KR100296064B1 - 불연속 코드 분할 다중 접속(cdma)수신 - Google Patents

Abstract

셀룰러 무선 전화 시스템은 수신기의 처리 자원을 보전하기 위해 음성 신호들의 불연속 송신 및 수신을 사용한다. 디지탈화된 음성 데이타(32)에 프레임 구조(34)를 부가시켜 디지탈화된 음성 데이타를 고정된 송신 시간 단위(units)로 분할한다. 프레임의 전 기간 동안 활성 상태의 음성이 존재하지 않으면, 그 데이타의 프레임 송신은 금지된다(44). 수신기에서는, 수신된 비트들의 디코딩을 행하여 규정된 코드워드 셋트와의 상관을 결정한다. 만일 프레임의 첫번째 몇개의 수신 비트들 이후에 활성 상태의 음성 데이타의 부재로 인해 상관이 발견되지 않으면, 그 프레임의 나머지 기간 동안 디코딩은 불연속된다. 이러한 방식에 의해, 수신기의 자원은 수신된 다른 신호들의 디코딩과 같은 다른 작업을 하기 위해 자유로울 수 있다(free up). 서로 다른 소스들로부터 나온 데이타의 프레임들은 규정된 시간 정렬로 송신되어 수신기는 데이타 송신의 부재시에도 동기 상태를 유지할 수 있다. 서로 다른 소스들에 관련된 프레임들은 수신기에서의 처리 부하들을 분산시키도록 서로에 대해 스태거된다.

Description

[발명의 명칭]

불연속 코드 분할 다중 접속(CDMA) 수신

[발명의 배경]

본 발명은 셀룰러 무선 통신 시스템에 관한 것으로, 특히 한 셀 내에서의 상이한 통신(different communications)들을 서로 구별하기 위해 코드 분할 다중 접속(CDMA)을 채용한 시스템에 관한 것이다.

셀룰러 무선 통신 시스템에서는, 지리적인 영역을 셀로 분할하고, 인접한 셀들에는 일반적으로 간섭을 피하기 위해 통신 파라미터의 서로 다른 성분(different components)들이 할당되어 있다. 초기의 셀룰러 시스템에서, 이러한 통신 파라미터는 통신들이 전송되는 반송파 주파수(carrier frequency)이었다. 따라서, 인접한 셀들은 간섭을 피하기 위해 상이한 셋트의 상호 배타적인(mutually exclusive) 통신 주파수를 사용했다. 정해진 셀로부터 둘 혹은 그 이상의 셀의 거리에 있는 셀들은 그 정해진 셀의 주파수와 동일한 주파수를 재사용할 수 있었다. 동일 주파수를 재사용하는 셀들이 더 멀리 떨어져 위치할수록 그들 간의 간섭 레벨은 낮아졌다.

허용할 수 있는 간섭 레벨을 갖는 셀 패턴을 구성하는데 필요한 상이한 주파수의 총 개수에 의해 개개의 셀 내에서 사용할 수 있는 주파수의 개수가 감소된다. 예를 들어, 하나의 통상적인 셀 구성에서는 간섭을 피하기 위해 21-셀 패턴을 사용한다. 이러한 형태의 구성에서는, 셀들은 21개의 인접한 셀들의 클러스터들(ciusters)로 분류된다. 한 클러스터 내의 각 셀은 그 클러스터 내의 다른 20개 셀과는 다른 주파수 셋트를 사용해야 한다. 만일 이러한 통신 시스템에서 420개의 주파수들을 사용할 수 있으면, 각 셀에서 사용될 수 있는 주파수의 개수는 420/21=20이다.

현재의 기술에 의하면, 디지탈화된 음성 전송(digitized voice transmission)이 아날로그 파형의 전송보다 선호되는 데, 이는 디지탈화된 음성 전송이 간섭에 대해 보다 많은 내성(tolerant)을 갖게 되어 보다 밀접한 주파수 재사용 패턴(tighter frequency re-use pattern)을 허용함으로써 결과적으로 용량이 증가되기 때문이다. 더욱이, 디지탈 형태로 정보를 전송하는 경우, 각각의 전송 주파수는 타임 슬롯(time slots)으로 분할될 수 있으며, 이 각각의 타임 슬롯은 서로 다른 통신(different communications)을 전송한다. 따라서, 만일 각각의 주파수가 3개 또는 4개 반복하는 타임 슬롯으로 분할되면, 임의로 주어진 시기에 전송될 수 있는 통신의 수는 효율적으로 3배 또는 4배가 된다. 시스템 용량을 증가시키기 위한 이러한 방식은 시분할 다중 접속(TDMA)으로 공지되어 있다.

또한, 디지탈 전송을 이용하면, 에러 정정 코딩(error correction coding)을 사용하여 간섭 허용 한계(intereference tolerance)를 증가시킬 수 있다. 만일 에러 정정을 위해 계통적 코드(systematic code)를 사용하면, 디지탈화된 음성(digitized speech)을 나타내는 데이타 비트들에 부가하여 다수의 패리티 비트들이 전송된다. 그러나, 디지탈화된 음성의 모든 비트들이 코드워드(codeword)로 변환되는 비-계통적 코드(non-systematic code)를 사용하는 것이 보다 바람직하다. 예를 들어, 만일 128,7 블록 엔코딩(block encoding) 기술을 채용하면, 7개의 데이타 비트들의 각 그룹은 128-비트 코드워드로 변환되어 그대로 전송된다. 수신기에서, 수신된 각각의 128-비트 코드워드가 본래의 7-비트 데이타들로 각각 즉, 음성 정보로 재변환된다. 비록 간섭으로 인해 수신된 128-비트 코드워드의 일부 비트들에 에러가 있더라도, 본래의 데이타는 쉽게 복원될 수 있다.

그러나, 불행히도, 에러 정정 코딩을 사용함으로써 각 정보마다 전송되는 비트수가 증가된다. 결과적으로, 전송 대역폭이 넓어져 중첩(overlap)없이 이용할 수 있는 주파수의 채널수가 감소된다. 따라서, 주파수 재사용을 보다 많이 허용하는 간섭 허용 한계의 증가와, 이용할 수 있는 주파수의 채널수의 감소가 절충된다(trade off).

이 방법의 하나의 최상의 수단에서는, 사용된 코딩의 양이 희망 신호(desired signal)와 동일하거나 그 이상인 간섭 레벨이 허용되어 신호 중첩이 허용될 수 있을 정도로 효과적이다. 이러한 방법에 따라 동작하는 시스템은 코드 분할 다중 접속(CDMA)으로 알려져 있다. 일예의 CDMA 통신 시스템이 1992년 9월 29일 허여된 미국 특허 제5,151,919호와 그것의 일부 연속 출원인 1991년 8월 2일 출원된 미국 특허 출원 번호 제07/739,446호에서 개시되었다. 이들 출원에서 개시된 시스템에서는, 감산 복조 처리(subtractive demodulation process)를 통해 간섭하는 신호 개수의 증가에 대해 내성을 가짐으로써 시스템 용량의 증가를 달성하는 능력을 제공한다. 일반적으로, 이러한 형태의 시스템 내의 수신기는 많은 수의 간섭 신호가 존재하는 경우 단일의 희망 신호만을 디코딩하도록 동작하지는 않는다. 오히려, 간섭 신호와 희망 신호를 포함하는 다수의 수신 신호들을 수신된 신호 강도의 순서로 연속적으로 디코딩한다. 다수의 수신 신호들을 디코딩한 후, 각 간섭 신호를 재코딩하여(recoded) 이 간섭 신호를 수신된 신호에서 감산함으로써(subtracted), 희망 신호를 디코딩할 때 존재하였던 간섭 신호를 제거시킨다.

이러한 방법에서는, 대다수의 신호들의 중첩이 허용되는 데, 이들 대다수의 신호들은 이들 신호를 서로 구별하는 수단을 제공하기 위해 서로 다르게 암호화되어 있다(encipher). 이러한 시스템의 용량은 이론적인 한계에 의해 제한되기 보다는, 오히려 다수의 신호를 복조하는데 이용가능한 신호 처리 자원의 양에 의해 제한된다. 따라서, 확실하게 송신되고 수신될 수 있는 동시 통신(simultaneous communications)의 수에 대해 증가된 시스템 용량을 제공하고, 동시에 수신기 동작(activity)을 최소화하여 수신기의 처리 요건(processing requirements)을 경감시키는 무선 통신 시스템을 제공하는 것이 바람직하다.

간섭 신호의 존재를 감소시키기 위해 과거에 사용되었던 한 방법은 양자 통화(two-party conversation)중에 순간적으로 침묵하는 당사자(momentarily silent party)에 연관된 송신기를 턴오프하는 것이다. 이러한 방법에 의하면, 간섭이 본래의 레벨에 도달하기 전에 통화의 수(the number of conversations)를 배가(double)시킬 수 있다. 이 기술은 불연속 송신(discontinuous transmission)이라고 알려져 있다. 과거에는, GSM 시스템으로 공지된 시분할 다중 접속 전-유럽(pan-European) 디지탈 셀룰러 시스템과 같은 넌-CDMA 시스템(non-CDMA system)에서 이 기술을 채용하였다.

그러나, CDMA 시스템에서 불연속 송신을 사용하면 CDMA 신호들을 성공적으로 디코딩하기 위해 유지되어야 하는 높은 시간 동안(time synchronization) 정확도로 인해 문제점이 나타난다. 만일 신호 전송이 짧은 시간 주기 이상 인터럽트되면, 수신기의 타이밍은 전송을 재개할 시점을 즉시 인식하지 못할 정도로 편이(drift)될 수 있다. GSM 시스템에서는, 불연속 송신의 이용은 송신기 폐쇄 기간(shut-down period)의 초기에 특정 코드를 전송하여 송신 중의 인터럽트를 수신기에 알림(notify)으로써 용이해진다. 그러나, 이러한 알림 표시(indication)는 수신기의 동작을 감소시키도록 사용되는 것이 아니라, 송신기로부터 나오는 입력 신호가 없는 기간 동안 수신기로부터 나오는 오디오 출력을 뮤트(mute)시키는데 사용되는 것이다.

미국 특허 제4,901,307호에서는 송신기가 음성 활성 레벨(speech activity level)에 따른 가변 듀티 팩터(variable duty factor)의 간헐적 방식으로 송신하도록 제어되는 CDMA 시스템에 대해 개시하고 있다. 이 시스템의 동작에 있어서, 송신기는 음성 비활성 동안 완전히 스위치 오프되는 것이 아니라, 오히려 음성 비활성(inactivity) 기간 동안에도 수신기와의 동기(receiver synchronization)를 유지하기에 충분한 정보를 제공하기 위한 전송이 발생되도록 듀티 팩터를 설정한다. 이러한 방법의 목적은 수신기의 신호 처리 자원을 감소시키기 보다는 오히려 수신기의 동기를 유지하면서 전체 간섭 레벨을 감소시키기 위한 것이다.

[발명의 요약]

본 발명은 시스템 용량을 증가시키면서 수신기의 동기를 유지시킬 수 있는 방식으로 "불연속 송신(discontinuous transmission)(DTX라 함)"을 이용하고, 특히 CDMA 통신 시스템에 사용하기에 적합한 통신 시스템을 제공한다. 이 목적을 위해, 본 발명의 한 특징에 따르면, 음성 프레임 구조(speech frame structure)를 음성 엔코딩 방법뿐 아니라 본래 구조가 없는(inherently structureless) 음성 엔코딩 방법에도 계획적으로 사용하였다. 활성 상태의 음성(active speech)의 존재 여부를 위해 음성 신호를 조사한다. 만일 프레임 전체 주기 동안 활성 상태의 음성이 검출되지 않으면, 디지탈화된 음성 코드워드의 그 프레임의 전송은 금지된다.

본 발명의 다른 특징에 따르면, 각 프레임의 시작부(beginning of each frame)에서 고정값을 갖는 하나 또는 그 이상의 코드워드들을 전송하여 프레임의 나머지(remainder of the frame)가 전송될 것인지에 대한 여부를 수신기에 표시한다. 본 발명의 또 다른 특징에 다르면, 상기 원리에 따라 전송되는 CDMA 신호의 수신기는 제한된 수의 순차적인 코드워드에 대한 그 신호의 복조를 시도한다. 만일 그 신호가 유효 코드 시퀀스와의 최소 상관 임계값(minimum threshold of correlation)에 도달하는 것이 관찰되지 않으면, 음성 프레임에 대응하는 소정의 시간의 나머지 동안 그 신호를 복조하려는 더 이상의 시도는 행해지지 않는다. 만일 수신기가 예를 들어, 미국 특허 제5,151,919호와 미국 출원 제07/739,446호에서 개시한 것과 같은 다수의 신호들을 수신하고 복조하는 형태이면, 이들 신호들 중 하나에 대한 디코딩은 제1 신호가 디코딩되지 않는 불연속 송신 주기(discontinuous transmission time period)의 나머지 동안 수행될 수 있다.

또한 본 발명의 이러한 특징에 따르면, 동일 기지국으로부터 전송되는 중첩된 다수의 CDMA 신호의 음성 프레임 구조에는 고정된 상대 시간 정렬(fixed relative time alignment)이 주어진다. 이러한 신호 정렬에 의해 적어도 하나의 신호를 디코드하는 이동 수신기들(mobile receivers)은 불연속 송신을 통해 일시적으로 침묵했던 다른 신호들이 언제 다시 송신이 재개되는지를 정확하게 예측할 수 있다. 그러므로, 수신기에 예정된 고유 정보 신호와는 다른 신호로부터 수신기 동기와 프레임 정렬 정보를 얻을 수 있다.

바람직하게는, 시간 정렬 관계는 서로 다른 신호들 간에서의 고정된 오프셋 패턴을 사용한다. 이러한 구성에 의해 서로 다른 신호들이 송신을 재개할 수 있는 타이밍들(times)이 음성 프레임 기간에 걸쳐 균등하게 분산될 수 있다. 그러므로, 수신기가 여러 신호들을 복조하려고 시도하는 타이밍들 또한 분산되어 수신기 동작(receiver activity)에서 바람직하지 못한 피크들을 없앨 수 있다.

본 발명의 또 다른 특징에 따르면, 이동 송신기로부터의 송신을 위한 음성 프레임 타이밍이 기지국으로부터 수신한 신호들의 음성 프레임 타이밍으로부터 도출된다. 따라서, 기지국이 기지국으로부터 이동 수신기로의 송신을 위해 선택한 상대 타이밍이 기지국으로의 서로 다른 이동 송신(different mobile transmissions) 간의 상대 프레임 타이밍에 반영되어, 기지국 수신기에 스태거된 프레임 정렬(staggered frame alignment)의 이점이 제공된다.

본 발명의 특징과 그에 의한 장점들은 첨부된 도면에 도시된 본 발명의 양호한 실시예들에 관한 다음의 기술에서 보다 상세하게 설명된다.

[도면의 간단한 설명]

제1도는 본 발명이 유리하게 채용할 수 있는 형태의 CDMA 통신 시스템의 블록도.

제2도는 본 발명의 원리에 따라 동작하는 이동국의 송신기의 블록도.

제3a도와 제3b도는 본 발명의 원리에 따른 프레임 구조를 갖는 음성 신호들의 디지탈화와 엔코딩을 도시한 신호도.

제4도는 본 발명의 원리에 따라 동작하는 기지국의 송신기의 블록도.

제5도는 본 발명의 원리에 따라 구성된 불연속 송신을 위한 수신기의 블록도.

[실시예의 설명]

본 발명의 이해를 돕기 위해, 특정 형태의 셀룰러 무선 전화 시스템에 대한 실시예를 이하에서 기술하기로 한다. 기술된 특정한 형태의 셀룰러 무선 전화 시스템은 코드 분할 다중 접속(CDMA)에 기초하여 여러 통신들을 서로 구별하도록 동작하는 시스템이다. 그러나 당업자라면 본 발명의 응용이 이러한 특정한 형태의 시스템에 제한되지 않음을 인식할 것이다. 실제로, 본 발명은 여러 신호들을 서로 구별하기 위해 CDMA와는 다른 기술을 사용하는 시스템들에도 응용될 수 있다. 그러나, 상기 논의와 다음의 기술로부터 알 수 있듯이, 본 발명은 CDMA-기반(based) 시스템에서 특히 유리한 결과를 제공하므로 이에 관련하여 기술기로 한다.

본 발명의 이해를 더 쉽게 하기 위하여, 에러 정정과 CDMA 변조를 제공하기 위해 128,7 직교 블럭(orthogonal block) 엔코딩 기술을 채용한 특정 예를 기술하기로 한다. 그러나, 다시 한번 본 발명의 원리가 이와 같은 엔코딩 시스템을 채용한 통신 시스템에만 제한되는 것은 아닌 것에 주목해야 한다.

본 발명이 수행될 수 있는 형태의 CDMA-기반 셀룰러 무선 전화 시스템의 전체적인 개관을 제1도에서 블록도 형태로 예시하고 있다. 이 도면에서, 하나의 송신기(1)와 하나의 수신기(2)는 블록 형태로 표시되었다. 예를 들어, 송신기는 무선 전화 통신 시스템의 기지국에 배치되고, 수신기는 이동 유니트에 배치될 수 있다. 이와 달리, 송신기가 이동 유니트에 배치되고 수신기가 기지국에 배치될 수 있다.

제1도를 참조하면, 전화 통화 중 한 통화자에 의해 발생된 음성이 음성 엔코더(10a)에 입력 신호로서 제공된다. 이 음성 엔코더는 임의의 공지된 형태의 음성 디지타이징 알고리듬에 따라 음성 신호를 디지탈 신호로 변환하는 통상적인 엔코더일 수 있다. 통상적인 음성 엔코더에서 사용되는 이러한 알고리듬의 예로서 연속 가변 경도 델타 변조(Continuously Variable Slope Delta Modulation : CVSD), 적응 델타 펄스 코드 변조(Adaptive Delta Pulse Code Modulation: ADPCM), 잉여 여기 선형 전조 코딩(Residual Excited Linear Predictive Coding: RELP) 그리고 벡터 코드 북 여기 선형 전조 코딩(Vector Code Book Excited Linear Predictive Coding: VSELP)이 포함된다. 주어진 응용에 사용되는 특정 형태의 엔코더는 비트율 감소와 엔코더의 가격 및 복잡성 사이에서의 바람직한 절충안 등의 여러가지 설계 요인들(gesign factors)에 따른다.

음성 신호가 엔코더(10a)에서 디지탈화된 후에는, 그 대역폭이 확장되어 CDMA 엔코더(10b)에서 CDMA 신호를 발생한다. 양호한 실시예에서, 이러한 CDMA 밴드폭 확장은 128,7 직교 블록 엔코딩에 의해 얻어진다. 디지탈화된 음성 신호의 블록 엔코딩 이외에, 암호화(encryption) 장치(12)는 엔코드된 신호를 통신에 할당된 고유 사이퍼(cipher) 코드와 함께 스크램블링(scramble)한다. 예를 들어, 암호화는 전송 전에 블록 코드에 고유 스크램블링 코드의 비트와이즈 모듈로-2(bitwise modulo-2)를 가산하는 것으로 이루어진다. 모든 통신들은 바람직하게도 그들의 대역폭을 확장하기 위해 동일 블록 코드를 사용하므로 고유 사이퍼 코드와 엔코드된 신호들의 스크램블링에 의해 1992년 4월 10일에 "이동 무선 통신을 위한 다중 액세스 코딩"이라는 명칭으로 출원되고 계류 중인 공동 양도인 미합중국 특허 출원 제866,865호가 참조하는, 상기 언급된 계류 중인 미국 특허 출원들에 보다 상세하게 기술된 바와 같이 여러 통신들이 서로 구별될 수 있다.

바람직한 실시예에서 음성 엔코더는 나머지 40개의 음성 심볼들이 전송되어지는 것을 나타내는 비-침묵(non-silent) 프레임의 시작부에 "AA"로 표시된 두개의 코드워드를 삽입한다. 침묵으로 분류된 음성 프레임들은 두개의 코드워드 "BB"에 의해 시작되고, 프레임 내의 나머지 코드워드들은 송신되지 않는다. "DTX 플래그"라 불리는 이들 코드들의 위치는 제3b도에 도시된다. 제3a도는 코드워드 "AA"와 "BB"가 사용되지 않은 것을 제외하고는 실질적으로 제3b도와 동일하다.

일단 디지탈화된 음성 신호가 블록 코드(block code)로 엔코드되고 나서 사이퍼 코드(cipher code)와 함께 스크램블되면, 병/직렬(parallel-to-serial) 변환기(14)로 보내진다. 이 변환기 회로에서 암호화된 음성 신호(encrypted speech signal)는 변조기(16)에 공급되는 직렬 신호로 변환된다. 적당한 반송파 주파수 f_c의 반송파 신호는 암호화된 음성 신호에 의해 변조되고, 증폭기(18)에서 증폭되어 통화 중 다른 통화자의 수신기(2)로 전송된다.

예를 들어 이동 유니트에 배치될 수 있는 수신기(2)에서, 송신된 신호가 수신되고 복조기(20)에서 반송파 주파수를 제거하도록 복조되며 직/병렬 변환기(22)에서 병렬 형태로 재변환된다. 다음에 수신된 신호는 이 수신 신호를 스크램블하기 위해 사용되었던 동일한 사이퍼 코드(cipher code)를 갖는 해독(decryption) 회로(24) 내에서 언스크램블된다. 일단 이 신호가 언스크램블되면, 가능한 128-비트의 직교 코드워드의 어느 것이 송신되었는 지를 판정(determination)하는 고속 월시 변환 회로(Fast Walsh Transform Circuit; 26)에 공급된다. 동작시, 고속 월시 변환 회로(26)는 각 가능 코드워드에 대한 수신된 코드워드의 상관을 동시에 계산하여 가장 높은 상관을 갖는 코드워드를 결정한다. 적당한 고속 월시 변환 회로는 1991년 7월 25일에 출원되어 계류 중인 공동 양도된 미합중국 특허 제07/735,805호로 본 명세서에 참고로 반영시킨 것에서 기술된다. 이러한 판정은 신호 판별 회로(28)에서 수행된다. 이렇게 판별된 코드워드는 다음에 음성 디코더 회로(30)에 공급되어, 여기서 본래의 음성 신호로 변환된다.

수신기(2)는 해당 통화에 관계하는 희망 신호 이외에도, 다른 통화에 관계하는 신호들도 수신한다. 예를 들어, 이동 유니트 내의 수신기는 셀 내의 기지국으로 부터 모든 다른 이동 유니트에 방송되어 신호를 수신한다. 본질적으로, 이들 수신된 다른 신호들은 해당 통화에 관계하는 희망 신호에 관련한 잡음을 형성한다. 본발명의 바람직한 실시예에서, 이들 다른 신호들은 또한 수신된 신호 강도의 순서로 개별적으로 해독(decrypted)되고 디코드된다. 일단 이들 "잡음" 신호들의 각각이 결정되면 재암호화되고 본래 수신된 신호로부터 감산될 수 있어 간섭하는 잡음(interfering noise)이 경감되어 희망 신호의 디코딩이 용이해진다.

이제부터, 본 발명의 일반 원리들을 기술하고, 다음에 제2도 내지 제5도의 바람직한 실시예들을 기술하기로 한다.

CDMA 신호를 발생하는 데 필요한 대역폭 확장은 월시 함수를 이용한 직교 또는 복-직교 블록 코딩(bi-orthogonal block coding)과 같은 저 레이트의 에러 정정 코드의 도움으로 유리하게 발생될 수 있다. 예를 들어, 13-16KB/S RELP 엔코드된 음성 신호는 128,7 직교 블록 코드 또는 128,8 복직교 블록 코드의 사용에 의해 약 250-270 KB/S 범위까지 16 비율로 확장될 수 있다. 이러한 코드들은 고속 월시 변환 회로에 의해 매우 급속하게 디코딩될 수 있다. 하나의 이러한 회로는 상기한 계류 중인 특허 출원에서 직시한 대로 신호들의 10배 또는 100배를 디코드하기에 충분한 속도 및 용량을 갖는다.

RELP 엔코더에 의해 발생된 신호들의 본질(nature)은 소정의 프레임 주기 보통 20mS에 걸쳐 엔코드된 음성 파라미터(encoded speech parameters)들을 나타내는 비트의 블록이다. 이러한 정보의 블럭을 전달하기 위해 송신되는 신호는 직교 블록 코딩의 상기 가정에 의하면, 약 40개의 128-비트의 코드워드로 이루어진다. DTX 플래그의 부가에 의해, 프레임당 송신되는 코드워드의 총 수는 42개가 된다. 가능한 128개의 128-비트의 직교 코드워드 중 어느 것이 매번 전송되었는 지는 각각의 가능한 코드워드와의 상관을 동시에 계산하여, 가장 높은 상관을 갖는 워드를 판정하는 FWT 회로의 도움으로 판정될 수 있다. 상기 계류 중인 특허 출원에 기술된 적응 감법 복조기에서는 다수의 신호를 서로 구별할 수 있는 수단을 제공하도록 상이하게 암호화된 많은 신호들이 중첩되는 것이 허용되고, FWT 디코더는 이들 신호를 디코딩하고, 과거 이력(past history)으로부터 추정될 수 있는 수신된 신호 강도의 순서에 따라 이들 신호를 감산한다. 이러한 시스템의 용량은 임의 상황 하에서는 이론적인 범위에 의해 한정된 것이 아니라, 다수의 신호를 복조하는데 유용한 신호 처리 자원의 양에 의해 한정된다.

본 명세서에 개시된 DTX 방법의 장점은 유력한 간섭 레벨을 반감시키는 것 뿐만 아니라, 수신기가 각 디코딩 사이클에서 프로세스하는 데 필요한 신호들의 수를 감소시키는 것이다. 이 경우, 수신기에서의 "불연속 수신기"(이후 DRX라고 함) 문제는 중첩된 신호들 각각에 대해 개별적으로 순간적인 불연속 송신을 갖는 지의 여부와 만일 그렇다면 언제 다시 송신이 시작되는 지에 대한 지식(knowledge)을 보유하는 것이다. 이러한 요건은 모든 신호들을 수신하여 디코딩하도록 준비된 이동 무선 전화 시스템의 고정된 네트워크측에서는 그다지 어렵지 않지만 그 자신의 신호 디코딩에만 궁극적으로 관계하는 이동국에서는 부담스러운 일이고 상기 계류 중인 특허 출원의 시스템에서는 처음보다 훨씬 강하게 신호들을 복조해야만 한다. 본 명세서에서 개시된 DTX/DRX 발명은 순간적으로 침묵하는 신호들의 복조고하려는 시도의 필요성을 50% 감소시키고, 단지 신호들이 침묵 상태인 것을 발견할 뿐이다.

본 발명의 한 특징에 따르면, DRX의 최소 시간 단위는 예를 들어 20mS 음성 프레임의 정수로 구성된다. 본 발명의 한 특징에 따르면, 음성 프레임 구조는 비록 음성 코딩 방법이 비트 단위(bit-by-bit)의 CVSD 코딩 기술과 같은 본래 구조가 없는 경우에도 계획적으로 생성될 수 있다. 그러므로 본 발명은 본래 프레임 구조가 없는 음성 코더들에 대해서도 선택된 DTX 단위와 동일 기간의 고정 프레임 구조의 정의(definition)를 포함한다.

본 발명의 또 다른 특징에 의하면, 다수의 CDMA 신호들의 수신기는 DTX 플래그라 불리는 특정 신호 및/또는 한정된 수의 순차적 코드워드의 복조를 시도하고, 만일 이러한 시기의 신호가 임의 유효한 코드 시퀀스(any valid code sequence)와의 상관의 최소 임계에 도달되는 것이 관찰되지 않으면, 소정의 최소 DTX 시간 단위와 상응하는 소정의 시간 동안 즉, DTX 플래그가 예기되는 다음 시기까지 그 신호를 복조하기 위한 더 이상의 시도는 행해지지 않는다.

본 발명의 또 다른 특징에 따르면, 동일한 기지국 송신기에 의해 송신된 중첩되는 복수의 CDMA 신호들의 음성 프레임 구조에는 서로 다른 신호들 사이에 대칭 오프셋이 있거나 또는 없이 고정된 상대 시간 정렬(fixed relative time-alignment)이 제공되어 적어도 하나의 신호를 디코딩하는 이동 수신기는 일시적으로 DTX에 의해 침묵했던 신호들이 다시 송신을 시작하는 때를 정확하게 예측할 수 있다.

서로 다른 신호들의 프레임 구조들 간에서의 일정하게 스태거된 시간 정렬(Uuniformly staggered time alignment)을 유리하게 이용하여 예를 들어, 다음 프레임 동안 DTX 플래그의 송신에 의해 상이한 신호들이 송신을 재개할 수 있는 순간들을 균등하게 분산할 수 있다. 이러한 구성은 신호들을 복조하기 위한 수신기 시도(receiver attempts)의 재개를 균등하게 분산시켜 수신기 동작에서의 불필요한 피크들이 없어지게 된다.

예를 들어, 20mS 음성 프레임이 제1 신호의 음성 프레임에 대해 1에서 42까지 번호가 매겨진 2개의 DTX 플래그가 더해진 0.5mS 기간(duration)의 40개의 128-비트 코드워드로서 전송되고 반복된다면, 제1 신호는 코드워드 번호 1에 대해서만, 제2 신호는 코드워드 번호 2에 대해서만 그리고 기타 신호들도 같은 방식으로 송신을 불연속 또는 재개하도록 구속된다.

본 발명의 또 다른 특징에 따르면, 이동 송신기의 음성 프레임 타이밍이 기지국으로부터 수신한 음성 프레임 타이밍으로부터 얻어져 기지국이 다운링크(downlink)에 대해 선택한 상대 타이밍이 업링크(uplink)에 대한 상이한 이동 송신기 간에서의 상대 프레임 타이밍(relative frame timing)에 미러(mirror)되어, 기지국 수신기는 또한 스태거된 프레임 정렬의 장점을 갖는다.

본 발명의 또 다른 특징은 이동 수신기에 예정된 신호의 DTX의 주기 동안 기지국과 동기를 유지하기 위해 그 이동 수신기에 예정된 신호와는 다른 신호들에 대한 신호 동기(signal synchronization)와 프레임 정렬 정보(frame alignment information)를 이용하는 이동 수신기에 관한 것이다.

제2도에 본 발명의 원리를 실행하기 위한 이동 유니트 송신기의 실시예가 블록도 형태로 상세하게 도시된다. 제3a와 제3b도는 기지국으로부터 전송되는 신호의 특성을 도시한다. 제2도, 제3a도 및 제3b도를 참조하면, 전화 통화 중 이동 유니트에서 발생된 음성은 상술한 바와 같은 것을 행하기 위한 임의 적당한 알고리듬에 따라 아날로그 음성 신호를 디지탈 신호로 변환하는 디지타이저(32)에 입력된다. 많은 이들 시스템에서 통상적인 것과 같이, 디지타이저(32)는 디지탈화된 음성 신호를 발생하는 것 이외에, 임의 주어진 타이밍에서 활성 상태의 음성이 존재하는 지의 여부를 표시하는 출력 신호를 발생한다. 그러므로, 예를 들어 제3a도에 도시된 바와 같이 통화가 중지된 동안에는 음성 활성 출력 신호(speech activity output signal)는 비활성(no activity)을 표시하는 2진 로우(low) 상태로 진행할 것이다.

디지타이저(32)로부터 나온 디지탈화된 음성 신호는 디지탈 음성 신호에 소정의 프레임 구조(predetermined frame structure)를 부가하는 프레이밍 회로(34)에 바람직하게 공급된다. 예를 들어, 각 프레임은 지속 기간(duration)이 20mS일 수 있다. 본 명세서의 예에서는, 128,7 블록 엔코딩 기술이 사용된다. 따라서, 디지탈화된 음성 신호의 7개 데이타 비트의 각 그룹은 1개의 블록 Bn을 포함한다. 그러므로, 프레이밍 회로(34) 내에서, 데이타의 각 프레임은 지속 기간이 각각 0.5mS인 40개의 7비트의 데이타 블록들을 포함할 수 있다. 각 프레임의 시작부는 프레밍 회로(34)에 공급되는 프레임 동기 신호에 의해 결정된다.

소정 형태의 음성 디지타이저들은 디지탈화된 신호에 프레임 구조를 고유하게 제공한다. 이러한 경우, 프레밍 회로(34)의 기능(function)은 디지타이저 자체에 통합됨으로써 구조의 별도 소자(separate element of structure)로 상주하지 않는다. 이러한 방식으로 동작하는 디지타이저의 한 예가 RELP 엔코더이다. 그 외의 디지타이저들은 디지탈화된 음성에 프레임 구조를 고유하게 제공하는 방식으로 동작하지 않는다. 이러한 형태의 디지타이저에서는 프레밍 회로는 디지탈화된 음성 신호를 수신하고 그것을 소정 길이의 프레임으로 분할하도록 제공된다.

일단 음성 신호가 디지탈화되고 프레임들로 분할되면, CDMA 변조기에 공급된다. 이 변조기는 직교 블록 엔코더(36)와 암호화 유니트(38)를 구비하여 상기 기술된 바와 같이, 이동 송신기에 고유한 방식으로 블록 코드들을 스크램블한다. 엔코더(36) 내에서, 7개의 데이타 비트의 각 블록은 128-비트 코드워드로 변환되어 송신된다. 그 데이타의 프레임 구조는 엔코더와 암호화 유니트 내에 보유되어 각각의 송신된 프레임은 40개의 128-비트 코드워드를 포함한다. 암호화된 신호는 병렬-직렬 변환기(40)에서 직렬 형태로 변환되고 변조기(42)에서 무선 반송파 주파수로 변조된다. 변조된 신호는 암호화된 신호의 송신을 금지하도록 선택적으로 디스에이블될 수 있는 증폭기(44)에 공급된다.

디지타이저(32)로부터 나오는 음성 활성 신호는 프레이밍 회로(34)에 공급된다. 통상적으로, 프레밍 회로(34)는 증폭기(44)를 인에이블링시켜 증폭된 신호를 송신을 위해 안테나에 공급하게 하는 출력 신호를 제공한다. 그러나, 만일 음성 활성 신호가 전체 프레임 즉, 프레임의 전체 20mS의 지속 기간 동안 음성 활성이 존재하지 않는 것을 나타내면, 증폭기(44)로의 인에이블 신호가 제거되어 어떤 음성 정보도 포함하지 않은 암호화된 프레임의 송신이 금지된다. 바꾸어 말해, 음성 신호의 송신은 음성 정보를 포함하지 않은 각 프레임의 지속 기간 동안에는 발생하지 않는다.

그러므로, 본 발명은 송신기에서의 음성 활성 검출(speech activity detection)을 포함한다. 이것은 단순한 신호 진폭보다 더욱 복잡한 분석에 의해 음성과 무음성(no speech)을 양호화게 판단할 수 있는 RELP 음성 코더로 양호하게 수행될 수 있다. 예를 들어, 마이크로폰 신호에서의 스펙트럼 변화는 배경 잡음과는 다른 임의 음향 이벤트(some acoustic event) 표시한다. 음성 엔코더는 또한 음성이 제공되지 않는 것으로 여겨지는 때의 배경 잡음 레벨을 측정하여 음성/무음성 판정 임계를 정할 수 있다. 이같은 판정은 본 발명의 목적을 위하여 부과된 음성 프레임 구조의 완전한 프레임에 대해서만 얻어진다. 음성/무음성 판정이 얻어지는 프레임 구조는 RELP 코더의 하나, 둘, 또는 그 이상의 프레임(즉 1, 2 또는 20mS 주기 이상)을 포함할 수 있다.

음성 신호의 송신이나 차단(blocking)은 전 프레임 간격들에 걸쳐 발생한다. 그러므로, 만일 프레임의 일부가 음성 정보를 포함하고, 나머지 프레임의 무음성 활성에 대응한다면, 여전히 전체 프레임이 송신된다. 이러한 방식에서는, 어떤 음성 정보도 상실되지 않는다. 전체 프레임 즉 데이타의 40개 블록 모두가 음성 정보들을 상실할 때에만 증폭기(44)에서 프레임의 송신이 차단된다.

이동 무선 전화 시스템에서 기지국의 송신 유니트(transmitting unit)에대한 실시예가 제4도에 도시된다. 기지국 송신기는 기지국이 할당되어 있는 셀 내에서 발생하는 각 통신마다 하나씩 다수의 채널을 포함한다. 제4도에는 비록 한 개의 채널만이 도시되어 있지만, 실제로는 많은 수의 채널들이 존재할 수 있다.

프레임 정렬 펄스 발생기 회로(56)에 의해 각 채널에 대한 디지탈화된 음성 정보의 프레임의 타이밍을 결정하는 동기 펄스들이 발생된다. 발생기 회로(56)는 서로 다른 신호들 간의 상대 DTX 프레임 정렬을 결정하여 제3a도와 제3b도에 도시된 바와 같이 바람직하게 프레임 정렬을 스태거한다.

일반적으로, 제4도의 기지국 송신기의 단일 채널의 구조는 제2도에 도시된 이동 유니트의 송신기의 단일 채널과 매우 유사하다. 기지국의 각 채널은 프레임 정렬 펄스 발생기(56)로부터 나오는 음성 신호를 디지탈화하기 위한 디지타이저(32), 디지탈화된 음성 신호를 구축하기 위한 프레이밍 회로(34), 그리고 디지탈화된 음성 신호를 스프레딩 신호 즉 직교 신호로 변환하고 적절하다면 변환된 신호를 스크램블하기 위한 엔코더(36)를 포함한다. 인크립트된 음성 신호는 직렬 신호로 변환된 후에, 변조기(42)에서 반송파 주파수로 변조된다.

변조기(42)로부터 나온 변조된 음성 신호는 합산기(46)에 제공되어, 여기서 다른 채널로부터 나온 변조된 음성 신호들과 합산된다. 합산된 신호들은 증폭기(48)에서 증폭되고 동시에 안테나(50)를 통해 전송된다.

각 변조기로부터 나온 출력 신호는 합산기(46)에 제공되기 전에, 개별적으로 전자적으로 제어된 감쇠기(52)에 의해 적당한 레벨로 조정된다. 전송될 여러 음성 신호들의 파워 레벨(power level)들은 적당한 기준에 따라 서로 관계하여 동적으로 조정된다. 예를 들어, 각 신호의 레벨은 기지국 네트워크가 대응하는 이동 송신기에게 사용하도록 명령한 이동 송신기 파워 설정의 정보와 제휴하여 대응하는 이동 송신기로부터 수신된 신호에 대한 기지국 수신기에 의해 이루어진 신호 강도 또는 상관 진폭 측정에 따라서 조정될 수 있다.

변조된 신호는 또한 합산기(46)에 공급되기 전에 먼저 금지/인에이블 스위치(54)를 통과한다. 이 스위치의 상태는 디지타이저(32)로부터 나오는 음성 활성 신호에 따라 프레이밍 회로(34)에 의해 제어된다. 음성 데이타가 디지탈화된 프레임에 존재하면 스위치(54)는 제4도에 도시된 대로 인에이블 상태에 놓여 변조된 음성 신호가 합산기(46)로 보내진다. 그러나, 무음성 활성(no speech activity)이 전 프레임에 걸쳐 발생할 때는, 스위치(54)는 그 프레임의 지속 기간 동안 금지 상태에 놓인다. 이 경우에, 그 프레임 동안은 그 채널에 대한 음성 신호의 전송은 발생하지 않는다. 그러나, 다른 채널에 대한 음성 신호들은 만일 이들 신호가 활성 상태의 음성 데이타를 포함한다면 계속 전송될 것이다.

제4도의 송신기에서, 각 프레임 구조된 신호(frame-structured signal)는 양호하게 직교 블록 엔코더와 같은 낮은 레이트의 에러 정정 코더(low-rate, error-correction coder)인 스프레딩-스펙트럼 엔코더(36)에 고정수의 심볼들로 공급된다. 심볼은 예를 들어 7 또는 8비트의 바이트이고 DTX 프레임 내의 심볼의 수는 예를 들어 40이다. 각각의 이러한 심볼은 직교 블록 엔코더(36)에 의해 128-비트 코드워드로 변환된 다음 그 특정 신호에 고유한 코드를 사용하여 암호화된다(enciphered). 암호화된 신호는 변조기(42)에 의해 무선 주파수 반송파에 인가되고(impressed), 변조기(42)로부터 나오는 출력 레벨은 전자적으로 제어되는 감쇠기(52)에 의해 원하는 값으로 조정되어 프레임 제한된(frame-constrained) DTX 신호에 의해 양호하게 제어되는 금지/인에이블 스위치(54)를 통해 합산기(46)에 전달되어, 여기서 다른 레벨 제어 신호와 가산된 후에 통상의 선형인 송신 전력 증폭기(48)에서 송신 전력 레벨로 증폭된다. 감쇠기(52)에 의해 제공된 상대 레벨 조정은 기지국 네트워크가 대응하는 이동 송신기들에게 사용하기를 시그날링했던 이동 송신기 전력 설정의 지식과 함께, 대응하는 이동 송신기로부터 나온 업링크(uplink) 신호에 대한 기지국 수신기에 의해 이루어진 신호 강도나 상관 진폭 측정을 동적으로 이용하여 각 신호마다 양호하게 결정되어지는 것에 주목하여야 한다. 이러한 전력 제어에 대한 최적의 방법이 "듀플렉스 전력 제어"라는 명칭으로 1992년 4월 10일에 출원되고 계류 중인 미국 특허 출원 제866,554호에 개시되었다.

기지국에서의 프레임 제한된 DTX 제어의 효과를 제어기 또는 프레임 정렬 펄스 발생기(56)에 의해 부과된 균등하게 스태거된 프레임 정렬의 경우에 대해 제3a도와 제3b도에 도시한다. 각 신호는 그 자체의 DTX 프레임 경계(DTX frame boundaries)에서만 송신을 불연속 또는 재개하도록 구속되고, 이러한 경계는 서로다른 신호들 간에서의 고정된 시간 관계를 갖는다.

스태거된 DTX 프레임 시간 정렬(time-alignment)을 이용하기에 적합한 DRX 수신기의 바람직한 구성이 제5도에 도시된다. 수신기의 다운콘버터(downconvertor) 또는 복조기(60)는 무선 주파수 신호를 디지탈 신호 처리에 적당한 디지탈화된 샘플(digitized samples)로 변환시킨다. 이들 샘플들은 조사될 기지국에 의해 송신된 다수의 신호 중 첫번째에 속한 사이퍼 코드로 해독 회로(62)에서 먼저 해독된다. 이 제1 사이퍼 코드는 k1로 표시된다. 신호 샘플들은 해독 후에 이 샘플과 송신될 수 있는 각각의 가능 코드워드와의 상관을 결정하는 고속 월시 변환 회로(64)에 제공된다. 가장 큰 상관을 갖는 것이 선택되고 그것의 인덱스가 디코드된 심볼이다. 다음에 가장 큰 상관은 그 신호를 제거하기 위해 0으로 설정되고 나머지 상관들은 회로(66)내에서 역 고속 월시 변환되고 회로(68)에서 재암호화(re-enciphered)되어 나머지는 본래 신호 도메인(domain)으로 복원된다. 다음으로 출력 신호들은 추출될 다음 신호의 디사이퍼 코드(deciphering code)에 적합된 매우 유사한 프로시져에 인가된다. 이것은 사실상 동일한 회로(62, 64, 66 및 68)를 통해 신호를 반복적으로 재순환하는 것에 의해 달성될 수 있다. 부과된 상대 프레임 타이밍(imposed relative frame timing) 때문에, 수신기는 각각의 신호가 어느 코드워드에서 송신을 불연속적으로 하거나 재개하기 쉬운가를 예측할 수 있다. 그 순간이 오면, 수신기는 송신이 불연속적이었는 지를 판정하기 위해 그 신호에 대한 디코더의 출력을 조사한다. 이러한 판정은 이전 프레임의 평균과 비교된 상관의 상대 레벨에 기초할 수 있다. 만일 불연속 송신을 가진 것으로 기대되면, 복조된 신호는 그 프레임에서 감산되지 않는다. 또한, DTX/DRX 스케줄러(70)는 신호가 불연속 송신을 갖는 것으로 기대되는 것을 표시한다. DTX/DRX 스케줄러(70)가 신호가 불연속 송신을 가진 것으로 명확하게 판정하여, 나머지 고정된 DTX 프레임에 대해 디코더에 제공되는 사이퍼 코드의 리스트에서 제거시키기 전에 낮은 상관의 많은 경우가 필요로 될 수 있다. 제5도의 리스트에서 생략된 k4가 이러한 경우를 예시한 것이다.

DTX/DRX 스케줄러(70)는 또한 특정 신호가 어느 코드워드에서 송신을 재개하는 가를 예측할 수 있다. 그 순간이 오면, 그 신호에 적당한 사이퍼 코드가 디코딩 리스트에 재삽입된다. 만일 충분히 상당한 상관이 한 번의 기회 또는 연속된 횟수의 기회에서 달성된다면, 그 코드는 리스트 내에 남겨지고, 그렇지 않다면 그 신호에 대해 다음 프레임 주기가 시작할 때까지 제거된다. 상대적으로 작은 수의 연속적인 낮은 상관 결과들이 DTX의 확실한 표시(reliable indication)(예를 들어 40개의 프레임 중에서 3 또는 4)를 제공하기에 충분하기 때문에, 일시적으로 불연속 송신을 갖는 신호들에 의해 발생된 신호 처리 부하(load)가 상당히 제거된다.

미국 특허 제5,151,919호와 미국 특허 출원 제07/739,446호의 개시에 의하면, 신호들은 기록적 신호 강도(historical signal strength)의 순서에 따라 양호하게 복조된다. 또한, 그 순서는 신호들이 상대적으로 강해지고(fade up) 약해지는(fade down) 것에 따라 동적으로 조절될 수 있다. 본 DTX/DRX 발명은 송신의 페이딩(fading)과 송신의 불연속을 구별하는 것을 돕는다. 이것은 예를 들어, 그 신호가 불연속 송신인 지의 여부가 결정되어질 때까지 프레임의 처음의 몇개의 코드워드에 대한 신호 강도 이력(history)을 갱신하는 것을 지연하는 것에 의해 이루어질 수 있다. 또한, 신호 강도에 의해 분류된 복조 순서(signal-strength-sorted demodulation order)는 DTX를 페이딩(fading)과 구별하는 데 응용될 수 있다. 예를 들어, 만일 프레임의 시작부에서 낮은 상관에 의해 약간의 DTX가 나타나면, 그 신호의 복조 순서는 후속 디코딩 사이클에서 신호 강도에 의해 분류된 리스트(signal-strength sorted list) 아래에 낮게 정해질 수 있다. 만일 상관이 DTX보다는 오히려 페이딩 때문에 낮아진 것이라면, 후속 프레임들의 낮은 신호 레벨에서 관찰되는 기회를 가지므로 DTX 가정을 부정하고 대신에 하향 방향으로 신호 강도 이력을 갱신하다.

각 신호마다 상기 조정(manipulations)이 DTX 프레임(즉 20mS)당 단지 한번 요구되는 때문에, 간단한 마이크로프로세서는 디코딩 리스트 내에 있는 활성 신호들의 총 수에 대해 필요한 계산을 수행하기 위한 충분한 용량을 갖는다. 그러므로 DTX/DRX 스케줄러(70)의 소프트웨어 구현이 바람직할 수 있다.

본 발명의 바람직한 실시예가 기술되었지만, 기술 내용은 제한하기 위한 것이 아니라 설명을 위한 것임이 이해될 것이고, 본 청구 범위 내에 변화들이 보다 넓은 측면에서 본 발명의 범위를 벗어남이 없이 이루어질 수 있다.

Claims (28)

1. 음성 신호용 음성 디지타이저(speech digitizer; 32) 및 상기 음성 디지타이저(32)로부터의 디지타이즈된 음성을 정수의 심볼에 대응하는 고정 프레임들로 어셈블링하는 프레이밍 회로(34)를 포함하는, 스프레딩 스펙트럼 코드 분할 다중 접속 무선 통신 신호(spread spectrum code division multiple access radio communication signals)용 송신기(1)에 있어서, 상기 디지타이저(32) 내에서 각각의 고정 프레임에 대해 음성 활성(speech activity)을 포함하여 활성 표시(activity indication)를 발생시키기 위한 회로-상기 프레임들은 고정수의 음성 심볼을 포함하고, 상기 각 프레임은 항상 전송되는 하나 이상의 공지된 심볼들을 포함하고, 상기 공지된 심볼들은 상기 프레임의 나머지가 전송되는지의 여부를 수신기에 표시함-, 및 활성이 존재하지 않을 경우(no activity), 상기 송신기(1)를 금지시키고 상기 활성 표시에 의해 식별된 고정 프레임 타이밍(fixed frame times)에서만 상기 송신기(1)를 재개(resume)시키기 위한 스위치(54)를 포함하는 송신기(1).
2. 스프레딩-스펙트럼 코드 분할 다중 접속 무선 통신 신호들을 수신하기 위한 수신기(2)에 있어서, 음성 디코더(64)로서, 상기 음성 디코더의 입력에서의 음성 심볼들의 프레임들(frames of speech symbols)에 대응하는 소정의 고정 프레임들-상기 프레임들은 고정수의 음성 심볼들을 포함하고 각 상기 프레임은 항상 전송되는 하나 이상의 공지된 심볼들을 포함하고, 상기 공지된 심볼들은 상기 프레임의 나머지가 전송되는지의 여부를 상기 수신기에 표시함-에서만 송신기(1)가 불연속 송신을 행하였는지의(whether a transmitter(1) has or has not discontinued transmission) 여부를 판정하여, 상기 송신기(1)로부터의 활성의 불연속성(discontinuance of activity)이 있는 것으로 판정되면, 상기 수신기(2)에게 디폴트 오디오 신호(default audio signal)를 출력하도록 하게끔 하는 디코더(64)를 포함하는 수신기(2).
3. 제1항에 있어서, 다수의 무선 신호들에 제어된 증배 웨이팅(controlled multiplying weights)이 가산되어 공통 송신기 증폭기(48)와 안테나(50)의 결합(common transmitter amplifier and antenna combination)에 의해 송신되며, 각각의 상기 무선 신호는 스프레딩 스펙트럼 코드 단위의 정수배(whole number multiple of the spread spectrum code units)에 해당하는 시간 주기로 이루어지는 고정 프레임 동안 불연속될 수 있는 송신기(1).
4. 제3항에 있어서, 상기 다수의 신호들의 각각에 대한 고정 프레임들은 서로에 대해 고정된 시간 정렬(fixed time alignment)을 갖는 송신기(1).
5. 제4항에 있어서, 상기 고정된 시간 정렬은 상기 신호들 사이에서 상대적으로 스태거되는(staggered) 송신기(1).
6. 제2항에 있어서, 송신된 신호의 불연속성을 검출함에 따라, 상기 수신기(2)는 그 신호와 관련된 다음 고정 프레임이 시작될 때까지 그 신호를 디코딩하려는 시도를 하지 않는 수단을 포함하는 수신기(2).
7. 제6항에 있어서, 다수의 무선 통신 신호를 동시에 수신하기 위해, 원하는 소정의 신호(desired predetermined signal)가 복조 및 디코딩될 때까지 고정수의 스프레딩 코드 심볼 단위로 그리고 이력에 따라 예측된(historically predicted) 상대 신호 강도가 감소하는 순서로 복조 및 디코딩을 행하는 수단을 포함하는 수신기(2).
8. 제7항에 있어서, 소정의 스프레딩 코드를 갖는 신호의 디코딩을 시도하고 고정수의 스프레딩 코드 심볼들의 나머지를 불연속시키기 위한 수단을 더 포함하는 수신기(2).
9. 제2항에 있어서, 상기 송신기(1)로부터의 새로운 정보의 불연속성에 의해 출력된 상기 디폴트 오디오 신호는 상기 송신기(1)로부터 이전에 수신된 데이타에 종속되는 수신기(2).
10. 제9항에 있어서, 동일 주파수 상에서 중첩되는 상기 무선 통신 신호는 스태거된 프레임 정렬(staggered frame alignment)을 가지며, 각 프레임은 적어도 하나의 공지된 심볼을 가져, 그들의 각 공지된 심볼들은 동시에 전송되지 않지만 프레임 기간에 걸쳐 분산되는 수신기(2).
11. 음성 신호용의 음성 디지타이저(32)를 포함하는, 스프레딩 스펙트럼 코드 분할 다중 접속 무선 신호용 송신기(1)와 음성 디코더(64)를 포함하여 상기 코드 분할 다중 접속 무선 통신 신호를 수신하는 수신기(2)를 포함하는 무선 통신 시스템에 있어서, 상기 음성 디지타이저(32)의 출력을 고정된 정수배의 음성 신호들에 대응하는 고정 프레임들로 프레이밍(framing)하기 위한 프레이밍 회로(34)-상기 프레임들은 고정수의 음성 심볼들을 포함하고, 각 프레임은 항상 전송되는 하나 이상의 공지된 심볼들을 포함하고, 공지된 심볼들은 상기 수신기에 상기 프레임의 나머지가 전송되는지의 여부를 표시함-와, 상기 디지타이저(32) 내에서 각각의 고정된 프레임에 대해 활성 표시(activity indication)를 발생시키기 위한 회로와, 활성이 없는(no activity) 것으로 표시되면 고정된 심볼 프레임의 전송을 금지시키고 액티비티 표시에 의해 식별된 고정된 전체 프레임에 대해서만 전송을 재개시키는 스위치(54)와, 상기 수신기(2)에서 상기 송신기(1)가 고정 프레임의 전송을 금지했는지 또는 금지하지 않았는 지의 여부를 판정하여 프레임의 전송이 금지된 것으로 판정되면 상기 수신기(2)에게 디폴트 오디오 신호를 출력하도록 하게끔 하는 디코더(64)를 포함하는 무선 통신 시스템.
12. 제11 있어서, 상기 전송이 상기 고정 프레임들의 경계에서만 불연속적이거나 또는 재개되는 무선 통신 시스템.
13. 제9항에 있어서, 상기 송신기(1)는 셀룰러 기지국에 배치되고 상기 수신기(2)는 이동국에 배치되는 수신기(2).
14. 제13항에 있어서, 상기 이동국의 송신기(1)는 수신된 프레임의 시간 정렬에 기초하여 전송을 위한 프레임의 시간 정렬을 결정하기 위한 수단을 포함하는 수신기(2).
15. 제2항에 있어서, 상기 디코더(64)는 상기 송신이 고정된 프레임의 경계에서 불연속 또는 재개되는지의 여부를 판단하는 수신기(2).
16. 제5항에 있어서, 불연속 전송의 프레임 동안 상기 송신기(1)와 동기를 유지하는 수신기로 다른 수신기에 예정된 신호를 복조함으로써 전송되는 송신기(1).
17. 제2항에 있어서, 상기 수신기(2)는 새로운 프레임을 디코딩하는 수단을 포함하되, 소정수의 심볼들 후에 신호가 발견되지 않으면 디코딩을 중지시키고, 상기 수신기(2)는 나중에 고정수의 심볼들인 그 다음 프레임이 개시될 때까지 디코딩을 재개하지 않는 수신기(2).
18. 제11항에 있어서, 동일한 주파수 상에서 중첩하는(overlapping) 상기 무선 통신 신호들은 스태거된 프레임 정렬(staggered frame alignments)을 가져, 송신이 불연속적이거나 또는 재개되는 그들 각 순간들(instants)은 동일한 순간에 있지 않고 프레임 주기에 걸쳐 분산되어 있는 무선 통신 시스템.
19. 제11항에 있어서, 상기 수신기(2)는 셀룰러 기지국에 배치되고, 상기 송신기(1)는 이동국에 배치되는 무선 통신 시스템.
20. 셀룰러 무선 전화 시스템에서 음성 정보를 전송하기 위해, 음성 신호를 디지탈화하여 상기 디지탈화된 신호를 소정 길이의 프레임들로 분할하고, 상기 디지탈화된 신호를 상기 통신에 관련된 코드로 엔코딩하고, 상기 엔코드된 신호를 수신기로 송신하는 단계를 포함하는 방법에 있어서, 상기 음성 신호가 활성 상태의(active) 음성을 나타내는 지를 검출하는 단계와, 상기 엔코드된 신호의 전체 프레임의 송신을 금지시키되, 그 프레임과 관련된 음성 신호의 일부가 활성 상태의 음성(active speech)을 나타내지 않을 경우 금지시키는 단계-상기 프레임은 고정수의 음성 신호를 포함하고, 상기 각 프레임은 항상 전송되어지는 하나 이상의 공지된 심볼들을 포함하고, 상기 공지된 심볼들은 상기 프레임의 나머지가 전송되는 지의 여부를 수신기에 표시함-와, 프레임의 시작부에서 상기 수신된 결합 신호를 상기 통신 코드 중 하나에 상관하여 디코딩하여 디지탈 데이타를 획득하는 단계와, 상기 디지탈 데이타가 음성 활성 표시나 무음성(no-speech) 표시를 나타내는 심볼에 대응하거나 또는 상관 임계치(correlation threshold)에 대응하는 지를 판정하는 단계와, 상기 디지탈 데이타가 음성 활성 표시나 상관 임계치에 대응하면 상기 수신된 신호의 디코딩을 계속하는 단계와, 상기 디지탈 데이타가 무음성 표시에 대응하거나 상기 디지탈 데이타가 상관 임계치를 충족시킬 수 없을 경우 상기 프레임의 나머지 동안 상기 수신된 신호의 디코딩을 금지시키는 단계를 포함하는 방법.
21. 제20항에 있어서, 상기 통신 코드는 소정수의 심볼들을 갖는 스프레딩 코드를 포함하고, 상기 프레임들 각각은 상기 소정수 심볼의 정수배를 포함하는 방법.
22. 제20항에 있어서, 이전 프레임의 나머지 동안 디코딩을 금지시킨 후에 상기 신호에서 다음으로 수신된 프레임의 시작부에서 상기 통신 코드에 관련하여 상기 수신된 신호의 디코딩을 재개하는 단계를 더 포함하는 방법.
23. 제20항에 있어서, 제2 코드와 관련하여 상기 수신된 신호를 디코딩하되, 상기 제2 코드와 관련된 상기 신호의 프레임의 시작부에서 디코딩하는 단계를 더 포함하는 방법.
24. 제20항에 있어서, 상기 디지탈화된 신호들 모두의 프레임들은 서로에 대하여 소정의 시간 정렬을 갖는 방법.
25. 제24항에 있어서, 각각의 디지탈화된 신호의 프레임들은 디지탈화된 다른 신호들 각각의 프레임들에 대하여 소정의 양만큼 오프셋되어 있는 방법.
26. 제2항에 있어서, 공지된 심볼들을 사용하여 상기 수신기(2)가 전체 프레임의 디코딩을 시도하는지 또는 상기 공지된 심볼들이 다음으로 전송될 때 그 다음 프레임까지 디코딩을 중지시키는지를 결정하는 수신기(2).
27. 제26항에 있어서, 상기 수신기(2)에서 상기 공지의 전송된 심볼들을 사용하여 복조를 위한 코히어런트한 기준을 확립하는 수신기(2).
28. 제26항에 있어서, 상기 수신기에서 상기 공지의 전송된 심볼들을 사용하여 통신 채널의 임펄스 응답을 추정하는 수신기(2).