n))을 형성하기 위해서 멀티플렉서에 의해 p 수신된 신호 샘플과 결합된다. 예측 필터(22)는 수신된 예측 파라미터에 응답하여 일련의 신호 샘플 (s'(n))로 부터 예측 에러 (e'(n))를 계산한다. 주기 도입 수단(18)은 b와 1 의 수신된 값들에 응답하여, 1 샘플링 주기들에 의해 지연되고 요소(b)에 의해 배가되는 예측 에러(e'(n))를 결정한다. 주기 도입 수단(18)의 출력 신호는 보간되는 일련의 신호 샘플들 내의 주기성의 재도입을 위해 공급된다. 보간기(20), 멀티플렉서(24), 예측 필터(22) 및 주기 도입 수단(18)의 조합은 공진 주기 및 파라미터들(1, b)에 의해 결정되는 공진 주기 및 감쇠 계수를 갖는 공진 회로를 고려해 볼 수 있으며, 이 공진회로는 일련의 p 신호 샘플에서 발생하는 주기성에 의해 활성화된다. 결과적으로, 주기성은 또한 본래 이 주기성을 갖는 일련의 m 신호 샘플들로 도입된다.
m 신호 샘플들이 보간기에 의해 재구성될 때, 예측 에러(D)는 신호(d(n))에 응답하여 최소화됨이 추축되는데, 여기서 d(n) 은 e'(n)-b · e'(n-1)=e'(n)-q(n)과 같다. 이러한 이유는 e'(n)이 반복될 경우에 해당되며, 출력 신호(b(n))는 b 와 1이 옳은 값을 가질 때 0 과 같아질 것이다. D를 최소화함으로써, 신호 e(n)에서 그리고 나서 신호 s'(n)에서 주기성이 정확한 진폭 계수 및 주기로 이용가능하다. 예측의 차수(N)가 보간법으로 포함된 신호 샘플들의 수와 같다고 추측될 경우 그차수는 2p+m-1 과 같고, 예측 에러(D)는 다음과 같게 된다.
그리고 나서, 예측 에러는 누락 및 계속해서 이용가능한 신호 샘플들에 있어서 최소화됨을 가정해본다. 게다가 1 이 p+m 을 초과함도 가정된다. 이제 누락 신호 샘플들의 값은 0 과 같은 누락 신호 샘플들에 관하여 D 의 유도를 세팅함으로써 알수 있다. 또한, 다음식이 성립한다.
s(k)는 단자 n=k 에서 n=k+p 포함으로 E 에 영향을 미치므로, (5)는 다음과 같이 변환된다.
(2)식을 (6)식에 대입하면 다음식이 된다.
식(7)은 P 내지 p+m+1 포함인 k 의 m 다른 수에 대한 m 비교기를 정의한다.이런 m 비교치는 다음과 같은 행렬로 표현될 수 있다.
여기에서 A 는 m 과 p+m 행렬이고, e 는 m 요소들을 갖는 열벡터이다. 식(2)를 이용하여 다음과 같은 e 벡터를 얻을 수 있다.
식(9)에서 B 는 p+m 과 2p+m 행렬이고, s 는 2p+m 요소를 갖는 열벡터이다. 식(9)를 식(8)에 대입하면 다음 식이 성립한다.
행렬곱 AB 의 합성 결과 다음과 같음을 알 수 있다.
여기에서 ri는 다음과 같다.
상기 뎃셈의 최고 한계값이 0 보다 작을 때, ri는 0과 같은 값을 갖는다.
행렬(R)은 3개의 부 행렬들(Rl, Rm, Ry)로 분리되는데, 여기에서 Rl은 R 의 최좌측 및 P 에 의해 형성되고 Rr은 R 의 최우측 열 P 에 의해 형성되며 Rm은 R의 나머지 m 열에 의해 형성된다.
벡터 s가 각각 p, m 및 p 계수를 갖는 3개의 부 벡터로 분리될 때 식(10)은 다음과 같아진다.
s 의 0 이 아닌 3개 부 벡터 요소들은 부 벡터들(sl, sm, sr)로 정의될 수 있다. 이 부 벡터에 있어서 다음식이 성립한다.
식(13), (14)를 이용함으로써 다음과 같은 식으로 변환된다.
행렬(Rm)은 m x m 의 제곱 행렬이다. 또한, Rm은 대칭적이고 명확한 양의 값이며 Toeplitz 이다. 식(15)의 우변은 공지된 성분 벡터를 나타낸다. Rm의 상기 성질에 기인하여, 식(15)는 여러가지 공지된 방식으로 계산될 수 있다. 예를 들면, 이들 방법중 하나로서 1985년 ISBN 0-201-10155-6호 페이지 352 ∼ 358 에 Addison-Wesley Publishing Company Inc. 사의 R.E. Blahut에 의한 "디지탈 신호 처리의 고속 연산(Fast Algorithms for Digital signal Processing)" 이라는 명칭으로 기재된 레빈슨 연산 방식(Levinson algorithm)을 들 수 있다.
p 와 m 값들에 따라 행렬들(Rl, Rm및 Ry)의 구조는 변화될 수 있다. 행렬(Rm)은 m≤p+1 의 값에 대해 다음과 같은 구조를 갖는다.
m>p 일때 행렬(Rm)의 구조는 다음과 같아진다.
행렬(Rl및 Rr)의 구조도 역시 m 및 p 값에 의존한다. m<p에 있어서 행렬(Rl및 Rr)에 대한 다음식이 성립한다.
m=p 일때 행렬(Rl및 Rr)는 다음과 같다.
m>p 일때 Rl및 Rr은 다음과 같이 변환된다.
식(14)의 풀이에 필요한 벡터 q 값은 주기 도입 수단 (18)의 출력에 이용될 수 있다. 식(14)에 필요한 값 a(i) 는 전송기에 설정된 예측 파라미터에 대하여 채널(4)에 의해 공급된 값에서 얻을 수 있다. 벡터들(sl)의 요소는 수신된 하나를 제외한 가장 최근의 일련의 신호 샘플들로 형성되고, 벡터들(sr)의 요소는 가장 최근에 수신된 일련의 신호 샘플들에 의해 형성된다.
제 2도에 도시된 전송기에 있어서, 전송되는 신호 샘플들(s(n))은 감쇠 유닛(8), 주기 결정 수단(30)의 제 1 의 입력 및 선형 예측기(12)에 인가된다. 감쇠 소자(8)의 출력은 채널 (4)의 제 1 부 채널(4a) 및 내부 저장 유닛(9)에 접속된다. 출력 신호에 대한 가장 최근의 일련의 신호 샘플들을 운반하는 내부 저장 출력(9)의 제 1 출력은 로컬 보간 수단(31)의 제 1 입력 및 멀티플렉서(23)의 제 1 입력에 접속된다. 출력 신호에 있어 하나를 제외한 가장 최근의 일련의 신호 샘플을 운반하는 내부 저장 유닛(9)의 제 2 출력은 로컬 보간 수단(31)의 제 2 입력에 접속된다. 로컬 보간 수단(31)의 출력은 멀티플렉서(23)의 제 2 입력에 접속된다.
멀티플렉서(23)의 출력은 로컬 보간 수단(31)의 제 3 입력 및 주기 결정 수단(30)의 제 2 입력에 접속된다. 선형 예측기(12)의 출력은 채널(4)의 부 채널(4d) 및 로컬 보간 수단 (31)의 제 1 제어 입력에 접속된다. 주기 결정 수단(30)의 제 1 및 제 2 출력은 부 채널(4b, 4c) 각각에 그리고 로컬 보간 수단(31)의 제 2 및 제 3 제어 입력에 접속된다.
로컬 보간 수단(31)의 제 1 입력은 내부 보간기(21)의 제 1 입력에 접속되고, 로컬 보간 수단(31)의 제 2 입력은 내부 보간기(20)의 제 2 입력에 접속된다. 로컬 보간 수단(31)의 제 3 입력은 역 예측 필터(10)의 입력에 접속되고, 역 예측필터(10)의 출력은 내부 주기 도입 수단(17)의 입력에 접속된다. 내부 주기 도입 수단(17)의 출력은 내부 보간기(21)의 제 3 입력에 접속된다. 로컬 보간 수단(31)의 제 1 제어 입력은 역 예측 필터(10)의 제어 입력 및 내부 보간기(21)의 제어 입력에 접속된다. 로컬 보간 수단(31)의 제 2 및 제 3 제어 입력은 내부 주기 도입 수단(17)의 제 1 및 제 2 제어 입력에 접속된다. 주기 결정 수단(30)의 제 1 입력은 감산 회로의 제 1 입력에 접속되고, 주기 결정 수단(30)의 제 2 입력은 감산 회로(13)의 제 2 입력에 접속된다. 감산 회로(13)의 출력은 제곱 회로 (15)의 입력에 접속되며, 제곱 회로(15)의 출력은 주기 최적 수단(11, period optimizing means)의 입력에 접속된다.
제 2도에 도시된 전송기에 있어서, 제 1도에 도시된 수신기내의 보간과 유사한 보간을 전송기내에서 실행함으로써 주기값과 진폭 계수가 계산된다. 이런 목적달성을 위해서 제 1도의 수신기(6)와 마찬가지로 전송기(2)는 내부 저장 유닛 (9), 멀티플렉서(23), 역 예측 필터(10), 내부 주기 도입 수단 (17) 및 내부 보간기(21)를 구비한다. 이런(내부) 보간은, 신호 샘플(s(n)) 및 삽입된 신호 샘플들(s'(n))간의 차에 대한 평균 제곱이 최소값인 채널상에서 전송되는 진폭 계수 및 주기값의 최종값과 b 및 1 의 차이값을 위해 실행된다. 감산 회로(13)는 차 s(n)-s'(n)를 계산하고, 제곱 회로(15)는 이 에러의 제곱값을 계산한다. 주기 최적 수단(11)은 b와 1 의 각 세트 제곱에 대한 제곱차의 합계를 계산한다.
실제로, 1 과 같은 단계에서 1=20 내지 140 및 0.1 의 단계에서 b=0.5 내지 1.5 의 모든 결합에 대한 보간을 실행하는 데 충분함이 증명된다. 사용된 1 의 값은 8KHz 샘플비에 대해 50 내지 400Hz 주기성의 주기성 수를 결정하는 것을 가능케 한다.
주기 최적 수단(11)은 제곱차의 최소 합계가 발생하는 b 와 1 의 값을 항상 유지한다. b 와 1 의 모든 값들에 대한 보간이 수행될 경우, b 와 1 의 최적값이 수신기(6)에 전송된다. 누락 신호 샘플은 제 2도에 도시된 수신기(6)에서 결정되는 바와 같은 방식으로 내부 보간기(21)에서 결정된다.
제 3도는 주어진 순간에 채널(4)을 통해 전송되는 일련의 신호 샘플들(p)에 대한 특정화 수단(12)에 사용되는 윈도우 함수간의 관계를 나타낸다. 여기에 사용되는 윈도우 함수 w(n) 는 다음과 같은 관계식으로 정의되는 해밍 윈도우(Hamming Window)로 불려진다.
여기에서 L 은 윈도우 주기의 신호 샘플들의 수에서의 길이이다. 제 3도는윈도우 함수가 1 내지 160 으로 열거되는 신호 샘플들을 결정하고 151 내지 160 의 신호샘플이 전송기(2)의 현재 전송된 일련의 신호 샘플을 형성함을 나타내고 있다. 141 내지 150 에 해당하는 신호 샘플은 전송되지 않지만, 이전에 이미 수신된 131 내지 140 에 해당하는 신호 샘플들 및 특정 파라미터들의 도움으로 수신기(6)내 보간으로 결정된다. 전송기에 의해 전송되는 신호 샘플들은 윈도우 함수에 종속되지 않음이 주목된다. 제 3도에서는 151 내지 160 의 수에 해당하는 신호 샘플이 전송되는 순간을 뚜렷이 나타내고 있으며, 현재 전송되는 신호 샘플이 윈도우 함수의 중심에 위치하는 최신식 전송 시스템에서와 같이 요구되는 신호 샘플(이것은 더 높은 일련의수를 가짐)에 대해서는 계산할 필요가 없다. 더 높은 일련의수를 갖는 어떠한 신호 샘플도 신호 샘플(151 내지 160)이 전송되기 전에 필요하지 않기 때문에, 전송기내 신호 샘플에 의해 한계 지연이 실행될 수 있다.
제 4도에서는 제 3도에 도시된 일련의 신호 샘플 다음에 직접 전송되는 일련의 신호 샘플(p)에 대한 특정화 수단(12)에 사용되는 윈도우 함수간의 관계를 나타내고 있다. 이제 윈도우 함수는 21 내지 180 의 신호 샘플로 계산되고, 전송된 신호 샘플은 171 내지 180 수의 신호 샘플이 된다. 161 내지 170 수의 신호 샘플들은 전송되는 것이 아니라 151 내지 160 수의 신호 샘플들 및 171 내지 180 수의 신호샘플들로부터 수신기(6)내 에서 보간으로 계산된다.
제 5도는 시간에 대해 표시된 전송 음성 신호를 도시한다. 이 음성 신호는 100ms 의 시간 지연을 갖는다. 이것은 8KHz 샘플비로써 제 5도에 도시된 음성 신호가 800 신호 샘플을 구성하고 있음을 의미한다.
제 6도는 m (누락 신호 샘플 수)의 값이 10 과 같고 p (전송된 신호 샘플 수)의 값 또한 10 과 같은 최신식 전송 시스템에서 발생하는 보간 에러를 나타내고 있다. 해밍 윈도우가 사용될 경우 특정 파라미터는 160 신호 샘플로 결정된다. 제 6도는 주기적인 (여진 : exitation) 펄스가 발생하는 위치에서 보간 에러가 일어날 수 있음을 보여준다. 전송 시스템의 품질에 대한 양적 측정을 얻기 위해서, 신호 대 잡음비는 다음과 같이 정의될 수 있다.
최신식 전송 시스템의 신호 대 잡음비의 값은 9.9dB 이다.
제 7도에서는 제 1도에 도시된 전송 시스템에서 발생하는 보간 에러를 나타내고 있으며, 여기에서 m 값(누락 신호 샘플수)이 10 과 같고 p (전송된 신호 샘플 수)도 10 과 같다. 해밍 윈도우가 사용될 경우 특정 파라미터는 160 신호 샘플로 결정된다. 여기에서 신호 샘플(p)은 윈도우 함수의 중심에 위치한다. 제 7도는 보간 에러가 감소함을 뚜렷이 나타내고 있다. 신호 대 잡음비의 값은 바로 12.5dB 이다.
제 8도에서는 제 1도에 도시된 전송 시스템에서 발견된 보간 에러를 나타내고 있으며 여기에서 제 2도에 도시된 전송 시스템이 사용된다. m 값 (누락 신호 샘플수)은 10과 같고 p (전송된 신호 샘플수)도 역시 10 과 같다. 마찬가지로, 해밍윈도우가 사용될 경우 특정 파라미터는 160 신호 샘플로 결정된다. 여기에서 신호샘플(P)은 윈도우 함수의 끝부분에 위치한다. 제 8도는 보간 에러가 크게 감소됨을 뚜렷이 나타내고 있다. 따라서, 신호 대 잡음비는 20.7dB 이다. 신호 샘플 (p)이 윈도우 함수의 중심에 위치할 때 신호 대 잡음비가 21.3dB 로 나타난다. 이것은 윈도우 함수의 끝부분에서 신호 샘플을 위치시킴으로써 신호 대 잡음비의 감소가 정확하게 0.6dB 까지 계속됨을 말하며, 결국 신호 샘플의 지연은 현저하게 감소하게 된다.
제 1도는 본 발명에 따른 전송 시스템을 도시한 도면.
제 2도는 제 1도의 전송 시스템에 사용되는 전송기에 대한 양호한 실시예를 나타내는 도면.
제 3도는 예측 파라미터 및 임의의 일련의 신호 샘플들을 결정하는데 사용되는 윈도우 함수의 상대적인 위치를 도시한 도면.
제 4도는 제 3도의 일련의 신호 샘플들을 따르는 일련의 신호 샘플들 및 윈도우 함수의 상대적인 위치를 도시한 도면.
제 5도는 제 1도의 전송 시스템을 통해 전달되는 음성 신호의 예를 나타내는 도면.
제 6도는 최신식 전송 시스템에 있어서 시간에 따라 작성된 수신기 내의 예측 에러 e(n)를 나타내는 도면.
제 7도는 제 1도의 전송 시스템에 있어서 시간에 따라 작성된 수신기 내의
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
2 : 전송기 6 : 수신기
7 : 주기 결정 수단 12 : 예측기
16 : 저장 유닛 18 : 주기 도입 수단
19 : 보간 수단 23, 24 : 멀티플렉서

Claims (12)

  1. 신호 샘플들을 순차적으로 전송하기 위한 전송 시스템으로서, 신호 샘플들의 특정 파라미터들을 결정하기 위한 특정화 수단(characterization means)과, 상기 특정 파라미터들 및 상기 신호 샘플들의 적어도 일부를 채널을 통하여 수신기에 전송하기 위한 수단을 갖는 전송기를 포함하고, 상기 수신기는 상기 수신된 특정 파라미터들에 대응하는 특정 파라미터들을 갖는 연속하는 일련의 신호샘플들을 얻도록 누락 신호(missing signal) 샘플의 값을 결정하기 위한 보간 수단을 포함하는, 신호 샘플들을 순차적으로 전송하기 위한 전송 시스템에 있어서,
    상기 전송기는 신호 샘플들 내의 주기성(periodicity)의 주기값을 결정하기 위한 주기 결정 수단으로서, 상기 주기값은 각 일련의 신호 샘플들의 지속 시간을 초과하는, 상기 주기 결정 수단, 및 상기 주기 값을 상기 채널을 통해 수신기에 전송하기 위한, 수단을 포함하고, 상기 보간 수단은 상기 보간 수단에 의해 결정된 신호 샘플들의 수신된 주기값에 대응하는 주기를 갖는 주기성을 도입하기 위한 주기 도입 수단(Period introducing means)을 포함하는 것을 특징으로 하는, 전송 시스템.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 주기 결정 수단은 상기 주기성의 진폭 계수를 결정하도록 배치되고, 상기 주기 도입 수단은 상기 주기성의 진폭 계수를 상기 주기 결정 수단에 의해 결정된 감쇠 인자로 설정하기 위해 배치되는 것을 특징으로 하는, 전송 시스템.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 전송기는 상기 특정화 수단에 의해 결정된 특정 파라미터들에 대응하는 특정 파라미터들을 갖는 재구성된 일련의 신호 샘플들을 얻기 위해 전송된 신호 샘플들로부터 전송되지 않은 신호 샘플들을 결정하기 위한 로컬 보간 수단을 포함하고, 상기 로컬 보간 수단은 상기 주기값에 대응하는 주기를 갖는 주기성을 도입하기 위한 로컬 주기 도입 수단을 포함하고, 주기 결정 수단은 상기 재구성된 일련의 신호 샘플들이 가능한 최선의 방법으로 원래의 일련의 신호 샘플들에 대응하는 주기값을 선택하도록 배치되는 것을 특징으로 하는, 전송 시스템.
  4. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 특정화 수단은 윈도우로 보다 긴 일련의 신호 샘플들을 웨이팅(weighting)하기 위한 윈도우 수단을 포함함으로써, 상기 특정 파라미터들이 결정되고, 상기 일련의 신호 샘플들은 상기 보다 긴 일련의 신호 샘플들의 최종 신호 샘플들을 포함하는 것을 특징으로 하는, 전송 시스템.
  5. 신호 샘플들의 특정 파라미터들을 결정하기 위한 특정화 수단, 및 상기 특정 파라미터들과 상기 신호 샘플들의 적어도 일부를 전송하기 위한 수단을 포함하는, 신호 샘플들을 일련의 신호 샘플들로 전송하기 위한 전송기에 있어서,
    상기 전송기는 신호 샘플들 내의 주기성의 주기값을 결정하기 위한 주기 결정 수단으로서, 상기 주기값은 각 일련의 신호 샘플들의 지속 시간보다 큰, 상기 주기 결정 수단, 및 상기 주기값을 상기 채널을 통해 상기 수신기에 전송하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는, 전송기.
  6. 신호 샘플들의 특정 파라미터들을 수신하기 위한 수단, 및 상기 수신된 특정 파라미터들에 대응하는 특정 파라미터들을 갖는 일련의 신호 샘플들을 얻기 위해 누락 신호 샘플들의 값을 결정하기 위한 보간 수단을 포함하는, 일련의 신호 샘플들로 전송된 신호 샘플들을 수신하기 위한 수신기에 있어서,
    상기 수신기는 신호 샘플들 내의 주기성의 주기값을 수신하기 위한 수단을 포함하고, 상기 주기값은 각 일련의 신호 샘플들의 지속 시간을 초과하고, 상기 보간 수단은 상기 보간 수단에 의해 결정된 상기 신호 샘플들 내의 수신된 주기값에 대응하는 주기를 갖는 주기성을 도입하는 주기 도입 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는, 수신기.
  7. 신호 샘플들의 특정 파라미터들을 결정하기 위한 특정화 수단, 및 상기 특정 파라미터들과 신호 샘플들의 적어도 일부를 코딩하기 위한 수단을 포함하는, 일련의 신호 샘플들로 신호 샘플을 코딩하는 코더(coder)에 있어서,
    상기 코더는 상기 신호 샘플들 내의 주기성의 주기값을 결정하기 위한 주기 결정 수단으로서, 상기 주기값은 각 일련의 신호 샘플들의 지속 시간을 초과하는,상기 주기 결정 수단, 및 상기 주기값을 코딩하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는, 코더.
  8. 신호 샘플들의 특정 파라미터들을 디코딩하고 코드화된 신호 샘플들을 디코딩하기 위한 수단, 및 수신된 특정 파라미터들에 대응하는 특정 파라미터들을 갖는 일련의 신호 샘플들을 얻기 위해 누락 신호 샘플들의 값을 결정하기 위한 보간 수단을 포함하는, 코드화된 신호 샘플들을 순차적으로 디코딩하는 디코더(decoder)에 있어서,
    상기 디코더는 상기 신호 샘플들 내의 주기성의 주기값을 디코딩하기 위한 수단을 포함하고, 상기 주기값은 각 일련의 신호 샘플들의 지속시간을 초과하고, 상기 보간 수단은 상기 보간 수단에 의해 결정된 신호 샘플들 내의 상기 수신된 주기값에 대응하는 주기를 갖는 주기성을 도입하기 위한 주기 도입 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는, 디코더.
  9. 완전한 일련의 신호 샘플들의 특정 파라미터들에 대응하는 특정 파라미터들을 갖는 일련의 신호 샘플들을 얻기 위해 누락 신호 샘플들의 값을 결정하도록 배치되는, 신호 샘플 시퀀스로부터 누락된 신호 샘플들을 재구성하는 보간 수단에 있어서,
    상기 보간 수단은 상기 보간 수단에 의해 결정된 상기 신호 샘플들 내의 주기값에 대응하는 주기를 갖는 주기성을 도입하기 위한 주기 도입 수단을 포함하고,상기 주기값은 각 일련의 신호 샘플들의 지속 시간을 초과하는 것을 특징으로 하는, 보간 수단
  10. 신호 샘플들의 특정 파리미터들을 결정하는 단계를 포함하는, 전송되는 일련의 신호 샘플들에 용장성(redundancy)을 부가하는 방법에 있어서,
    상기 방법은 신호 샘플내의 주기성의 주기를 결정하는 단계로서, 상기 주기는 일련의 신호 샘플들의 지속시간을 초과하는, 상기 주기 결정 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는, 신호 샘플들에 용장성을 부가하는 방법.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 방법은 상기 특정 파라미터들을 결정하기 위해서 상기 일련의 신호 샘플들을 겹치는 보다 긴 일련의 신호 샘플들을 커버하는 윈도우로 웨이팅하는 단계를 포함하고, 상기 일련의 신호 샘플들은 상기 보다 긴 일련의 신호 샘플들의 가장 최근의 신호 샘플들을 포함하는 것을 특징으로 하는, 신호 샘플들에 용장성을 부가하는 방법.
  12. 일련의 신호 샘플들 내에서 누락된 신호 샘플들을 재구성하는 방법으로서, 재구성된 일련의 신호 샘플들이 미리 정의된 특정 파라미터로 기술될 수 있도록 이용가능한 신호 샘플들로부터 누락 신호 샘플들을 결정하는 단계를 포함하는, 일련의 신호 샘플들 내에서 누락된 신호 샘플들을 재구성하는 방법에 있어서,
    상기 방법은 상기 재구성된 신호 샘플들 내의 일련의 신호 샘플들의 지속 시간을 초과하는 주기값을 갖는 주기성을 도입하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는, 신호 샘플 재구성 방법.
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Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6614849B1 (en) * 1999-10-25 2003-09-02 Free Systems Pte. Ltd. Wireless infrared digital audio receiving system
US6510182B1 (en) 1999-10-25 2003-01-21 Freesystems Pte. Ltd. Wireless infrared digital audio system
DE10026904A1 (de) 2000-04-28 2002-01-03 Deutsche Telekom Ag Verfahren zur Berechnung des die Lautstärke mitbestimmenden Verstärkungsfaktors für ein codiert übertragenes Sprachsignal
US7308406B2 (en) * 2001-08-17 2007-12-11 Broadcom Corporation Method and system for a waveform attenuation technique for predictive speech coding based on extrapolation of speech waveform
SE0203855L (sv) 2002-12-20 2004-06-21 Gambro Lundia Ab Permselektivt membran
US7930176B2 (en) * 2005-05-20 2011-04-19 Broadcom Corporation Packet loss concealment for block-independent speech codecs
CN111141950B (zh) * 2019-12-03 2022-06-14 深圳供电局有限公司 一种计量自动化系统电表分时表码异常判断与修复方法

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2059726B (en) * 1979-10-03 1984-06-27 Nippon Telegraph & Telephone Sound synthesizer
NL8304214A (nl) * 1983-12-07 1985-07-01 Philips Nv Werkwijze voor het korrigeren van foute waarden van monsters van een equidistant bemonsterd signaal en inrichting voor het uitvoeren van de werkwijze.
US4680797A (en) * 1984-06-26 1987-07-14 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force Secure digital speech communication
JPS62207036A (ja) * 1986-03-07 1987-09-11 Nec Corp 音声符号化方式とその装置
NL8600931A (nl) * 1986-04-14 1987-11-02 Philips Nv Werkwijze en inrichting voor het restaureren van ongeldige monsters van een equidistant bemonsterd signaal.
CA1332982C (en) * 1987-04-02 1994-11-08 Robert J. Mcauley Coding of acoustic waveforms
JP2940005B2 (ja) * 1989-07-20 1999-08-25 日本電気株式会社 音声符号化装置
US4975956A (en) * 1989-07-26 1990-12-04 Itt Corporation Low-bit-rate speech coder using LPC data reduction processing

Also Published As

Publication number Publication date
BE1007428A3 (nl) 1995-06-13
US5561609A (en) 1996-10-01
FI943578A0 (fi) 1994-08-01
JP3888698B2 (ja) 2007-03-07
CA2129169A1 (en) 1995-02-03
CN1078990C (zh) 2002-02-06
RU2130233C1 (ru) 1999-05-10
CN1110031A (zh) 1995-10-11
KR950007322A (ko) 1995-03-21
DE69421143D1 (de) 1999-11-18
FI943578A (fi) 1995-02-03
TW277186B (ko) 1996-06-01
EP0642129A1 (en) 1995-03-08
DE69421143T2 (de) 2000-05-25
RU94028281A (ru) 1996-06-10
JPH07193549A (ja) 1995-07-28
EP0642129B1 (en) 1999-10-13

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